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Die
kontinuierliche Phasenmodulation durch Frequenzsynthetisierer mit
Phasenverriegelungsschleife ist bekannt; die modulierenden Signale
sind Signale, die kontinuierliche Phasenübergänge aufweisen, und sie können sowohl
vom analogen als auch vom digitalen Typ sein. Unter den verwendeten digitalen
Signalen gibt es unter anderen die nach ihrer Bezeichnung in der
englischen Literatur "Minimum
Shift Keying" MSK-Signale
genannten Signale, was sich durch Modulation mit minimaler Umtastung, oder
besser, durch Modulation mit minimalem Phasengradienten übersetzt;
eine ebenfalls verwendbare Variante der MSK-Signale besteht aus
den nach ihrer Bezeichnung in der englischen Literatur "Gaussian Minimum
Shift Keying" GMSK-Signale
genannten Signalen.
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Ein
Frequenzsynthetisierer mit Phasenverriegelungsschleife weist hauptsächlich einen
Oszillator mit gesteuerter Frequenz und eine Phasenverriegelungsschleife
auf. Der Oszillator, der in der nachfolgenden Beschreibung variabler
Oszillator genannt wird, heißt
in der englischen Literatur "Voltage
Controlled Oscillator" oder
VCO. Die Regelschleife weist nacheinander zwischen dem Ausgang und
dem Eingang des variablen Oszillators eine Frequenzteilerschaltung,
einen Phasenkomparator und ein Tiefpassfilter auf; im Komparator
wird das Ausgangssignal der Frequenzteilerschaltung mit dem Signal
verglichen, das von einem Bezugsoszillator geliefert wird. Um eine
kontinuierliche Phasenmodulation des Ausgangssignals des variablen
Oszillators durchzuführen,
ist es bekannt, das Modulationssignal entweder in Addition an das
vom Filter an den variablen Oszillator gelieferte Signal, oder in
Subtraktion an das vom Phasenkomparator an das Tiefpassfilter gelieferte
Signal, oder als Steuerung des Teilungsgrads der Teilerschaltung
anzulegen; diese drei Vorgehensweisen haben verschiedene Nachteile,
die weiter unten aufgeführt
werden, und unter diesen Nachteilen einen gemeinsamen Nachteil:
Das Modulationsband wird vom Band der Schleife beeinträchtigt.
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Es
ist bekannt, diese Nachteile dadurch zu reduzieren, dass das Modulationssignal
nicht nur in Addition an das vom Filter an den Oszillator gelieferten
Signal angelegt wird, sondern auch, um die Wirkungen der Modulation
in der Schleife zu kompensieren, entweder in Subtraktion an das
vom Phasenkomparator an das Tiefpassfilter gelieferte Signal oder
als Steuerung des Teilungsgrads der Teilerschaltung angelegt wird,
siehe zum Beispiel die Druckschrift
EP 0 408 238 A . Trotzdem bleibt immer ein
Modulationsrest im von der Schleife ausgearbeiteten Steuersignal,
und dies insbesondere aufgrund der Temperatur- und Zeitabweichung
der Komponenten.
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Die
vorliegende Erfindung hat zum Ziel, diesen Rest zu reduzieren, sogar
zu annullieren.
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Dies
wird insbesondere erhalten, indem permanent ein Korrektursignal
erarbeitet wird, also anders, als es in der Patentanmeldung
GB 2 228 840 vorgeschlagen
wird, wo der Betrieb eines Synthetisierers angehalten wird, um anstelle
des Modulationssignals ein spezifisches Testsignal an ihn anlegen zu
können
und die Schleife zu regeln; daraus folgt nicht nur, dass der Betrieb
des Synthetisierers unterbrochen werden muss, sondern auch, dass
der Synthetisierer sich nach der Regelung in Abhängigkeit von der Abweichung
seiner Komponenten verstellt.
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Die
vorliegende Erfindung hat eine Vorrichtung zur kontinuierlichen
Phasenmodulation durch Frequenzsynthetisierer mit Unterdrückung des
Modulationsrests in der Schleife zum Gegenstand, wie sie insbesondere
im Anspruch 1 definiert ist.
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Die
vorliegende Erfindung wird besser verstanden werden und weitere
Merkmale gehen aus der nachfolgenden Beschreibung und der sich darauf beziehenden
Figuren hervor. Es zeigen:
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die 1 bis 3 Modulationsvorrichtungen
gemäß dem Stand
der Technik,
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4 ein
allgemeines Schema, das zur Einführung
für die
Darstellung der Erfindung dient,
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die 5 bis 9 schematische
Darstellungen elektronischer Schaltbilder, die das Schema der 4 ergänzen.
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In
den verschiedenen Figuren tragen die entsprechenden Elemente die
gleichen Bezugszeichen.
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1 zeigt
eine Modulationsvorrichtung des Stands der Technik, die ausgehend
von einem Frequenzsynthetisierer mit Phasenverriegelungsschleife hergestellt
ist, d.h. einem Synthetisierer mit einem variablen Oszillator 1 und
einer Phasenregelungsschleife des variablen Oszillators. Die Schleife
enthält
eine Frequenzteilerschaltung mit Phasenakkumulator 2, einen
Phasenkomparator 3, einen Bezugsoszillator 4,
der ein festes Frequenzsignal Fr liefert, und ein Tiefpassfilter 5.
Der variable Oszillator 1 liefert ein Signal mit der Frequenz
(N + K/M)Fr, wobei N eine ganze Zahl und K/M ein Bruchteil kleiner
als 1 ist, wobei K und M ganze Zahlen größer als –1 bzw. 1 sind; dieses Signal
bildet das Ausgangssignal des Synthetisierers und das Eingangssignal
der Frequenzteilerschaltung 2. Der Phasenkomparator 3 vergleicht
die von der Teilerschaltung 2 und vom Bezugsoszillator 4 gelieferten
Signale und liefert ein Signal, das nach Filterung im Tiefpassfilter 5 ein
Spannungssteuerungssignal der Frequenz des variablen Oszillators 1 bildet.
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Der
variable Oszillator 1 wird von einer Spannung spannungsgesteuert,
die von der zu erhaltenden Frequenz Fo, also von N + K/M, abhängt. Die Frequenzteilerschaltung
mit Phasenakkumulator 2 enthält einen Frequenzteiler mit
variablem Teilungsgrad, der voreingestellt ist, um durch N zu teilen,
und einen Modulo-M-Phasenakkumulator, der den Ausgang des Teilers
mit einem Steuereingang dieses gleichen Teilers koppelt. Der Teiler
hat einen Signaleingang und einen Signalausgang, die den Signaleingang
und Signalausgang der Frequenzteilerschaltung 2 bilden.
Der Phasenakkumulator hat einen Steuereingang, an den der Wert K
angelegt wird, damit der Phasenakkumulator an den Teiler K Impulse für M Perioden
des Ausgangssignals des Teilers liefert. Je nachdem, ob der Teiler
einen Impuls an seinem Steuereingang empfängt oder nicht, geht sein Teilungsverhältnis auf
den Wert N + 1 oder bleibt auf dem Wert N. Wenn der Synthetisierer,
der nur als Synthetisierer verwendet wird, also ohne Modulationssignal,
synchronisiert wird, d.h., wenn das Ausgangssignal des Teilers auf
der Frequenz Fr des Ausgangssignals des Bezugsoszillators 4 ist,
ist die Frequenz des Eingangssignals des Teilers gleich (N + K/M)Fr.
Die durch die Phasenschleife durchgeführte Regelung erzeugt am Ausgang
des Filters 5 eine Steuerspannung des variablen Oszillators 1,
die diesen Oszillator dazu bringt, ein Signal der Frequenz Fo =
(N + K/M)Fr zu liefern. Es ist anzumerken, dass die Regelung vereinfacht
und die Leistungen verbessert werden können durch eine Voreinstellung
der Steuerung des variablen Oszillators in der Nähe der Frequenz Fo, mit Hilfe
einer Gleichspannung, die zur von der Regelschleife gelieferten
Steuerspannung hinzugefügt
wird.
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Der
von den Elementen 1 bis 5 gebildete Frequenzsynthetisierer
wird mit Hilfe einer Addierschaltung 6 als Modulationsvorrichtung
verwendet, die es ermöglicht,
die Frequenz des Oszillators 1 durch ein Signal zu steuern,
das die Summe des vom Filter 5 gelieferten Schleifensignals
und eines Modulationssignals Vi(t) ist,
das für
zu übertragende
Informationen repräsentativ
ist. In Abwesenheit des Signals Vi(t) liefert
die Vorrichtung gemäß 1 das
Signal mit der oben erwähnten
Frequenz Fo, und, wenn das Signal Vi(t)
vorhanden ist, liefert sie ein Signal mit der Frequenz Fo + fi(t), wobei fi(t)
die Modulation darstellt, die durch Vi(t)
um die zentrale Frequenz Fo herum erzeugt wird.
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Es
ist anzumerken, dass 1, wie übrigens die anderen Figuren
dieser Druckschrift, ein vereinfachtes Schaltbild ist, auf dem nur
die Elemente dargestellt sind, die zum Verständnis der im vorliegenden Text
gegebenen Erklärungen
notwendig sind. So wurde die von N + K/M abhängende Voreinstellungsspannung,
die an den Oszillator 1 angelegt wird, nicht dargestellt,
wie auch die digitalen Signale des Werts N und K, die an den Frequenzteiler
bzw. an den Phasenakkumulator der Teilerschaltung 2 angelegt
werden, nicht dargestellt sind.
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Die
Modulationsvorrichtung gemäß 1 hat
bestimmte Nachteile:
- – die Komponente fi(t)
der modulierten Frequenz Fo + fi(t) entspricht
dem Modulationssignal Vi(t), aber gefiltert
durch ein Hochpassfilter, dessen Grenzfrequenz durch das Schleifenband
bestimmt wird, da Vi(t) für die Phasenverriegelungsschleife als
ein zu entfernendes Störsignal
empfunden wird,
- – die
Komponente fi(t) hängt von den Veränderungen
der Ausgangsfrequenz-/Steuerspannungskurve des variablen Oszillators 1 ab.
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2 zeigt
eine zweite Modulationsvorrichtung gemäß dem Stand der Technik, die
ebenfalls ausgehend von einem Frequenzsynthetisierer mit Phasenverriegelungsschleife
hergestellt ist. Diese Modulationsvorrichtung unterscheidet sich
von derjenigen der 1 durch das Weglassen der Addierschaltung 6,
die durch eine direkte Verbindung zwischen dem Tiefpassfilter 5 und
dem variablen Oszillator 1 ersetzt wurde; sie unterscheidet
sich von ihr auch durch das Zwischenschalten einer Subtrahierschaltung 7 zwischen
den Phasenkomparator 3 und das Tiefpassfilter 5,
mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang des Phasenkomparators
verbunden ist, einem zweiten Eingang und einem Ausgang, der mit
dem Eingang des Tiefpassfilters 5 verbunden ist. An den
zweiten Eingang der Subtrahierschaltung wird ein Modulationssignal φi(t) angelegt, das für die zu übertragenden Informationen
repräsentativ
ist, und das sich in diesem Fall nicht mehr wie eine Steuerspannung
des variablen Oszillators 1, sondern wie eine Phasenabweichung
zwischen dem modulierten Signal Fo + fi(t)
nach der Teilung und dem Signal des Bezugsoszillators 4 verhält.
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Diese
Art von Modulationsschaltung weist zwei Hauptnachteile auf:
- – es
gibt eine Filterung des Modulationssignals durch ein Filter mit
einer Breite gleich dem Band der Schleife,
- – fi(t) kann dem Differenzquotienten φi(t) oder dem Modulationsindex gleichgesetzt
werden, d.h. die Spitze-zu-Spitze-Abweichung in Radian der Frequenz-
oder Phasenmodulation ist auf N·2π begrenzt, wobei N der Teilungsfaktor
der Frequenzteilerschaltung 2 ist; tatsächlich werden jenseits von
N·2π die Grenzen
des Phasenkomparators überschritten.
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3 bezieht
sich auf eine dritte Modulationsvorrichtung gemäß der Erfindung, die ausgehend von
dem gleichen Frequenzsynthetisierer wie die Modulationsvorrichtungen
der 1 und 2 hergestellt ist. Bei dieser
dritten Vorrichtung wird das Modulationssignal an den Steuereingang
der Frequenzteilerschaltung 2 in Form eines Teilungsgrad-Steuersignals ni(t) angelegt, das für die zu übertragenden Informationen
repräsentativ
ist; das Signal ni(t) wird von Impulsen
gebildet, die in der Frequenzteilerschaltung ein Komplement der
Impulse sind, die vom Phasenaddierglied an den Frequenzteiler geliefert
werden, wie weiter oben gesagt wurde. Im Vergleich mit dem Schaltbild
der 1 wurde die Addierschaltung 6 weggelassen,
und der Ausgang des Filters 5 ist direkt mit dem Steuereingang
des variablen Oszillators 1 verbunden.
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Die
Modulationsvorrichtung gemäß 3 hat
ebenfalls den Nachteil, ein auf das Schleifenband begrenztes Modulationsband
zu haben.
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Die
Frequenz Fo + fi(t) des Ausgangssignals der
Modulationsschaltung gemäß 3 wird
durch ni(t) × Fr gegeben, und ni(t) führt
also eine in Schrittebenen 2π und
in Schrittzeit 1/Fr quantifizierte Modulationssteuerung durch. Diese
Quantifizierung führt ein
Quantifizierungsrauschen in das Ausgangssignal der Modulationsschaltung
ein. In dieser Modulationsvorrichtung ist anzumerken, dass das Schleifenband deutlich
unter Fr liegt, und dies in einem Verhältnis von mindestens gleich
10, und dass die von ni(t) durchgeführte Steuerung
daher eine übergetastete Steuerung
bezüglich
des ersten Theorems von Shannon darstellt; es ist also möglich, an
das Signal ni(t) einen Algorithmus anzuwenden,
wie den Sigma-Delta-Algorithmus oder den Algorithmus mit mehreren
Teilschritten, der es ermöglicht,
das Quantifizierungsrauschen zu verringern, ohne es aber ganz verschwinden
zu lassen.
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Die
mit Hilfe der 1, 2 und 3 beschriebenen
Modulationen werden nachfolgend Modulationen vom Typ 1, 2, 3 genannt,
um ihre Bezeichnung zu vereinfachen.
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Die
nachfolgende Beschreibung bezieht sich auf Modulationsschaltungen,
die die Modulation vom Typ 1 mit der Modulation vom Typ 2 oder 3
kombinieren, um praktisch die Phasenmodulation der Kette "Frequenzteilerschaltung-Phasenkomparator" unterdrücken zu
können,
indem nur noch ein Modulationsrest übrig gelassen wird; so ist
es möglich,
insbesondere zu verhindern, dass das Band des modulierenden Signals
durch das Schleifenband begrenzt wird. Im Fall der Kombination von
Modulationen der Typen 1 und 2 bleibt eine Modulationsindexbegrenzung,
die von einer Phasenspitzenwertabweichung bestimmt wird, die auf
N·2π begrenzt
ist, wobei N das Teilungsverhältnis
der Teilerschaltung 2 ist. Im Fall der Kombination von
Modulationen der Typen 1 und 3 gibt es keine Modulationsindexbegrenzung
mehr, aber wie bei der Modulation des Typs 3 bleibt ein Quantifizierungsrauschen übrig. Wenn
die Kombination der drei Typen von Modulationen perfekt durchgeführt wird, verhindert
sie die Modulationsindexbegrenzung und das Quantifizierungsrauschen,
jedoch auf Kosten etwas komplizierterer Herstellungsweisen.
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4 wiederholt
die Elemente 1 bis 7 der 1, 2 und 3,
um zu zeigen, wie die drei Modulationstypen kombiniert werden können:
- – Modulation
vom Typ 1 durch das Signal Vi(6t), das an
die Addierschaltung 6 angelegt wird,
- – Modulation
vom Typ 2 durch das Signal φi(t), das an die Subtrahierschaltung 7 angelegt
wird,
- – Modulation 3 durch
das Signal ni(t), das an die Frequenzteilerschaltung 2 angelegt
wird.
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In 4 sind
die Mittel zur Einführung
der Modulationen der Typen 2 und 3, d.h. die Subtrahierschaltung 7 und
die Zufuhrverbindung des Signals φi(t)
zur Subtrahierschaltung 7 einerseits, und die Zufuhrverbindung
des Signals ni(t) zur Frequenzteilerschaltung 2 andererseits,
gestrichelt dargestellt, um so anzuzeigen, dass die eine oder die
andere der Modulationen vom Typ 2 und 3 vorhanden sein kann, dass
sie aber auch gleichzeitig vorhanden sein können; wenn die Modulation vom
Typ 2 nicht vorhanden ist, ist der Ausgang des Phasenkomparators 3 direkt mit
dem Eingang des Tiefpassfilters 5 verbunden; wenn die Modulation
vom Typ 3 nicht vorhanden ist, wird die Verbindung, die am Steuereingang
der Frequenzteilerschaltung 2 mündet, weggelassen, und die
Steuerung des Teilungsgrads des Frequenzteilers durch N oder N +
1 erfolgt in üblicher
Weise, d.h. nur mit Hilfe des Phasenakkumulators, den die Frequenzteilerschaltung
enthält.
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5 zeigt,
wie die Signale Vi(t), φi(t)
und ni(t) erhalten werden können, die
für den
Betrieb der Vorrichtung gemäß 4 notwendig
sind; diese Figur bezieht sich auf eine Modulation durch MSK- oder
GMSK-Signale. Zu übertragende
Daten d werden in üblicher
Weise in einer MSK-Codierschaltung 8 im Takt eines Taktsignals
h codiert, d.h., um das Signal Vi(t) zu
liefern, das in der Modulation vom Typ 1 verwendet wird. Ein Vorwärts-Rückwärts-Zähler 9 zählt im Takt
des Signals h, und seine Zählung
erhöht sich
bei jeder hohen Frequenz des MSK-Signals um eine Einheit, und verringert
sich bei jeder niedrigen Frequenz des MSK-Signals um eine Einheit. Da die MSK-Modulation
aus kontinuierlichen Phasenübergängen des
Werts +π/2
oder –π/2 besteht,
je nachdem, ob die durch den Übergang
zugeführte
neue Frequenz eine hohe oder eine niedrige Frequenz ist, können zwei
niederwertige Bits des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 9 ausreichen,
um mit Hilfe eines Digital/Analog-Wandlers 10 ein Signal φi(t) der Modulation vom Typ 2 zu liefern,
das eine Phasenmodulation mit 2π Radian
gewährleistet.
Dieser Wandler mit zwei Bits reicht aus in dem Fall, in dem das
Spektrum des Signals φi(t) in seinem Bereich um die Frequenz h
herum vom Filter 5 entfernt wird. Wenn dies nicht der Fall
ist, besteht eine erste Lösung
darin, diese störenden
Spektralkomponenten mit einer 2n mal höheren Frequenz
umzusetzen, wobei n eine ausreichend hohe ganze Zahl ist; hierzu
muss der Zähler 9 mit
einer 2n mal höheren Frequenz arbeiten und
er muss 2n mal seine Eingangstastproben
wiederholen; der Wandler 10 wird ein Wandler mit n + 2
Bits. Eine zweite Lösung
besteht darin, ein analoges Tiefpassfilter am Eingang des Wandlers 10 einzufügen und die
für die
Schaltung 6 bestimmte Steuerung Vi(t)
um einen Wert gleich der durch dieses Tiefpassfilter verursachten
Verzögerung
zu verzögern.
Die Plus- oder Minus-Überläufe außerhalb
dieses Bereichs von 2π Radian
werden von einer Komparatorschaltung 11 berücksichtigt,
die im Takt des Taktsignals h die aufeinanderfolgenden Werte vergleicht,
die die beiden niederwertigen Bits des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 9 annehmen;
die Komparatorschaltung 11 liefert einen Impuls an einem
ersten Ausgang beim Übergang des
Zählens
des Vorwärts-Rückwärts-Zählers 9 vom Wert 11
auf den Wert 00, wobei dieser Übergang
für einen
positiven Überlauf
charakteristisch ist, und einen Impuls an einem zweiten Ausgang
beim Übergang
des Werts 00 auf den Wert 11; diese beiden Impulse bilden das Signal
ni(t), das in einer Modulation vom Typ 3
verwendet wird, und lassen den Teilungsgrad der Teilerschaltung 2 der 4 auf
den Wert N + 1 bzw. N – 1 übergehen.
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Das
Signal ni(t) gemäß 5 kann alleine verwendet
werden, d.h. ohne dass das Signal φi(t) ebenfalls
verwendet wird, aber das Gegenteil gilt nicht, es sei denn, φi(t) wird auf eine Phasenveränderung
von 2π Radian
begrenzt. Wenn der Bereich der Spitze-Spitze-Phasenabweichung unter N·2π Radian liegt,
ist es aber möglich,
indem die Montage der 5 verändert wird, eine Modulation
vom Typ 2 ohne Modulation vom Typ 3 durchzuführen; hierzu muss der Digital/Analog-Wandler 10 in
der Lage sein, jede Phasenabweichung im betrachteten Bereich analog
umzuwandeln, d.h. dass, wenn dieser Bereich zwischen ±kπ liegt, wobei
k eine positive ganze Zahl ist, der Digital/Analog-Wandler 10 in
der Lage sein muss, digitale Werte umzuwandeln, die aus einer Anzahl
von Bits gleich 2 + log k oder gleich der ganzen Zahl direkt über 2 +
log2k besteht, wenn log2k keine
ganze Zahl ist. 6 zeigt diese Variante für k = 4;
diese Figur unterscheidet sich von 5 durch das
Weglassen der Komparatorschaltung 11 und durch einen Wandler 10 mit
vier statt zwei Eingängen.
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Es
ist anzumerken, dass, wenn die Charakteristik der Frequenz des variablen
Oszillators 1 bezüglich
seiner Steuerspannung zum Beispiel in Abhängigkeit von der Temperatur
oder der Alterung variiert, im Filter 5 der 4 ein
Signalrest bleibt, der mit der Modulation korreliert ist, und die
Modulation ist nicht auf dem vorgesehenen Wert. 7 zeigt, wie
man diesen Fehler korrigieren kann, indem der Modulationsrest verwendet
wird, um die Übertragungsfunktion
der Verbindung zwischen dem Eingang der Modulationsvorrichtung und
dem Ausgang des variablen Oszillators 1 einzustellen; im
mit Hilfe der 7 beschriebenen Beispiel wird
dies nicht durch Steuerung der Verstärkung des variablen Oszillators 1,
sondern, was einfacher durchzuführen
ist, durch Steuerung der Verstärkung
eines variablen Verstärkers 16a oder 16b erhalten,
der entweder in der Eingangsschaltung oder in der Ausgangsschaltung
der Addierschaltung 6 der 4 angeordnet
ist; um diese Wahlmöglichkeit
zu markieren, wurden die Verstärker 16a, 16b gestrichelt
dargestellt, wobei klar ist, dass nur einer der beiden eingesetzt
wird, während
der andere durch einen Kurzschluss ersetzt wird. Da der Modulationsrest
wahlweise aus dem Eingangs- oder Ausgangssignal des Schleifenfilters 5,
oder sogar aus einem Signal entnommen werden kann, das im Schleifenfilter
genommen wird, wurden diese drei Möglichkeiten durch drei Verbindungen
in gleicher Weise in unterbrochenen Linien 5a, 5b, 5c dargestellt;
und nur eine dieser drei Möglichkeiten wird
in einem Aufbau angewendet.
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Um
einen repräsentativen
Wert des Modulationsrests zu erhalten, wird das in Höhe des Schleifenfilters 5 abgenommene
Signal an den ersten Eingang einer Multiplizierschaltung 12 angelegt,
deren zweiter Eingang über
ein Kompensationsfilter 17 an den Modulationseingang vom
Typ 1 der Modulationsvorrichtung gekoppelt ist, d.h. an den Modulationseingang,
der das Signal Vi(t) empfängt. Das
Filter 17 ist ausgebildet, um die gleiche Filterwirkung
wie die Schleife bei einem Modulations-Kompensationsfehler zu erzeugen.
Die Zusammenfügung
der Multiplizierschaltung 12 und des Filters 13 erzeugt
tatsächlich
die Korrelation zwischen den beiden Eingangssignalen der Multiplizierschaltung 12,
was die Entnahme eines Signals proportional zum Fehler aufgrund
der Veränderungen
der Eigenschaften des variablen Oszillators 1 ermöglicht.
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Nach
Filterung in einem Bandpassfilter 13 liefert das Ausgangssignal
der Multiplizierschaltung 12 das Signal proportional zum
Verstärkungsfehler des
variablen Oszillators 1, um die Verstärkung des Verstärkers 16a oder 16b zu
steuern.
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Der
soeben beschriebene Aufbau zur Korrektur der Verstärkungsfehler
des variablen Oszillators 1 kann zwischen dem Ausgang des
Filters 13 und dem Steuereingang des variablen Verstärkers 16a oder 16b durch
einen Analog/Digital-Wandler 14, gefolgt von einem einem
Speicher zugeordneten Akkumulator 15 vervollständigt werden;
unter Verwendung eines Analog/Digital-Wandlers 14, der
nur das Vorzeichenbit liefert, reduziert sich der Akkumulator 15 auf
einen Vorwärts-Rückwärts-Zähler. Der
Akkumulator liefert das Steuersignal des variablen Akkumulators 16a oder 16b.
Der Speicher des Akkumulators 15 ermöglicht es seinerseits, zum
Beispiel in dem Fall, in dem die Modulationsvorrichtung zyklisch mit
verschiedenen zentralen Frequenzen Fo betrieben wird, von einer
Benutzung jeder Frequenz Fo zur nächsten den Wert des Vorwärts-Rückwärts-Zählers beizubehalten,
und so eine Modulation mit einer gegebenen Frequenz Fo mit einer
Vorregelung der Korrektur des Modulationsrests beginnen zu können; hierzu
enthält
der Speicher des Akkumulators 15 ebenso viele Adressen,
an denen Werte des Vorwärts-Rückwärts-Zählers gespeichert sind, wie
es unterschiedliche Frequenzen Fo gibt, und die Adressierung wird
mit den digitalen Werten N, K der zu erhaltenden zentralen Frequenzen
Fo durchgeführt.
Da die Schaltungen 14 und 15 nicht immer bei der
Korrektur des Modulationsrests eingesetzt werden, wurden sie in 7 gestrichelt
gezeichnet, und wenn sie nicht verwendet werden, genügt es, die 7 dahingehend
zu verändern,
dass sie durch eine direkte Verbindung zwischen dem Ausgang des
Filters 13 und dem Steuereingang des variablen Verstärkers 16a oder 16b ersetzt
werden.
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Es
ist anzumerken, dass das Signal am Ausgang des Kompensationsfilters 17 der 7 die Form
des Fehlers angibt, d.h. des Modulationsrests. Um die Multiplizierschaltung 12 zu
vereinfachen, ist es also möglich,
sich mit zwei Pegeln
–1
negative Werte
+1 positive Werte
Oder mit drei Pegeln
–1 negative
Werte
0 Wert Null
+1 positive Werte
für das Ausgangssignal
des Kompensationsfilters zu begnügen,
und dies unter Beibehaltung einer Information proportional zum Verstärkungsfehler
des variablen Oszillators.
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Beim
Aufbau gemäß 7 hat
der Fall, in dem die Entnahme des Modulationsrests ausgehend von
dem am Ausgang des Tiefpassfilter 5 abgenommenen Signal
erfolgt, den Vorteil, ein in der Bandbreite genau begrenztes Signal
zu verwenden. Dieses Signal besitzt eine kontinuierliche Komponente,
die dazu bestimmt ist, den variablen Oszillator auf die Frequenz
Fo einzustellen; das Einfügen
von Voreinstellungsmitteln der Steuerspannung des Oszillators 1 zwischen
dem Filter 5 und der Addierschaltung 6 ermöglicht es
gleichzeitig, die kontinuierliche Komponente des Ausgangssignals
des Filters 5 zu minimieren und die Frequenzumschaltzeit
des variablen Oszillators 1 zu verringern.
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Das
Schaltbild einer Ausführungsform
dieser Voreinstellungsmittel der Steuerspannung des variablen Oszillators 1 wird
in 8 angegeben. Bei dieser Ausführungsform ist der Ausgang
des Filters 5 mit dem ersten Eingang der Multiplizierschaltung 12 gemäß 7 verbunden,
und dieser Ausgang des Filters 5 ist nicht mehr direkt
mit der Addierschaltung 6 verbunden, sondern mit ihr über Voreinstellungsmittel
gekoppelt, die aus einer Addierschaltung 30, einem Analog/Digital-Wandler 31,
einer Speicherschaltung 32 und einem Digital/Analog-Wandler 33 bestehen.
Der Ausgang des Filters 5 ist mit einem ersten Eingang
der Addierschaltung 30 verbunden, deren Ausgang mit der
Addierschaltung 6 verbunden ist; der Ausgang der Schaltung 30 ist
mit ihrem zweiten Eingang über
den Wandler 31, gefolgt von der Speicherschaltung 32,
auf die selbst der Wandler 33 folgt, verbunden. Nach der
Stabilisierung der Regelschleife gibt es am Ausgang der Addierschaltung 30 nur
noch eine Gleichspannung, deren in der Schaltung 32 gespeicherter
Wert verfügbar
ist, um eine Voreinstellung des variablen Oszillators 1 durchzuführen, sobald
die Parameter N und K nach Frequenzsprüngen wieder über die
Werte gehen, die dieser Speicherung entsprechen; die Parameter N,
K liefern die Adresse in der Speicherschaltung 32; der Augenblick
der Änderung
von N, K, verzögert
um die Stabilisierungszeit der Schleife, ergibt den Augenblick der
Speicherung an der Adresse N, K; der Zeitpunkt der Änderung
von N, K ergibt den Augenblick des Lesens an der Adresse N, K.
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9 zeigt,
wie die Signale Vi(t), φi(t)
und ni(t) im Fall einer analogen Frequenzmodulation
erhalten werden können.
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In 9 ist
gestrichelt ein variabler Verstärker 16 dargestellt,
der die Verstärker 16a, 16b für die mögliche Anwendung
des Restkorrekturaufbaus gemäß 7 im
Aufbau der 9 ersetzen würde.
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Die
Daten d, die den zu übertragenden
Informationen entsprechen, werden an den Eingang eines Digital/Analog-Wandlers 20 angelegt,
um ein analoges Modulationssignal des Typs 1, Vi(t)
zu erhalten; dieses Signal wird an die Addierschaltung 6 gemäß 4 angelegt.
Die Daten d werden ebenfalls an den Eingang eines Modulo-2π-Phasenakkumulators 18 angelegt,
dessen Nulldurchgänge
und 2π-Durchgänge das
Modulationssignal ni(t) des Typs 2 liefern,
und dessen durch einen Digital/Analog-Wandler 19 analog
umgewandelte Zählung
das Modulationssignal φi(t) des Typs 3 liefert.
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Die
vorliegende Erfindung ist nicht auf die oben beschriebenen Beispiele
beschränkt;
sie betrifft insbesondere alle kontinuierlichen Phasenmodulationen
durch einen Frequenzsynthetisierer mit Phasenverriegelungsschleife,
unabhängig
vom Modulationssignal und vom Synthetisierer.