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Die
Erfindung betrifft eine Einrichtung und ein Verfahren zur Signalentzerrung
in einer Signalempfangseinheit mit einem Entscheidungsrückkopplungsentzerrer,
insbesondere die Einstellung von Entzerrungsparametern, die zum
Entzerren der empfangenen Signale verwendet werden, und einen Vorwärtskopplungsentzerrer,
der dafür
ausgelegt ist, das Einstellverfahren auszuführen.
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Moderne
Kommunikationssysteme mit hoher Kapazität und für große Distanzen basieren gewöhnlich auf
faseroptischer Datenübertragung.
Die Signale werden jedoch aufgrund verschiedener linearer und nichtlinearer
Phänomene
bei der Übertragung über die
optischen Übertragungsleitungen
mehr oder weniger verzerrt. Insbesondere sind chromatische Dispersion
(CD), Polarisationsmodendispersion, Chirpen, das Extinktionsverhältnis, Vierwellenmischung,
Selbstphasenmodulation und Kreuzphasenmodulation für die Verzerrungen
relevant und führen dadurch
Zwischensymbolstörungen
(ISI) ein. Verschiedene parasitäre
Elemente der Umsetzungsschaltkreise können zusätzliche Verzerrungen einführen.
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Im
allgemeinen verringern diese Effekte die Augenöffnung im Empfänger und
führen
dadurch zu einem verringerten tolerierbaren optischen Signal/Rausch-Verhältnis (OSNR).
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In
dem optischen Empfänger
werden die optischen Impulse wieder in elektrische Signale umgewandelt.
Die digitalen Daten und der Abtasttakt müssen mittels einer Takt- und Datenwiedergewinnungsschaltung
(CDR) aus dem Analogsignal abgeleitet werden.
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Um
die Signalqualität
in der CDR-Schaltung zu verbessern, ist bekannt, adaptive Entzerrung
anzuwenden. Die durch ISI auftretenden Augenöffnungskosten können durch
Verwendung adaptiver Entzerrung reduziert oder besei tigt werden,
wobei die Signalentzerrung gewöhnlich
in der elektrischen Domäne
des optischen Empfängers
durchgeführt wird.
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Zusätzlich wird
häufig
Vorwärtsfehlerkorrektur
angewandt, um die Übertragungsleistungsfähigkeit
für ein
gegebenes Signal/Rausch-Verhältnis
zu vergrößern. Bei
der Codierung für
Vorwärtsfehlerkorrektur
fügt man
einem ankommenden Bitstrom redundante Bit hinzu, so daß Übertragungsfehler
am fernen Ende erkannt und korrigiert werden können.
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Es
werden verschiedene FEC-Codierungsverfahren verwendet, wie zum Beispiel
Inband oder Außerband,
BCH (Bose-Chaudhury-Hoequengheen) oder
RS (Reed-Solomon)-Codes, die für
die Sonet-/SDH-Digital-Wrapper-Formate passen. Wenn die Eingangsfehlerrate
des Datenstroms unter der Fehlerkorrekturfähigkeit des jeweiligen Fehlerkorrekturcodes
liegt, können
die Bitfehler korrigiert werden, und Schätzungen einer Bitfehlerrate
(BER) können durch
Verwendung der zusätzlichen
Informationen aus dem jeweiligen FEC-Decodierungsverfahren gemessen
werden. Genauer gesagt beträgt
die Anzahl der Fehler, die korrigiert werden können, (d – 1)/2, wobei d die minimale
Anzahl von Bitpositionen bedeutet, um die sich Codewörter für einen
bestimmten Code unterscheiden ("Hamming-Distanz"). Bei Verwendung
von FEC kann somit die BER der decodierten Ausgangssignale im Vergleich
zu den ankommenden Signalen, die durch den optischen Empfänger empfangen
und umgesetzt werden, stark verringert werden.
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Um
die Augenöffnung
vor der Digitalisierung der empfangenen und umgesetzten Signale
zu vergrößern, verwendet
man lineare und nichtlineare Entzerrer. Wohlbekannte Filter sind
Vorwärtskopplungsentzerrer
(FFE) und Entscheidungsrückkopplungsentzerrer
(DFE).
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Insbesondere
ist Entscheidungsrückkopplungsentzerrung
(DFE) eine weithin verwendete Technik zum Entfernen von Zwischensymbolstörungen,
wenn durch einen linearen Vorwärtskopplungsentzerrer
(FFE) verursachte Rauschverstärkung Leistungsfähigkeitsprobleme
einführen
kann.
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Um
die empfangenen Signale zu digitalisieren, verwenden zur Zeit implementierte
DFE-Strukturen eine reguläre
Abtastphase, die mittels einer Schmalband-Taktwiedergewinnung aus
dem wiedergewonnenen Takt abgeleitet wird. Folglich wird die abgeleitete
Abtastphase langsam angepaßt
und zur Digitalisierung einer großen Anzahl von Bit verwendet.
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US-A-6 178 213 ist
eine mikroprozessorgesteuerte Datenwiedergewinnungseinheit mit einstellbarem
Abtast- und Signalvergleichspegel
bekannt. Die Datenwiedergewinnungseinheit enthält einen Datenkanal und einen Überwachungskanal.
Der Überwachungskanal
tastet einen ankommenden Datenstrom auf verifizierende Weise ab.
Die Ergebnisse der Abtastung in dem Überwachungskanal werden zur
Einstellung des Abtastens und Vergleichens des Signals in dem Datenkanal
verwendet. Die Datenwiedergewinnungseinheit enthält bei einer Ausführungsform
eine Taktwiedergewinnungseinheit auf PLL-Basis und bei einer anderen
Ausführungsform
wird das Taktsignal durch den Mikroprozessor abgeleitet.
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Aus
DE-A-1 971 642 ist
ein Verfahren zur Datenregenerierung geschützter Daten bekannt, wobei
eine Fehlerrate eines Empfangssignals mit Fehlerkorrekturcode identifiziert
wird. Eine Abtastzeit und Entscheidungsschwelle werden in einem
vorbestimmten Bereich provisorisch variiert, bis eine optimale Abtastzeit
und eine optimale Entscheidungsschwelle wiedergewonnen werden, indem
der Übertragungsfehler
während
dieser Prozedur identifiziert wird. Folglich wirken sich zusätzliche Übertragungsfehler
aufgrund der Fehlerkorrektur nicht aus.
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WO 99/12315 betrifft eine
Entzerrerstruktur, bei der die Abtastzeit und eine Schwelle mit
Bezug auf eine korrigierte Bitsequenz oder eine empfangene Bitsequenz
eingestellt werden.
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Die
vorliegende Erfindung basiert auf der Feststellung, daß der optimale
Abtastzeitpunkt oder die optimale Abtastphase abhängig von
der Signalvorgeschichte variieren können. Insbesondere können nichtlineare
Verzerrungen bewirken, daß sich
die Position der maximalen Augenöffnung
zeitlich so verschiebt, daß ein
CDR mit einer regulären
langsam veränderlichen
Abtastphase den optimalen Zeitpunkt für die Signalabtastung verfehlt.
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Kurzfassung der Erfindung
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Ein
Entzerrer und ein Verfahren gemäß der Erfindung
werden in den unabhängigen
Ansprüchen dargelegt.
Bevorzugte Formen werden in den abhängigen Ansprüchen dargelegt.
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Die
Erfindung liefert eine Entscheidungsrückkopplungsstruktur und ein
Verfahren zur Entscheidungsrückkopplungsentzerrung,
wobei der Abtastzeitpunkt abhängig
von der Sequenz oder dem Muster der vorausgehenden Bit abgestimmt
wird, um so dem Zeitpunkt der maximalen Augenöffnung zu folgen.
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Aufgrund
des Umstands, daß asymmetrische
Verzerrungen, die durch nichtlineare Übertragungseffekte eingeführt werden,
erfordern, daß bitmusterabhängige Abtastphasen
an die optimale Augenöffnung
angepaßt
sind, kann man einen Reservegewinn für OSNR-Kosten und Empfängerleistungskosten
durch entsprechendes Anpassen des Abtastzeitpunkts erzielen. Im
Gegensatz zu vorbekannten Einrichtungen ermöglicht somit die erfindungsgemäße Entscheidungsrückkopplungsentzerrerstruktur bitmustergesteuerte
Einstellung der tatsächlichen Abtastphase.
Ein Zeitpunkt zum Abtasten des empfangenen Signals wird auf der
Basis einer Abtastphase, die aus einem Paktwiedergewinnungskreis
abgeleitet wird, und einer Verzögerung,
die abhängig
von vorausgehenden Bitwerten angepaßt wird, ausgewählt und/oder
eingestellt. Um den tatsächlichen
Abtastzeitpunkt für
das vorliegende Bit, das wiedergewonnen werden soll, auszuwählen und/oder
einzustellen, werden mittels einer Rückkopplungsschleife vorherige
Bitwerte zurückgekoppelt.
Durch Wählen entsprechender
Anpassungs- oder Einstellungsparameter kann der Abtastzeitpunkt
für die
Abtastphase für
eine vorliegende Entscheidung verschoben werden, um den Zeitpunkt
der maximalen Augenöffnung zu
treffen.
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Gemäß einem
Aspekt der Erfindung umfassen die Mittel zum Anfassen des Abtastzeitpunkts
für Bitwertentscheidungen
mindestens zwei abstimmbare Verzögerungspuffer
zum Abstimmen eines ersten Abtastzeitpunkts für Bitmuster, einschließlich eines vorausgehenden
Nullbit, und eines zweiten Abtastzeitpunkts, einschließlich eines
vorhergehenden einzelnen Bit.
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Durch
Bereitstellen von abstimmbaren Verzögerungspuffern für verschiedene
Bitmuster kann jeder Puffer unabhängig abgestimmt werden, um eine
vielseitige Anpassung der Verzögerungsparameter
an die Eigenschaften der Übertragungsleitung zu
gewinnen.
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Der
Datenstrom kann einen Vorwärtsfehlerkorrekturcode
(FEC) enthalten, der eine Verbesserung der Bitfehlerrate (BER) für ein gegebenes
Signal/Rausch-Verhältnis
(SNR) erlaubt, in dem stochastische Verzerrungen aus optischem oder
elektrischem Rauschen und Übersprechen
verringert werden. Für Übertragungen
mit hoher Bitrate wird FEC reifer, um das tolerierbare SNR auf Fernübertragungen
zu vergrößern. Bei
der Codierung für
Vorwärtsfehlerkorrektur
werden redundante Bit zu einem Bitstrom hinzugefügt, sodaß Fehler am fernen Ende erkannt
und korrigiert werden können.
Die Anzahl der hinzugefügten
Bit kann bis zu der Anzahl der Signalbit betragen, was zu einer
Verdopplung der Datenübertragungsrate
für einen
gegebenen Kanal führt.
In vielen Fällen
ist redundante Übertragung
durch Verwendung von FEC jedoch aufgrund einer garantierten niedrigen
Fehlerrate nützlich.
Während
der Vorwärtsfehlerkorrektur
können
bedingte Bitfehlerraten geschätzt
werden. Durch Zählen
fehlerhafter übertragener
Bit in Abhängigkeit
von vorausgehenden und nachfolgenden Bit. Die Verhältnisse
konditionaler Bitfehlerraten liefern Informationen über Abweichungen von
Entscheidungsschwellen und/oder Abtastphasen von ihren optimalen
Werten. Ähnlich
kann man mit diesen Fehlerraten den Abtastzeitpunkt verschieben. Wenn
die Werte der Entscheidungsschwellen und Abtastphasen optimiert
sind, sollten im Idealfall die konditionalen Fehler ausgeglichen
sein. Es ist deshalb vorteilhaft, die abstimmbaren Verzögerungspuffer
durch konditionale Bitfehlerraten zu steuern, die durch Vorwärtsfehlerkorrekturmittel
geschätzt
werden.
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Die
bitmusterabhängige
Verschiebung des Abtastzeitpunkts kann zu dem Ausgangssignal transferiert
werden, was zu Jitter des Takts des Ausgangsbitstroms führt. Um
diesen Effekt zu kompensieren, kann die Entscheidungsrückkopplungsentzerrerstruktur
vorteilhafterweise Mittel zum Neutimen des Bitstroms durch Verwendung
eines aus dem Eingangssignal wiedergewonnenen Taktsignals umfassen.
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Aufgrund
nichtlinearer Verzerrungen bei der Signalübertragung tritt zusätzlich zu
der bitmusterabhängigen
Verschiebung des Zeitpunkts der maximalen Augenöffnung eine bitmusterabhängige Verschiebung
des Werts der optimalen Entscheidungsschwelle auf. Deshalb ist es
vorteilhaft, Mittel zum adaptiven Abstimmen der Entscheidungsschwelle
für Bitwertentscheidungen
in Abhängigkeit
von dem Bitwert des vorausgehenden Bit bereitzustellen, um optimale Entscheidungsbedingungen
zu gewinnen.
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Innerhalb
des Schutzumfangs der vorliegenden Erfindung wird außerdem in
Betracht gezogen, ein Verfahren zum wiedergewinnen eines Bitstroms aus
einem empfangenen Analogsignal in einer Entscheidungsrückkopplungsstruktur
bereitzustellen. Gemäß dem Verfahren
wird ein Taktsignal aus den empfangenen Analogsignalen wiedergewonnen, eine
Abtastphase aus dem Taktsignal erzeugt, das Eingangsanalogsignal
mit einer Entscheidungsschwelle verglichen, um zu einer Bitwertentscheidung
zu einem Zeitpunkt zu kommen, und es wird ein Bitstrom auf der Basis
der Bitwertentscheidungen generiert, wobei der Zeitpunkt in Bezug
auf die Abtastphase abhängig
von vorherigen Bitwertentscheidungen, insbesondere abhängig von
der vorausgehenden Bitwertentscheidung, angepaßt wird.
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Folglich
ist das Verfahren dafür
geeignet, optimale Leistungsfähigkeit
für präzise Erkennung
gesendeter Bitsequenzen bereitzustellen, die nichtlinearen Effekten
unterzogen wurden, da der optimale Abtastzeitpunkt stark durch ISI
beeinflußt
wird.
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Der
Zeitpunkt kann vorteilhafterweise mittels bedingter Bitfehlerraten
abgestimmt werden, die durch Vorwärtsfehlerkorrektur geschätzt wurden.
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Gemäß einem
Aspekt der Erfindung werden zwei Abtastzeitpunkte unabhängig voneinander
abgestimmt. Genauer gesagt wird ein erster Abtastzeitpunkt abgestimmt,
der für
die Bitwertentscheidung benutzt wird, wenn der vorhergehende Bitwert
null ist, und ein zweiter Abtastzeitpunkt abgestimmt, der für die Bitwertentscheidung
benutzt wird, wenn der vorhergehende Bitwert eins ist. Zum Beispiel
können die
Abstimmparameter durch die durch Vorwärtsfehlerkorrektur geschätzten bedingten
Bitfehlerraten gesteuert werden.
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Aufgrund
von bitmuster- oder bitvorgeschichteabhängigen Abtastphasen kann die
Bitperiode der digitalisierten Ausgangsdaten oszillieren. Um diesen
unerwünschten
Effekt zu vermeiden, ist es vorteilhaft, die Ausgangsdaten zu synchronisieren. Die
Synchronisation kann vorteilhafterweise durch eine Neutimingprozedur
unter Verwendung des aus den Eingangsdaten wiedergewonnenen Takts
erzielt werden.
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Um
die Leistungsfähigkeit
des Verfahrens zu verbessern, ist es ferner vorteilhaft, die Entscheidungsschwelle
für eine
Bitwertentscheidung abhängig
von dem Bitwert des vorhergehenden Bit adaptiv abzustimmen.
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Die
Erfindung wird nachfolgend ausführlicher im
Hinblick auf bevorzugte und besonders bevorzugte Ausführungsformen
beschrieben und es wird auf die beigefügten Zeichnungen bezug genommen.
Es zeigen:
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1 ein
Schema eines optischen Übertragungskanals,
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2 Augendiagramme
verzerrter Signale und
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3 ein
schematisches Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
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Es
wird nun auf 1 bezug genommen, worin Komponenten
eines optischen Übertragungskanals 1 gezeigt
sind, wobei die erfindungsgemäße Rückkopplungsentzerrerstruktur
verwendet werden kann. Vor der Übertragung
werden Daten in einem FEC-Codierer 3 verarbeitet, um einen
redundant codierten Bitstrom bereitzustellen. Der Bitstrom wird mittels
eines Umsetzers 4 von elektrisch in optisch in optische
Signale umgesetzt und über
die Faser 5 zu dem Empfänger
an dem fernen Ende gesendet. Der Empfänger umfaßt einen Umsetzer 6 von
optisch in elektrisch und eine Takt- und Datenwiedergewinnungsschaltung 7 mit
einem Signalentzerrer. Der FEC-codierte Bitstrom wird dann mittels
des Decoders 8 decodiert.
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Der
Decoder 8 kann zusätzlich
die Übertragungsleistungsfähigkeit überwachen.
Die Überwachungsparameter,
wie zum Beispiel integrale oder bedingte BER, können zur Anpassung oder Abstimmung
der Einstellungen anderer Komponenten der Übertragungsleitung verwendet
werden. Insbesondere muß der
Signalentzerrer auf der Seite des Empfängers an Schwankungen der Übertragungseigenschaften
der Leitung angepaßt
werden.
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Aufgrund
nichtlinearer optischer Effekte in der Faser sind die am fernen
Ende ankommenden optischen Signale jedoch mehr oder weniger verzerrt und
ISI unterworfen, wie oben besprochen.
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2 zeigt
Augendiagramme verzerrter Signale entsprechend verschiedener Bitsequenzen.
Die Pfeile 9 und 10 zeigen die maximalen Augenöffnungen
für Signale
mit verschiedenen Signalvorgeschichten an. Genauer gesagt, bedeuten
die Pfeile 9 und 10 die maximale Augenöffnung für Signalsequenzen
mit einem vorausgehenden Nullbit bzw. Einsbit. Gestrichelte Linien 91 und 92 markieren
optimale Entscheidungsschwellen für Signale entsprechend Bitsequenzen
mit einem vorhergehenden Nullbit (a010, a001) bzw. einem vorhergehenden
Einsbit (a101, a110). Zur Zeit implementierte DFE-Strukturen passen
den Enscheidungsschwellenwert abhängig von der Bitsequenz an,
um diesen durch ISI eingeführten
Effekt zu kompensieren.
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Wie
aus der Position der Pfeile 91 und 92 hervorgeht,
verschiebt sich der Zeitpunkt der maximalen Augenöffnung jedoch
auch abhängig
von der Signalvorgeschichte. Im Fall eines vorderen Nullbit liegt
der optimale Zeitpunkt zum Zeitpunkt t0, während ein vorderes Einsbit
den Zeitpunkt 0 zu der Zeit t1 verschiebt. Die DFE-Struktur gemäß der vorliegenden
Erfindung kann den Abtastzeitpunkt abhängig von der Signalvorgeschichte
anpassen, was zu einer verbesserten Leistungsfähigkeit führt.
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Es
wird nun auf 3 bezug genommen, worin ein
schematisches Schaltbild einer beispielhaften Ausführungsform
mit einem Abgriff der erfindungsgemäßen DFE-Struktur 2 gezeigt ist. Über eine optische
Faser gesendete Daten werden an dem Eingang 18 nach Umsetzung
von optisch in elektrisch als Analogsignale empfangen. Ein durch
eine Taktwiedergewinnungsschaltung erzeugtes Taktsignal wird über den
Takteingang 21 zugeführt.
An dem Eingang 18 empfangene eingegebene Analogsignale werden
mittels Komparatoren 11 und 12 in Binärsignale
umgesetzt. Jeder der Komparatoren 11 und 12 erhält über Schwelleneingänge 19 bzw. 20 unabhängige Enscheidungsschwellensignale.
Im einzelnen erhält
der Komparator 12 ein Enscheidungsschwellensignal, das
für Bitsequenzen
mit einem vorhergehenden Nullbit geeignet ist, und der Komparator 11 erhält ein Enscheidungsschwellensignal,
das für Bitsequenzen
mit einem vorhergehenden Einsbit geeignet ist. Die Schwellenwerte
können
abhängig
von durch Vorwärtsfehlerkorrekturmittel
geschätzten
konditionalen Bitfehlerwerten abgestimmt werden.
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Die
binären
Ausgangssignale der Komparatoren 11 und 12 werden
Flipflops 13 und 14 zugeführt. Die Flipflops 13 und 14 sind
vorzugsweise D-Flipflops. Die Signalabtastung der Flipflops wird mittels über Takteingänge 13c bzw. 14c zugeführter Taktsignale
ausgelöst.
Die Taktsignale werden von dem Taktsignal abgegriffen, das von den
Eingangsdaten wiedergewonnen und über den Takteingang 21 zugeführt wird.
Das abgegriffene Taktsignal wird mittels abstimmbarer Verzögerungspuffer 16 und 17 verzögert. Auf
diese Weise werden über
den Zweig 18a abgegriffene Eingangssignale unter Verwendung
eines Abtastzeitpunkts abgetastet, der durch den abstimmbaren Verzögerungspuffer 17 aus
dem Abtasttakt erzeugt wird. Der Abtasttakt wird entsprechend verzögert, um
mit dem besten Abtastzeitpunkt übereinzustimmen,
der Bitsequenzen mit einem vorderen Einsbit entspricht (Zeitpunkt
t1 in 2). Ähnlich werden über dem
Zweig 18b abge griffene Eingangssignale durch das Flipflop 13 unter
Verwendung einer Abtastphase abgetastet, die durch den abstimmbaren
Verzögerungspuffer 16 aus
dem Abtasttakt erzeugt wird.
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Die
durch die Puffer 16, 17 erzeugte Verzögerung wird
durch Abstimmparameter gesteuert, wie zum Beispiel über Eingänge 22 bzw. 23 zugeführte Abstimmspannungen.
Die Abstimmparameter sind an die Eigenschaften der Übertragungsleitung
angepaßt.
In dem Beispiel können
die Verzögerungspuffer 16 und 17 abhängig von
konditionalen Bitfehlerraten abgestimmt werden, die durch Vorwärtsfehlerkorrektur
geschätzt
wurden, um so optimale Bedingungen aufrechtzuerhalten. Als Alternative
kann man die Parameter unter Verwendung von Nachschlagetabellenwerten
abstimmen. Die Tabellenwerte können
mittels eines Augenüberwachers
oder Analog/Digital-Umsetzers
(ADC) und mindestens eines Least-Mean-Square-Algorithmus berechnet werden.
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Am
Ausgang der Flipflops 13 und 14 werden digitalisierte
Signale Q0, Q1 bereitgestellt, die dem Multiplexer 15 zugeführt werden.
In dem Multiplexer 15 werden Ausgangssignale durch Weiterleiten
eines der digitalisierten Signale Q0, Q1 erzeugt. Mittels eines
Rückkopplungsweges 24 wird
das vorausgehende Bitsignal in dem Multiplexer 15 zurückgekoppelt. Auf
der Basis des vorausgehenden Bitwerts wird eine Weiterleitungsentscheidung
getroffen, d. h. wird im Fall eines vorhergehenden Nullbit das Signal
Q0 weitergeleitet, während
im Fall eines vorhergehenden Einsbit das Signal Q1 weitergeleitet
wird.
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Aufgrund
der Weiterleitungsoperation des Multiplexers 15 umfassen
die Ausgangssignale ein Taktsignal, das eine Überlagerung der durch die abstimmbaren
Verzögerungspuffer 16 und 17 verzögerten Taktsignale
ist. Der Takt des Ausgangsbitstroms enthält folglich ein Jitter, das
Störungen
bei nachfolgenden Datenverarbeitungsein richtungen, wie zum Beispiel
Vorwärtsfehlerkorrekturschaltkreisen
verursachen kann. Um unerwünschte
Effekte aufgrund von Takt-Jitter zu vermeiden, gibt die DFE-Struktur 2 ferner
Datenneutiming oder -synchronisation vor. Neutiming wird durch ein
weiteres mit dem Ausgang des Multiplexers 15 verbundenes
Flipflop 25 erzielt. Das Flipflop 25 wird durch
das Taktsignal getriggert, das durch die Taktwiedergewinnungsschaltkreise des
Empfängers
wiedergewonnen und über
den Takteingang 21 zugeführt wird. Auf diese Weise erhält man eine
reguläre
Bitperiode in dem Ausgangsbitstrom.
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Die
oben beschriebene Ausführungsform
ist eine DFE-Struktur
mit einem Abgriff. Das Konzept der DFE-Struktur gemäß der vorliegenden
Erfindung kann jedoch leicht auf DFE-Strukturen mit mehreren Abgriffen
erweitert werden, wobei jeder Abgriff einer spezifischen Sequenz
vorhergehender Bit oder einer Gruppe von Sequenzen vorhergehender
Bit entspricht.