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Die
vorliegende Erfindung betrifft Systeme, bei denen elektromagnetische
Transponder, d. h. (im allgemeinen mobile) Sender/Empfänger, verwendet werden,
die durch eine (im allgemeinen stationär-fixe) Einheit, die als Lese- und/oder Schreib-Terminal bezeichnet
wird, kontakt- und drahtlos abgefragt werden können. Die Erfindung betrifft
näherhin
ein Lese- oder ein Lese/Schreib-Terminal für Transponder, die über keine
autonome Stromversorgung bzw. -speisung verfügen. Diese Transponder beziehen
die erforderliche Stromspeisung bzw. -versorgung für die in ihnen
enthaltenen elektronischen Schaltungen aus dem Hochfrequenzfeld,
das von einer Antenne des Schreib- und Lese-Terminals ausgestrahlt
wird. Die Erfindung bezieht sich auf derartige Terminals, bei denen
es sich um Terminals handeln kann, welche sich mit dem Lesen der
Daten des Transponders (beispielsweise einem elektronischen Label)
begnügen,
oder um Lese/Schreib-Terminals, die Daten des Transponders (beispielsweise
eine kontaktlose Chipkarte) zu modifizieren vermögen.
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Die
Systeme mit Verwendung von elektromagnetischen Transpondern beruhen
auf der Verwendung von Schwingkreisen, welche eine eine Antenne
bildende Wicklung aufweisen, auf Seiten des Transponders und auf
Seiten des Lese/Schreib-Terminals. Diese Schwingkreise sind zur
Kopplung durch das magnetische Nahfeld bestimmt, sobald der Transponder
in das Feld des Lese/Schreib-Terminals eintritt.
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1 zeigt
in sehr schematischer und vereinfachter Form ein herkömmliches
Beispiel eines Systems zum Datenaustausch zwischen einem Lese/Schreib-Terminal 1 und
einem Transponder 10.
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Allgemein
besteht das Terminal 1 im wesentlichen aus einem Reihenschwingkreis
aus einer Induktivität
L1, in Reihe mit einem Kondensator C1 und einem Widerstand R1, zwischen
einem Ausgangsanschluss 2 eines Antennenverstärkers oder
-kopplers 3 und einem Bezugsanschluss 4 (im allgemeinen Masse).
Der Antennenkoppler 3 erhält ein Hochfrequenz-Übertragungssignal
zugeführt,
das von einem (nicht dargestellten) Modulator erzeugt wird, der
Teil einer Steuer- und Datenauswerteschaltung 5 ist und unter
anderem einen Modulator-Demodulator und einen Mikroprozessor zur
Verarbeitung der Befehle und Daten umfasst. Die Schaltung 5 umfasst
auch einen Quarzoszillator zur Lieferung eines Hochfrequenz-Bezugssignals.
Dieses Bezugssignal dient in bestimmten Fällen als Bezugssignal REF eines
Phasendemodulators 6 (ΔΦ), der die
Aufgabe hat, eine eventuelle von dem Transponder 10 ausgehende
Datenübertragung
zu demodulieren. Gegebenenfalls wird das Signal REF nicht aus der
Schaltung 5 gewonnen, d. h. direkt vom Quarzoszillator,
sondern am Ausgangsanschluss 2 des Antennenkopplers 3 (gestrichelte
Leitung 9, 1).
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Der
Transponder 10 weist im wesentlichen einen Parallelschwingkreis
aus einer Induktivität
L2, parallel mit einem Kondensator C2 zwischen zwei Eingangsanschlüssen 11, 12 einer
Befehls- und Verarbeitungsschaltung 13 auf. Die Anschlüsse 11 und 12 sind
in der Praxis mit dem Eingang einer (nicht dargestellten) Gleichrichtvorrichtung
verbunden, deren Ausgänge
die Gleichstromspeise- bzw. -versorgungsanschlüsse für die internen Schaltungen
im Transponder bilden. Diese Schaltungen umfassen allgemein im wesentlichen
einen Mikroprozessor, einen Speicher, einen Demodulator für die gegebenenfalls
von dem Terminal 1 empfangenen Signale sowie einen Modulator
zur Übertragung
der Informationen an das Terminal.
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In
Abwesenheit einer Datenübertragung
von dem Terminal an den Transponder dient das hochfrequente Anregungssignal
ausschließlich
als Energiequelle.
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Die
eventuelle Übertragung
von Informationen vom Terminal an den Transponder erfolgt beispielsweise
durch Modulation der Amplitude des Trägers der Fernspeisung.
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Die
Informationsübertragung
vom Transponder 10 zum Terminal 1 erfolgt allgemein
durch Modifizieren der Belastung des Schwingkreises L2, C2 derart,
dass der Transponder eine mehr oder weniger große Energiemenge aus dem hochfrequenten
Magnetfeld entnimmt. Diese Änderung
wird auf Seiten des Terminals 1 detektiert, insofern die
Amplitude des Hochfrequenz-Anregungssignals konstant gehalten wird.
Demzufolge übersetzt
sich eine Änderung
bzw. Schwankung der Energie des Transponders in eine Änderung
bzw. Schwankung der Amplitude und Phase des Stroms in der Antenne
L1. Diese Änderung bzw.
Schwankung wird sodann beispielsweise mittels des Phasendemodulators 6 des
Terminals 1 detektiert. Hierzu erhält beispielsweise der Demodulator 6 ein
gewünschtes
oder Nutzsignal UTI, das aus einer Strom-Spannungs-Wandlung mit Hilfe eines Widerstands
R3 zwischen einem Eingangsanschluss des Demodulators 6 und
Masse 4 herrührt.
Der Widerstand R3 wandelt den in dem Schwingkreis R1, L1, C1 gemessenen
Strom mittels beispielsweise eines in Reihe mit dem Schwingkreis
liegenden Stromwandlers 7 in Spannung um. Der Stromwandler 7 ist in 1 durch
zwei Wicklungen 7', 7'' symbolisiert. Die Primärwicklung 7' liegt in Reihe
mit dem Schwingkreis. Die Sekundärwicklung 7'' liegt mit einem ersten Anschluss
an Masse und mit einem zweiten Anschluss am Ein-gangsanschluss des
Phasendemodulators 6.
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Um
Daten von dem Transponder zum Terminal zu übertragen, wird eine (nicht
dargestellte) Modulationsstufe des Transponders mit einer als Subträger bezeichneten
Frequenz (beispielsweise 847,5 kHz) gesteuert, die deutlich niedriger
(allgemein in einem Verhältnis
von wenigstens 10) als die Frequenz des Anregungssignals des Schwingkreises
des Terminals (beispielsweise 13,56 MHz) ist. Die transponderseitige Änderung
der Last erfolgt im allgemeinen mit Hilfe eines elektronischen Steuerschalters
eines Widerstands oder eines Kondensators, die die Last des Schwingkreises
L2-C2 modifizieren. Der elektronische Schalter wird mit der Frequenz
des Subträgers
gesteuert, um periodisch den Schwingkreis des Transponders mit einer
zusätzlichen
Dämpfung
relativ bezüglich
der Last durch seine Auswerteschaltungen 13 zu beaufschlagen.
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In
den Halbperioden des Subträgers,
in denen der elektronische Schalter des Transponders geschlossen
ist, detektiert der Demodulator 6 eine geringfügige Phasenverschiebung
(von einigen Grad, ja sogar von weniger als einem Grad) des Hochfrequenzträgers relativ
bezüglich
dem Bezugssignal REF. Der Ausgang 8 des Demodulators 6 gibt
dann ein Signal wieder, das ein Bild des Steuersignals des elektronischen
Schalters des Transponders ist und das zur Rückgewinnung der übertragenen
Binärdaten
dekodiert werden kann.
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Ein
Problem, mit dem man sich bei den herkömmlichen Lese/-Schreib-Terminals mit Verwendung
eines Phasendemodulators konfrontiert sieht, ist, dass das Frequenzansprechverhalten
des Phasendemodulators, wenn die beiden Schwingkreise auf die Frequenz
der Fernspeisung (13,56 MHz) abgestimmt sind, bei einer Frequenz
des zu demodulierenden Signals, die dieser Frequenz der Fernspeisung
entspricht, einen Null-Wert aufweist (d. h. dass die Ausgangsspannung
Null wird).
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Dieses
Phänomen
ist in 2 veranschaulicht, welche in schematischer Weise
das Ansprechverhalten eines Phasendemodulators 6 zeigt. 2 gibt den
Verlauf der Spannung V8 im Ausgang des Demodulators 6 in
Abhängigkeit
von der Frequenz des Trägers
wieder, auf welchem die Phasenverschiebung detektiert wird. Wie
diese Zeichnungsfigur veranschaulicht, wird die Spannung zu Null
für eine Frequenz
f0, die für
einen gegebenen Kopplungskoeffizienten der Resonanzfrequenz des
Schwingkreises L2-C2 des Transponders entspricht (f = 1/2π√LC).
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Zur
Lösung
dieses Problems verstimmt man allgemein die Schwingkreise derart,
dass die beiden Schwingkreise des Terminals und des Transponders nicht
mehr beide auf die Frequenz des Trägers der Fernspeisung abgestimmt
sind.
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Ein
Nachteil, der sich hieraus ergibt, ist jedoch, dass dies die Fernspeisung
des Transponders, und damit die Reichweite des Systems, beeinträchtigt.
Tatsächlich
ist die für
den Transponder gewonnene Energie am größten, wenn die Schwingkreise
des Terminals und des Transponders beide auf die Trägerfrequenz
abgestimmt sind.
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Ein
anderes Problem ist, dass die Herstellungstoleranzen der in den
Schwingkreisen verwendeten Kondensatoren, insbesondere für den Kondensator
C2 des Transponders, im allgemeinen in der Größenordnung von 10 % liegen.
Demzufolge zwingt die Größe dieser
Herstellungstoleranzen dazu, dass man sich aus Sicherheitsgründen deutlich
von der Frequenz f0 des Trägers
absetzen muss, wenn man eine Phasendemodulation durch das Terminal
gewährleisten
will.
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Ein
bedeutsamer Nachteil der herkömmlichen
Systeme ist somit, dass man gezwungen ist, einen Kompromiss zwischen
der Fernspeisung und dem Phasendemodulationsvermögen des Terminals vorzunehmen.
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Des
weiteren ist dieser Kompromiss schwierig zu realisieren, insofern
die Lage der ,Lücke' bzw. des ,Lochs' im Ansprechverhalten
des Phasendemodulators in Abhängigkeit
von der Gegeninduktivität zwischen
den Schwingkreisen variiert. Nun hängt diese Gegeninduktivität von der
Entfernung ab, welche die Antennen L1 und L2 des Terminals und des Transponders
voneinander trennt, und damit von der Relativstellung des Transponders
relativ bezüglich dem
Terminal bei der Übertragung.
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Diese Änderung
bzw. Schwankung ist in 3 veranschaulicht, welche, für verschiedene
Abstände
zwischen einem Transponder und einem Terminal, Beispiele der Spannungs-Frequenz-Kennlinien
wiedergibt, wobei die Spannung die Spannung der Fernspeisung des
Transponders, beispielsweise die Spannung V2 an den Anschlüssen des
Kondensators C2 darstellt und wobei f der Anregungsfrequenz des
Reihenschwingkreises des Terminals entspricht.
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Die
verschiedenen in 3 veranschaulichten Kurven sind
für auf
die Frequenz f0 abgestimmte Schwingkreise gezeichnet, d. h. Schwingkreise
des Terminals und des Transponders, die beide so bemessen sind,
dass sie eine dem Träger
der Fernspeisung entsprechende Resonanzfrequenz darstellen. Die
Kurven g1, g2, g3, g4, g5 und g6 zeigen abnehmende Entfernungen
zwischen dem Transponder und dem Terminal. Mit anderen Worten, die
Kurve g1, welche eine kleine, auf der Frequenz f0 zentrierte Kuppel
zeigt, entspricht im wesentlichen der Grenze der Reichweite des
Systems. Je kleiner die Entfernung wird, desto mehr nimmt der Scheitel
der durch die Spannungs-Frequenz-Kennlinie gebildeten Kuppel zu,
wie die Kurven g2, g3 und g4 zeigen. Die Kurve g4 veranschaulicht
die optimale Kopplungsstellung, d. h. die Entfernung, bei welcher
die Kopplung im Sinne einer maximalen Empfangsamplitude der Fernspeisung
durch den Transponder bei der Frequenz f0 optimiert ist. Ausgehend
von diesem Abstand stellt man bei weiterer Annäherung des Transponders an
das Terminal 1 fest, dass die Amplitude der Spannung abnimmt
(Kurve g5) und immer weiter abnimmt (Kurve g6), je stärker der
Abstand zwischen den Induktivitäten
L1 und L2 abnimmt, wobei die Spannung V2 dann zwei Maxima für Frequenzen zeigt,
welche die Frequenz f0 einrahmen bzw. umgeben. Daraus folgt, dass
man durch Verschieben der Resonanzfrequenz, auf welche die Schwingkreise abgestimmt
sind, relativ bezüglich
der Frequenz des Trägers,
die vertikale Betriebsachse des Systems in der Kennlinie von 3 horizontal
verschiebt und demzufolge die gewonnene Fernspeisungsspannung sich
verringert, wenigstens für
die Kurven g1 bis g4.
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Die
kombinierten Probleme der Phasenlücke in den Phasendemodulatoren
und der Lageänderung dieser
Phasenlücke
relativ bezüglich
dem Abstand zwischen den Induktivitäten, in Verbindung mit den Herstellungstoleranzen
der Bauteile, machen die herkömmlichen
Systeme wenig betriebszuverlässig.
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Eine
erste Lösung
wäre, den
Phasendegmodulator durch einen Amplitudendemodulator zu ersetzen.
Tatsächlich übersetzt
sich die Änderung
der durch den Transponder auf den Schwingkreis des Terminals ausgeübten Last
in gleicher Weise in eine leichte Amplitudenänderung, die dann durch eine Messung
sei es des Stroms in dem Schwingkreis des Terminals, sei es der
Spannung an den Anschlüssen des
Kondensators C1, detektiert werden kann.
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Jedoch
verschiebt diese Lösung
das Problem nur, insofern das spektrale Ansprechverhalten eines
Amplitudendemodulators gleichfalls eine Demodulationslücke aufweist,
d. h. eine Frequenz, für welche
die im Ausgang des Demodulators zurückgewonnene Spannung Null wird.
Die beträchtliche Schwankung
der Resonanzfrequenzen der Schwingkreise infolge der Herstellungstoleranzen
der Kondensatoren in Verbindung mit der beträchtlichen Schwankung der Lage
der Demodulationslücke
in Abhängigkeit
von der Kopplung zwischen den Schwingkreisen bewirken, dass in der
Praxis die Ge fahr besteht, dass sich im wesentlichen dieselben Probleme
stellen wie bei Verwendung eines Phasendemodulators.
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Das
Dokument WO-A-96 18969 beschreibt ein kontaktloses Sende-Empfangs-System,
bei welchem in der Lesevorrichtung gleichzeitig ein Phasendemodulator
und ein Amplitudendemodulator verwendet wird und jeweils das Ausgangssignal
mit dem besseren Pegel ausgewählt
wird.
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Jedoch
ist die in diesem Dokument beschriebene Lösung nicht vollkommen befriedigend.
Tatsächlich
gestattet sie in der Praxis nicht, die Wahl zwischen der Phasendemodulation
und der Amplitudendemodulation im Verlauf des Empfangs zu modifizieren,
da die durch die beiden Demodulatoren demodulierten Signale nicht
notwendigerweise synchron sind.
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Des
weiteren bestehen die mit den Herstellungstoleranzen der Schwingkreise
und ihrer Abdrift verbundenen Nachteile im Betrieb weiterhin. Das
Dokument
US 6 028 503 beschreibt
eine Demodulationsschaltung, die einen Phasendemodulator und einen
Amplitudendemodulator umfasst. In Abhängigkeit von der Phase des
Empfangssignals entscheidet die Demodulationsschaltung, ob das Signal
phasendemoduliert oder amplitudendemoduliert wird.
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Die
vorliegende Erfindung bezweckt die Schaffung einer neuen Lösung für die Ansprechprobleme
eines Phasen- und eines Amplitudendemodulators, die die Aufgabe
haben, von einem Transponder ausgesandte Daten wiederherzustellen.
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Die
Erfindung bezweckt näherhin
die Schaffung einer Lösung,
die durch das bzw. mit dem Lese/Schreib-Terminal ausführbar ist
und keine Modifikation des Transponders erfordert. Insbesondere
bezweckt die Erfindung die Schaf fung einer Lösung, die mit vorhandenen,
existierenden Transpondern funktionieren kann.
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Die
vorliegende Erfindung bezweckt auch die Schaffung eines neuen Lese/Schreib-Terminals für einen
elektromagnetischen Transponder, wobei in dem Terminal das Ansprechverhalten
eines Demodulators auf von einem Transponder übertragene Daten optimiert
und im wesentlichen unabhängig
von der Resonanzfrequenz der Schwingkreise und der Frequenz des
Trägers
wird.
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Die
Erfindung bezweckt auch die Schaffung einer Lösung, die unempfindlich gegenüber eventuellen
Betriebsabdriften der Resonanzkreise der Transponder ist.
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Die
Erfindung bezweckt auch die Schaffung einer Lösung, durch welche man frei
von eventuellen herstellungsbedingten Streuungen der Schwingkreise
des Terminals und/oder des Transponders wird.
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Die
Erfindung bezweckt des weiteren die Schaffung einer Lösung, welche
die Reichweite des Übertragungssystems
optimiert.
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Zur
Erreichung dieser und anderer Ziele sieht die vorliegende Erfindung
vor eine Schaltung zum Demodulieren eines von einem elektromagnetischen
Transponder ausgesandten Signals, welche umfaßt einen Messwertfühler bzw.
-aufnehmer für eine
Größe, die
eine Funktion der Last ist, welche der Transponder für einen
Schwingkreis bildet, einen Phasendemodulator und einen Amplitudendemodulator,
die wenigstens funktionell parallel geschaltet sind und ein von
dem genannten Messwertfühler bzw.
-aufnehmer ausgehendes Signal zugeführt erhalten, eine Summationsvorrichtung
zur Addition der von den Demodulatoren gelieferten Resultate sowie eine
Verzögerungs vorrichtung
in Reihe mit einem ersten der genannten Demodulatoren, zur Kompensation
einer eventuellen Laufzeitdifferenz zwischen ihnen.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die Schaltung des
weiteren einen Regler für
die Verzögerung aufweist,
die von der Verzögerungsvorrichtung
in Abhängigkeit
von dem durch die Summationsvorrichtung gelieferten Signal eingeführt wird.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist der genannte erste Demodulator, dem
die Verzögerungsvorrichtung
zugeordnet ist, der Amplitudendemodulator.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass der Regler umfasst:
- – ein
Gleichrichtelement, dessen Eingang mit dem Ausgang der Summationsvorrichtung
verbunden ist,
- – einen
Komparator, der an einem ersten Eingang das von dem Gleichrichtelement
gelieferte Signal und an einem zweiten Eingang ein Vorgabe- bzw. Einstellsignal
zugeführt
erhält,
wobei der Ausgang des Komparators das genannte Verzögerungselement
steuert.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die Verzögerungsvorrichtung
aus einem steuerbaren Widerstandselement in Reihe mit dem ersten
Demodulator und aus einem kapazitiven Element besteht, das einen
Anschluss des Widerstandselements mit einem Bezugspotential verbindet.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass das Widerstandselement
von einem Feldeffekttransistor gebildet wird, dem an einem Gate-Anschluss
ein von dem Regler geliefertes Regelsignal zugeführt wird, und der seinen Reihenwiderstand
konditioniert.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die Demodulatoren,
die Summationsvorrichtung, die Verzögerungsvorrichtung und der
Regler in Form eines digitalen Signalverarbeitungsprozessors ausgebildet sind.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass der Messwertfühler bzw.
-aufnehmer den Strom in dem Schwingkreis oder die Spannung an den
Anschlüssen
eines oder mehrerer seiner Elemente misst.
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Die
vorliegende Erfindung sieht ebenfalls vor ein Terminal zur Erzeugung
eines elektromagnetischen Feldes, das mit wenigstens einem Transponder
bei dessen Eintritt in das Feld zu kommunizieren vermag.
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Die
vorliegende Erfindung sieht des weiteren vor ein Verfahren zur Demodulation
eines von einem elektromagnetischen Transponder ausgesandten Signals,
wobei das Verfahren umfasst:
- – Messen
einer Größe, die
eine Funktion der Last ist, welche von dem Transponder für einen Schwingkreis
gebildet wird,
- – Phasendemodulation
des gemessenen Signals,
- – Amplitudendemodulation
des gemessenen Signals,
- – Verzögern eines
ersten Resultats wenigstens einer der Demodulationen,
- – Summation
der Resultate der beiden Demodulationen, sowie
- – Regeln
der auf das erste Demodulationsresultat ausgeübten Verzögerung in Abhängigkeit
vom Resultat der Summation.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass das Verfahren vermittels
digitaler Verarbeitungsmittel ausgeführt wird.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass das Verfahren vermittels
analoger Schaltungen ausgeführt
wird.
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Diese
und weitere Ziele, Gegenstände, Merkmale
und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden in der folgenden
nicht-einschränkenden
Beschreibung spezieller Ausführungsbeispiele
im einzelnen auseinandergesetzt, unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungsfiguren;
in diesen zeigen:
die bereits beschriebenen 1 bis 3 Darlegungen
zum Stande der Technik und der Problemstellung,
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4 in
sehr schematischer und vereinfachter Weise eine Ausführungsform
eines Lese-Schreib-Terminals gemäß der vorliegenden
Erfindung, in Zuordnung zu einem elektromagnetischen Transponder,
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5 die
Spannungs-Frequenz-Kennlinie eines Amplitudendemodulators,
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6 die
Spannungs-Frequenz-Kennlinie der Demodulationsschaltung gemäß der Erfindung, sowie
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7 in
Blockschaltbildform eine detailliertere Ausführungsform einer Demodulationsschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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Gleiche
Elemente sind in den verschiedenen Zeichnungsfiguren mit denselben
Bezugsziffern bezeichnet. Aus Gründen
der Klarheit und Übersichtlichkeit
sind die 2, 3, 5 und 6 nicht maßstabsgetreu.
Ebenfalls aus Gründen
der Klarheit und Übersichtlichkeit
sind nur die zum Verständnis der
Erfindung notwendigen Elemente in den Zeichnungsfiguren dargestellt
und im folgenden beschrieben. Insbesondere sind die Steuer- und
Befehlsschaltungen, die Verarbeitungs- und Auswerteschaltungen des
Terminals und des Transponders nicht detailliert und bilden nicht
Gegenstand der vorliegenden Erfindung.
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Ein
charakteristisches Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, innerhalb
eines Lese-Schreib-Terminals für
elektromagnetische Transponder eine Demodulationsschaltung vorzusehen, die
zur Gewinnung eines Bildes des Modulationssignals des Transponders
ausgehend von einer Messung des Signals in dem Schwingkreis des
Terminals die Ergebnisse einer Amplitudendemodulation und einer
Phasendemodulation summiert, bei gleichzeitiger Verzögerung eines
der beiden Ergebnisse relativ gegenüber dem anderen. Die Verzögerung gestattet die
Lösung
der Probleme der Synchronisation der beiden Demodulationsergebnisse.
Des weiteren wird die Differenz zwischen den Ausbreitungs- bzw.
Fortpflanzungsverzögerungen
der beiden Demodulationen kompensiert, wodurch man sich von den
mit den Herstellungstoleranzen der Bauteile der Schwingkreise verbundenen
Problemen freimacht.
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Gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform der
Erfindung wird die dem einen der Demodulationsergebnisse bzw. -resultate
erteilte Verzögerung
in Abhängigkeit
von dem am Ausgang der Demodulationsschaltung gelieferten Signal
gesteuert. Eine derartige Steuerung gestattet eine Kompensation
eventueller Driften der Resonanzfrequenz des Schwingkreises des
Terminals. Man optimiert so die Reichweite des Systems.
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4 zeigt
in schematischer und vereinfachter Form eine Ausführungsform
eines Lese-Schreib-Terminals 20 gemäß der Erfindung. In 4 ist
das Terminal 20 in Zuordnung zu einem herkömmlichen
Transponder 10 dargestellt.
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Wie
zuvor besteht der Transponder 10 im wesentlichen aus einem
Parallelschwingkreis aus einer Induktivität L2 in Parallelschaltung mit
einem Kon densator C2 zwischen zwei Anschlüssen 11, 12 einer
Auswert- und Verarbeitungsschaltung 13.
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Ebenfalls
wie zuvor beruht das Terminal 20 auf einem aus einem Widerstand
R1, einer Induktivität
L1 und einem Kondensator C1 gebildeten Reihenschwingkreis. Dieser
Schwingkreis liegt in Reihe mit einem Stromwandler 7 zwischen
einem Ausgangsanschluss 2 eines Antennenverstärkers oder
-kopplers 3 und Masse 4. Das Terminal 20 wird
von einer Schaltung 5 gesteuert und ausgewertet, welche
im wesentlichen einen Mikroprozessor, einen Quarzoszillator, einen
Modulator und Speise- bzw. Versorgungsmittel umfasst. Der Stromwandler 7 oder
ein beliebiges analoges Mittel zur Messung der Spannung oder des
Stroms in dem Reihenschwingkreis liefert ein Signal UTI am Eingang
einer Demodulationsschaltung 21. Diese Demodulationsschaltung
erhält,
wie eine herkömmliche
Schaltung (1), ein Bezugssignal REF (das
von der Schaltung 5 oder vom Anschluß 2 kommt), wobei
die Signale UTI und REF beide die Frequenz des Trägers der
Fernspeisung besitzen. Die Schaltung 21 umfasst in Parallelschaltung
einen Phasendemodulator 6 (ΔΦ) und einen Amplitudendemodulator 22 (ΔA). Eingangsanschlüsse 23 bzw. 24 des
Phasendemodulators 6 und des Amplitudendemodulators 22 erhalten
das zu messende Signal UTI zugeführt.
Bezugsanschlüsse 25 bzw. 26 der
Demodulatoren 6 bzw. 22 erhalten das Bezugssignal
REF zugeführt.
Der jeweilige Aufbau des Demodulators 6 und des Demodulators 22 sind
herkömmlicher
Art. Ein Ausführungsbeispiel wird
weiter unten in Verbindung mit 7 beschrieben.
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Gemäß der Erfindung
werden die Ausgangsgrößen 27 bzw. 28 der
Demodulatoren 6 bzw. 22 in einer Summationsvorrichtung 29 gemischt,
die an ihrem Ausgang 30 ein Signal liefert, das ein Abbild
des Modulationssignals des Transponders 10 ist, d. h. das
für die
Schaltung 5 bestimmte Demodulationsresultat. Des weiteren
liegt einer der Demodulatoren in Reihe mit einer Verzögerungsvorrichtung 31 (τ), beispielsweise
einer Verzögerungsleitung, zur
Kompensation einer eventuellen Versetzung bzw. Verschiebung der
Ausbreitungszeit zwischen dem Phasendemodulator 6 und dem
Amplitudendemodulator 22.
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Vorzugsweise
wird die Verzögerungsvorrichtung 31 dem
Amplitudendemodulator zugeordnet statt dem Phasendemodulator. Dadurch
vereinfacht sich die Ausbildung des Phasendemodulators. Tatsächlich umfassen
sowohl der Amplitudendemodulator wie der Phasendemodulator beide
Tiefpassfilter. Jedoch ist die Ausbildung eines Tiefpassfilters
für einen
Phasendemodulator häufig
delikater als für
einen Amplitudendemodulator. Durch Einfügen der Verzögerungsleitung
auf der Seite des Amplitudendemodulators vermeidet man somit die
Einführung einer
zusätzlichen
Störung
im Pfade der Phasendemodulation.
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Vorzugsweise
ist die Verzögerungsvorrichtung 31 regelbar
und ihr Regeleingang wird von einem Regler 50 (REG) gesteuert,
der die Aufgabe hat, die Verzögerung
gemäß einem
Einstell- bzw. Sollwert relativ bezüglich dem von der Summationsvorrichtung 29 gelieferten
(demodulierten) Ausgangssignal zu regeln. Tatsächlich stellt der Einstell-
bzw. Sollwert einen am Ausgang 30 der Summationsvorrichtung erwarteten
Pegel dar.
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5 veranschaulicht
die Spannungs-Frequenz-Kennlinie eines Amplitudendemodulators. Wie zuvor
angedeutet, weist diese Kennlinie wie bei einem Phasendemodulator
eine Funktionslücke
des Amplitudendemodulators (Frequenz f'0) auf, d. h. dass die Ausgangsspannung
V28 (oder V22) des Demodulators Null oder fast Null wird bei einer
Resonanzfrequenz f'0
des Schwing kreises L1, C1.
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Nun
liegen jedoch für
eine gegebene Schaltung, d. h. für
eine gegebene Trägerfrequenz
und für eine
gegebene Bemessung der Bauteile der Schwingkreise in Zuordnung zu
einer gegebenen Gegeninduktivität
zwischen diesen Schwingkreisen, die Demodulationslücken bei
unterschiedlichen Frequenzen für
einen Phasendemodulator (Frequenz f0) und für einen Amplitudendemodulator
(Frequenz f'0). Indem
man so die durch die beiden Demodulatoren erhaltenen Resultate mischt,
erhält
man eine Spannungs-Frequenz-Kennlinie,
wie sie in 6 veranschaulicht ist, in welcher
keine Demodulationslücke mehr
besteht, d. h. keine Frequenz, für
welche die Spannung V30 im Ausgang der Schaltung 21 Null wird.
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7 zeigt
in Blockschaltbildform ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer Demodulationsschaltung 21 gemäß der Erfindung.
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Der
Phasendemodulator 23 beruht beispielsweise auf der Verwendung
eines Exklusiv-ODER-Gatters 31 (XOR). Das Gatter 31 erhält an einem
ersten Eingang 32 das Bezugssignal REF und, an einem zweiten
Eingang 33, das Nutzsignal UTI zugeführt. Die Eingangssignale sind
von gleicher Frequenz und hinsichtlich ihrer Form an den Eingängen 32 und 33 vorbehandelt.
Insbesondere sind diese Signale um 90° in der Phase gegeneinander
im Ruhezustand verschoben, d. h. dass sie in Abwesenheit einer Phasenmodulation
einer Grund-Phasenverschiebung von 90° unterliegen. In dem in 7 dargestellten
Beispiel wird das Bezugssignal REF in einem Phasenschieber 34 um
90° in der
Phase verschoben. Außerdem
werden das Nutz- und das Bezugssignal im allgemeinen in entsprechenden
Amplitudenbegrenzern 35 und 36 stromaufwärts der
Eingänge 32 und 33 amplitudenbegrenzt.
Der Ausgang des Gatters 31 liefert ein Signal von gegenüber der Frequenz
der Signale UTI und REF doppelter Frequenz. Diese Ausgangsgröße treibt
einen Mittelwertbildner 37 an, der beispielsweise und in
vereinfachter Form aus einem Widerstand R und einem Kondensator
C besteht. Die Mittelwertschaltung 37 bildet auch ein Tiefpassfilter
und liegt in Reihe mit einem Verstärker 38, um am Ausgang 27 über eine
brauchbare Amplitude zu verfügen.
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Der
Amplitudendemodulator 22 beruht beispielsweise auf einem
Multiplikator 41, dem am Eingang die Signale UTI und REF
zugeführt
werden. Die Ausgangsgröße des Multiplikators 41 wird
einem Tiefpassfilter 42 zugeführt, das den Ausgang des eigentlichen
Amplitudendemodulators bildet. Diese Ausgangsgröße wird dem Eingang der Verzögerungsvorrichtung 31 der
Erfindung zugeführt.
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Die
Ausgangsgrößen 27 und 28 der
parallelen Phasen- und Amplitudendemodulationszweige werden in einer
Summationsvorrichtung 29 addiert, die an ihrem Ausgang 30 das
Resultat der Demodulation liefert.
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Gemäß der dargestellten
bevorzugten Ausführungsform
besteht die Verzögerungsvorrichtung 31 aus
einem Feldeffekttransistor 51 (beispielsweise einem JFET-Transistor)
und einem kapazitiven Element 52. Der Transistor 51 verbindet
den Ausgang des Filters 42 mit dem Eingang 28 der
Summationsvorrichtung 29 (oder mit dem Ausgang 28 des
Amplitudendemodulationszweigs). Der Kondensator 52 verbindet
den Anschluss 28 mit Masse. Das Gate des Transistors 51 bildet
den Regel-Eingangsanschluss der Verzögerungsvorrichtung 31.
Man bildet so eine resistive und kapazitive Zelle, deren Zeitkonstante durch
eine Änderung
des Reihenwiderstands des Transistors 51 im leitenden Zustand
regelbar gemacht wird.
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Der
Regler 50 wird beispielsweise von einem Gleichrichtelement 53 gebildet,
dessen Eingang mit dem Ausgang 30 der Summationsvorrichtung 29 verbunden
ist und deren Ausgang mit einem ersten Eingang eines Komparators 54 (COMP)
verbunden ist. Der zweite Eingang des Komparators 54 erhält ein vorgegebenes
Einstell- bzw. Sollwertsignal ENT zugeführt. Der Komparator 54 liefert
ein (analoges) Signal, welches die Gate-Spannung des Transistors 51 variieren
lässt,
um dessen Reihenwiderstand zu ändern.
Der Transistor 51 wird somit im Linearmode gesteuert. Der
Gleichrichter 53 hat die Aufgabe, das (annähernd sinus-förmige) Ausgangssignal
der Summationsvorrich tung 30 in einen seinen Effektivwert wiedergebenden
Gleichstrompegel umzuwandeln, zum Vergleich mit dem Einstell- bzw.
Vorgabepegel ENT. Der Gleichrichter ist vorzugsweise ein Vollweggleichrichter,
aus Gründen
der Schnelligkeit.
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Das
Einstell- bzw. Vorgabesignal ENT wird empirisch in Abhängigkeit
von den erwarteten Betriebsfrequenzschwankungen bestimmt, um zu
gewährleisten,
dass das Steuersignal des Transistors 51 diesen in einen
richtigen Bereich von Verzögerungen
einstellt.
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Es
können
auch andere Ausbildungen der Verzögerungsvorrichtung vorgesehen
werden. Beispielsweise kann man ein Netz von umschaltbaren Widerständen verwenden,
um die Verzögerung
zu modifizieren.
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Ein
Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass die Demodulationsschaltung 21 keine
Demodulationslücke
mehr aufweist. Dieses Resultat wird erreicht, ohne dass Eingriffe
an den Phasen- und Amplitudendemodulatoren notwendig sind. Tatsächlich spielt
gemäß der Erfindung
das Vorliegen einer Demodulationslücke im Spektrum des Amplituden-
und des Phasendemodulators keine Rolle mehr. Falls das System sich
in einer Konfiguration befindet, in welcher von dem Phasen- oder
Amplitudendemodulator einer ein zu schwaches Signal liefert, gibt
der andere Demodulator dann ein korrektes Resultat.
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Ein
weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass sie vom Transponder
unabhängig
ist. Daher ist es nicht erforderlich, die bestehenden Transponder
zu ändern,
damit sie mit einem Lese-Schreib-Terminal gemäß der Erfindung arbeiten können.
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Ein
anderer Vorteil der Erfindung ist, dass auf Seiten des Lese-Schreib-Terminals die erforderlichen Modifikationen
und Änderungen
gegenüber
einem herkömmlichen
Terminal begrenzt sind. Insbesondere erfordert die Er findung keine
Eingangs-Ausgangs-Änderungen
gegenüber
einem herkömmlichen
Demodulator. Tatsächlich
benötigt
die Schaltung 21 der Erfindung, wie ein herkömmlicher
Phasendemodulator, ein Bezugseingangssignal, ein Nutzeingangssignal
und einen Ausgang, der das Resultat der Demodulation liefert. Nur
der Einstell- bzw. Vorgabeeingang ENT des Reglers muss, gemäß der bevorzugten
Ausführungsform,
hinzugefügt
werden.
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Ein
weiterer Vorteil der Erfindung ist, dass durch Regelung der Verzögerung ein
optimaler Pegel im Ausgang der Demodulationsschaltung gewährleistet
wird. Man optimiert somit die Reichweite des Systems, trotz eventueller
Abdriften der Betriebsfrequenz des Schwingkreises des Terminals.
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Selbstverständlich ist
die vorliegende Erfindung verschiedenen Abwandlungen und Modifizierungen
zugänglich,
die sich für
den Fachmann ergeben. Insbesondere ist die praktische Ausführung der Demodulationsschaltung
gemäß der Erfindung
im Bereich des fachmännischen
Könnens,
in Abhängigkeit
von der jeweiligen Anwendung und den vorstehend hier gemachten funktionellen
Angaben. Des weiteren erkennt man, dass andere Typen von Phasen-
und Amplitudendemodulatoren verwendet werden können, vorausgesetzt, dass an
der (wenigstens funktionellen) Anwendung einer Verzögerungsleitung in
einem der parallelen Demodulationszweige festgehalten wird, zur
Kompensation eventueller Unterschiede der Ausbreitungszeit in den
Zweigen. Beispielsweise kann ein Amplitudendemodulator auf einer
Scheitelwertdetektion beruhen. Des weiteren wurde zwar die Erfindung
vorstehend in Verbindung mit einer Messung des Signals im Schwingkreis
des Terminals mit Hilfe eines Stromwandlers beschrieben, jedoch
könnten
andere Messvorrichtungen verwendet werden, beispielsweise eine Spannungsmessung
an den Anschlüssen
des Kondensators C1.
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Schließlich wurde
die Erfindung vorstehend zwar in Verbindung mit einer Ausführungsform
beschrieben, welche auf einer analogen Ausbildung der Elemente beruht,
jedoch könnte
diese durch digitale Mittel ersetzt werden, beispielsweise mit Hilfe
eines digitalen Signalprozessors (DSP), oder sogar mittels Software.
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Unter
den Anwendungen der vorliegenden Erfindung sei insbesondere auf
Leseeinrichtungen (beispielsweise Zugangskontroll-Terminals oder -Porticos,
Produktverkaufsmaschinen, Computer-Terminals, Telefon-Terminals,
Fernsehgeräte oder
Satelliten-Decoder usw.) von kontaktlosen Chipkarten (beispielsweise
Identitätskarten
zur Zugangskontrolle, elektronische Portemonnaiekarten, Karten zur
Speicherung von Informationen über
den Inhaber der Karte, Karten betreffend Kundentreue, Pay-TV-Karten
usw.) hingewiesen.