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Diese Erfindung bezieht sich auf einen Synthetisierer mit
Phasenregelkreis (PLL) für Modulation, der geeignet ist zur Modulation
eines Trägersignales durch ein digitales Signal oder ein
Stimmensignal. Solch ein Synthetisierer ist besonders in einer
Radiokommunikationsvorrichtung nützlich.
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Ein Synthetisierer der beschriebenen Art ist in dem US-Patent
4,052,672 offenbart, das an Enderby u.a. ausgegeben und an
Motorola, Inc. übertragen ist, und weist-eine PLL-Schaltung mit einem
Phasenkomparator, einem Schleifenfilter, einem
spannungsgesteuerten Oszillator mit einer Verstärkung Kv und einer Schaltung zum
Rückkoppeln eines Frequenzsignales, das von dem
spannungsgesteuerten Oszillator erzeugt ist, zu dem Phasenkomparator auf. Die
Rückkopplungstätigkeit wird durch einen Frequenzteiler mit einem
Frequenzteilungsverhältnis N durchgeführt. Zur Modulation wird ein
digitales Signal an einen bestimmten Abschnitt der PLL-Schaltung
als ein erstes Modulationssignal durch eine erste
Addiererschaltung angelegt. Ein Stimmensignal wird an einen anderen Abschnitt
der PLL-Schaltung als ein zweites Modulationssignal durch eine
zweite Addiererschaltung angelegt. Bei einem solchen
Synthetisierer ist es wünschenswert, daß er eine konstante
Modulationsempfindlichkeit und eine flache Frequenzcharakteristik über einen
weiten Bereich hat. Die Modulationsempfindlichkeit kann
Audioempfindlichkeit genannt werden. Die Modulationsempfindlichkeit stellt
einen Eingangspegel des Modulationssignales dar, der notwendig
ist, so daß eine vorbestiminte Referenzvariation einem modulierten
Signal gegeben wird.
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Obwohl der Synthetisierer des beschriebenen Types eine flache
Frequenzcharakteristik über ein volles Frequenzband des
Modulationssignales aufweist, tendiert er dazu, Einfluß auf die
Ausgangsfrequenz auszuüben, nämlich die Trägerfrequenz des
spannungsgesteuerten Oszillators. Wenn nämlich der spannungsgesteuerte Oszillator
ein breites Band in dessen Frequenzband hat, ändert sich das
Frequenzteilungsverhältnis N des Frequenzteilers (oder der
Verstärkungsfaktor Kv des spannungsgesteuerten Oszillators) in
Abhängigkeit von der Trägerfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators.
Dies bedeutet, daß die Modulationsempfindlichkeit in Abhängigkeit
von der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators
fluktuiert.
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Damit die konstante Modulationsempfindlichkeit erhalten wird, ist
ein Phasenkomparator mit variabler Verstärkung bei einem anderen
Synthetisierer benutzt worden. Solch ein Synthetisierer ist in dem
US-Patent 4,313,209 offenbart, das an Drucker ausgegeben und an
John Fluke Mfg. Co., Inc. übertragen ist. Bei dem Synthetisierer
wird die Verstärkung des Phasenkomparators proportional zu dem
Frequenzteilungsverhältnis N und umgekehrt proportional zu dem
Verstärkungsfaktor Kv gesteuert. Gleichzeitig wird der
Eingangspegel des Modulationssignales umgekehrt proportional zu der
Verstärkung Kv gesteuert. Obwohl der Synthetisierer eine konstante
Modulationsempfindlichkeit hat, braucht er einen Phasenkomparator
mit variabler Verstärkung, der teuer ist.
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Es ist daher eine Aufgabe dieser Erfindung, einen
PLL-Synthetisierer vorzusehen, der eine konstante Modulationsempfindlichkeit
unabhängig von einer Ausgangsfreguenz eines spannungs gesteuerten
Oszillators aufweist.
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Es ist eine andere Aufgabe dieser Erfindung, einen
PLL-Synthetisierer des beschriebenen Types vorzusehen, der in den Kosten
niedrig ist.
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Ein PLL-Synthetisierer, auf den diese Erfindung anwendbar ist,
enthält eine PLL-Schaltung mit einem Phasenkomparator, einem
Schleifenfilter, einem spannungsgesteuerten Oszillator mit einem
Verstärkungfaktor Kv und einer Schaltung zum Rückkoppeln eines
Ausgangssignales von dem spannungsgesteuerten Oszillator durch
einen Frequenzteiler mit einem Frequenzteilungsverhältnis N, einem
ersten Addierer zum Addieren eines ersten Modulationssignales
durch einen Kompensator zu einem Ausgangssignal des
Phasenkomparators zum Erzeugen eines ersten zusammengesetzten Signales und
einem zweiten Addierer zum Addieren des Modulationssignales zu einem
Ausgangssignal des Schleifenfilters zum Erzeugen eines zweiten
zusammengesetzten Signales. Das erste zusammengesetzte Signal wird
an das Schleifenfilter angelegt, während das zweite
zusammengesetzte Signal an den spannungsgesteuerten Oszillator angelegt
wird.
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Gemäß dieser Erfindung sind eine erste und eine zweite
Verstärkungssteuerschaltung auf einer Eingangsleitung des
Modulationssignales für den Kompensator beziehungsweise einer Eingangsleitung
des Modulationssignales für den zweiten Addierer vorgesehen. Die
erste Verstärkungssteuerschaltung weist einen ersten variablen
Verstärkungsfaktor G1 auf, der so eingestellt ist, daß er
umgekehrt proportional zu dem Frequenzteilungsverhältnis N ist. Die
zweite Verstärkungssteuerschaltung weist einen zweiten variablen
Verstärkungsfaktor G2 auf, der so eingestellt ist, daß er
umgekehrt proportional zu dem Verstärkungsfaktor Kv des
spannungsgesteuerten Oszillators ist.
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Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines herkömmlichen
PLL-Synthetisierers;
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Fig. 2 ist ein Blockschaltbild eines anderen herkömmlichen PLL-
Synthetisierers;
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Fig. 3 ist ein Blockschaltbild eines PLL-Synthetisierers nach
einer ersten Ausführungsform dieser Erfindung;
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Fig. 4 ist ein Blockschaltbild eines PLL-Synthetisierers gemäß
einem anderen Aspekt dieser Erfindung und
Fig. 5 ist ein Blockschaltbild eines PLL-Synthetisierers gemäß
einer zweiten Ausführungsform dieser Erfindung.
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Es wird Bezug genommen auf Fig. 1, ein herkömmlicher
PLL-Synthetisierer wird zuerst beschrieben, damit ein klares Verständnis der
vorliegenden Erfindung erleichtert wird. Der Synthetisierer ist
von der Art, die in dem US-Patent 4,052,672 offenbart ist, auf das
oben Bezug genommen wurde.
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Wie in Fig. 1 gezeigt ist, weist der Synthetisierer einen
Referenzoszillator 11, einen ersten Frequenzteiler 12 mit einem ersten
Frequenzteilungsverhältnis M und eine
Rückkopplungsschleifenschaltung 13 auf. Die Rückkopplungschleifenschaltung 13 weist einen
Phasenkomparator 14, ein Schleifenfilter 15 mit einer
vorbestimmten Übertragungsfunktion, einen spannungsgesteuerten Oszillator 16
und einen zweiten Frequenzteiler 17 mit einem zweiten
Frequenzteilungsverhältnis N auf und rückkoppelt Frequenzsignal S16, das von
dem spannungsgesteuerten Oszillator 16 erzeugt ist, zu dem
Phasenkomparator 14 durch den zweiten Frequenzteiler 17.
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Ein erster und ein zweiter Addierer 21 und 22 und ein Kompensator
23 werden für Modulation benutzt, wie später beschrieben wird.
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Ein Referenzfrequenzsignal S11, das von dem Referenzoszillator 11
erzeugt ist, wird in der Frequenz durch den ersten Frequenzteiler
12 geteilt. Der erste Frequenzteiler 12 legt ein erstes geteiltes
Frequenzsignal S12 an den Phasenkomparator 14 an. Der zweite
Frequenzteiler 17 teilt das Frequenzsignal S16 und legt ein zweites
geteiltes Frequenzsignal S17 an den Phasenkomparator 14 an. Der
Phasenkomparator 14 vergleicht das erste geteilte Frequenzsignal
S12 mit dem zweiten geteilten Frequenzsignal S17 und erzeugt ein
Phasenfehlersignal S14 als ein Vergleichsresulatsignal.
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Zur Modulation wird ein Modulationssignal Sm an die
Rückkopplungsschleifenschaltung 13 von einem Eingangsanschluß 24 durch zwei
Schaltungen angelegt. Eine erste der zwei Schaltungen ist der
Kompensator 23, der ein Integrator ist und der erste Addierer 21, der
zwischen den Phasenkomparator 14 und das Schleifenfilter 15
geschaltet ist. Das Modulationssignal Sm wird an den ersten Addierer
21 durch den Kompensator 23 angelegt und zu dem Phasenfehlersignal
S14 addiert zum Erzeugen eines ersten zusammengesetzten Signales
S21, das an das Schleifenfilter 15 angelegt wird. Versehen mit dem
ersten zusammengesetzten Signal S21 liefert das Schleifenfilter 15
ein gefiltertes Signal S15 zu dem zweiten Addierer 22.
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Eine zweite der zwei Schaltungen ist der zweite Addierer 22, der
zwischen das Schleifenfilter 15 und den spannungsgesteuerten
Oszillator 16 geschaltet ist. Das Modulationssignal Sm wird an den
zweiten Addierer 22 angelegt und zu dem gefilterten Signal S15
addiert zum Erzeugen eines zweiten zusammengesetzten Signales S22.
Das zweite zusammengesetzte Signal S22 wird zu dem
spannungsgesteuerten
Oszillator 16 geführt. Der spannungsgesteuerte
Oszillator 16 erzeugt ein moduliertes Signal So als ein Ausgangssignal.
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Der oben beschriebene Synthetisierer weist eine flache
Frequenzcharakteristik über ein volles Frequenzband des
Modulationssignales Sm auf, selbst wenn ein Stimmensignal und ein digitales Signal
als das Modulationssignal Sm benutzt werden.
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Der Synthetisierer weist jedoch insoweit ein Problem auf, daß sich
die Modulationsempfindlichkeit ändert, wenn eine Ausgangsfrequenz
des spannungsgesteuerten Oszillators 16, nämlich eine
Trägerfrequenz ein breites Band aufweist. Das heißt, das
Frequenzteilungsverhältnis N ändert sich in Abhängigkeit von der Trägerfrequenz
und dem Verstärkungsfaktor Kv.
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Es wird Bezug genommen auf Fig. 2, die Beschreibung geht zu einem
anderen herkömmlichen PLL-Synthetisierer, der in dem US-Patent
4,313,209 offenbart ist, auf das oben Bezug genommen wurde. Der
Synthetisierer weist ähnliche Teile auf, die durch entsprechende
Bezugszeichen bezeichnet sind. Deren detaillierte Beschreibung ist
weggelassen.
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Bei dem Synthetisierer wird ein Phasenkomparator 30 mit variabler
Verstärkung mit einem Verstärkungsfaktor K anstelle des
Phasenkomparators 14 mit fester Verstärkung benutzt, wie er in Fig. 1
gezeigt ist. Der Verstärkungsfaktor K des Phasenkomparators 30
wird durch einen ersten Digital-Analog-Konverter 31 gesteuert. Ein
zweiter Digital-Analog-Konverter 32 und ein Verstärker 33 sind auf
einer Eingangsleitung des Modulationssignales Sm zum Steuern eines
Pegels des Modulationssignales Sm vorgesehen. Der erste Digital-
Analog-Konverter 31 steuert die Verstärkung des Phasenkomparators
30 proportional zu dem Frequenzteilungsverhältnis N des zweiten
Frequenzteilers 17, jedoch umgekehrt proportional zu dem
Verstärkungsfaktor Kv des spannungsgesteuerten Oszillators 16. Der zweite
Digital-Analog-Konverter 32 steuert den Eingangspegel des
Modulationssignales Sm umgekehrt proportional zu dem
Verstärkungsfaktor Kv.
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Der Synthetisierer kann Variationen der Modulationsempfindlichkeit
aufgrund eines breiten Bandes der Trägerfrequenz des
spannungsgesteuerten Oszillators 16 unterdrücken, er braucht jedoch den
Phasenkomparator mit variabler Verstärkung, der teuer ist.
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Es wird Bezug genommen auf Fig. 3, die Beschreibung wird bezüglich
eines großen PLL-Synthetisierers gemäß einer ersten
Ausführungsform dieser Erfindung gegeben. Der Synthetisierer ist ähnlich zu
dem in Fig. 1 dargestellten mit der Ausnahme einer ersten und
einer zweiten Verstärkungsteuerschaltung 41 und 42, von denen jede
einen ersten und zweiten Verstärkungsfaktor G1 und G2 aufweist.
Die erste Verstärkungssteuerschaltung 41 ist auf einer
Eingangsleitung des Modulationssignales M für den Kompensator 23
vorgesehen. Der Kompensator 23 weist eine vorbestimmte
Übertragungsfunktion G(S) auf. Andererseits ist die zweite
Verstärkungssteuerschaltung 42 auf einer Eingangsleitung des Modulationssignales Sm
für den zweiten Addierer 22 vorgesehen.
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Ein von dem Referenzoszillator 11 erzeugtes Referenzfrequenzsignal
S11 wird in Frequenz von dem ersten Frequenzteiler 12 geteilt. Der
erste Frequenzteiler 12 legt ein erstes geteiltes Frequenzsignal
S12 an den Phasenkomparator 14 mit einem Verstärkungsfaktor K an.
Der zweite Frequenzteiler 17 teilt das Frequenzsignal S16 und
liefert ein zweites geteiltes Frequenzsignal S17 an den
Phasenkomparator 14. Der Phasenkomparator 14 vergleicht das erste geteilte
Frequenzsignal S12 mit dem zweiten geteilten Frequenzsignal S17
und erzeugt ein Phasenfehlersignal S14 als
Vergleichsresultatsignal.
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Das Modulationssignal Sm wird an dem ersten Addierer 21 durch die
erste Verstärkungssteuerschaltung 41 und den Kompensator 23
angelegt und zu dem Phasenfehlersignal S14 addiert. Der erste Addierer
21 liefert ein erstes zusammengesetztes Signal S21 an das
Schleifenfilter 15 mit einer vorbestimmten Übertragungsfunktion F(S).
Das Schleifenfilter 15 legt ein gefiltertes Signal S15 an den
zweiten Addierer 22 an. Das Modulationssignal Sm wird ebenfalls an
den zweiten Addierer 22 durch die zweite
Verstärkungssteuerschaltung 42 angelegt und zu dem gefilterten Signal S15 addiert. Der
zweite Addierer 22 liefert ein zweites zusammengesetztes Signal
S22 an den spannungsgesteuerten Oszillator 16.
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Der erste Verstärkungsfaktor G1 wird so gesteuert, daß er
umgekehrt proportional zu dem Frequenzteilungverhältnis N ist, während
der zweite Verstärkungsfaktor G2 so gesteuert wird, daß er
umgekehrt proportional zu dem Verstärkungsfaktor Kv ist.
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Die Modulationscharakteristik des Synthetisierers wird durch die
folgende Gleichung (1) gegeben:
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wobei Δωo(S) : Frequenzabweichung der Trägerfrequenz in dem
spannungsgesteuerten Oszillator 16
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S: Laplace-Operator und
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Em(S): Eingangspegel des Modulationssignales Sm.
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Hier wird angenommen, daß die folgende Gleichung (2) gilt:
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Was zu der folgenden Gleichung (3) führt:
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Δωo(S) = Em(S) Kv G2 ... (3)
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Wenn τ eine Zeitkonstante des Integrators des Kompensators 23
darstellt und die Übertragungsfunktion G(S) des Kompensators 23
gegeben ist durch:
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G(S) = 1/(Sτ),
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wird die Gleichung (2) umgeschrieben in:
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Aus Gleichung (4) wird die folgende Gleichung (5) gewonnen:
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G1 = G2 τ K Kv/N. ... (5)
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Wenn die Gleichung (5) erfüllt ist und wenn Kv G2 auf der
rechten Seite der Gleichung (3) konstant gemacht wird, das heißt, wenn
die folgende Gleichung (6) erfüllt ist:
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Kv G2 = C, ... (6)
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Wobei C eine Konstante darstellt, kann die Frequenzabweichung
Δωo(S) konstant und flach ohne Abhängigkeit von der Trägerfrequenz
und der Frequenz des Modulationssignales Sm gemacht werden.
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Aus der Gleichung (6) wird die folgende Gleichung (7) abgeleitet:
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G2 = C/Kv ... (7)
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Anwenden der Gleichung (7) auf Gleichung (5) ergibt
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wobei β = C τ K ist.
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Es ist aus Gleichungen (7) und (8) verständlich, daß die Aufgabe
der Erfindung erfüllt werden kann, indem G1 und G2 umgekehrt
proportional zu dem Frequenzteilungsverhältnis N beziehungsweise dem
Verstärkungsfaktor Kv gesteuert werden. Die Steuerung wird
realisiert, indem eine zentrale Verarbeitungseinheit (nicht gezeigt)
benutzt wird, die im Stand der Technik bekannt ist. Das heißt, die
zentrale Verarbeitungseinheit steuert die Verstärkungsfaktoren G1
und G2 der ersten und zweiten Verstärkungsteuerschaltung 41 und
42, so daß sie umgekehrt proportional zu dem Wert des
Frequenzteilungsverhältnisses N beziehungsweise des darin eingegebenen
Verstärkungsfaktors Kv ist.
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Es wird Bezug genommen auf Fig. 4, die Beschreibung geht zu einem
anderen Aspekt des in Zusammenhang mit Fig. 3 beschriebenen PLL-
Synthetisierers. Der Synthetisierer ist ähnlich zu dem in Fig. 3
dargestllten mit der Ausnahme der ersten und der dritten
Verstärkungssteuerschaltung 41 und 43 von denen jeden den ersten und den
dritten Verstärkungsfaktor G1 und G3 (= G2/G1) aufweist.
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Bei dem Synthetisierer ist die erste Verstärkungsteuerschaltung 41
auf einer Eingangsleitung des Modulationssignales Sm vorgesehen,
die gemeinsam für den Kompensator 23 und den zweiten Addierer 22
ist. Der Verstärkungsfaktor G1 wird umgekehrt proportional zu dem
Frequenzteilungsverhältnis N gesteuert. Andererseits ist die
dritte Verstärkungsteuerschaltung 43 auf einer Eingangsleitung des
Modulationssignales Sm für den zweiten Addierer 22 vorgesehen. Der
Verstärkungsfaktor G3 wird proportional zu dem
Frequenzteilungsverhältnis N aber umgekehrt proportional zu dem Verstärkungsfaktor
Kv des spannungsgesteuerten Oszillators 16 gesteuert.
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In Fig. 3 werden die Eingangsspannungen V1 und V2 an den ersten
und zweiten Addierer 21 und 22 dargestellt durch:
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V1 = Em(S) G1 G(S) 1/N
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V2 = Em(S) G2 1/Kv
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Andererseits werden die Eingangsspannungen V1 und V2 in der
Schaltung in Fig. 4 dargestellt durch:
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V1 = Em(S) G1 G(S) 1/N
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V2 = Em(S) G1 G3 (1/N) (N/Kv)
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= Em(S) G2 1/Kv,
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da G3 = G2/G1 ist.
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Der oben beschriebene Verstärkungssteuerbetrieb wird durch eine
zentrale Verarbeitungseinheit durchgeführt, die in Zusammenhang
mit Fig. 3 beschrieben ist. Somit ist es möglich, eine konstante
Modulationsempfindlichkeit zu erzielen, wobei kein
Phasenkomparator mit variabler Verstärkung benutzt wird.
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Es wird Bezug genommen auf Fig. 5, die Beschreibung wird in Bezug
auf einen PLL-Synthetisierer gemäß einer zweiten Ausführungsform
dieser Erfindung gegeben. Der Synthetisierer ist ähnlich dem in
Fig. 3 dargestellten mit der Ausnahme, daß die zweite
Verstärkungssteuerschaltung 43 weggelassen ist und daß ein
spannungsgesteuerter Oszillator 44 mit fester Verstärkung anstelle des in
Fig. 4 gezeigten spannungsgesteuerten Oszillators 16 benutzt wird.
Dies beruht auf einem folgenden Grund.
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Wenn in Fig. 4 der Verstärkungsfaktor Kv des spannungsgesteuerten
Oszillators 16 konstant gemacht wird unabhängig von der
Trägerfrequenz, ist es möglich, den zweiten Verstärkungsfaktor G2 konstant
zu machen. In dem Fall braucht der erste Verstärkungsfaktor G1 nur
umgekehrt proportional zu dem Frequenzteilungsverhältnis N
gesteuert zu werden. Somit kann die zweite Verstärkungssteuerschaltung
weggelassen werden, indem der spannungsgesteuerte Oszillator 44
mit fester Verstärkung benutzt wird. Solch ein
spannungsgesteuerter Oszillator ist in der japanischen veröffentlichten ungeprüften
Gebrauchsmusteranmeldung 48 112/83 (Kokai Sho 58-48 112 Gou)
offenbart, die an den gegenwärtigen Inhaber übertragen ist.
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Während diese Erfindung soweit beschrieben worden ist im
Zusammenhang mit bevorzugten Ausführungsformen von ihr ist es leicht für
den Fachmann möglich, diese Erfindung in die Praxis auf
verschiedene andere Arten umzusetzen. Zum Beispiel kann die PLL-Schaltung
andere Komponenten enthalten.