DE60032049T2

DE60032049T2 - Entfernungsbestimmung zwischen einem elektromagnetischen Transponder und einem Terminal

Info

Publication number: DE60032049T2
Application number: DE60032049T
Authority: DE
Inventors: Luc Wuidart
Original assignee: STMicroelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 1999-04-07
Filing date: 2000-04-06
Publication date: 2007-06-21
Anticipated expiration: 2020-04-07
Also published as: EP1045325A1; DE60032049D1; FR2792134A1; JP3293610B2; FR2792134B1; US6473028B1; JP2000346934A; EP1045325B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Systeme mit elektromagnetischen Transpondern, d. h. (im allgemeinen mobilen) Sender/Empfängern, die kontakt- und drahtlos durch eine als Lese-Terminal oder als Lese- und/oder Schreib-Terminal bezeichnete (im allgemeinen stationär-feste) Einheit abgefragt werden können. Die Erfindung betrifft näherhin Transponder ohne autonome Stromversorgung. Diese Transponder entnehmen die für die in ihnen enthaltenen elektronischen Schaltungen erforderliche Stromspeisung bzw. -versorgung dem durch eine Antenne des Lese- und Schreib-Terminals ausgestrahlten hochfrequenten Feld. Die Erfindung bezieht sich auf derartige Transponder, wobei es sich um Nur-Lese-Transponder, d. h. solche zum Betrieb mit einem auf das Lesen der Daten des Transponders beschränkten Terminal geeignete Transponder handeln kann, oder auf Lese-Schreib-Transponder, welche Daten enthalten, die durch das Terminal modifiziert werden können.
Die vorliegende Erfindung betrifft näherhin die durch einen Transponder erfolgende Detektion bzw. Bestimmung der ihn von einem Terminal trennenden Entfernung und weiter näherhin die Detektion bzw. Bestimmung der Lage bzw. Stellung des Transponders relativ bezüglich einer Schwellwert-Entfernung des Terminals, welche die Betriebs- und Arbeitsweise des Systems konditioniert.
Die elektromagnetischen Transponder beruhen auf der Verwendung von Schwingkreisen, welche sowohl auf Seiten des Transponders wie auf Seiten des Lese/Schreib-Terminals eine eine Antenne bildende Wicklung aufweisen. Diese Schwingkreise sind zur Kopplung durch das magnetische Nahfeld bestimmt, wenn der Transponder in das Feld des Lese/Schreib-Terminals eintritt. Die Reichweite eines Transpondersystems, d. h. die maximale Entfernung vom Terminal, in welcher ein Transponder aktiviert (,wach') ist, hängt insbesondere von der Größe der Antenne des Transponders, von der Anregungsfrequenz der Wicklungsspule des das Magnetfeld erzeugenden Schwingkreises, von der Intensität dieser Anregung sowie vom Leistungsverbrauch des Transponders ab.
1 zeigt in sehr schematischer und funktionaler Weise ein herkömmliches Beispiel eines Systems zum Datenaustausch zwischen einem Lese/Schreib-Terminal 1 (STA) und einem Transponder 10 (CAR).
Allgemein gesprochen besteht das Terminal 1 im wesentlichen aus einem Schwingkreis, der aus einer Induktivität L1 in Reihe mit einem Kondensator C1 und einem Widerstand R1 gebildet ist, zwischen einem Ausgangsanschluss 2p eines Verstärkers oder Antennenkopplers 3 (DRIV) und einem Anschluss 2m auf einem Bezugspotential (im allgemeinen Masse). Der Verstärker 3 erhält ein von einem Modulator 4 (MOD) kommendes Hochfrequenz-Übertragungssignal Tx zugeführt. Der Modulator erhält eine Bezugsfrequenz, beispielsweise von einem Quarz-Oszillator 5 zugeführt und gegebenenfalls ein Signal DATA von zu übertragenden Daten. In Abwesenheit einer Datenübertragung von dem Terminal 1 zu dem Transponder 10 dient das Signal Tx nur als Energiequelle zur Aktivierung des Transponders, wenn dieser in das Feld eintritt. Die zu übertragenden Daten kommen im allgemeinen von einem digitalen System, beispielsweise einem Mikroprozessor 6 (μP).
Der Verbindungspunkt des Kondensators C1 und der Induktivität L1 bildet in dem in 1 dargestellten Beispiel einen Anschluss zur Abnahme eines Signals Rx von Daten, die von einem Transponder 10 her mit Bestimmung für einen Demodulator 7 (DEM) empfangen werden. Ein Ausgang des Demodulators überträgt (gegebenenfalls über einen Decoder (DEC) 8) die von dem Transponder 10 empfangenen Daten an den Mikroprozessor 6 des Lese/Schreib-Terminals 1. Der Demodulator 7 erhält, im allgemeinen von dem Oszillator 5, ein Takt- bzw. Bezugssignal für eine Phasendemodulation. Gegebenenfalls erfolgt die Demodulation auf der Grundlage eines zwischen dem Kondensator C1 und dem Widerstand R1, und nicht an den Anschlüssen der Induktivität L1, abgenommenen Signals. Der Mikroprozessor 6 steht in Verbindung (Bus EXT) mit verschiedenen Eingangs/Ausgangs-Schaltungen (Tastatur, Bildschirm, Übertragungsmittel an einen Server usw.) und/oder Verarbeitungsschaltungen. Die Schaltungen des Lese/Schreib-Terminals erhalten die für ihren Betrieb erforderliche Energie von einer Speise- bzw. Stromversorgungsschaltung 9 (ALIM), die beispielsweise mit dem elektrischen Stromnetz verbunden ist.
Auf Seiten des Transponders 10 bildet eine Induktivität L2 in Parallelschaltung mit einem Kondensator C2 einen (als Empfangsresonanzkreis bezeichneten) Parallel-Schwingkreis mit der Aufgabe, das durch den Reihen-Schwingkreis L1C1 des Terminals 1 erzeugte Magnetfeld aufzufangen. Der Resonanzkreis (L2, C2) des Transponders 10 ist auf die Resonanzfrequenz des Schwingkreises (L1, C1) des Terminals 1 abgestimmt.
Die den Anschlüssen des Kondensators C2 entsprechenden Anschlüsse 11, 12 des Resonanzkreises L2C2 sind mit zwei Wechselstrom-Eingangsanschlüssen einer Gleichrichtbrücke 13 verbunden, die beispielsweise aus vier Dioden D1, D2, D3, D4 besteht. In der Darstellung von 1 ist die Anode der Diode D1 mit dem Anschluss 11 verbunden, ebenso wie die Kathode der Diode D3. Die Anode der Diode D2 und die Kathode der Diode D4 sind mit dem Anschluss 12 verbunden. Die Kathoden der Dioden D1 und D2 bilden einen positiven Gleichricht-Ausgangsanschluss. Die Anoden der Dioden D3 und D4 bilden einen Bezugsanschluss 15 der Gleichricht-Spannung. Mit den Gleichricht-Ausgangsanschlüssen 14, 15 der Brücke 13 ist ein Kondensator Ca verbunden, zur Speicherung der Energie und zur Glättung der von der Brücke gelieferten Gleichricht-Spannung. Man erkennt, dass die Dioden brücke durch eine Anordnung zur Halbwellen-Einweggleichrichtung ersetzt werden kann.
Wenn sich der Transponder 10 im Feld des Terminals 1 befindet, wird an den Anschlüssen des Resonanzkreises L2C2 eine Hochfrequenz-Spannung erzeugt. Diese Spannung liefert, nach Gleichrichtung durch die Brücke 13 und Glättung durch den Kondensator Ca, eine Speise- bzw. Vesorgungsspannung für elektronische Schaltungen des Transponders, und zwar über einen Spannungsregler 16 (REG). Diese Schaltungen umfassen allgemein im wesentlichen einen Mikroprozessor (μP) 17 (in Zuordnung zu einem nicht dargestellten Speicher), einen Demodulator 18 (DEM) für die gegebenenfalls von dem Terminal 1 her empfangenen Signale sowie einen Modulator 19 (MOD) zur Übertragung von Informationen an das Terminal 1. Der Transponder ist im allgemeinen mittels eines Taktsignals (CLK) synchronisiert, das mittels eines Schaltungsblocks 20 aus dem an den Anschlüssen des Kondensators C2 vor der Gleichrichtung abgenommenen Hochfrequenz-Signal extrahiert wird. Zumeist sind alle elektronischen Schaltungen des Transponders 10 in ein und denselben Chip integriert.
Zur Datenübertragung von dem Transponder 10 an das Terminal 1 steuert der Modulator 19 eine Modulationsstufe (Retromodulation, Rückmodulation) des Resonanzkreises L2C2. Diese Modulationsstufe wird im allgemeinen von einem elektronischen Schalter (beispielsweise einem Transistor T) und einem Widerstand R in Reihenschaltung zwischen den Anschlüssen 14 und 15 gebildet. Der Transistor T wird mit einer als Sub-Träger bezeichneten Frequenz (beispielsweise 847,5 kHz) gesteuert, die deutlich niedriger (im allgemeinen in einem Verhältnis von wenigstens 10) als die Anregungsfrequenz des Schwingkreises des Terminals 1 (beispielsweise 13,56 MHz) ist. Im geschlossenen Zustand des Schalters T unterliegt der Schwingkreis des Transponders einer zusätzlichen Dämpfung verglichen mit der durch die Schaltungen 16, 17, 18, 19 und 20 gebildeten Last, derart dass der Transponder eine größere Energiemenge aus dem Hochfrequenz-Magnetfeld entnimmt. Auf Seiten des Terminals 1 hält der Verstärker 3 die Amplitude des Hochfre quenz-Anregungssignals konstant. Daher übersetzt sich die Variation der Energie des Transponders in eine Amplituden- und Phasenänderung des Stroms in der Antenne L1. Diese Änderung wird durch den Demodulator 7 des Terminals 1 detektiert, bei dem es sich um einen Phasen- oder einen Amplitudendemodulator handeln kann. Im Falle einer Phasendemodulation detektiert der Demodulator beispielsweise in den Halbperioden des Sub-Trägers, in welchen der Schalter T des Transponders geschlossen ist, eine leichte Phasenverschiebung (einige Grad oder sogar weniger als ein Grad) des Trägers des Signals Rx relativ gegenüber dem Bezugssignal. Die Ausgangsgröße des Demodulators 7 (im allgemeinen die Ausgangsgröße eines auf der Frequenz des Sub-Trägers zentrierten Bandpassfilters) stellt dann ein Signalbild des Steuersignals des Schalters T dar, das (durch den Decoder 8 oder direkt durch den Mikroprozessor 6) decodiert werden kann, zur Rückgewinnung der binären Daten.
Es ist zu erwähnen, dass das Terminal keine Daten überträgt, während es Daten von einem Transponder erhält, d. h. dass die Datenübertragung alternativ abwechselnd in der einen Richtung und dann in der anderen Richtung erfolgt (semi-duplex).
2 veranschaulicht ein herkömmliches Beispiel einer Datenübertragung von dem Terminal 1 an einen Transponder 10. Diese Figur zeigt ein Beispiel des Verlaufs der Signalerregung der Antenne L1 für eine Übertragung eines Codes 1011. Die üblicherweise verwendete Modulation ist eine Amplitudenmodulation mit einer Rate von 106 kBit/s (ein Bit wird in ca. 9,5 μs übertragen), die deutlich niedriger als die Frequenz (beispielsweise 13,56 MHz) des von dem Oszillator 5 kommenden Trägers (mit einer Periode von ungefähr 74 ns) ist. Die Amplitudenmodulation erfolgt entweder nach dem Prinzip ,alles oder nichts' oder mit einem Modulationsgrad (definiert als die Differenz der Scheitelamplituden der beiden Zustände (0 und 1), dividiert durch die Summe dieser Amplituden) von kleiner als 1 aufgrund der Stromversorgungsbedürfnisse des Transponders 10. Im Beispiel von 2 ist der Träger von 13,56 MHz mit einer Rate von 106 kBit/s amplitudenmoduliert mit einem Modulationsgrad tm von 10%.
3 veranschaulicht ein herkömmliches Beispiel einer Datenübertragung vom Transponder 10 an das Terminal 1. Diese Figur veranschaulicht ein Beispiel des Verlaufs des von dem Modulator 19 gelieferten Steuersignals für den Transistor T, für die Übertragung eines Codes 1011. Transponderseitig ist die Retromodulation im allgemeinen vom Widerstandstyp mit einem (als Sub-Träger bezeichneten) Träger von beispielsweise 847,5 kHz (entsprechend einer Periode von ca. 1,18 μs). Die Retro- oder Rückmodulation beruht beispielsweise auf einer Codierung vom Typ BPSK (binary phase-shift keying; binäre Codierung mit Phasensprung) mit einer Rate in der Größenordnung von 106 kBit/s, die deutlich niedriger als die Frequenz des Sub-Trägers ist.
Zu beachten ist, dass, welches auch der jeweils verwendete Typ von Modulation oder Retromodulation sein mag (beispielsweise Amplituden-, Phasen-, Frequenzmodulation) und welches der Typ von Codierung der Daten sein mag (NRZ, NRZI, Manchester, ASK, BPSK usw.), sie jedenfalls in digitaler Weise erfolgt, mittels Sprung zwischen zwei binären Pegeln.
Die Schwingkreise des Terminals und des Transponders sind im allgemeinen auf die Frequenz des Trägers abgestimmt, d. h. dass ihre Resonanzfrequenz auf die Frequenz 13,56 MHz eingeregelt ist. Diese Abstimmung bezweckt die Maximierung der Energiediffusion zu dem Transponder, im allgemeinen eine Karte des Typs vom Format einer Kreditkarte, in welcher die verschiedenen Bestandteile des Transponders integriert sind.
In bestimmten Anwendungen kann es erwünscht sein, die Entfernung zu kennen, welche den Transponder von einem Terminal trennt, oder die Lage bzw. Stellung des Transponders relativ bezüglich einer Schwellwert-Entfernung. Eine derartige Entfernungsbestimmung kann beispielsweise dazu dienen, das System in einen Betriebsmode oder in einen anderen umzuschalten, je nachdem, ob der Transponder nahe (in der Größenord nung von 2 bis 10 cm) oder sehr nahe (weniger als ca. 2 cm) von dem Lese-Terminal befindlich ist. Der Begriff Nähe bzw. Entfernung betrifft den Abstand, welcher die Antennen L1 und L2 voneinander trennt.
Aus dem Dokument WO-A-97/34250 ist eine Vorrichtung zum kontaktlosen Informationsaustausch bekannt mit einer elektronischen Etikette, wobei diese Vorrichtung Mittel zur Vorverarbeitung eines Signals umfasst, das repräsentativ für die Entfernung zwischen dem Etikett und der Vorrichtung ist, und zwar auf der Grundlage des von dem Etikett ausgesandten Signals. Diese Mittel dienen zur Bestimmung und zur Mitteilung an die Informations-Austauschvorrichtung, dass die von dem Etikett kommende Information in einem Fenster vorbestimmter Größe enthalten ist. Die in diesem Dokument beschriebene Vorrichtung macht Gebrauch von einer Messung der Amplitude einer niederfrequenten Modulation, welche von dem Etikett als Ansprechantwort auf ein von der Vorrichtung ergangenes Lese-Steuersignal geliefert wird. Gemäß diesem Dokument ist die Amplitude dieser Modulation repräsentativ für den das Etikett und die Informations-Austauschvorrichtung voneinander trennende Entfernung.
Abgesehen von der Tatsache, dass die Entfernungsbestimmung nach diesem Dokument auf Seiten des Terminals erfolgt, erfordert diese Detektion eine Demodulation des von dem Transponder emittierten retromodulierten Signals sowie eine Vorverarbeitung des demodulierten Signals, um hieraus die Entfernungsinformation zu gewinnen.
Die vorliegende Erfindung bezweckt die Schaffung einer neuen Lösung für die Messung der Entfernung zwischen einem Transponder und einer Lese-Vorrichtung. Insbesondere bezweckt die Erfindung die Schaffung einer Lösung, welche auf Seiten des Transponders und nicht auf Seiten des Lese/Schreib-Terminals ausgeführt wird.
Die Erfindung bezweckt auch die Schaffung einer Lösung, welche in einfacher Weise eine Detektion der Lage bzw. Stellung eines Transponders relativ bezüglich eines Schwellwerts der den Transponder von dem Terminal trennenden Entfernung gestattet.
Die Erfindung bezweckt auch, dass diese Schwellwert-Entfernung selbstadaptierend in Abhängigkeit von der Systemumgebung ist.
Zur Erreichung dieser Ziele sieht die vorliegende Erfindung vor ein Verfahren zur Bestimmung der Entfernung, welche einen elektromagnetischen Transponder von einem Terminal trennt, das mittels eines ersten Schwingkreises ein Magnetfeld erzeugt, wobei der Transponder einen zweiten Schwingkreis stromaufwärts eines Gleichrichtmittels zur Bildung einer Gleichspannung aufweist, wobei das Verfahren besteht in:

– Speichern einer ersten Information betreffend den Betrag bzw. Pegel der genannten Gleichspannung, wenn der zweite Schwingkreis auf eine bestimmte Frequenz abgestimmt ist,
– Speichern einer zweiten Information betreffend den Betrag bzw. Pegel der genannten Gleichspannung nach Herbeiführung einer Frequenzverstimmung des zweiten Schwingkreises, sowie
– Vergleichen der beiden gespeicherten Informationen.

Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass das Verfahren die periodische Vornahme der genannten Messungen und den Vergleich des Verlaufs der für zwei aufeinanderfolgende Messungen unter denselben Abstimmbedingungen gespeicherten Informationen umfasst.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die genannten Informationen die jeweiligen Beträge der Gleichspannung darstellen.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass der genannte Vergleich zwischen den ersten und zweiten Informationen zur Bestimmung der Lage bzw. Stellung des Transponders relativ bezüglich einer kritischen Kopplungsstellung bzw. -lage der jeweiligen Schwingkreise des Transponders und des Terminals dient.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass die genannte bestimmte Frequenz der Anregungsfrequenz des Schwingkreises des Terminals für die Fernspeisung bzw. -stromversorgung des Transponders entspricht.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass das Verfahren zur Bestimmung der Betriebsweise des Transponders zwischen zwei Modes entsprechend einer Stellung enger oder loser Kopplung angewendet wird.
Die Erfindung betrifft auch einen elektromagnetischen Transponder, welcher wenigstens eine schaltbare Kapazität aufweist, zur Ausübung des Verfahrens der Erfindung.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass der Transponder einen Kondensator in Parallelanordnung mit einem induktiven Element des zweiten Schwingkreises und in Reihe mit einem Schaltermittel aufweist und dass das genannte Gleichrichtmittel von einem Element mit unidirektionaler Leitfähigkeit gebildet wird.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass der Transponder zwei Kondensatoren jeweils in Zuordnung zu jedem Anschlussende eines induktiven Elements des zweiten Schwingkreises aufweist und dass jeder Kondensator jeweils in Reihe einem Schaltermittel zugeordnet ist, von dem ein Bezugsanschluss mit einem Bezugspotential der Stromversorgung der elektronischen Schaltung stromabwärts des Gleichrichtmittels verbunden ist.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist vorgesehen, dass der Transponder des weiteren zwei Modulations-Widerstandsmittel in Parallelanordnung über einem Glättungskondensator für die durch das genannte Gleichrichtmittel gelieferte Gleichrichtspannung aufweist.
Diese und weitere Ziele, Gegenstände, Eigenschaften, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden in der folgenden nicht-einschränkenden Beschreibung spezieller Ausführungsbeispiele im einzelnen auseinandergesetzt unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungsfiguren; in diesen zeigen:
die bereits beschriebenen 1 bis 3 sind zur Darlegung des Standes der Technik und der Problemstellung bestimmt,
4 eine erste Ausführungsform eines elektromagnetischen Transponders gemäß der vorliegenden Erfindung,
5 eine zweite Ausführungsform eines elektromagnetischen Transponders gemäß der vorliegenden Erfindung sowie
6 eine dritte Ausführungsform eines elektromagnetischen Transponders gemäß der vorliegenden Erfindung.
Gleiche Elemente sind in den verschiedenen Zeichnungsfiguren mit denselben Bezugszeichen bezeichnet und die Figuren sind ohne Rücksicht auf Maßstäblichkeit gezeichnet. Aus Gründen der Klarheit und Übersichtlichkeit sind nur die für das Verständnis der Erfindung notwendigen Elemente in den Zeichnungsfiguren dargestellt und im folgenden beschrieben.
Ein charakteristisches Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, zur Durchführung einer Bestimmung der einen Transponder von einem Schreib/Lese-Terminal trennenden Entfernung das Verhalten des Transponders je nachdem zu testen, ob sein Schwingkreis auf die Frequenz des Trägers der Fernspeisung des Systems abgestimmt ist oder nicht. So ist ein charakteristisches Merkmal des Verfahrens zur Entfernungsbestimmung gemäß der vorliegenden Erfindung ein Vergleich des jeweiligen Verlaufs des durch die Antenne des Transponders empfangenen Signals in Abhängigkeit davon, ob der Schwingkreis des Transponders auf die Frequenz der Fernspeisung bzw. -stromversorgung abgestimmt ist oder nicht. Vorzugsweise erfolgt diese Detektion bzw. Bestimmung durch Überwachen der in dem Transponder rückgewonnenen Spannung der Fernspeisung bzw. -stromversorgung, stromabwärts der Gleichrichtmittel, die eine Gleichspannung zur Speisung bzw. Stromversorgung des digitalen Teils des Transponders liefern können. So überwacht man gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die an den Anschlüssen des Kondensators (beispielsweise Ca, 1) für die Glättung der Gleichrichtspannung abgenommene Spannung.
Weiterhin gemäß einer bevorzugten Ausführungsform erfolgt die Überwachung der am Ausgang der Gleichricht-Vorrichtung rückgewonnenen Spannung nicht bezüglich einem Schwellwert, sondern man vergleicht die erhaltenen Spannungswerte danach, ob der Schwingkreis auf die Frequenz des Trägers abgestimmt ist oder nicht. Dies läuft auf die Detektion der Stellung bzw. Lage des Transponders relativ bezüglich einer Stellung kritischer Kopplung hinaus.
Die kritische Kopplungsstellung entspricht der Entfernung, in welcher die Kopplung zwischen dem Transponder und dem Terminal optimiert ist durch eine maximale Amplitude der Fernspeisung bzw. -stromversorgung, wie sie durch den Transponder empfangen wird, wenn die Schwingkreise des Terminals und des Transponders beide auf die Frequenz des Trägers der Fernstromversorgung abgestimmt sind. Mit anderen Worten entspricht die kritische Kopplungsstellung der Entfernung, in welcher die Fernspeisungsenergie für einen minimalen Kopplungsfaktor maximal ist, wobei der Kopplungsfaktor das Verhältnis zwischen der Gegeninduktivität und der Quadratwurzel aus dem Produkt der Induktivitäten der Schwingkreise ist.
Gemäß dieser Ausführungsform kann man die Sache so ansehen, dass man bei der Erfindung je nachdem, ob der Schwingkreis abgestimmt ist oder nicht, den Betrag bzw. Pegel der Speise- bzw. Versorgungsspannung der digitalen Schaltungen des Transponders bezüglich einem relativen Schwellwert vergleicht.
Jedoch ist zu beachten, dass die Erfindung auch die Bestimmung der den Transponder von einem Terminal trennenden Entfernung gestattet, beispielsweise durch Vergleich der Spannungspegelwerte mit einer Speichertabelle entsprechender Werte.
Die Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Entfernungsbestimmung kann vorzugsweise während einer Kommunikation erfolgen, jeweils vor einer Informationsübertragung vom Transponder zum Terminal. Die für die Durchführung einer Entfernungsbestimmung gemäß der Erfindung erforderliche Zeitdauer ist vollkommen vereinbar mit der Anwesenheitsdauer (von mehreren hundert ms) eines Transponders in dem Feld des Lese-Terminals.
Um die Abstimmung oder Verstimmung des Schwingkreises des Transponders in steuerbarer Weise vorzunehmen, bewirkt man vorzugsweise eine Änderung der Kapazität dieses Schwingkreises zum Zweck einer Änderung seiner Resonanzfrequenz, d. h. um ihn gegenüber der Frequenz des Trägers der Fernspeisung bzw. -stromversorgung zu verstimmen.
Eine erste Lösung besteht darin, dass man parallel zur Antenne des Transponders zwei Kondensatoren vorsieht, von welchen der eine in Reihe mit einem Schalter angeordnet ist, um ihn steuerbar zu machen. Diese Lösung besteht in der Verwendung, mit anderer Zwecksetzung, einer Vorrichtung des in dem Dokument WO-A-98/29760 beschriebenen Typs, das eine Frequenzverstimmung eines Transponders mit Hilfe einer veränderbaren Kapazität in dem Schwingkreis vorsieht.
4 zeigt eine erste Ausführungsform eines Transponders 30 gemäß der Erfindung, bei welcher diese erste Lösung Anwendung findet. Wie zuvor ist dieser Transponder auf der Grundlage eines Parallel-Schwingkreises aufgebaut, der eine Induktivität oder Antenne L2 und einen Kondensator C2' zwischen zwei Anschlüssen 11', 12' der Schaltung aufweist.
Bei der in 4 veranschaulichten Ausführungsform ist die zur Gewinnung einer durch einen Kondensator Ca geglätteten Speise-Gleichspannung Va durchgeführte Gleichrichtung eine Einweg-Halbwellen-Gleichrichtung mit Hilfe einer Diode D, deren Anode mit dem Anschluss 11' und deren Kathode mit dem positiven Anschluss 14 des Kondensators Ca verbunden ist. Die Bezugsspannung 15 entspricht dem direkt mit dem Anschluss 12' verbundenen negativen Anschluss des Kondensators Ca. Die Spannung Va ist für einen elektronischen Schaltungsblock 31 bestimmt, welcher beispielsweise die Schaltungen 16 bis 20 aus 1 umfasst. Zwischen den Anschlüssen 11 und 12 ist ein Kondensator C3 in Reihe mit einem Schalter (beispielsweise einem MOS-Transistor) K1 vorgesehen.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die elektronische Schaltung mit einem Eingang DET versehen, welchem die örtliche Speise- bzw. Versorgungsspannung Va zugeführt ist. Dieser Eingang DET ist einer (nicht dargestellten) Schaltung zur Messung der Spannung Va zugeordnet und wenigstens einem Element zur Speicherung dieses Messwerts. In einem speziellen Ausführungsbeispiel kann es sich um den Mikroprozessor (6, 1) handeln.
Die Speicherung der gemessenen Spannungswerte erfolgt entweder in analoger Form, jedoch vorzugsweise in digitaler Form auf mehreren Bits, wobei die Bitzahl von der gewünschten Analysegenauigkeit abhängt.
Als vereinfachte Ausführungsform kann man auf die Verwendung eines der Entfernungsbestimmung gewidmeten eigenen Eingangs (DET) verzichten und einen bestehenden Eingang des (in dem Block 31 enthaltenen) Mikroprozessors des Transponders verwenden. Dieser herkömmliche Eingang überwacht die an den Anschlüssen des Kondensators Ca verfügbare örtliche Speise- bzw. Versorgungsspannung relativ bezüglich einem vorgegebenen Schwellwert. Der Mikroprozessor speichert (in Form eines Bits) den Zustand dieser Spannung relativ bezüglich diesem Schwellwert. Dieses Bit dient herkömmlicherweise beispielsweise zur Feststellung, ob die durch den Schwingkreis gewonnene Spannung für die Speisung bzw. Stromversorgung des Transponders ausreicht, und damit zu dessen Aktivierung, wenn der Transponder in das Feld eines Lese-Terminals eintritt. Diese Funktion ist beispielsweise in Transponder-Mikroprozessoren vorhanden, beispielsweise in den Schaltungen ST16 und ST19 der Firma STMicroelectronics, und kann daher ohne größere Modifikation des Transponders verwendet werden.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung führt man, sobald der Transponder sich in Reichweite eines Terminals befindet und vorzugsweise sobald der Transponder durch seinen Eintritt in das Feld eines Lese-Terminals aktiviert (eingeschaltet) wurde, periodisch den folgenden Zyklus von Messungen durch. Der Transistor K1 ist anfänglich geschlossen, wobei der Schwingkreis abgestimmt ist. Man speichert die an dem Anschluss DET anliegende Spannung. Sodann öffnet man den Transistor K1. Der Schwingkreis ist nunmehr verstimmt, seine Resonanzfrequenz wird beispielsweise auf mehr als das Doppelte verschoben, wenn die Kondensatoren C2' und C3 den gleichen Betrag haben. Nunmehr wird erneut die Spannung an dem Anschluss DET gespeichert. Als Abwandlung wird die erste Messung bei verstimmtem Schwingkreis durchgeführt. Man vergleicht die beiden erhaltenen Werte miteinander und speichert das Ergebnis dieses Vergleichs, beispielsweise auf einem einzigen Bit.
Zu beachten ist, dass die zur Ausführung der beiden Messungen ,abgestimmt' und ,verstimmt' erforderliche Zeit (beispielsweise in der Größenordnung von einigen hundert ms) klein ist im Vergleich zur Geschwindigkeit der Verlagerung des Transponders, welche in den meisten Anwendungsfällen der Geschwindigkeit einer Handbewegung entspricht.
Zu beachten ist auch, dass die Zeitdauer, während welcher man den Schwingkreis zur Durchführung einer Messung verstimmt, vorzugsweise deutlich verschieden von der Halbperiode des Sub-Trägers gewählt wird, damit diese Messung nicht von dem Terminal als eine Retromodulation (Rückmodulation) interpretiert wird. Tatsächlich übersetzt sich die Verstimmung des Transponder-Schwingkreises in eine Phasenverschiebung des Signals in dem Schwingkreis L1C1 (1) des Terminals, die während der Entfernungsbestimmung nicht als eine Datenübertragung verstanden werden darf.
Der vorstehende Zyklus von Messungen wird nach einem kurzen Zeitintervall (beispielsweise in der Größenordnung einer ms), das schnell im Vergleich mit der Dauer des Durchgangs eines Transponders vor einem Terminal (mehrere hundert ms) ist, wiederholt.
Die Betragsänderung des Vergleichs-Bits verschafft die Kenntnis, ob der Transponder sich näher an dem Terminal oder entfernter von ihm befindet, bezogen auf die kritische Kopplungsstellung.
Im Gegensatz zu den bekannten Systemen der Entfernungsmessung (beispielsweise aus dem Dokument WO-A-97/34250) trägt die Erfindung der Tatsache Rechnung, dass die transponderseitig zurückgewonnene Fernspeisungsenergie nicht eine monotone Funktion des den Transponder vom Lese-Terminal trennenden Abstands ist.
Tatsächlich beginnt die Amplitude der Fernspeisung, wenn die Schwingkreise auf die Frequenz des Trägers der Fernspeisung abgestimmt sind, bei Annäherung des Transponders an ein Terminal, von der Reichweite des Systems (in der Größenordnung einiger zehn cm) an zunächst zuzunehmen. Diese Amplitude durchläuft ein Maximum (kritische Kopplungsstellung) und beginnt dann wieder abzunehmen, wenn der Transponder sehr nahe kommt (ca. weniger als 2 cm).
Hingegen nimmt, wenn der Schwingkreis des Transponders gegenüber der Frequenz des Trägers der Fernspeisung verstimmt ist, die von dem Transponder empfangene Energie in dem Maße zu, wie die Entfernung von dem Terminal abnimmt, jedoch mit einer verringerten Reichweite. In diesem Fall besteht auch eine Entfernung, in welcher die Empfangsenergie für einen gegebenen Verstimmungszustand maximal ist. Man spricht von optimaler Kopplung, wobei die kritische Kopplungsstellung die optimale Kopplungsstellung ist, wenn die beiden Schwingkreise auf die Frequenz des Trägers abgestimmt sind. Zu beachten ist, dass der optimale Kopplungskoeffizient zwischen den beiden Schwingkreisen nicht nur von den Induktivitäten L1 und L2, den Kondensatoren C1 und C2 sowie der Frequenz (die hier fest ist und der Frequenz des Trägers entspricht) abhängt, sondern auch von dem Reihenwiderstand R1 des Terminals und von der Last des Transponder-Schwingkreises, d. h. dem äquivalenten Widerstand der Schaltungen (Mikroprozessor usw.) und den Retromodulationsmitteln (beispielsweise dem Widerstand R3 oder R4, wie aus dem Folgenden ersichtlich), die in Parallelanordnung zu dem Kondensator C2 und der Induktivität L2 zu sehen sind.
So kann man, ausgehend von dem Zustand des Vergleichs-Bits, in einfacher Weise die Lage des Transponders relativ bezüglich der kritischen Kopplung kennen, ohne Messung der genauen Entfernung. Wenn das Bit einen höheren Betrag in der verstimmten Stellung als in abgestimmter Stellung anzeigt, bedeutet dies, dass der Transponder sich sehr nahe an dem Terminal (in enger Kopplung) befindet. Im entgegengesetzten Fall befindet sich der Transponder entweder nahe der kritischen Kopplung oder zwischen der kritischen Kopplungsstellung und der Reichweite des Systems.
Gemäß einer anderen Ausführungsform speichert man die jeweiligen aufeinanderfolgenden Werte der Spannungen, um ihren Änderungsverlauf zu untersuchen. Man kann dann die Messung verfeinern, indem man den Richtungssinn der eventuellen Bewegung des Transponders bestimmt. Falls die jeweiligen Energiepegel, für den abgestimmten und den nicht abgestimmten Zustand, sich zwischen zwei Messungen im selben Sinne ändern, bedeutet dies, dass der Transponder sich zwischen der kritischen Kopplungsstellung und der Reichweitengrenze des Systems befindet. Je nach dem Richtungssinn dieser Änderung kann man bestimmen, ob der Transponder sich von dem Terminal entfernt oder sich ihm nähert, und man kann sogar auf der Grundlage einer in dem Transponder gespeicherten Korrespondenztabelle die Entfernung ermitteln.
Falls die jeweiligen Energiepegel, im abgestimmten und im verstimmten Zustand, sich zwischen zwei Messungen in entgegengesetztem Sinn verändern, bedeutet dies, dass der Transponder sich zwischen dem Terminal und der kritischen Kopplungsstellung befindet. Wenn der Betragspegel im abgestimmten Zustand zunimmt, während er im verstimmten Zustand abnimmt, bedeutet dies, dass der Transponder sich an die kritische Kopplungsstellung annähert und sich von dem Terminal entfernt. Wenn der Pegelbetrag im abgestimmten Zustand abnimmt und im verstimmten Zustand zunimmt, bedeutet dies, dass der Transponder sich an das Terminal annähert.
Gemäß einer abgewandelten Ausführungsform kann man beispielsweise unter Verwendung des herkömmlichen Bits für die Ermittlung des Pegelwerts der Speisung bzw. Stromversorgung des Mikroprozessors die jeweiligen Beträge der Spannung bei abgestimmtem und verstimmtem Schwingkreis mit einem vorgegebenen Schwellwert vergleichen. In diesem Fall verfügt man gleichwohl noch über eine Information betreffend die Transponderstellung bezüglich dem der kritischen Kopplung entsprechenden Entfernungs-Schwellwert. Wenn der Betrag im verstimmten Zustand sich unterhalb des Schwellwerts befindet und der Betrag im abgestimmten Zustand über dem Schwellwert liegt, befindet man sich verhältnismäßig weit von dem Terminal entfernt (zwischen der kritischen Kopplungsstellung und der Reichweitegrenze). Falls der Wert im verstimmten Zustand sich über dem Schwellwert befindet und der Wert im abgestimmten Zustand unterhalb dem Schwellwert liegt, befindet man sich sehr nahe an dem Terminal. Falls die beiden Werte über dem Schwellwert liegen, befindet man sich in der Nachbarschaft der kritischen Kopplungsstellung. Wenn die beiden Werte unter dem Schwellwert liegen, befindet man sich außerhalb der Reichweite des Systems.
Es sei darauf hingewiesen, dass man gemäß einer vereinfachten Ausführungsform sich damit begnügen kann, jeweils vor Beginn jeder Datenübertragung vom Transponder an das Terminal die Lage bzw. Stellung des Transponders relativ bezüglich der kritischen Kopplung zu bestimmen.
Die Verstimmung des Schwingkreises kann in beiden Richtungen erfolgen, d. h. entweder durch Erhöhen oder Verringern seiner Resonanzfrequenz gegenüber der Frequenz des 'Trägers der Fernspeisung bzw. -stromversorgung. Jedoch hat man festgestellt, dass die Auswirkungen der Verstimmung nicht symmetrisch sind. Insbesondere sind die Wirkungen einer Veränderung der Kapazität, welche sich in eine Änderung des Gütefaktors übersetzen, für einen gegebenen Änderungswert ausgeprägter bei einer Verringerung der Kapazität als bei einer Erhöhung der Kapazität. Außerdem liegt, je mehr man die Kapazität verringert, die optimale Kopplungsstellung umso näher an dem Terminal. Je mehr man die Kapazität erhöht, umso entfernter ist diese optimale Kopplungsstellung von dem Terminal. Zu beachten ist, dass gemäß der Erfindung die Vornahme einer starken Verstimmung des Schwingkreises gegenüber der Frequenz des Trägers der Fernspeisung vorzuziehen ist. Daher erfolgt gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Verstimmung durch Verringerung der Kapazität des Transponder-Schwingkreises und damit durch eine Verschiebung seiner Resonanzfrequenz zu höheren Frequenzen. Somit ist der Schalter K1 für eine abgestimmte Funktionsweise geschlossen.
Die Lösung gemäß der in Verbindung mit 4 beschriebenen ersten Ausführungsform verlangt für ihre praktische Ausführbarkeit eine Einweg-Halbwellengleichrichtung.
Tatsächlich stellt in einer Vollweg-Gleichrichtung, beispielsweise mittels einer Diodenbrücke, diese Lösung in der Praxis vor große Probleme wegen der Notwendigkeit einer Steuerung des Schalters auf der Grundlage der durch die Gleichrichtspannung gespeisten elektronischen Schaltung. Tatsächlich verfügt man dann auf Seiten des Transponders über kein gemeinsames Bezugspotential zwischen dem Schwingkreis und der Gleichrichtspannung, derart dass es tatsächlich nicht möglich ist, einen derartigen Kondensator in Parallelschaltung zu der Antenne mit Hilfe eines einfachen, durch die elektronische Transponder-Schaltung gesteuerten MOS-Transistors zu steuern. Tatsächlich wird diese elektronische Schaltung stromabwärts der Gleichrichtvorrichtung gespeist, während die Kapazität des Schwingkreises sich stromaufwärts dieser Gleichrichtschaltung befindet. Dieses Problem ist besonders fühlbar für eine Vollweg-Gleichrichtung der an den Anschlüssen des Transponder-Schwingkreises abgenommenen Spannung, die für eine Optimierung der Fernspeisung bzw. -stromversorgung vorzuziehen ist.
So sieht die vorliegende Erfindung andere Ausführungsformen eines Transponders vor, in welchen die Änderung der Äquivalentkapazität des Schwingkreises mittels einfacher Mittel erfolgen kann. Insbesondere soll durch die Erfindung die Steuerung eines Mittels zur kapazitiven Modulation des Schwingkreises des Transponders mit Hilfe einfacher MOS-Transistoren ermöglicht werden.
5 zeigt eine zweite Ausführungsform eines Transponders 30' gemäß der Erfindung. Gemäß dieser Ausführungsform sind die Anschlüsse 11, 12 des Schwingkreises mit den Wechselstrom-Eingangsanschlüssen einer Brücke 13 verbunden, die beispielsweise aus Dioden D1 bis D4 wie in 1 besteht. Zwei Gleichricht-Ausgangsanschlüsse 14, 15 der Brücke 13 liefern über einen Glättungskondensator Ca die Speise- bzw. Versorgungsspannung Va für den Elektronikblock 31.
Gemäß dieser Ausführungsform sind zwei Kondensatoren C3 und C4 jeweils in Reihe mit einem Schalter (beispielsweise einem MOS-Transistor) K1 bzw. K2 zwischen den Anschlüssen 11 und 12 und dem Anschluss 15 vorge sehen. So ist ein erster Anschluss des Kondensators C3 mit dem Anschluss 11 verbunden, sein zweiter Anschluss über einen Transistor K1 mit dem Anschluss 15. Ein erster Anschluss des Kondensators C4 ist mit dem Anschluss 12 verbunden, während sein anderer Anschluss über einen Transistor K2 mit dem Anschluss 15 verbunden ist. Die Kondensatoren C3 und C4 sind jeweils für jedes Vorzeichen der hochfrequenten Wechselspannung V2 an den Anschlüssen der Antenne L2 zugeordnet. Die beiden Kondensatoren C3 und C4 haben somit gleichen Betrag. Die beiden Transistoren K1 und K2 werden durch den Schaltungsblock 31 gesteuert, vorzugsweise auf der Grundlage ein und desselben Signals, derart dass sie jeweils geschlossen sind, wenn die Schaltung auf die Frequenz des Trägers der Fernspeisung abgestimmt sein soll.
Man erkennt, dass man dank der Verdoppelung der Kondensatoren über einen Bezugspunkt (Leitung 15) für die Steuerung der Schalter K1 und K2 verfügt. Wenn die Schalter K1 und K2 N-Kanal-MOS-Transistoren sind, ist es so nunmehr möglich, diese Schalter durch ein von dem Schaltungsblock 31 geliefertes logisches Signal auf ,alles oder nichts' zu steuern, was die in dem Dokument WO-A-98/29760 vorgeschlagene Lösung nicht vermag.
Beispielsweise haben die Kondensatoren C2', C3 und C4 jeder jeweils eine Kapazität entsprechend der halben zur Abstimmung des Schwingkreises auf die Frequenz des Trägers des Lese-Terminals erforderlichen Kapazität (C2, 1).
6 zeigt eine dritte Ausführungsform eines Transponders 30'' gemäß der vorliegenden Erfindung. Dieser Transponder 30'' weist im wesentlichen dieselben Elemente wie der von 5 auf.
Ein kennzeichnendes Merkmal dieser dritten Ausführungsform ist die Anordnung einer Induktivität L2' mit Mittelpunkt. Dieser Mittelpunkt dient als Bezug 15 für die Gleichstromspeisung bzw. -versorgung der elektronischen Schaltungen 31 des Transponders. So ist ein erster Anschluss 11 der Wicklung L2' mit der Anode einer Gleichricht-Diode D1' verbunden, deren Kathode den positiven Anschluss 14 der örtlichen Speisung bzw. Stromversorgung des Transponders bildet. Ein zweiter Anschluss 12 der Wicklung L2' ist mit der Anode einer zweiten Gleichricht-Diode D4' verbunden, deren Kathode mit dem Anschluss 14 verbunden ist. Wie zuvor ist zwischen dem Anschluss 14 und der Bezugsleitung 15 ein Kondensator Ca zur Glättung der Speisespannungen für die elektronischen Schaltungen 31 angeschlossen. Zwischen jedem der Anschlüsse 11, 12 und der Bezugsleitung 15 ist eine schaltbare Kapazität gemäß der Erfindung angeschlossen, welche beispielsweise wie in 5 aus einem Kondensator C3, C4 in Reihe mit einem Schalter K1, K2 besteht.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Steuerungen für die Schalter K1, K2 auf der Grundlage ein und desselben von dem Block 31 gelieferten Steuersignals wie in 6 veranschaulicht realisiert sein können oder mittels gesonderter Steuersignale (5).
In den Ausführungsformen der 5 und 6 sind die Transistoren K1 und K2 vorzugsweise geschlossen, wenn der Schwingkreis abgestimmt sein soll. Wenn wie speziell in der Schaltung nach 6 die Kondensatoren C3 und C4 jeder jeweils die halbe Größe des Betrags des Kondensators C2' besitzen, wird die Resonanzfrequenz beim Öffnen der Schalter K1 und K2 annähernd auf den doppelten Wert der Frequenz des Trägers verschoben.
Die Detektion bzw. Bestimmung der Lage bzw. Stellung des Transponders gegenüber der der kritischen Kopplung entsprechenden Entfernung stellt eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar wegen der Vorteile, die sie für eine Anwendung mit Betrieb bei enger Kopplung bietet. Jedoch ist zu beachten, dass die Erfindung sich auch zur Verwendung für die Detektion bzw. Bestimmung der Lage des Transponders relativ bezüglich einer beliebigen Schwellwert-Entfernung eignet, die dann in der elektronischen Schaltung des Transponders gespeichert wird.
Bei einer Bestimmung der Entfernung relativ bezüglich der kritischen Kopplung besitzt die vorliegende Erfindung den Vorteil, dass die Entfernungsbestimmung oder die Zonendetektion (enge oder lose Kopplung) sich einer differentiellen Messung annähert. Tatsächlich erfolgt die Detektion bzw. Bestimmung bezüglich der kritischen Kopplung, welche von dem System und seiner Umgebung abhängt. Nur bei kritischer Kopplung ist der rückgewonnene Spannungsbetrag maximal, wenn die Schwingkreise abgestimmt sind. Es ist daher nicht erforderlich, einen speziellen Bezugswert oder eine spezielle Schwellwert-Entfernung vorzusehen. Anders ausgedrückt: Dieser Entfernungs-Schwellwert zwischen den beiden Betriebsarten ,abgestimmt' und ,verstimmt' ist dann selbstanpassend.
Ein Anwendungsbeispiel der Erfindung besteht im Betrieb des Transponders entweder im abgestimmten oder im verstimmten Zustand, in Abhängigkeit von der den Transponder vom Lese-Terminal trennenden Entfernung. Eine derartige Verstimmung für den Informationsaustausch zwischen dem Transponder und dem Terminal ist von besonderem Interesse, wenn der Transponder sich sehr nahe dem Lese-Terminal befindet. Wenn in einem derartigen Fall die Schwingkreise abgestimmt sind, ist die von dem Terminal an den Transponder übertragene Energie so groß, dass dieser sich erwärmt. Dieser thermische Effekt ist besonders störend, wenn der Transponder aus einer Karte aus einem Kunststoffmaterial vom Typ einer Kreditkarte besteht. Tatsächlich hat in einem derartigen Fall der thermische Effekt eine Verformung der Karte zur Folge, wenn diese sich sehr nahe dem Terminal befindet.
Die Ausführung der Erfindung gestattet in dieser Anwendung eine Betriebsartumschaltung des Transponders in eine verstimmte Betriebsart, wenn der Transponder sich sehr nahe dem Lese-Terminal befindet. Die Folge einer derartigen Verstimmung ist, dass die Betriebsart sich der eines Transformators annähert, d. h. dass der Gütefaktor eine geringere Rolle spielt. Nun sucht man in herkömmlicher Abstimmungs-Betriebsart einen möglichst hohen Gütefaktor zu erzielen, zur Optimierung der mit der Fernspeisung bzw. -stromversorgung des Transponders verbundenen Energieübertragung.
In einer verstimmten Betriebsart kann man die Leistung des Terminals, d. h. den Strom in der Antenne (L1, 1) verringern, bei gleichzeitiger Aussendung einer für die Fernspeisung der Karte ausreichenden Energie. Tatsächlich ist, da der Transponder sich sehr nahe zu dem Terminal befindet, das Problem der Reichweite der Fernspeisung verschwunden.
Die Verringerung des erforderlichen Stroms in der Antenne des Terminals bringt den thermischen Effekt auf der Seite des Transponders zum Verschwinden. Die erforderliche Leistung hängt dann im wesentlichen vom Transformationsverhältnis (d. h. dem Verhältnis zwischen den Windungszahlen) der Induktivitäten L1 und L2 ab.
Man erkennt auch, dass, da die Schwingkreise verstimmt sind, das Durchlassband höher liegt. Tatsächlich weist im abgestimmten Zustand der Schwingkreise die auf Seiten des Terminals zurückgewonnene Einhüllende des Signals (Rx, 1) eine Ausbildungs-Zeitdauer für jede Übertragungs-Zeitdauer eines Bits auf. Diese Ausbildungs-Zeitdauer ist eben an den Umstand geknüpft, dass die Schwingkreise abgestimmt sind. Eine derartige Ausbildungs-Zeitdauer ist nachteilig für die Rate der Datenübertragung.
Zu beachten ist, dass die Verstimmung (Fehlabstimmung) der Schwingkreise für die Übertragung von Daten nur bei sehr enger Kopplung erwünscht ist. Demzufolge ermöglicht die Ausübung der Erfindung in einfacher Weise die Trennung der beiden Betriebsarten des Systems, je nachdem, ob der Transponder sehr nahe zu dem Lese-Terminal ist oder nicht.
Ein Transponder 30 (4), 30' (5) oder 30'' (6) gemäß der Erfindung umfasst auch eine Retromodulations-Widerstandsschaltung, die vorzugsweise aus zwei Widerständen R3, R4 jeweils in Reihe mit einem Schalter K3 bzw. K4 zwischen den Anschlüssen 14 und 15 besteht. Die Widerstände R3 und R4 haben unterschiedliche Werte, einen relativ hohen und einen relativ niedrigen. Die Rolle dieser Widerstände R3 und R4 wird besser verständlich durch die folgenden Ausführungen in Verbindung mit einem Anwendungsbeispiel der vorliegenden Erfindung bei Betrieb in sehr naher Kopplung des Transponders mit einem Lese-Terminal.
Befindet man sich zwischen der kritischen Kopplungsstellung und dem Terminal, verwendet man den Widerstand R3 hohen Betrags für die Durchführung der Retromodulation, und man öffnet den Transistor K1 (oder die Transistoren K1 und K2). Man hat dann eine verstimmte Betriebsart des Systems, die einer Betriebsart als Transformator nahe kommt.
Befindet man sich entfernt von der kritischen Kopplungsstellung, indem man weiter als diese Stellung von dem Terminal entfernt ist, so kommt dies auf die Feststellung einer losen Kopplung hinaus. Man schließt dann den Transistor K1 (oder die Transistoren K1 und K2) und arbeitet mit Widerstands-Retromodulation mit Hilfe des Widerstands R4, der den niedrigeren Betrag besitzt. Man befindet sich dann in einem herkömmlichen Funktionsmode.
Es sei darauf hingewiesen, dass die Erfindung durch Verwendung eines Widerstands geringer Größe, wenn man sich von dem Terminal entfernt befindet, die Reichweite des Systems optimiert. Das Verhältnis der Beträge der beiden Widerstände R3 und R4 beträgt beispielsweise zwischen 4 und 10 (R3 zwischen 0,4 und 5 kΩ und R4 zwischen 100 und 500 Ω) und vorzugsweise liegt das Verhältnis in der Größenordnung von 6 (beispielsweise ca. 1500 und 250 Ω).
Alternativ kann man den Widerstand hohen Betrags (R4) permanent eingeschaltet lassen (durch Schließen des Schalters K4), wenn man sich im Umschaltbetrieb des Widerstands R3 befindet. In diesem Fall verringert sich die statische Last, was den Gütefaktor verringert und die maximal mögliche Rate erhöht. Es sei darauf hingewiesen, dass diese Verbesserung auch mit anderen Mitteln erreichbar ist (beispielsweise mit einem dritten schaltbaren Widerstand).
Es sei auch darauf hingewiesen, dass die Erfindung keine Informations-(Modulations-)Übertragung vom Lese-Terminal an den Transponder oder vom Transponder an das Lese-Terminal für die Entfernungsbestimmung benötigt. Der erfindungsgemäße Transponder kann daher seine Lage bzw. Stellung ohne jede Intervention des Lese-Terminals bestimmen. Der Transponder kann daher beispielsweise in Retromodulation eine andere Botschaft gemäß seiner Stellung übertragen, wobei die Natur dieser Botschaft das System in einen Funktionsmode oder in einen anderen versetzt.
Es sei auch darauf hingewiesen, dass die Entfernungsbestimmung vorzugsweise periodisch im Verlauf der Kommunikation erfolgt. Dies gestattet beispielsweise die Überprüfung, dass der Transponder im Verlauf der Kommunikation keinen Wechsel der Funktionszone erfährt, oder diesen Zonenwechsel nachzuweisen, wenn das System verschiedene Kommunikationsmodes vorsieht und sie gleichzeitig in ein und derselben Kommunikation zulässt.
Als Variante kann man den Kondensator C2' fortlassen und einen Kondensator C3 (4) oder zwei Kondensatoren C3 und C4 (5 und 6) verwenden, von denen jeder jeweils eine Kapazität entsprechend dem für die Abstimmung erforderlichen Wert besitzt. In diesem Fall spielen die parasitären oder Streukapazitäten der Schaltung die Rolle zusätzlicher Kapazitäten des Schwingkreises, wenn der Schalter K1 (4) oder die Schalter K1 und K2 (5 und 6) geöffnet ist/sind.
Gemäß einer anderen Abwandlung dienen der oder die Kondensator(en) für die Verstimmung der Schaltung gleichzeitig als Retromodulationsmittel. In diesem Fall werden die schaltbaren Widerstände R3, K3 und R4, K4 fortgelassen und die Werte der Kondensatoren C2', C3 (und C4 für die Ausführungsformen gemäß den 5 und 6) so gewählt, dass die Größe der Verstimmung mit der Phasenverschiebung kompatibel ist, die von dem Terminal im Fall einer kapazitiven Modulation festgestellt und detektiert werden muss. Die kapazitive Modulation beeinflusst direkt die Phase der Spannung an den Anschlüssen der Induktivität L1 des Terminals, ohne dessen Amplitude zu beeinflussen. Dies erleichtert die Phasendetektion durch das Terminal. Es sei darauf hingewiesen, dass der Typ von Retromodulation die Codierung nicht modifiziert, d. h. das Steuersignal für den oder die Retromodulationsschalter mit der Frequenz des Sub-Trägers.
Die vorliegende Erfindung ist selbstverständlich verschiedenen Abwandlungen und Modifizierungen zugänglich, welche sich für den Fachmann ergeben. Insbesondere liegen die jeweiligen Bemessungen der verschiedenen Kondensatoren und Widerstände im Bereich des fachmännischen Könnens, in Abhängigkeit von der jeweiligen Anwendung und insbesondere den angewandten Frequenzen und der Reichweite des Systems. Bei der Bemessung der Kondensatoren des Schwingkreises wird man dem jeweils verwendeten Gleichrichtmittel und dem Betrag des Glättungskondensators Ca Rechnung tragen. Tatsächlich sind die Leitungsperioden der Dioden einer Brücke (5) im allgemeinen kleiner gegenüber der Periode des Trägers der Fernspeisung bzw. -stromversorgung als die Leitungsperioden einer Einweg-Halbwellen-Gleichrichtdiode (4). Daher ist das Aktivierungs-Tast-Verhältnis der Retromodulationsmittel unterschiedlich je nach dem angewandten Gleichrichttyp. Nun beeinflusst dieses Tastverhältnis auf Seiten des Terminals den Betrag der zu detektierenden Phasenverschiebung.
Des weiteren wurde zwar die Erfindung mit Bezug auf eine Anwendung beschrieben, welche zwei Betriebsmodes des Systems, nämlich im abgestimmten und im verstimmten Zustand, gestattet; es ist jedoch darauf hinzuweisen, dass die Erfindung auch zur Detektion und Bestimmung der Lage des Transponders relativ bezüglich der kritischen Kopplungsstellung (oder auch einer anderweitigen Entfernungsstellung) dienen kann, derart dass sie beispielsweise nur einen der beiden in Verbindung mit der vorhergehenden speziellen Anwendung beschriebenen Betriebsmodes zulässt.
Unter den Anwendungen der vorliegenden Erfindung seien insbesondere erwähnt die kontaktlosen Chipkarten (beispielsweise Identifizierungskarten für die Zugangskontrolle, elektronische Portemonnaiekarten, Karten zur Speicherung von Information betreffend den Karteninhaber, Konsumententreue-Karten, Pay-TV-Karten usw.) und Lese- oder Lese/Schreib-Systeme für diese Karten (beispielsweise Terminals oder Porticos zur Zugangskontrolle, automatische Produktverkaufsvorrichtungen, Computer-Terminals, Telefon-Terminals, Fernsehgeräte oder Satelliten-Decoder usw.).

Claims

Verfahren zur Bestimmung der Entfernung, welche einen elektromagnetischen Transponder (30; 30'; 30'') von einem Terminal (1) trennt, das mittels eines ersten Schwingkreises (L1, C1) ein Magnetfeld erzeugt, wobei der Transponder einen zweiten Schwingkreis (L2, C2) stromaufwärts eines Gleichrichtmittels (D; 13; D1'; D4') zur Bildung einer Gleichspannung aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren besteht in: Speichern einer ersten Information betreffend den Betrag bzw. Pegel der genannten Gleichspannung, wenn der zweite Schwingkreis auf eine bestimmte Frequenz abgestimmt ist; Speichern einer zweiten Information betreffend den Betrag bzw. Pegel der genannten Gleichspannung nach Herbeiführung einer Frequenzverstimmung des zweiten Schwingkreises; sowie Vergleichen der beiden gespeicherten Informationen.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren die periodische Vornahme der genannten Messungen und den Vergleich des Verlaufs der für zwei aufeinanderfolgende Messungen unter denselben Abstimmbedingungen gespeicherten Informationen umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Informationen die jeweiligen Beträge der Gleichspannung darstellen.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der genannte Vergleich zwischen den ersten und zweiten Informationen zur Bestimmung der Lage bzw. Stellung des Transponders (30) relativ bezüglich einer kritischen Kopplungsstellung bzw. -lage der jeweiligen Schwingkreise des Transponders und. des Terminals (1) dient.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet dass die genannte bestimmte Frequenz der Anregungsfrequenz des Schwingkreises des Terminals für die Fernspeisung bzw. -stromversorgung des Transponders (30) entspricht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren zur Bestimmung der Betriebsweise des Transponders zwischen zwei Modes entsprechend einer Stellung enger oder loser Kopplung angewendet wird.
Elektromagnetischer Transponder zur Ausübung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Transponder wenigstens eine geschaltete Kapazität (C3; C3, C4) aufweist.
Transponder nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass er einen Kondensator (C3) in Parallelanordnung mit einem induktiven Element (L2) des zweiten Schwingkreises und in Reihe mit einem Schaltermittel (K1) aufweist und dass das genannte Gleichrichtmittel von einem Element (D) mit unidirektionaler Leitfähigkeit gebildet wird.
Transponder nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß er zwei Kondensatoren (C3, C4) jeweils in Zuordnung zu jedem Anschlußende (11, 12) eines induktiven Elements (L2; L2') des zweiten Schwingkreises aufweist und dass jeder Kondensator jeweils in Reihe einem Schaltermittel (K1, K2) zugeordnet ist, von dem ein Bezugsanschluß mit einem Bezugspotential (15) der Stromversorgung der elektronischen Schaltung stromabwärts des Gleichrichtmittels (13; D1', D4') verbunden ist.
Transponder nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass er des weiteren zwei Modulations-Widerstandsmittel (R3, K3; R4, K4) in Parallelanordnung über einem Glättungskondensator (Ca) für die durch das genannte Gleichrichtmittel (D; 13; D1', D2') gelieferte Gleichrichtspannung aufweist.