DE69013971T2 - Schaltungen zum Schutz von Halbleiterschaltungen gegen Transienten von der Versorgungsleitung. - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Schutz von elektronischen Halbleiterschaltungen gegen Transienten, die in der Versorgungsleitung auftreten.
• Zum Schutz elektronischer Schaltungen gegen Transienten wie Spannungsspitzen, die in der Versorgungsleitung auftreten, ist es bekannt, die Spannung mittels einer über die Stromversorgung geschalteten Zener-Diode auf einen Wert zu begrenzen, der für die versorgten Schaltungen ungefährlich ist. Am Ende der Transiente kehrt die Spannung hinter der Zener-Diode automatisch auf ihren Normalwert zurück.
• Diese als "Zener"-Typ bezeichnete Schutzeinrichtung hat den Vorteil, sich selbst automatisch auszulösen, die Funktion der versorgten Schaltung während der Transiente aufrechtzuerhalten und am Ende der Transiente die normalen Versorgungsbedingungen automatisch wiederherzustellen. Andererseits hat sie den Nachteil, daß die Zener-Diode eine Augenblicksleistung vernichten muß, die sehr hoch sein kann, insbesondere hoch genug, sie durchbrennen zu lassen, und sie hat weiterhin den Nachteil, daß es die von Null verschiedene dynamische Impedanz der Zener-Diode zuläßt, daß die begrenzte Spannung für hohe Stromwerte in der Zener-Diode dennoch Pegel erreichen kann, die viel höher als die Durchbruchsspannung sein können, verbunden mit einer möglichen Schädigung der versorgten Schaltungen.
• Eine andere Art von Schutzschaltung, die als "Brechstangen"-Typ bezeichnet wird, leitet dagegen die Energie der Transiente zur Masse ab, indem sie die Versorgungsspannung kurzschließt. Diese Schutzschaltung ist gewöhnlich mit einem SCR oder einem TRIAC versehen, die entweder durch die Spannung selbst oder durch einen von einer Steuerschalten diese Bauelemente, wenn sie einmal ausgelöst worden sind, nicht aus, solange nicht die an ihnen anliegende Spannung umgekehrt wird oder der sie durchfließende Strom unter einen Grenzwert abfällt. Um zu verhindern, daß ein übermäßiger Strom für einen langen Zeitraum durch den TRIAC oder SCR fließt, unterbricht diese Art von Schutzschaltung gewöhnlich auch eine in die Stromversorgung in Reihe geschaltete Sicherung.
• Die Schutzschaltung vom "Brechstangen"-Typ bietet demzufolge einen hohen Schutzgrad selbst bei hohen oder langanhaltenden Transienten, aber sie hat andere Nachteile, insbesondere das Problem der Abschaltung bzw. der Unterbrechung der Funktion der versorgten Schaltung selbst bei Transienten mit geringem Energieinhalt sowie die Notwendigkeit, die Sicherung nach dem Ansprechen des Schutzes zu ersetzen.
• Ziel der Erfindung ist es, eine Vorrichtung zum Schutz von Halbleiterschaltungen gegen Transienten in ihrer Versorgungsleitung zu schaffen, welche die Vorteile beider Arten von Schutzschaltungen, sowohl des Zener- als auch des Brechstangen-Typs, bietet, ohne deren Nachteile zu haben, insbesondere eine solche, die die Versorgungsspannung lediglich auf einen Wert unterhalb des maximalen Sicherheitswertes begrenzt, wenn die Transiente hinsichtlich ihrer Dauer oder Intensität klein ist, und statt dessen im Falle längerer Transienten und/oder solcher mit hohem Energieinhalt die Versorgungsspannung zur Masse kurzschließt, aber in jedem Fall in den normalen Funktionszustand zurückkehrt, wenn die Transiente zu Ende ist.
• Die Erfindung erreicht dieses Ziel, erfüllt weitere Aufgaben und weist Vorteile auf, die aus der Fortsetzung der Beschreibung deutlich werden, mittels einer Vorrichtung zum Schutz von Halbieiterschaltungen gegen Transienten in ihrer Stromversorgung, welche dadurch gekennzeichnet ist, daß sie aufweist:
• erste Schaltungsmittel, die zwischen den Anschiüssen der Stromversorgung angeschlossen und geeignet sind, zu leiten, um die Spannung zwischen den Anschlüssen konstant zu halten, wenn die von der Stromversorgung gelieferte Spannung einen vorgegebenen Wert überschreitet, und die gesteuert werden können, um ihre Impedanz zwischen einem sehr hohen Wert und einem sehr niedrigen Wert zu verändern;
• zweite Schaltungsmittel zur Feststellung des Pegels der in den ersten Schaltungsmitteln vernichteten Energie und zur Erzeugung eines Ausgangssignals wenn dieser Pegel einen vorgegebenen Wert überschreitet;
• und dritte monostabile Schaltungsmittel, die vom Ausgangssignal der ersten Schaltungsmittel gesteuert werden, um die ersten Schaltungsmittel derart zu steuern, daß sie, beginnend mit dem Auftreten des Ausgangssignals der zweiten Schaltungsmittel, für eine vorgegebene Zeit den sehr niedrigen Wert der Impedanz annehmen.
• Nach einem weiteren vorteilhaften Merkmal der Erfindung weisen die ersten Schaltungsmittel eine Impedanz aus mindestens einer, an die Anschlüsse der Stromversorgung angeschlossenen Zener-Diode und einen elektronischen Schalter auf, der ebenfalls an die Anschlüsse der Stromversorgung angeschlossen ist und so gesteuert werden kann, daß er seinen Widerstand zwischen einem sehr hohen und einem sehr niedrigen Wert verähdert.
• Nach einem weiteren vorteilhaften Merkmal der Erfindung weisen die zweiten Schaltungsmittel eine Vorrichtung zur Berechnung der im elektronischen Leistungsschalter vernichteten Energie und ein erstes Schwellwertglied auf, das so geschaltet ist, daß es den Ausgang der Berechnungsvorrichtung empfängt und dieses Ausgangssignal an die dritten monostabilen Schaltungsmittel liefert.
• Nach noch einem weiteren vorteilhalten Merkmal der Erfindung weist die Vorrichtung zur Berechnung der vernichteten Energie einen in Reihe mit dem elektronischen Schalter geschalteten Widerstand, ein erstes Schwellwertglied, das durch das Signal am Knoten zwischen dem Schalter und dem Widerstand gespeist wird, einen durch das erste Schwellwertglied gesteuerten Sägezahngenerator und eine an den Ausgang des Sägezahngenerators, an den Knoten und an die Versorgungsspannung angeschlossene Multiplizierschaltung auf.
• Entsprechend einer anderen Ausführungsform weist die Vorrichtung zur Berechnung der vernichteten Energie einen Wärmesensor auf, der so angeordnet ist, daß er die Temperatur des elektronischen Schalters feststellt.
• Nach einem weiteren vorteilhaften Merkmal der Erfindung weist die Schutzvorrichtung weiterhin ein an den Knoten zwischen dem Leistungsschalter und dem Widerstand angeschlossenes zweites Schwellwertglied auf. dessen Ausgangssignal an die dritten monostabilen Schaltungsmittel angelegt ist.
• Die Erfindung wird nun mit mehr Einzelheiten unter Bezugnahme auf eine bevorzugte Ausführungsform derselben beschrieben und durch ein nicht einschränkendes Beispiel in den beigefügten Zeichnungen dargestellt, wobei
• Figur 1 ein Graph einer idealen Betriebskennlnie einer Transientenschutzvorrichtung entsprechend der Erfindung ist;
• Figur 2 ein Schaltbild einer ersten bevorzugten Ausführungsform der Transientenschutzvorrichtung entsprechend der Erfindung ist; und
• Figur 3 ein Schaltbild einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der Transientenschutzvorrichtung entsprechend der Erfindung ist.
• Figur 1 stellt graphisch das Gesetz dar, nach dem der Strom I und die Spannung V an den Anschlüssen eines Schutzsystems, das dem Ziel der Erfindung entspricht, in idealer Weise verknüpft sein sollten. So lange wie der Strom I in der Schutzkomponente niedrig bleibt, muß der Abschnitt A der Kennlinie befolgt werden, der eine Einwirkung vom Zener-Typ vorsieht, wohingegen das System, wenn die Stärke und/oder Dauer des Stromes in dieser Komponente einen Sicherheitspegel für die Unversehrtheit der Schutzkomponente überschreitet, in den Abschnitt B der Kennlinie übergehen und die Spannung V zur Herstellung einer Wirkung vom Brechstangen-Typ kurzschließen muß.
• In einer ersten, in Figur 2 dargestellten Ausführungsform der Erfindung gibt eine durch ein Wechselspannungsnetz versorgte Gleichrichterbrückenschaltung 10 eine gleichgerichtete Spannung an zwei Leitungen 12 und 14 ab, zwischen denen ein Elektrolytkondensator 16 angeschlossen ist, so daß sich eine herkömmliche Gleichspannungsversorgung ergibt, die eine unstabilisierte Spannung Vs erzeugt.
• Ein elektronischer Schalter, beispielsweise ein IGBT (bipolarer Transistor mit isoliertem Gate) 18 ist zwischen die Leitungen 12 und 14 geschaltet, während ein kleiner Widerstand 20 in Reihe zum IGBT 18 eingesetzt ist. Die Steuerelektrode (oder das Gate) 22 des IGBT 18 ist an die beiden Leitungen 12 und 14 einerseits über einen Widerstand 24 und zum anderen über eine Reihenanordnung von zwei oder mehr Zener-Dioden 25 angeschlossen. Das Gate 22 des IGBT 18 wird über einen Puffer 28 durch den Ausgang Q eines Flip- Flops 26 gesteuert.
• Der Widerstand 20 läßt an seinen Anschlüssen eine Spannung entstehen, die den Pegel des Stromes IV darstellt, der durch den IGBT 18 fließt. Dieses Signal wird an einen ersten Komparator 30 angelegt, der es mit einem von einer Zener-Diode 32 erzeugten Referenzwert vergleicht. Der Ausgang des Komparators steuert über ein ODER-Tor 34 den Setz- Eingang des Flip-Flops 26.
• Der Pegel des Stromes IV fließt auch zum Eingang eines zweiten Komparators 36, welcher Ihn mit einem von einer Zener-Diode 38 erzeugten Referenzwert vergleicht (der niedriger ist als derjenige der Zener-Diode 32). Der Ausgang des zweiten Komparators 36 ist so angeschlossen, daß er einen Sägezahngenerator 40 startet, dessen Ausgangsspannung demzufolge proportional zu der Zeit ist, die seit dem Moment verstrichen ist, zu dem der IGBT 18 leitfähig zu werden begann.
• Schließlich ist der Pegel des Stromes IV auch an einen der Eingänge eines analogen Multiplizierers 42 gelegt, der an einem zweiten Eingang sowohl das vom Generator 40 erzeugte Sägezahnsignal als auch die jeweilige gleichgerichtete, zwischen den Leitern 12 und 14 anliegende Versorgungsspannung VS empfängt. Der Ausgang des Multiplizierers 42 ist daher proportional zum Integral der Versorgungsspannung über die Zeit multipliziert mit dem Strom im IGBT 18, beginnend von dem Moment, zu dem der Sägezahn beginnt, d.h. von dem an der Pegel des Stromes IV nicht mehr vernachlässigbar ist. Das Integral stellt daher die vom IGBT ab demselben Moment absorbierte Gesamtenergie ED dar.
• Das Energiesignal ED wird dann in einem dritten Komparator 44 mit einem weiteren, von einer Zener-Diode 46 erzeugten Referenzwert verglichen, welcher die maximal zulässige Energie darstellt, die im IGBT 18 während seiner Funktion als Zener-Diode zulässigerweise vernichtet werden darf. Sobald dieser Schwellwert überschritten ist, sendet der Komparator 44 ein Signal aus, welches über das ODER-Tor 34 den Setz-Eingang des Flip-Flops 26 steuert.
• Die Ausgangssignale der Komparatoren 30 und 44 werden auch an einem Zeitglied 48 angelegt, das zur Abzählung eines vorgegebenen Zeitintervalls eingestellt ist, das der maximalen Zeit entspricht, die für den leitfähigen Zustand des IGBT 18 zulässig ist. Der Ausgang des Zeitglieds 48 ist an den Rücksetz-Eingang des Flip-Flops 26 angeschlossen.
• Der IGBT kann bekanntlich mittels des Gate leicht EIN und AUS gesteuert werden, weil er unter diesem Gesichtspunkt einem MOS-Bauelement gleichwertig ist, und besitzt ein hohes Stromdurchlaßvermögen, das mit demjenigen eines bipolaren Transistors vergleichbar ist. Das Verhalten der oben beschriebenen und in Figur 2 dargestellten Schaltung ist daher folgendes.
• Wenn eine Transiente in der Spannung VS auftritt, schalten die Zener-Dioden 25 den IGBT 18 ein und begrenzen seine Gate-Drain-Spannung auf den Wert, welcher die Summe der Spannungen der Zener-Dioden 25 ist. Der IGBT 18 verhält sich in diesem Schritt wie eine Leistungs-Zener-Diode mit sehr geringer dynamischer Impedanz. Wenn die Dauer und/oder Energieinhalt der Transiente klein bleiben, erreicht die im IGBT vernichtete Energie keine gefährlichen Werte und das Strompegelsignal IV überschreitet weder den Schwellwert der Zener-Diode 32 noch den der Zener-Diode 38. Wenn die Transiente endet, wird der IGBT wieder ausgeschaltet und das ganze System kehrt in seinen normalen Funktionszustand zurück.
• Wenn statt dessen das Signal IV, das an den Anschlüssen des Widerstands 20 entsteht, den Schwellwert der Zener-Diode 32 überschreitet, dann wird das Flip-Flop 26 gesetzt. Wenn das Signal IV, obwohl es nicht ausreicht, den Komparator 30 zu schalten, dennoch den (niedrigeren) Schwellwert der Zener-Diode 32 überschreitet wird die Berechnung der im IGBT vernichteten Gesamtenergie gestartet, und wenn diese Energie den durch die Zener- Diode 46 eingestellten Schwellwert überschreitet, wird das Flip-Flop 26 ebenfalls gesetzt. In beiden Fällen, die aus verschiedenen Gründen beide einer für den IGBT 18 gefährlichen, vernichteten Energie entsprechen, wird dieser IGBT in einen Leitfähigkeitszustand mit geringem Widerstandswert gesteuert, um die Versorgungsspannung mit der Masse kurzzuschließen.
• Die Ausgangssignale der Komparatoren 30 und 44, die beide das Flip-Flop 26 separat setzen, starten auch das Zeitglied 48, das das Flip-Flop 26 nach einer voreingestellten Zeit in jedem Fall ricksetzt, wodurch das Steuersignal am Gate des IGBT wegfällt. Wenn die Transiente in der Zwischenzeit noch nicht zu Ende ist, greifen die Zener-Dioden 25 sofort wieder ein, um den IGBT 18 wieder einzuschalten. Danach wird der oben beschriebene Ablauf, wenn nötig, wiederholt.
• Um sicherzustellen, daß die Steuerschaltung sogar während einer "Brechstangen"-Aktion des IGBT funktionieren kann, ist ihre Stromversorgung in einer dem Fachmann auf diesem Gebiet geläufigen Weise durch einen gesonderten Elektrolytkondensator vorgesehen, wobei den extrem kurzen Zeiten Rechnung getragen wird, in denen der Schutz einsetzen muß.
• Figur 3, bei welcher Bauelemente, die denjenigen in Figur 2 entsprechen, mit gleichen Bezugszahlen bezeichnet sind, zeigt eine zweite Ausführungsform der Erfindung. Diese Ausführungsform ist weitgehend mit derjenigen von Figur 2 identisch, unterscheidet sich von dieser aber durch das Fehlen der Schaltung zur Berechnung des Energiesignals ED und durch dessen Ersatz durch einen Wärmesensor 50, der so angeordnet ist, daß er die Temperatur des IGBT 18 mißt und ein Signal an den Komparator 44 liefert. Es ist erkennbar, daß diese Anordnung in ihren praktischen Auswirkungen der Berechnung der Energie gleichwertig oder mit ihr vergleichbar ist und zu ähnlichen Folgen für das Verhalten der Schaltung führt.
• An den beiden beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen können weitere Abwandlungen durchgeführt werden. Beispielsweise könnte der IGBT 18 durch einen anderen elektronischen Leistungsschalter wie einen MOS-Transistor, einen bipolaren Leistungstransistor oder ein anderes gleichwertiges Schaltungselement ersetzt werden oder die Funktion des Zeitglieds 48 durch Ersetzen des Flip-Flops und des Zeitglieds durch eine monostabile Einrichtung oder in noch anderer Weise sichergestellt werden. Der Sägezahngenerator und der Multiplizierer könnten durch verschiedene Mittel ersetzt werden, die geeignet sind, eine Messung, sogar in grober Näherung, des Energievernichtungspegels des IGBT durchzuführen. Schließlich könnten unter Bewahrung der Brauchbarkeit der Vorrichtung als Ganzes einige Funktionen wie der Komparator 30 mit der Zener-Diode 32 weggelassen werden.
• Alle oben aufgeführten Abwandlungen und Varianten und auch andere sind als in den Schutzumfang fallend anzusehen, die in den beigefügten Ansprüchen definiert ist.
• Wo in irgendeinem Anspruch auf technische Merkmale Bezugszeichen folgen, so wurden diese Bezugszeichen einzig zum besseren Verständnis der Ansprüche eingefügt, und demzufolge haben solche Bezugszeichen keinerlei einschränkende Wirkung auf den Schutzumfang des solcherart beispielhaft mit Bezugszeichen bezeichneten Elements.

Claims (10)

1. Vorrichtung zum Schutz von Halbieiterschaltungen gegen Transienten in ihrer Stromversorgung, dadurch gekennzeichnet, daß sie aufweist:

erste Schaltungsmittel (18,24,25), die zwischen den Anschlüssen der Stromversorgung angeschlossen und geeignet sind, zu leiten, um die Spannung zwischen den Anschlüssen konstant zu halten, wenn die von der Stromversorgung gelieferte Spannung einen vorgegebenen Wert überschreitet, und die gesteuert werden können, um ihre Impedanz zwischen einem sehr hohen Wert und einem sehr niedrigen Wert zu verändern;

zweite Schaltungsmittel (20,36,38,40,42,44,46, Fig.2; 50,44,46, Fig. 3) zur Festellung des Pegels der in den ersten Schaltungsmittein vernichteten Energie und zur Erzeugung eines Ausgangssignals, wenn dieser Pegel einen vorgegebenen Wert überschreitet; und dritte monostabile Schaltungsmittel (26,28,48), die vom Ausgangssignal der ersten Schaltungsmittel gesteuert werden, um die ersten Schaltungsmittel derart zu steuern, daß sie beginnend mit dem Auftreten des Ausgangssignals der zweiten Schaltungsmittel für eine vorgegebene Zeit den sehr niedrigen Wert der Impedanz annehmen.

2. Schutzvorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Schaltungsmittel eine Impedanz aus mindestens einer, an die Anschlüsse der Stromversorgung angeschlossenen Zenerdiode (25) und einen elektronischen Schalter (18) aufweisen, der ebenfalls an die Anschlüsse der Stromversorgung angeschlossen ist und so gesteuert werden kann, daß er seinen eigenen Widerstand zwischen einem sehr hohen und einem sehr niedrigen Wert verändert.

3. Schutzvorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz aus mindestens einer Zenerdiode (25) in Reihenschaltung mit einem Widerstand (24) besteht.

4. Schutzvorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Knoten zwischen der mindestens einen Zenerdiode (25) und dem Widerstand (24) an die Steuerelektrode des elektronischen Leistungsschalters (18) angeschlossen ist.

5. Schutzvorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Schaltungsmittel eine Vorrichtung (20,36,38,40,42, Fig. 2; 50, Fig. 3) zur Berechnung der im elektronischen Schalter (18) vernichteten Energie und ein erstes Schwellwertglied (44,46) aufweisen, das so geschaltet ist, daß es den Ausgang der Berechnungsvorrichtung empfängt und dieses Ausgangssignal an die dritten monostabilen Schaltungsmittel liefert.

6. Schutzvorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zur Berechnung der vernichteten Energie einen in Reihe mit dem elektronischen Schalter (18) geschalteten Widerstand (20), ein erstes Schwellwertglied (36,38), das durch das Signal am Knoten zwischen dem elektronischen Schalter (18) und dem Widerstand (20) gespeist wird, einen durch das erste Schwellwertglied gesteuerten Sägezahngenerator (40) und eine an den Ausgang des Sägezahngenerators, an den Knoten und an die Versorgungsspannung angeschlossene Multiplizierschaltung (42) aufweist.

7. Schutzvorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zur Berechnung der vernichteten Energie einen Wärmesensor (50) aufweist, der so angeordnet ist, daß er die Temperatur des elektronischen Schalters (18) feststellt.

8. Schutzvorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß sie weiterhin ein an den Knoten zwischen dem elektronischen Schalter (18) und dem Widerstand (20) angeschlossenes zweites Schwellwertglied aufweist, dessen Ausgangssignal an die dritten monostabilen Schaltungsmittel angelegt ist.

9. Schutzvorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die dritten monostabilen Schaltungsmillel eine bistabile Schaltung (26,28) mit einem Setz- Eingang und einem Rücksetz-Eingang und ein Zeitglied (48) aufweisen, das einen an den Rücksetz-Eingang der bistabilen Schaltung angeschlossenen Ausgang hat, und dadurch, daß das Ausgangssignal der zweiten Schaltungsmittel an den Steuereingang des Zeitglieds und an den Setz-Eingang der bistabilen Schaltung angelegt ist.

10. Schutzvorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronische Schalter (18) ein IGBT ist.