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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zum
Kurzschlußschutz eines MOS-Typ-Leistungsbauelements mit einer
voreingestellten Abhängigkeit von der Temperatur, bei der das
Leistungsbauelement arbeitet.
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Die Erreichung eines Kurzschlußschutzes eines
MOS-Leistungsbauelements, der in demselben Chip integriert ist und ausschließlich die
Technologie derartiger Leistungsbauelemente verwendet, ist ein am Markt
ziemlich weit verbreitetes Erfordernis.
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Die Bauelemente zum Schutz gegen Kurzschluß, die derzeit am Markt
verfügbar sind, hängen wesentlich von der Temperatur ab. Eine
derartige Abhängigkeit begrenzt die Fähigkeit, Strom in den Teil des
Bauelements einzuspeisen, wenngleich dies aus Gründen des thermischen
Schutzes als nützlich erachtet werden könnte.
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Die DE-A-3 821 065 offenbart ein MOSFET-Leistungsbauelement, das
mit einer Kurzschlußschutzvorrichtung nach dem Oberbegriff des
Anspruchs 1 ausgestattet ist.
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Das Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Vorrichtung
zum Schutz gegen Kurzschluß eines MOS-Leistungsbauelements zu
schaffen, bei der der begrenzende Strom eine voreingestellte Funktion
der Temperatur ist.
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Ein weiteres Ziel ist es, die Schutzvorrichtung in integrierter Form
zusammen mit dem MOS-Leistungsbauelement auszubilden, ohne
irgendeine Verarbeitungsstufe zusätzlich zu denen zu benötigen, die zur
Ausbildung des eigentlichen Leistungsbauelements erforderlich sind.
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Erfindungsgemäß wird dieses Ziel bei einer Vorrichtung zum Schutz
gegen Kurzschluß eines MOS-Leistungsbauelements erreicht, die die
weiteren Merkmale nach dem Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1
aufweist.
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Die Besonderheiten der vorliegenden Erfindung ergeben sich deutlicher
aus einem beispielhaft in den beigefügten Zeichnungen dargestellten
Ausführungsbeispiel. Es zeigen:
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Figur 1 eine Schaltungsausführung der Einheit, die aus dem
Leistungsbauelement und der erfindungsgemäßen Schutzvorrichtung besteht;
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Figuren 2 bis 8 mögliche Ausführungsformen des Leistungs-MOS-
Bauelements und der Komponenten der Schutzvorrichtung in integrierter
Technologie.
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Die in Figur 1 gezeigte Schaltung besteht im wesentlichen aus einem
Hauptzweig 1 mit einem Leistungs-MOS-Transistor T1 und zwei
parallelen Nebenzweigen 2 und 3, die jeweils einen MOS-Transistor T2
bzw. T3 enthalten, welche die gleichen Kennwerte aufweisen wie der
Leistungstransistor, außerdem die Fähigkeit, einen Strom zu führen, der
einem Bruchteil (zum Beispiel einem Tausendstel) desjenigen des
Leistungstransistors entspricht. Das Gate und der Drain des Leistungs-
MOS-Transistors T1 sind mit den Gates bzw. den Drains der Steuer-
MOS-Transistoren T2, T3 verbunden. Die Source des Transistors T2 ist
an die Basis des NPN-Bipolartransistors T6 angeschlossen, und - über
einen Widerstand R3 - an den Kollektor eines NPN-Bipolartransistors
T4. Der Emitter des Transistors T4 ist über einen Widerstand R2 an die
Source des Transistors T1 und an den Emitter eines
NPN-Bipolartransistors T5 angeschlossen. Die Basis des Transistors T4 ist direkt mit
dessen Kollektor und mit der Basis des Transistors T5 verbunden. Der
Kollektor des Transistors T5 ist mit der Source des Transistors T3 und
mit dem Emitter des Transistors T6 verbunden. Der Kollektor des
Transistors T6 ist mit dem Gate des Transistors T3 und - über einen
Widerstand R1 - mit einem Signaleingang I gekoppelt.
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Figur 2 zeigt eine mögliche Ausführungsform in integrierter Technologie
des Leistungs-MOS-Transistors T1, dessen Gate G durch Polysilizium-
Streifen 10 ausgebildet ist, während die Source bei N&spplus;-Zonen 11
ausgebildet ist, die ihrerseits im Inneren einer P-Substratzone 16 liegen,
ausgebildet auf einer epitaktischen N-Schicht 12, die ihrerseits auf einem
N&spplus;-leitenden Substrat 17 ausgebildet ist, welches auch den Drain des
Transistors T1 bildet.
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Figur 3 zeigt eine mögliche Ausführungsform in integrierter Vertikal-
DMOS-Technologie der Steuer-MOS-Transistoren T2, T3, deren Gate G
durch Polysilizium-Streifen 13 gebildet ist, während die Source S durch
N&spplus;-Zonen 14 gebildet ist, die ihrerseits in einer P-Bauelementzone 18
gebildet sind, die sich auf einer epitaktischen N-Schicht 15 befindet,
welche ihrerseits auf einem N&spplus;-Substrat 19 ausgebildet ist, welches auch
den Drain der Transistoren T2, T3 bildet.
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Figuren 4, 5 und 6 zeigen unterschiedliche Ausführungsformen der
Bipolartransistoren T4, T5 und T6 in integrierter Technologie.
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Wie in Figur 4 gezeigt ist, ist auf einem N&spplus;-Substrat 20 eine
epitaktische N-Schicht 21 gebildet, in der eine P-leitende Zone 22 ausgebildet
ist, welche die Basis des einzelnen Transistors T4, T5, T6 bildet, dessen
Kollektor in N&spplus;-Zonen 23 und dessen Emitter in N&spplus;-Zonen 24 gebildet
sind, wobei die Zonen 23 und 24 am oberen Ende der Zone 22
ausgebildet sind.
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Die Kennwerte des Einzeltransistors T4, T5, T6 sind dadurch
verbesserbar, daß man während der Fertigung eine P&spplus;-Maskierung vorsieht und
die Zone 22 anreichert. Wie in Figur 5 gezeigt ist, wird dadurch in der
Nähe des Bodens der Zone 22 eine weitere Zone 25 vom P&spplus;-Typ
gebildet.
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Als Alternative ist es gemäß Figur 6 möglich, einen weiteren Phosphor-
Maskierschritt mit dem Ziel vorzunehmen, eine weitere P-Zone 26 der
P-Zone 22 zu erzeugen.
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Gemäß Figur 7 sorgt eine in integrierter Technologie ausgeführte
Version von Widerständen R1, R2 und R3 für die Ausbildung einer N&spplus;-
Zone 27, hergestellt durch Eindifundieren von Arsen in das Innere einer
Bauelementzone 28 vom P-Typ, die mit Masse verbunden ist. Eine
solche Zone 28 wird auf einer epitaktischen N-Schicht 29 erhalten, die
ihrerseits über einem N&spplus;-Substrat 30 liegt.
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Gemäß Figur 8 lassen sich solche Widerstände R1, R2 und R3 auch
bilden mit Hilfe einer Polysiliziumschicht 31, die in einem
Oberflächenoxid 32 liegt.
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Aus den Figuren 2 bis 8 läßt sich ersehen, daß sämtliche Komponenten
der Schutzvorrichtung (Schaltungszweige 2 und 3 nach Figur 1 mit der
Hinzufügung des Transistors T6 und des Widerstands R1) auf demselben
Chip wie das Leistungsbauelement T1 ausgebildet werden können, ohne
irgendwelche Prozeßstufen hinzuzufügen, ausgenommen natürlich
diejenigen, die für die Verbesserungen nach den Figuren 5 und 6
vorgesehen sind.
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Bevor die Arbeitsweise der in Figur 1 dargestellten Schaltung
beschrieben wird, müssen einige Betrachtungen zur Größe der Bauelemente
angestellt werden, die in die Schutzvorrichtung eingefügt worden sind.
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Eine erste Betrachtung bezieht sich auf den Umstand, daß die Fläche des
Transistors T4 größer als diejenige des Transistors T5 ist, so daß der
von dem Transistor T4 gelieferte Strom normalerweise stärker ist als der
von dem Tansistor T5 gelieferte Strom.
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Eine weitere Betrachtung bezieht sich auf den Umstand, daß der
Widerstand R2 so dimensioniert worden ist, daß an seinen Anschlüssen ein
Spannungsfall verursacht wird, welcher die durch T4 und T5 fließenden
Ströme ausgleicht, falls der von dem Transistor T2 gelieferte Strom
einen Schwellenwert erreicht, oberhalb dessen das Auslösen der
Schutzvorrichtung erforderlich ist.
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Bezugnehmend auf Figur 1, arbeitet die Schaltung wie folgt.
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Unter normalen Betriebsbedingungen werden die Steuertransistoren T2
und T3 von Strömen durchflossen, die einem Bruchteil (zum Beispiel
einem Tausendstel) dessen des Leistungstransistors T1 entsprechen, und
der Spannungsabfall an R2 ist so groß, daß der von T5 gespiegelte
Strom schwächer ist als der von T4 gespiegelte Strom, der seinerseits
durch T2 vorgegeben wird. Unter diesen Bedingungen befindet sich der
Punkt A, da ist die Basis des Transistors T6, auf einer hohen Spannung.
T3, bei dem es sich um eine Stromquelle handelt, die in ähnlicher Weise
bereitgestellt wird wie T2, versucht den gleichen Strom wie T2 zu
liefern, so daß der Kollektor von T5 sich auf einer hohen Spannung
befindet (etwa der Drain-Spannung von T3, T2, T1). Unter dieser Bedingung
kann T6 deshalb nicht leiten, weil die Spannung zwischen Basis und
Emitter negativ ist; denn die Spannung des Emitters von T6 ist in etwa
gleich der Drain-Spannung des Transistors T1, und die Spannung an der
Basis von T6 ist gleich der Spannung am Punkt A. Es gibt also keine
Strombegrenzung.
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Wenn der Strom von T2 den Schwellenwert erreicht hat, oberhalb
dessen das Auslösen der Schutzvorrichtung erforderlich ist, das heißt, wenn
eine potentielle Kurzschlußbedingung des Leistungstransistors T1
gegeben ist, gibt es an den Klemmen des Widerstands R2 einen
Spannungsabfall, der zu dem Ergebnis führt, daß die durch T4 und T5 fließenden
Ströme gleichgemacht werden. Der Kollektor von T5, der zwangsweise
dazu gebracht wird, den gleichen Strom zu leiten, der von T3 geliefert
wird, weil stets die Beziehung I(T3)=I(T2) gilt, und der mit dem
Emitter von T6 zusammenfällt, wird in der Spannung abgesenkt, und
sobald der Spannungsabfall an R2 etwas mehr ansteigt, gelangt T6 in
den Leitungszustand und entfaltet die Schutzwirkung.
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Mit dieser Schaltung ist es möglich, einen Schutz bei konstanter
Temperatur zu erreichen (oder zumindest in sehr geringen Schwankungsgrenzen
von unterhalb 9 %). Man erkennt also, daß der den Schutz auslösende
Mechanismus die Differenz von Vbe zwischen T5 und T4 ist, der - wie
bekannt - einen positiven Temperaturkoeffizienten besitzt.
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Wenn die Abhängigkeit einer solchen Differenz von Vbe von der
Temperatur gleich groß wäre wie die Abhängigkeit von R2 von der
Temperatur, gäbe es einen Schutz gegen Kurzschlüsse, der unabhängig von der
Temperatur wäre, das heißt mit der Temperatur konstant.
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Wenn also ein Widerstand verwendet wird, der einen positiven
Temperaturkoeffizienten aufweist, kann man einen Versuch machen, den
gleichen Änderungskoeffizienten bei der Differenz von Vbe zu erhalten.
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Es folgen einige Beispiele numerischer Betrachtungen der Schaltung.
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Angenommen, der Strom im Leistungs-MOS-Transistor (T1) wäre auf
2,75A zu begrenzen.
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Wenn wir annehmen, daß die Fläche von T2, T3 ein Tausendstel der
Fläche von T1 entspricht, so ist der durch T2, T3 fließende Strom stets
etwa so groß wie ein Tausendstel des durch T1 fließenden Stroms.
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Das folgende Beispiel bezieht sich auf eine Beschränkung auf 25º C.
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Angenommen, das Verhältnis zwischen den Flächen von T4, T5 betrage
2/1 (diese Verhältnis kann beliebig gewählt werden, so daß der Wert des
Widerstands R2 am günstigsten ist).
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Die Differenz von Vbe für dieses Verhältnis (T4/T5=2), damit die
Ströme in den Transistoren T4 und T5 ausgeglichen sind, beträgt
diff.Vbe=(KT)/q x 1g[A(T5)/A(T4)] x [I(T4)/I(T5)] = 18 x 10&supmin;³V,
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wobei K = Boltzman-Konstante
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q = Elektronenladung
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A(T5) = Fläche des Emitters von T5
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A(T4) = Fläche des Emitters von T4
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I(T4) = Strom des T4-Kollektors
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I(T5) = Strom des T5-Kollektors.
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Dann gilt
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R2 = diff.Vbe / IL2 = 18 x 10&supmin;³V / 2,75 x 10&supmin;³V A= 6,540 Ohm, mit
IL2 als Grenzstrom von T2.
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R3 wird derart dimensioniert, daß an seinen Anschlüssen ein
Spannungsabfall von etwa 100 mV mit Sicherheit auftritt, um eine gewissen
Dynamik für T5, R3 = 100Mv / 2,75mA = 36,36 Ohm zu erreichen, und
man kann ihn in Polysilizium ausführen.
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Die Größe von T6 und R1 kann derart gewählt werden, daß der richtige
Betrieb für einen gewissen Strom am Schaltungseingang I erreicht wird.
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Berücksichtigt man, daß der Koeffizient der Änderung der Differenz von
Vbe mit der Temperatur bei einem Flächenverhaltnis von 10 0,2mV/º C
beträgt, erhalten wir für ein Verhältnis von 2
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(0,2mV x 1g2) / 1g10 = 0,06mV/º C.
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Wenn darüber hinaus R2 in Aluminium ausgeführt wird, hat man mit
Hilfe einer Bahn ähnlich derjenigen, die die verschiedenen Elemente der
integrierten Schaltung nach dem Stand der Technik verbindet, einen
Temperaturschwankungskoeffizienten von 4500 ppm/º C.
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Angenommen, es sei erforderlich, das Bauelement bei einer Temperatur
von 150º C in Betrieb zu setzen.
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Bei dieser Temperatur wird die Differenz von Vbe zum Ausgleichen der
Ströme von T5 und T4 25,5mV betragen, R2 sollte gleich 10,21
betragen, IL1 = IL2 x 1000 = 2.5mA mit IL1 als Grenzstrom von T1.
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Erreicht wird dadurch eine Schwankung von lediglich 9 % in der
Strombegrenzung gegenüber einer Schwankung von 125º C der Temperatur.
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Angenommen, es sei erforderlich, eine Schutzvorrichtung mit einer
voreingestellten Temperaturabhängigkeit zu erhalten.
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Möglich ist dies durch Ersetzen des Widerstandes R2, der im
vorhergehenden Fall in Aliminium ausgeführt ist, durch beispielsweise
Widerstände
aus Polysilizium oder Widerstände, die durch Diffusion von
Arsen des Typs N&spplus; ausgebildet werden, und die mit ihren
unterschiedlichen thermischen Änderungskoeffizienten unterschiedliche
Temperaturabhängigkeiten ergeben sollen.
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Da insbesondere ein Widerstand, der durch Diffundieren von Arsen des
Typs N&spplus; einen Temperaturänderungskoeffizienten von etwa 1500
ppm/ºC (gegenüber 4500 ppm/ºC bei dem Aluminium-Widerstand)
aufweist, könnte R2 mit der gleichen Schaltungsanordnung wie im
vorhergehenden Fall, von 6,54 Ohm bis zu 7,76 Ohm gehen.
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Gleichzeitig geht, wie bereits gesehen wurde, die Differenz von Vbe von
18mV bis 25,5mV, wiederum bei einer Temperaturänderung von 25º C
bis 150º C.
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In diesem Fall gilt IL1 = 25,5 / 7,76 = 3,28A.
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Wir haben somit in diesem Fall einen Strom, der mit der Temperatur
ansteigt.
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In ähnlicher Weise gibt es, wenn R2 in Polysilizium ausgeführt ist, eine
Zunahme des Begrenzungsstroms bei ansteigender Temperatur, die noch
ausgeprägter ist als im vorhergehenden Fall (Widerstand gebildet durch
N&spplus;-Arsendiffusion), da der Änderungskoeffizient für Silizium tatsächlich
negativ ist.