DE69000146T2

DE69000146T2 - Faseroptischer kreisel.

Info

Publication number: DE69000146T2
Application number: DE9090105357T
Authority: DE
Inventors: Masashi Nishino; Kenichi Okada; Shu Tanigawa
Original assignee: Japan Aviation Electronics Industry Ltd
Current assignee: Japan Aviation Electronics Industry Ltd
Priority date: 1989-03-23
Filing date: 1990-03-21
Publication date: 1992-12-24
Anticipated expiration: 2010-03-22
Also published as: CA2012788C; DE69000146D1; JPH02249912A; JPH0652173B2; EP0388929A1; US5020913A; EP0388929B1; CA2012788A1

Description

Hintergrund der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft einen faseroptischen Kreisel des Nullsystems in geschlossener Schleife.
Ein in der Vergangenheit vorgeschlagener (siehe beispielsweise das Dokument DE-A-31 04 786), faseroptischer Kreisel mit weitem Dynamikbereich und geringer Drift weist eine Anordnung auf, bei der ein Phasenmodulator, der als ein optischer Modulator ausgebildet ist, an einem Ende einer optischen Faserspule vorgesehen ist, an den Phasenmodulator eine Rampenspannung zur Phasenmodulation angelegt wird, um eine Phasendifferenz zwischen zwei Lichtstrahlen zu schaffen, die sich durch die optische Faserspule fortpflanzen, wobei eine Phasendifferenz zwischen zwei sich durch die optische Faserspule fortpflanzenden und miteinander interferierenden Lichtstrahlen vom Ausgangssignal eines Fotodetektors erfaßt wird und die Polarität und die Frequenz der Rampenspannung durch das erfaßte Ausgangssignal so gesteuert werden, daß die Phasendifferenz allgemein 2mπ rad (wobei m = 0, ±1, ±2, ...) oder Null (m = 0) wird.
Fig. 1 zeigt ein Beispiel eines solchen herkömmlichen faseroptischen Kreisels der Nullmethode mit geschlossener Schleife, bei dem eine lineare Phasenrampenmethode eingesetzt ist, die eine Rampenspannung zur Phasenmodulation verwendet. Licht 12 von einer Lichtquelle 11 wird über einen optischen Koppler 13 und einen Polarisator 14 an einen optischen Spalter/Koppler 15 angelegt, von dem das Licht 12 in zwei Lichtstrahlen 16a und 16b aufgespalten wird. Die beiden Lichtstrahlen 16a und 16b treten an einem Ende 17a bzw. am anderen Ende 17b einer optischen Faserspule 17 in diese ein und pflanzen sich durch diese als linksseitiges Licht 17a bzw. rechtsseitiges Licht 17b fort, wonach sie als Lichtstrahlen 18a und 18b abgestrahlt werden. Diese Lichtstrahlen 18a und 18b gelangen an den optischen Spalter/Koppler 15, in welchem sie miteinander interferieren, und das resultierende Interferenzlicht 19 wird über den Polarisator 14 und den optischen Koppler 13 einem Fotodetektor 21 zugeführt, der es in ein elektrisches Signal umsetzt. Ein Phasenmodulator 22 ist zwischen dem optischen Spalter/Koppler 15 und dem Abschlußende 17b der optischen Faserspule 17 vorgesehen und wird mit einer Vorspannung Bi von einem Vorspannungsgenerator 23 versorgt. Das Licht 16b, das am Abschlußende 17b in die optische Faser 17 eintritt, und das Licht 18a, das von dem Abschlußende 17b der optischen Faser 17 an den optischen Spalter/Koppler 15 angelegt wird, nachdem es sich durch die Spule fortgepflanzt hat, sind folglich zueinander phasenverschoben. Ein Phasenmodulator 24 ist zwischen dem optischen Spalter/Koppler 15 und dem Abschlußende 17a der optischen Faserspule 17 vorgesehen und wird mit einer Rampenspannung Rp von einem Rampenspannungsgenerator 30 gespeist. Das Licht 16a, welches in die optische Faserspule 17 an deren Abschlußende 17a eintritt, und das Licht 18b, das von dem Abschlußende 17a der optischen Faserspule 17 an den optischen Spalter/Koppler angelegt wird, nachdem es die Spule 17 durchlaufen hat, sind folglich phasenverschoben. Die Ausgangsspannung Va des Fotodetektors 21 wird an einen Synchrondetektor 41 geliefert, der eine Phasendifferenzdetektor- und Steuerschaltung 40 bildet, und in dem sie durch die Vorspannung Bi von dem Vorspannungsgenerator 23 synchron detektiert wird. Als Folge dessen wird von dem Synchrondetektor 41 eine Spannung Vb, die der Phasendifferenz ΔΦ zwischen den beiden Lichtstrahlen 18a und 18b entspricht, die durch den optischen Spalter/Koppler 15 verkoppelt werden, detektiert und einem PID (Proportional + Integral + Differential) Filter 42 zugeführt. Die Ausgangsspannung des PID Filters 42, das heißt die Ausgangsspannung Vo der Phasendifferenzdetetektor- und steuerschaltung 40 wird dem Rampenspannungsgenerator 30 geliefert und steuert die Polarität und Frequenz der Rampenspannung Rp, so daß die Phasendifferenz ΔΦ zu Null gemacht wird.
Die Phasenmodulation in dem Phasenmodulator 22 mittels der Vorspannung Bi soll den Arbeitspunkt des faseroptischen Kreisels so einstellen, daß die Ausgangsspannung Vb des Synchrondetektors 41 proportional dem Sinus der Phasendifferenz ΔΦ wird, wie folgt:
Vb = Ksin ΔΦ
wobei K eine Konstante ist.
Die Phasendifferenz ΔΦ ist darstellbar als Summe einer Sagnac Phasendifferenz ΔΦs, die vom Anlegen einer Winkelgeschwindigkeit X an die optische Faserspule 17 herrührt, und einer Phasendifferenz ΔΦp, die vom Anlegen der Rampenspannung Rp an den Phasenmodulator 24 herrührt, wie folgt:
ΔΦ =ΔΦs + ΔΦp
Bekanntermaßen läßt sich die Sagnac Phasendifferenz ΔΦs ausdrücken durch:
wobei R der Radius der optischen Faserspule 17 ist, L die Länge der optischen Faserspule 17 ist, λ die Wellenlänge des Lichts ist, das sich durch die optische Faserspule 17 fortpflanzt, und C die Lichtgeschwindigkeit im Vakuum ist.
Die Rampenspannung Rp ist eine positive oder negative Sägezahnspannung, wie oben links bzw. rechts in Fig. 2 dargestellt, und ein Maximal- oder Minimalwert der Rampenspannung entsprechend ihrem Spitzenwert ist so gewählt, daß die Breite der Phasenverschiebung ΔΦ des Lichts durch den Phasenmodulator 24 allgemein 2kπ rad (wobei k = ±1,±2, ...) ist, und gewöhnlich ±2π rad ist.
Wenn beispielsweise die Eingangswinkelgeschwindigkeit X in linksseitiger Richtung angelegt wird und die Sagnac Phasendifferenz ΔΦs negativ wird, wird die Rampenspannung von der Ausgangsspannung Vc der Phasendifferenzdetektor- und Steuerschaltung 40 zu einer positiven Sägezahnspannung gesteuert. In diesem Fall weisen die Phasenverschiebung Φa die der Phasenmodulator 24 bei dem Licht 16a bewirkt, das in die optische Faserspule an deren Abschlußende 17a eintritt, und die Phasenverschiebung Φb, die der Phasenmodulator 24 bei dem Licht 18b bewirkt, das von dem Abschlußende 17a der optischen Faserspule 17 dem optischen Spalter/Koppler 15 zugeführt wird, nachdem es die optische Faserspule 17 durchlaufen hat, eine solche Beziehung auf, wie sie durch die ausgezogene und die gestrichelte Linie unten links in Fig. 1 dargestellt ist, und die Phasendifferenz ΔΦp, die vom Anlegen der Rampenspannung Rp an den Phasenmodulator 24 herrührt, wird positiv. Wenn die Eingangswinkelgeschwindigkeit X in der rechtsseitigen Richtung angelegt wird und die Sagnac Phasendifferenz ΔΦs positiv wird, wird die Rampenspannung Rp von der Ausgangsspannung Vc der Phasendifferenzdetektor- und Steuerschaltung 40 zu einer negativen Sägezahnspannung gesteuert. In diesem Fall weisen die oben erwähnten Phasenverschiebungen Φa und Φb eine solche Beziehung auf, wie sie durch die ausgezogene und die gestrichelte Linie unten rechts in Fig. 2 dargestellt ist, und die obige Phasendifferenz ΔΦp wird negativ. In Fig. 2 ist τ die Zeit, die das Licht braucht, sich durch die optische Faserspule 17 fortzupflanzen.
Bezeichnet man die Periode und die Frequenz der Rampenspannung Rp mit T bzw. f, dann folgt:
wie sich aus Fig. 2 ergibt. Bezeichnet man den Brechungsindex von Licht in der optischen Faserspule 17 mit n, dann existiert folgende Beziehung:
τ = nL/C
daraus folgt:
Wenn man die Polarität und Frequenz f der Rampenspannung Rp so steuert, daß die Phasendifferenz ΔΦ, wie sie durch Gleichung (2) gegeben ist, auf Null verringert wird, dann folgt aus Gleichungen (6) und (3) und ΔΦp = - ΔΦs, daß:
Die Eingangswinkelgeschwindigkeit X ist gegeben durch:
Wenn die Eingangswinkelgeschwindigkeit X in linksseitiger Richtung angelegt wird, das heißt in negativer Richtung, und die Rampenspannung Rp eine positive Sägezahnspannung wird, wird k eine positive ganze Zahl, während, wenn die Eingangswinkelgeschwindigkeit X in rechtsseitiger Richtung angelegt wird, das heißt in positiver Richtung, und die Rampenspannung Rp eine negative Sägezahnspannung wird, k eine negative ganze Zahl wird.
Die Richtung und Größe der Eingangswinkelgeschwindigkeit X kann also aus der Polarität und der Frequenz f der Rampenspannung Rp gemessen werden. Der Phasenmodulator 24 weist gewöhnlich einen optischen Wellenleiter, der etwa dadurch gebildet wird, daß Titan in einen elektrooptischen Kristall etwa aus Lithiumniobat diffundiert wird und ein Paar Elektroden auf, an die die Spannung zur Modulation angelegt wird. Der Betrag der Phasenverschiebung von Licht durch einen solchen Phasenmodulator ist proportional dem Produkt γVp der elektrooptischen Konstanten γ des elektrooptischen Kristalls und der angelegten Spannung Vp. Die elektrooptische Konstante ist temperaturabhängig und hat einen Temperaturkoeffizienten von etwa 500 ppm/ºC, der allerdings etwas von der Schnittrichtung des elektrooptischen Kristalls abhängt. Demzufolge ändert sich der Betrag der Phasenverschiebung von Licht im Phasenmodulator mit der Temperatur, selbst wenn die angelegte Spannung Vp konstant ist.
Bei dem oben unter Bezug auf Fig. 1 beschriebenen bekannten faseroptischen Kreisel ist ein Maximal- oder Minimalwert der Rampenspannung Rp, die von dem Rampenspannungsgenerator 30 an den Phasenmodulator 24 angelegt wird, auf einen solchen Wert festgelegt, daß eine maximale Phasenverschiebung von Licht im Phasenmodulator 24 durch die Rampenspannung Rp bei einer speziellen Temperatur von beispielsweise 15ºC 2kπ rad beträgt. Wenn dann die Temperatur des faseroptischen Kreisels und damit die Temperatur des Phasenmodulators 24 von der speziellen Temperatur aufgrund einer Umgebungsänderung abweicht, ändert sich die elektrooptische Konstante γ des den Phasenmodulator 24 bildenden elektrooptischen Kristalls, woraufhin die maximale Phasenverschiebung von 2kπ rad abweicht. Als Folge davon geht die Beziehung zwischen der Eingangswinkelgeschwindigkeit X und der Frequenz f der Rampenspannung Rp, wie sie durch Gleichung (7) oder (8) definiert ist, verloren, was zu einem Maßstabsfaktorfehler im Ausgangssignal des faseroptischen Kreisels führt.
Fig. 3 zeigt den Maßstabsfaktorfehler beim herkömmlichen faseroptischen Kreisel für den Fall, daß der Spitzenwert der Rampenspannung Rp so eingestellt wurde, daß die maximale Phasenverschiebung bei 15ºC ±2π rad ist. Wenn die Temperatur des faseroptischen Kreisels 15 ± 70ºC, also +85ºC oder -55ºC ist, weicht die maximale Phasenverschiebung um etwa 3,5% von ±2π rad ab, und der Maßstabsfaktorfehler beträgt immerhin 0,06%. Wenn die Rampenspannung Rp eine Sägezahnspannung ist, wie oben erwähnt, tritt in dieser Sägezahnspannung in der Praxis jedoch eine Rücklaufzeit auf. Genaugenommen gilt Gleichung (4) nicht bei einer speziellen Temperatur, und ein Maßstabsfaktorfehler tritt im Ausgangssignal des faseroptischen Kreisels auf. Fig. 3 zeigt den Fall, wo die Rücklaufzeit der Rampenspannung Rp zu nur 50ns gewählt wurde, so daß der Maßstabsfaktorfehler aufgrund der Rücklaufzeit der Rampenspannung Rp vernachlässigbar klein ist. Damit ist der in Fig. 3 gezeigte Maßstabsfaktorfehler nahezu ganz die Folge der Abweichung der maximalen Phasenverschiebung von ±2π rad.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Nullmethoden- faseroptischen Kreisel der Art mit geschlossenem Kreis zu schaffen, bei dem im wesentlichen kein Maßstabsfaktorfehler in seinem Ausgangssignal aufgrund einer temperaturbedingten Änderung in der Konstanten des Phasenmodulators auftritt, wenn die Temperatur des faseroptischen Kreisels innerhalb eines vorbestimmten Temperaturbereichs bleibt.
Der faseroptische Kreisel der Nullmethoden-Art mit geschlossenem Kreis gemäß der vorliegenden Erfindung, wie beansprucht, enthält einen Temperatursensor zur Erfassung der Temperatur des Kreisels und eine Spitzenwertsteuerschaltung, die den Spitzenwert der Rampenspannung nach Maßgabe des Ausgangssignals des Temperatursensors so steuert, daß die maximale Phasenverschiebung von Licht im Phasenmodulator, dem die Rampenspannung geliefert wird, ein ganzzahliges Vielfaches von 2π rad ist, und zwar unabhängig von der Temperatur des Kreisels, wenn diese innerhalb eines vorbestimmten Temperaturbereichs bleibt.
Da gemäß diesem faseroptischen Kreisel gemäß der vorliegenden Erfindung der Spitzenwert der Rampenspannung so gesteuert wird, daß die maximale Phasenverschiebung von Licht in dem mit der Rampenspannung gespeisten Phasenmodulator ein ganzzahliges Vielfaches von 2π rad innerhalb eines vorbestimmten Temperaturbereichs unabhängig von der Temperatur des Kreisels ist, treten in seinem Ausgangssignal nahezu keine Maßstabsfaktorfehler aufgrund einer temperaturbedingten Änderung in der Konstanten des mit der Rampenspannung gespeisten Phasenmodulators auf.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, das einen herkömmlichen faseroptischen Kreisel zeigt;
Fig. 2 ist ein Rampenspannungswellenformdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des in Fig. 1 gezeigten faseroptischen Kreisels:
Fig. 3 ist eine graphische Darstellung, die einen Maßstabsfaktorfehler durch den in Fig. 1 gezeigten faseroptischen Kreisel zeigt;
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausführungsform des faseroptischen Kreisels gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 5 ist eine graphische Darstellung, die den Zusammenhang zwischen der Temperatur und einer Korrekturspannung bei der Ausführungsform von Fig. 4 zeigt;
Fig. 6 ist ein Wellenformdiagramm zur Erläuterung der Korrektur des Spitzenwerts der Rampenspannung;
Fig. 7 ist ein Blockdiagramm, das eine weitere Ausführungsform des faseroptischen Kreisels darstellt; und
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, das eine modifizierte Form der Spitzenwertsteuerschaltung 60 zeigt.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Fig. 4 zeigt in Blockform eine Ausführungsform des faseroptischen Kreisels der vorliegenden Erfindung, die von einem linearen Phasenrampenverfahren unter Einsatz einer Rampenspannung zur Phasenmodulation Gebrauch macht. Diese Ausführungsform ist mit dem Beispiel des Standes der Technik von Fig. 1 insoweit identisch, als die Lichtquelle 11, der optische Koppler 13, der Polarisator 14, der optische Spalter/Koppler 15, die optische Faserspule 17, der Fotodetektor 21, der Phasenmodulator 22, der mit der Vorspannung Bi gespeist wird, der Vorspannungsgenerator 23, der Phasenmodulator 24, dem die Rampenspannung Rp geliefert wird, der Rampenspannungsgenerator 30 und die Phasendifferenzdetektor- und Steuerschaltung 40 vorgesehen sind. Das Funktionsprinzip dieser Ausführungsform ist ebenfalls mit dem des Beispiels des Standes der Technik identisch mit der Ausnahme, daß der Spitzenwert der Rampenspannung Rp gesteuert wird, wie später beschrieben.
Der Phasenmodulator 24 ist bei diesem Beispiel aus einem elektrooptischen Kristall, etwa Lithiumniobat gebildet, bei dem die elektrooptische Konstante γ einen positiven Temperaturkoeffizienten aufweist.
Der Rampenspannungsgenerator 30 umfaßt bei diesem Beispiel einen Kondensator 31, einen Spannungs-Stromumsetzer 32, durch den die Ausgangsspannung Vc, die die Eingangsspannung des Rampenspannungsgenerators 30 ist, in einen Strom zur Eingabe in den Kondensator 31 uiigesetzt wird, einen Schalter 33 zur Entladung des Kondensators 31, einen Spannungskomparator 35 zum Vergleich der Ladespannung des Kondensators 31 mit einer positiven Bezugsspannung +Vpr, einen Spannungskomparator 36 zum Vergleich der Ladespannung des Kondensators 31 mit einer negativen Bezugsspannung -Vmr, ein ODER Glied 37 zur ODER- Verknüpfung der Ausgangssignale der Spannungskomparatoren 35 und 36 und einen monostabilen Multivibrator 38, der von dem Ausgangssignal des ODER Glieds 37 getriggert wird, um den Schalter 33 für eine kurze Zeit im EIN Zustand zu halten. Wenn die Ausgangsspannung Vc der Phasendifferenzdetektor- und Steuerschaltung 40 positiv ist, wird der Kondensator 31 positiv geladen, und, wenn die Ladespannung die Bezugsspannung +Vpr erreicht, nehmen das Ausgangssignal des Spannungskomparators 35 und damit das Ausgangssignal des ODER Glieds 37 hohen Pegel an, wodurch der monostabile Multivibrator 38 getriggert wird. Als Folge davon wird der Schalter 33 für eine kurze Zeit im EIN Zustand gehalten, wobei der Kondensator 31 entladen wird, um danach wieder aufgeladen zu werden. Auf diese Weise wird eine positive Sägezahnspannung, deren Maximalwert gleich der Bezugsspannung +Vpr ist, als die Rampenspannung Rp über dem Kondensator 31 gebildet. Wenn die Ausgangsspannung Vc der Phasendifferenzdetektor- und Steuerschaltung 40 negativ ist, wird der Kondensator 31 negativ geladen, und, wenn die Ladespannung die Bezugsspannung -Vmr erreicht, nehmen das Ausgangssignal des Komparators 35 und damit das Ausgangssignal des ODER Glieds 37 hohen Pegel an, wodurch der monostabile Multivibrator 38 getriggert wird. Als Folge davon wird der Schalter 33 für eine kurze Zeit eingeschaltet, während derer der Kondensator 31 entladen wird, um danach wieder aufgeladen zu werden. Somit wird eine negative Sägezahnspannung, deren Minimalwert gleich der Bezugsspannung -Vmr ist, als die Rampenspannung Rp über dem Kondensator 31 gebildet.
Dabei wird ein Schaltelement, bei dem sowohl der Leckstrom im Ausschaltzustand als auch der Widerstand im Einschaltzustand ausreichend klein sind, etwa ein Feldeffekttransistor, als Schalter 33 verwendet. Die Zeitkonstante des monostabilen Multivibrators 38 wird so eingestellt, daß die Einschaltdauer des Schalters 33, das heißt die Rücklaufzeit der Rampenspannung Rp ausreichend kurz ist, beispielsweise 50 ns oder so beträgt.
Die vorliegende Erfindung verwendet einen Temperatursensor 50 und eine Spitzenwertsteuerschaltung 60.
Der Temperatursensor 50 dient dazu, die Temperatur des faseroptischen Kreisel, insbesondere die Temperatur des Phasenmodulators 24 zu erfassen. Der Temperatursensor 50 kann vorzugsweise nahe dem Phasenmodulator 24 angeordnet werden, mag aber auch an irgendeinem anderen Platz liegen, wo die Temperatur nahezu gleich der des Phasenmodulators 24 ist. Es sei angenommen, daß die Temperatur des faseroptischen Kreisels innerhalb eines Bereichs von -54ºC bis +85ºC abhängig von den Umgebungsbedingungen variiert. Der Temperatursensor 50 ist so ausgelegt, daß sich seine Detektorspannung Vt linear mit der Temperatur ändert, beispielsweise Null (Massepotential) bei einer Bezugstemperatur von 25ºC aufweist, positiv oberhalb von 25ºC und negativ unterhalb von 25ºC ist, wie in Fig. 5 gezeigt.
Die Spitzenwertsteuerschaltung 60 dient dazu, den Spitzenwert der Rampenspannung Rp nach Maßgabe der obigen Temperaturdetektorspannung Vt so zu steuern, daß die maximale Phasenverschiebung von Licht im Phasenmodulator 24 2kπ rad (wobei k = ±1, ±2, ...) ist, das heißt, ±2π rad bei diesem Beispiel ist, und zwar unabhängig von der Temperatur des faseroptischen Kreisels, wenn diese innerhalb eines vorbestimmten Bereichs bleibt, das heißt innerhalb eines Bereichs von -54 bis +85ºC bei diesem Beispiel. Die Spitzenwertsteuerschaltung 60 ist bei dieser Ausführungsform durch eine Spannungsquelle 61 zur Lieferung einer positiven spannung +Vpo, einer Spannungsquelle 62 zur Lieferung einer negativen Spannung -Vmo, einen Korrekturspannungsgenerator 63 zur Ableitung später beschriebener Korrekturspannungen Vx und Vy von der Detektorspannung Vt, einen Addierer 65 zum Addieren der Korrekturspannung Vx zur Spannung +Vpo und einem Addierer 66 zum Addieren der Korrekturspannung Vy zur Spannung -Vmp gebildet. Der Korrekturspannungsgenerator 63 enthält einen invertierenden Verstärker zur Verstärkung der Detektorspannung Vt in der umgekehrten Polarität zur Lieferung der Korrekturspannung Vx und einen Verstärker 63b zur Verstärkung der Detektorspannung Vt zur Lieferung der Korrekturspannung Vy. Die Möglichkeit der Einstellung der Verstärkung wenigstens eines der Verstärker 63a und 63b ist vorgesehen, so daß die Korrekturspannungen Vx und Vy, die in Fig.5 gezeigt sind, entgegengesetzten Gradienten (entgegengesetzte Polarität) und gleiche Größe aufweisen. Die Ausgangsspannungen der Addierer 65 und 66 werden als Bezugsspannungen +Vpr und -Vmr verwendet, die an die Spannungskomparatoren 35 und 36 des Rampenspannungsgenerators 30 angelegt werden. In Fig. 4 kann die Verstärkung jedes der Addierer 65 und 66 eins sein. Wenn in einem solchen Fall die Temperatur des faseroptischen Kreisels 25ºC beträgt, was die Bezugstemperatur ist, sind die Korrekturspannungen Vx und Vy Null, wie später beschrieben, und die Spannungen +Vpo und -Vmo werden unverändert als die Bezugsspannungen +Vpr und -Vmr an die Spannungskomparatoren 35 und 36 geliefert. Folglich ist der Spitzenwert oder Maximalwert der positiven Rampenspannung Rp die Spannung +Vpo und der Minimalwert der negativen Rampenspannung Rp ist die Spannung -Vmo. Diese Spannungswerte sind so gewählt, daß die maximalen Phasenverschiebungen von Licht durch den Phasenmodulator 24 +2π rad bzw. -2π rad sind.
Die Korrekturspannung Vx dient zur Korrektur der positiven Rampenspannung Rp und ändert sich linear, wie in Fig. 5 gezeigt, in der die Spannung Vx Null ist, wenn die Detektorspannung Vi vom Temperatursensor 50 Null ist, das heißt wenn die Temperatur des faseroptischen Kreisel 25ºC beträgt. Die Spannung Vx wird negativ bzw. positiv, wenn die Temperatur des faseroptischen Kreisels oberhalb bzw. unterhalb 25ºC liegt. Mit anderen Worten, die Spannung Vx ist proportional zur Detektorspannung Vt, aber entgegengesetzt in der Polarität. Der Wert der Spannung Vx ist so gewählt, daß, wenn die elektrooptische Konstante γ des elektrooptischen Kristalls, der den Phasenmodulator 24 bildet, sich mit der Temperatur ändert, die sich ergebende Änderung im Betrag der Phasenverschiebung von Licht im Phasenmodulator 24 aufgehoben wird.
Die Korrekturspannung Vy dient der Korrektur der negativen Rampenspannung Rp und ist proportional der Detektorspannung Vt in gleicher Polarität, wie in Fig. 5 gezeigt. Der Wert der Spannung Vy ist so gewählt, daß, wenn sich die elektrooptische Konstante γ des den Phasenmodulator 24 bildenden elektrooptischen Kristalls mit der Temperatur ändert, die resultierende Änderung im Betrag der Phasenverschiebung von Licht im Phasenmodulator 24 aufgehoben wird.
Wenn die Sagnac Phasendifferenz ΔΦs negativ ist und die Ausgangsspannung Vc der Phasendifferenzdetektor- und Steuerschaltung 40 positiv ist und folglich eine positive Rampenspannung Rp erzeugt wird, ist der Spitzenwert der Rampenspannung Rp die Summe aus der Spannung +Vpo und der Korrekturspannung Vx, wie links in Fig. 6 gezeigt. Der Maximalwert der Rampenspannung Rp wird folglich so korrigiert, daß die maximale Phasenverschiebung von Licht im Phasenmodulator 24 immer +2π rad ist, selbst wenn die Temperatur des faseroptischen Kreisels sich innerhalb des oben erwähnten Bereichs von -54ºC bis +85ºC ändert. Wenn die Sagnac Phasendifferenz ΔΦs positiv ist und die Ausgangsspannung Vc der Phasendifferenzdetektorund Steuerschaltung 40 negativ ist und folglich eine negative Sägezahnspannung als die Rampenspannung Rp erzeugt wird, ist der Spitzenwert oder Minimalwert der Rampenspannung Rp die Summe aus der Spannung -Vmo und der Korrekturspannung Vy, wie rechts in Fig. 6 dargestellt. Folglich wird der Spitzenwert der Rampenspannung Rp so korrigiert, daß die maximale Phasenverschiebung von Licht im Phasenmodulator 24 immer -2π rad ist, selbst wenn die Temperatur des faseroptischen Kreisels innerhalb des zuvor erwähnten Bereichs von -54ºC bis +85ºC variiert. Durch Messen der Polarität und Frequenz f der so erhaltenen Rampenspannung Rp unter Verwendung eines bekannten Verfahrens können Richtung und Größe der Beschleunigung, der die optische Faserspule 17 ausgesetzt wird, aus Gleichung (8) errechnet werden. Es wird hier kein spezielles Verfahren zum Messen der Polarität und der Frequenz der Rampenspannung Rp beschrieben und gezeigt, da alle bekannten Verfahren verwendet werden können. Wie oben beschrieben, tritt im Ausgangssignal des faseroptischen Kreisels kein Maßstabsfaktorfehler aufgrund einer temperaturbedingten Änderung in der elektrooptischen Konstanten γ des elektrooptischen Kristalls, der den Phasenmodulator 24 bildet, auf.
Im Vorhergehenden wurden jedoch die Korrekturspannungen Vx und Vy basierend auf der Annahme eingestellt, daß die von dem Temperatursensor 50 erfaßte Temperatur gleich der Temperatur des Phasenmodulators 24 ist. Wenn sich hingegen die von dem Temperatursensor 50 gemessene Temperatur von der Temperatur des Phasenmodulators 24 unterscheidet, weicht die maximale Phasenverschiebung von Licht im Phasenmodulator 24 von ±2π rad ab, und eine temperaturbedingte Änderung in der elektrooptischen Konstanten γ des elektrooptischen Kristalls, der den Phasenmodulator 24 bildet, wird zu einem Maßstabsfaktorfehler im Ausgangssignal des faseroptischen Kreisels führen. In der Praxis ist jedoch der Unterschied zwischen der von dem Temperatursensor 50 erfaßten Temperatur und der Temperatur des Phasenmodulators 24 so gering, daß die maximale Phasenverschiebung von Licht im Phasenmodulator 24 im wesentlichen gleich ±2π rad bleibt und damit der resultierende Maßstabsfaktorfehler nur sehr gering ist.
Die Spitzenwertsteuerschaltung 60 kann eine Anordnung aufweisen, bei der die vorerwähnten Bezugsspannungen +Vpr und -Vmr direkt von der Detektorspannung Vt des Temperatursensors 50 abgeleitet werden. Darüberhinaus kann das PID Filter 42 in der Phasendifferenzdetektor- und Steuerschaltung 40 durch ein elektrisches Filter gleicher Funktion ersetzt werden.
Fig. 7 zeigt in Blockform eine andere Ausführungsform des faseroptischen Kreisels der vorliegenden Erfindung, bei der der analoge Rampenspannungsgenerator 30 der bei der Ausführungsform von Fig. 4 verwendet wird, durch einen digitalen Rampenspannungsgenerator 30 ersetzt ist, der eine Treppenwelle verwendet.
Der digitale Rampenspannungsgenerator 30 umfaßt einen AD Umsetzer 73 zur Umsetzung der Ausgangsspannung Vc der Phasendifferenzdetektor- und Steuerschaltung 40 in einen Digitalwert Dc, einen digitalen Rampenspannungsgenerator 71 zur Erzeugung einer digitalen Rampenspannung Dp, der den Digitalwert Dc als seine Schrittweite benutzt, einen DA Umsetzer 72 zur Umsetzung der digitalen Rampenspannung Dp in eine analoge Rampenspannung Rp und einen Taktgenerator 74 zum Anlegen eines Betriebstakts CL an den AD Umsetzer 73, den digitalen Rampenspannungsgenerator 71 und den DA Umsetzer 72. Der digitale Rampenspannungsgenerator 71 enthält einen Addierer/Subtrahierer 71a, dessen einem Eingang das Ausgangssignal Dc des AD Umsetzers 73 zugeführt wird, und einen Zwischenspeicher 71b zum Halten des Ausgangssignals des Addierers/Subtrahierers 71a. Das Ausgangssignal des Zwischenspeichers 71b wird dem DA Umsetzer 72 und dem anderen Eingang des Addierers/Subtrahierers 71a geliefert. Der Addierer/Subtrahierer 71a wird durch ein Vorzeichenbit S im Ausgangssignal des AD Umsetzers 73 zwischen Addition und Subtraktion umgeschaltet, das heißt der Addierer/Subtrahierer 71a addiert oder subtrahiert beispielsweise abhängig davon, ob das Vorzeichenbit S eine "0" oder "1" ist.
Wenn die Ausgangsspannung Vc der Phasendifferenzdetektor- und Steuerschaltung 40 an den digitalen Rampenspannungsgenerator 30, der in oben beschriebener Weise aufgebaut ist, angelegt wird, wird die Spannung Vc von dem AD Umsetzer 73 bei jedem Auftreten des Takts CL in den digitalen Spannungswert Dc umgesetzt. Der digitale Spannungswert Dc wird dem Addierer/Subtrahierer 71a zusammen mit dem Vorzeichenbit S geliefert, wodurch seine Addition zum oder Subtraktion vom Ausgangssignal Dp des Zwischenspeichers 71b, in welchem das Ausgangssignal des Addierers/Subtrahierers 71a vom vorangehenden Takt zwischengespeichert ist, nach Maßgabe des Zustands des Vorzeichenbits S durchgeführt wird, und zwar für jeden Takt. Beispielsweise wird, wenn die Eingangsspannung Vc positiv ist und damit das Vorzeichenbit S, das vom AD Umsetzer 73 ausgegeben wird, eine "1" ist, der digitale Spannungswert Dc zum Ausgangswert Dp des Zwischenspeichers 71b mit Hilfe des Addierers/Subtrahierers 71a addiert und das Additionsergebnis im Zwischenspeicher 71b zwischengespeichert, von dem es beim nächsten Auftreten des Takts CL ausgegeben wird. Folglich steigt das Ausgangssignal des Zwischenspeichers 71b allmählich an, und zwar in Schritten des Werts Dc und bei jedem Auftreten des Takts CL. Wenn jedoch die Summe des zuletzt ausgegebenen Werts Dp des Zwischenspeichers 71b und des eingegebene Digitalwerts Dc einen Maximalwert überschreitet, der von der Stellenzahl (oder der Anzahl von Bits) des Addierer/Subtrahierers 71a, der als Addierer wirkt, abhängt, wird der Übertrag verworfen, und folglich geht das Ausgangssignal des Addierers/Subtrahierers 71a auf einen Wert hinunter, der kleiner ist als der Wert Dc. Dann erfolgt wiederum die kumulative Addition in Schritten des Werts Dc durch Kombination des Addierers/Subtrahierers 71a und des Zwischenspeichers 71b bei jedem Auftreten des Takts CL, und zwar ausgehend von dem oben genannten verminderten Wert. In anderen Worten, der digitale Rampenspannungsgenerator 71 erzeugt eine digitale Rampenspannung, die sequentiell schrittweise um den Wert Dc ansteigt. Der Maximalwert der Rampenspannung Rp hängt von der Anzahl von Bits des Addierers/Subtrahierers 71a ab. Wenn der Addierer/Subtrahierer 71a als Subtrahierer arbeitet, wird in ähnlicher Weise eine negative treppenförmige digitale Rampenspannung erzeugt.
Die Ausgangsspannung Dp des digitalen Rampenspannungsgenerators 71 wird an den Phasenmodulator 24 nach Umwandlung durch den DA Umsetzer 72 in eine analoge Spannung Rp angelegt. Dabei wird die Ausgangsspannung VR der Spitzenwertsteuerschaltung 60 als eine analoge Bezugsspannung des DA Umsetzers 72 angelegt. Der DA Umsetzer 72 ist ein multiplizierender DA Umsetzer, der eine Ausgangsspannung ausgibt, die gleich dem Produkt des eingegebenen Digitalwerts Dp mit der analogen Bezugsspannung VR ist. Da die analoge Bezugsspannung VR, die von der Spitzenwertsteuerschaltung 60 ausgegeben wird, sich mit der Detektorspannung Vt des Temperatursensors 50 ändert, ändert sich auch die Ausgangsspannung des DA Umsetzers 72, das heißt die Rampenspannung Rp, womit sich der Spitzenwert der Rampenspannung Rp entsprechend ändert. Die Spitzenwertsteuerschaltung 60 ist zum Addieren und Verstärken einer Bezugsspannung Er von einer Bezugsspannungsquelle 60e und der Detektorspannung Vt von dem Temperatursensor 50 ausgelegt. Nimmt man bei dieser Ausführungsform an, daß die Widerstandswerte eines Rückkopplungswiderstands 60f sowie von Eingangswiderständen 60r und 60t, Rf, Rr bzw. Rt seien, und nimmt man ferner an, daß die Verstärkung eines Operationsverstärkers 60a sehr groß sei, dann ergibt sich die Ausgangsspannung VR des Addierer/Verstärkers oder der Spitzenwertsteuerschaltung 60 im wesentlichen zu:
VR = -{ (Rf/Rr) Er + (Rf/Rt) Vt},
wobei (Rf/Rr) Er der Spannung Vpo oder Vmo bei der Spitzenwertsteuerschaltung 60 in Fig. 4 entspricht und (Rf/Rt) Vt der Korrekturspannung Vx oder Vy entspricht. Durch geeignete Auswahl des Werts von Rf/Rt kann die Neigung der Spannung Vx oder Vy, wie sie in Fig. 5 gezeigt ist, nach Bedarf eingestellt werden. Die Mitteltemperatur im Betriebstemperaturbereich kann durch geeignete Auswahl des Werts von (Rf/Rr) nach Bedarf eingestellt werden. Nebenbei bemerkt kann die gleiche Schaltungsanordnung wie die des Addierers/Verstärkers 60 mit dem Operationsverstärker 60a und den Widerständen 60f, 60r und 60t für jeden der Addierer 65 und 66 in der in Fig. 4 gezeigten Spitzenwertsteuerschaltung 60 verwendet werden.
Bei der in Fig. 7 gezeigten Ausführungsform kann die Spitzenwertsteuerschaltung 60 eine Anordnung aufweisen, wie sie in Fig. 8 gezeigt ist. In diesem Fall ist der Zusammenhang zwischen der Detektorspannung Vt des Temperatursensors 50 und der Ausgangsspannung VR der Spitzenwertsteuerschaltung 60 vorab in einem Speicher 68 gespeichert, und die Detektorspannung Vt wird mittels eines AD Umsetzers 67 in einen Digitalwert Dt zur Eingabe als Adresse in den Speicher 68 zum Auslesen des entsprechenden Digitalwerts DR eingegeben, der von einem DA Umsetzer 69 in eine analoge Spannung zur Verwendung als Ausgangsspannung VR der Spitzenwertsteuerschaltung 60 umgesetzt wird. Durch Verwendung des Speichers 68 ist es nicht nur möglich, eine Korrektur mit linearer Annäherung der Temperatur wie durch die Korrekturspannungen Vx und Vy, sondern auch eine Korrektur mit genaueren Kurven zu erzielen. Es ist klar, daß die Spitzenwertsteuerschaltung 60 von Fig. 4 mit Hilfe eines solchen Speichers realisiert werden kann, in welchem Korrekturcharakteristiken für die Temperatur gespeichert sind.
Bei der Ausführungsform von Fig. 7 kann der Spitzenwert der Rampenspannung Rp ferner nach Maßgabe der Detektorspannung Vt des Temperatursensors 50 so gesteuert werden, daß die maximale Phasenverschiebung von Licht im Phasenmodulator 24 ±2π rad ist, und zwar unabhängig von der Temperatur des faseroptischen Kreisels, solange diese innerhalb des zuvor erwähnten Bereichs von -54ºC bis +85ºC bleibt. Auch bei dieser Ausführungsform ist daher das Augangssignal des faseroptischen Kreisels nahezu frei von dem Maßstabsfaktorfehler aufgrund einer temperaturbedingten Änderung der elektrooptischen Konstanten γ des den Phasenmodulator 24 bildenden elektrooptischen Kristalls.
Das PID Filter 42 kann durch elektrisches Filter gleicher Funktion wie das Filter 42 ersetzt werden, und die Funktion des PID Filters 42 oder eines elektrischen Filters kann in dem digitalen Rampenspannungsgenerator 71 ausgeführt werden.
Wie oben beschrieben, enthält die vorliegende Erfindung den Temperatursensor zu Erfassung der Temperatur des faseroptischen Kreisels und die Spitzenwertsteuerschaltung, die den Spitzenwert der Rampenspannung so steuert, daß die maximale Phasenverschiebung von Licht in dem Phasenmodulator, dem die Rampenspannung geliefert wird, ein ganzzahliges Vielfaches von 2π rad ist, und zwar unabhängig von der Temperatur des faseroptischen Kreisels, wenn diese innerhalb eines vorbestimmten Temperaturbereichs bleibt. Dies gewährleistet, daß im wesentlichen kein Maßstabsfaktorfehler im Ausgangssignal des faseroptischen Kreisels aufgrund einer temperaturbedingten Anderung in der Konstanten des Phasenmodulators auftritt, wenn die Temperatur des faseroptischen Kreisels innerhalb des vorbestimmten Bereichs ist.
Man wird verstehen, daß viele Modifikation und Variationen vorgenommen werden können, ohne den Rahmen der beanspruchten Erfindung zu verlassen.

Claims

1. Faseroptischer Kreisel, umfassend:

eine optische Faserspule (17),

eine Lichtquelle (11),

eine optische Trenn/Koppel-Einrichtung (15), durch die Licht von der Lichtquelle (11) in zwei Teile zur Eingabe an dem einen (17a) bzw. dem anderen Ende (17b) der optischen Faserspule (17) aufgetrennt wird und die beiden Lichtstrahlen nach Durchlaufen der optischen Faserspule (17) in entgegengesetzten Richtungen und Austreten aus dieser zur Interferenz miteinander gebracht werden,

eine Photodetektoreinrichtung (21) zur Erfassung des Interferenzlichtes, das von der optischen Trenn/Koppel-Einrichtung (15) ausgegeben wird,

einen Phasenmodulator (24), der zwischen der optischen Trenn/Koppel-Einrichtung und einem Ende der optischen Faserspule angeordnet ist,

eine Rampenspannungsgeneratoreinrichtung (30) zur Erzeugung einer Rampenspannung zur Verwendung zur Phasenmodulation, die an den Phasenmodulator (24) angelegt wird,

eine Phasendifferenz-Detektor- und -Steuerungseinrichtung (40) zur Erfassung, aufgrund des Ausgangssignals der Photodetektoreinrichtung (21), der Phasendifferenz zwischen den beiden Lichtstrahlen, die von der optischen Faserspule (17) ausgegeben werden und in der optischen Trenn/Koppel- Einrichtung (15) miteinander interferieren, durch die die Polarität und Frequenz der von der Rampenspannungsgeneratoreinrichtung (30) zu erzeugenden Rampenspannung nach Maßgabe des Phasendifferenzdetektorausgangssignals so gesteuert wird, daß diese Phasendifferenz 2mπ rad (wobei m = 0, ±1, ±2, ...),

eine Temperaturfühlereinrichtung (50) zum Erfassen der Temperatur des faseroptischen Kreisels (17) und

eine Spitzenwertsteuerungseinrichtung (60), der das Ausgangssignal der Temperaturfühlereinrichtung (50) geliefert wird zur Steuerung des Spitzenwerts der Rampenspannung nach Maßgabe des Ausgangssignals der Temperaturfühlereinrichtung (50) derart, daß eine maximale Phasenverschiebung des Lichts im Phasenmodulator (24) ein geradzahliges Vielfaches von 2π rad unabhängig von der Temperatur des faseroptischen Kreisels (17) ist, wenn die Kreiseltemperatur innerhalb eines vorbestimmten Temperaturbereiches bleibt.

2. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 1, bei dem die Spitzenwertsteuerungseinrichtung eine positive Bezugsspannungsgeneratoreinrichtung zur Erzeugung einer positiven Bezugsspannung entsprechend der festgestellten Spannung der Temperaturfühlereinrichtung und eine negative Bezugsspannungsgeneratoreinrichtung zur Erzeugung einer negativen Bezugsspannung entsprechend der festgestellten Spannung der Temperaturfühlereinrichtung enthält, und bei der die Rampenspannungsgeneratoreinrichtung eine positive Rampenspannungsgeneratoreinrichtung und eine negative Rampenspannungsgeneratoreinrichtung enthält, die mit der positiven und der negativen Bezugsspannung gespeist werden, um diese in einen positiven bzw. negativen Spitzenwert umzusetzen.

3. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 1, bei dem die Spitzenwertsteuerungseinrichtung enthält:

eine Korrekturspannungsgeneratoreinrichtung, der die festgestellte Ausgangsspannung der Temperaturfühlereinrichtung geliefert wird, zur Verstärkung der festgestellten Ausgangsspannung in umgekehrter Polarität zur Erzeugung einer ersten Korrekturspannung und zur Verstärkung der festgestellten Ausgangsspannung zur Erzeugung einer zweiten Korrekturspannung, eine erste und eine zweite Bezugsspannungsgeneratoreinrichtung für eine positive bzw. eine negative Bezugsspannung, eine erste Addiereinrichtung, der die positive Bezugsspannung und die erste Korrekturspannung geliefert werden, damit diese zur Lieferung des Summenausgangssignals als der positiven Bezugsspannung aufaddiert werden, und eine zweite Addiereinrichtung, der die negative Bezugsspannung und die zweite Korrekturspannung geliefert werden, damit sie zur Lieferung des Summenausgangssignals als der negativen Bezugsspannnung aufaddiert werden.

4. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 3, bei dem die Rampenspannungsgeneratoreinrichtung enthält:

eine Spannungs-Stromumsetzereinrichtung zur Umsetzung der Ausgangsspannung der Phasendifferenz-Detektor- und -Steuerungseinrichtung in einen entsprechenden Strom, einen Kondensator, dem zum Laden der Ausgangsstrom der Spannungs- Stromumsetzereinrichtung geliefert wird, eine erste Komparatoreinrichtung, die von einem Operationsverstärker gebildet wird, der einen nicht-invertierenden Eingang aufweist, dem die Ladespannung des Kondensators geliefert wird, und einen invertierenden Eingang, dem die positive Bezugsspannung geliefert wird, eine zweite Komparatoreinrichtung, die von einem Operationsverstärker gebildet wird, der einen invertierenden Eingang aufweist, dem die Ladespannung des Kondensators geliefert wird, und einen nicht-invertierenden Eingang, dem die negative Bezugsspannung geliefert wird, eine Impulsgeneratoreinrichtung zur Erzeugung von Impulsen als Antwort auf die Ausgangssignale der ersten und der zweiten Komparatoreinrichtung, und eine Schalteinrichtung zur Entladung des Kondensators als Antwort auf die Ausgangsimpulse der Impulsgeneratoreinrichtung.

5. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 1, bei dem die Rampenspannungsgeneratoreinrichtung enthält:

eine Taktgeneratoreinrichtung zur Erzeugung eines Taktsignals, einen AD-Umsetzer zur Umsetzung der Ausgangsspannung der Phasendifferenz-Detektor- und -Steuerungseinrichtung in einen Digitalwert bei jedem Auftreten des Taktsignals, einen digitalen Rampenspannungsgenerator, der eine treppenförmige digitale Rampenspannung mit einer Schrittweite entsprechend dem ausgegebenen digitalen Wert des AD-Umsetzers bei jedem Auftreten des Taktsignals erzeugt, und einen DA- Umsetzer, der mit der digitalen Rampenspannung gespeist wird, um diese bei jedem Auftreten des Taktsignals in eine analoge Spannung umzusetzen und die analoge Spannung als die Rampenspannung von der Rampenspannungsgeneratoreinrichtung zu liefern, wobei der DA-Umsetzer zur Umsetzung mit der Ausgangsspannung von der Spitzenwertsteuerungseinrichtung als Bezugsspannung gespeist wird.

6. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 5, bei dem der digitale Rampenspannungsgenerator enthält:

einen Addierer/Subtrahierer, der mit der ausgegebenen Digitalspannung des AD-Umsetzers und der ausgegebenen digitalen Rampenspannung des digitalen Spannungsgenerators gespeist wird, um die erstere zur letzteren zu addieren oder von ihr zu subtrahieren, und zwar abhängig von dem Wert eine Vorzeichenbits, das von dem AD-Umsetzer ausgegeben wird, und ein Latchglied zur Zwischenspeicherung der Ausgabe des Addierers/Subtrahierers bei jedem Auftreten des Taktsignals und zur Ausgabe des zwischengespeicherten Ausgangswertes als die digitale Rampenspannung bei jedem Auftreten des nächsten Taktsignals.

7. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 5 oder 6, bei dem die Spitzenwertsteuerungseinrichtung enthält:

eine Bezugsspannungsquelle zur Erzeugung einer festen Bezugsspannung, und eine Addier/Verstärkereinrichtung zum Addieren und Verstärken der von der Temperaturfühlereinrichtung festgestellten Spannung und der Bezugsspannung, wobei das Ausgangssignal der Addierer/Verstärkereinrichtung als die Umwandlungsbezugsspannung an den DA-Umsetzer angelegt wird.

8. Faseroptischer Kreisel nach Anspruch 5 oder 6, bei dem die Spitzenwertsteuerungseinrichtung enthält:

einen zweiten AD-Umsetzer zur Umsetzung der von der Temperaturfühlereinrichtung festgestellten Spannung in einen Digitalwert, einen Speicher, in dem für jede von der Temperaturfühlereinrichtung festgestellte Spannung ein korrigierter digitaler Bezugsspannungswert gespeichert ist, und einen zweiten DA-Umsetzer, der mit der aus dem Speicher ausgelesenen digitalen Bezugsspannung gespeist wird, wobei die Ausgabe des AD-Umsetzers als eine Adresse dient, zur Umsetzung der digitalen Bezugsspannung in analoge Form und Ausgabe als die Umsetzungsbezugsspannung.