DE60131755T2

DE60131755T2 - Digitaler klasse-d-audioverstärker

Info

Publication number: DE60131755T2
Application number: DE60131755T
Authority: DE
Inventors: John W. Valencia Ulrick
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2000-08-14
Filing date: 2001-08-03
Publication date: 2008-11-13
Anticipated expiration: 2021-08-04
Also published as: JP2011142697A; ATE380409T1; EP1310041A2; WO2002015393A2; JP4841800B2; KR20030031154A; KR100847075B1; DE60131755D1; EP1310041B1; JP2004507140A; US6498531B1; WO2002015393A3; JP5342599B2

Description

Die Erfindung betrifft allgemein Klasse-D-Leistungsverstärker, und speziell betrifft sie einen Klasse-D-Verstärker mit digitalem Eingang.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Seit den frühesten Tagen des Radios wurden Audioverstärker unter Verwendung von Klasse-A-B-Konfigurationen hergestellt. Diese Verstärker sind am einfachsten zu realisieren und sie wurden unter Verwendung von Vakuumröhren und Transistoren hergestellt. Diese Verstärker der Klassen A und A-B sind zwar einfach und leicht herstellbar, jedoch ineffizient. Ihre Ausgangsstufen arbeiten mit einer Effizienz von ungefähr 40%, was zu Wärmeerzeugung führt. Dies bedeutet, dass sie für jeweils 100 Watt Eingangsleistung nur ungefähr 40 Watt ausgeben.
Das Konzept der Klasse-D-Verstärker (häufig als Schaltverstärker bezeichnet) ist seit vielen Jahrzehnten bekannt, und sie werden seit den 1960ern in Steuerungssystemen verwendet, bei denen relativ niedrige Trägerfrequenzen akzeptierbar sind. Seit der Mitte der 1970er hat einer der Miterfinder den ersten kommerziell erfolgreichen Klasse-D-Audioverstärker mit analogem Eingang entwickelt. Die Klasse D zeigt den Vorteil eines Kühlerbetriebs hoher Effizienz und schließlich verbesserte Tonqualität. Nachteile sind die erhöhte Komplexität und HF-Abstrahlungen. Das Realisieren eines Klasse-D-Verstärkers in Form eines integrierten Schaltkreises und das Unterbringen des Verstärkers in einem Metallblechkasten hat die Komplexität bzw. die HF-Abstrahlungen verringert.
Klasse-D-Verstärker mit analogen Eingangssignalen wurden für viele Jahre hergestellt. Während der späten 1990er existierte tatsächlich ein Aktivitätsschub hinsichtlich Klasse-D-Verstärkern mit analogem Eingang. Die Verwendung von weniger Energie und die Erzeugung von weniger Wärme sind wichtige Punkte bei beispielsweise mehrkanaligen Heimtheaterverstärkern, bei denen sich typischerweise fünf oder mehr Audiokanäle finden.
Nun werden Audioquellen allmählich digital; die phonografische Aufzeichnung wurde beinahe vollständig durch die Kompaktdisk (nachfolgend CD) und das digitale Audioband (nachfolgend DAT), und das Videoband wird durch die digitale Videodisk (nachfolgend DVD) ersetzt. TV wird einhergehend mit Direktsendungs-TV digital. Computeraudio ist der Art nach digital.
Klasse-D-Verstärker, die digitale Eingangssignale akzeptieren, sind beispielsweise aus US5617058 , US5559467 und DE19619208 bekannt.
Die Erfindung ist demgemäß auf einen Verstärker gerichtet, der das digitale Ausgangssignal einer digitalen Quelle (z. B. CD, DVD, DAT) ohne Digital-Analog-Wandlung aufnehmen kann. Audioverstärker, die direkt das digitale Ausgangssignal von CDs, DATs und DVDs sowie zukünftige Formate zukünftiger Medien direkt akzeptieren können, sind sehr wünschenswert, da sie das Erfordernis beseitigen, dass ein Digital/Analog-Wandler vorliegt, wodurch sie verbesserte Tonqualität liefern.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen derartigen Verstärker zu schaffen, der über ein bevorzugtes Design verfügt, das in einem billigen digitalen, integrierten Schaltkreis realisiert werden kann.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die hier vorliegende Erfindung ist ein digitaler Klasse-D-Audioverstärker, der digitale Audioeingangssignale annimmt und sie ohne Verwendung eines D/A-Wandlers verstärkt. Kurz gesagt, wird das digitale Audioeingangssignal verarbeitet, um einen Abweichungswert der Beziehung desselben zum vorigen Audioeingangssignal zu erzeugen. Der Abweichungswert wird für eine Impulsbreitenmodulation eines Trägersignals verwendet, und das digital modulierte Trägersignal wird tiefpassgefiltert, damit das Ausgangssignal des Verstärkers eine Analogspannung aufweist, die einen Lautsprecher betreiben kann.
Diese und andere Merkmale der Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform, zu der die Zeichnung einen Teil bildet, ersichtlich werden.
BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
1 ist ein schematisches Blockdiagramm eines Verstärkers mit digitalem Eingangssignal, der gemäß der Erfindung aufgebaut ist; und
2A–C sind grafische Darstellungen einer Rechteckwelle zum Veranschaulichen der Effekte der Impulsbreitenmodulation; und
3 ist ein schematisches Blockdiagramm einer Strombegrenzungskonfiguration für den Verstärker mit digitalem Eingangssignal, der gemäß der Erfindung aufgebaut ist.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Es wird zunächst auf die 1 Bezug genommen, die ein schematisches Blockdiagramm eines digitalen Audioverstärkers zeigt, der gemäß der Erfindung aufgebaut ist. Der Verstärker verfügt über ein digitales Modulationssystem, das seinerseits über drei Primärblöcke verfügt; einen Impulsbreitenmodulator 100, einen Spannungsschaltabschnitt 200 sowie ein Ausgangstiefpassfilter 300. Der Verstärker soll an seinem Eingang 118 mit einer digitalen Quelle verbunden werden, um digitale Audiosignalwerte zu empfangen, und an seinem Ausgang wandelt er diese digitalen Audiowerte von seinem Eingang 118 in ein demoduliertes analoges Ausgangssignal 310, das einen Lautsprecher oder eine andere Last betreiben kann.
Dieses System ist am Einfachsten verständlich, wenn vom Ausgangstiefpassfilter 300 ausgegangen wird. Das Eingangssignal des Tiefpassfilters eine hochfrequente Rechteckquelle (vorzugsweise 500 kHz), die impulsbreitenmoduliert ist. Beispielsweise ist, wie es in der 2A dargestellt ist, eine Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50% während einer Zeithälfte positiv und während einer Zeithälfte negativ. Bei einem derartigen Eingangssignal zeigt das Ausgangssignal des Filters 300 einen Mittelwert von 0 Volt sowie irgendeinen Restträger, der durch das Tiefpassfilter lief.
Wenn Impulsbreitenmodulation die Rechteckwelle am Eingang so variiert, dass sie für mehr als die Hälfte der Zeit positiv verbleibt (d. h., dass Tastverhältnis ist erhöht), wie es in der 2B dargestellt ist, zeigt die Eingangsspannung in das Tiefpassfilter ein zeitliches Mittel, das positiv zu werden beginnt, und das Ausgangssignal des Filters nimmt in der positiven Richtung zu, wobei eine Begrenzung durch die Versorgungsspannung (oder Spannungsschienenspannung) besteht. Negative Ausgangsspannungen werden durch eine entsprechende Modulation des Tastzyklus zugunsten einer Ausgangsspannung mit negativem Mittelwert erzielt, wie es in der 2C dargestellt ist.
Die Ausgangsspannung des Filters ist gemäß der folgenden Gleichung durch das Tastzyklus der Rechteckwelle definiert: e0 = V((t1 – t2)/(t1 + t2)),mit

e₀: = Ausgangsspannung,
V: = Spannungsschienenspannung,
t₁: = Zeitperiode innerhalb eines Zyklus, während der die Rechteckwelle positiv ist; und
t₂: = Zeitperiode innerhalb des Zyklus, während der die Rechteckwelle negativ ist

Da die Schienenspannung als konstant angesehen werden kann, ist die Ausgangsspannung gemäß der folgenden Gleichung direkt proportional zum Tastzyklus: e0 = kdmit

k: = Wert der Schienenspannung
d: = Tastverhältnis

Vor dem in der 1 dargestellten Filter 300 befindet sich der Spannungsschaltabschnitt 200, der vorzugsweise zwei Spannungsschalter, d. h. MOSFETs 210, 212 aufweist. Ein MOSFET 210 ist zwischen die positive Schiene V und den Eingang des Tiefpassfilters 300 geschaltet. Der andere MOSFET 212 ist zwischen die negative Schiene –V und den Eingang des Filters 300 geschaltet. Nur einer der MOSFETs leitet zu einem jeweiligen Zeitpunkt; wenn der eine leitet, gilt dies für den anderen nicht. In der Praxis kann im Design eine gewisse "Unterlappung" enthalten sein, um zu gewährleisten, dass keine "Überlappung" vorliegt. Anders gesagt, muss sorgfältig darauf geachtet werden, zu gewährleisten, dass die zwei MOSFETs nicht gleichzeitig leiten, da dies zu einer Verbindung mit niedrigem Widerstand zwischen der positiven und der negativen Schiene führen würde, was die Schalter beschädigen könnte. Demgemäß ist die Schaltung so konzipiert, dass, im ungünstigsten Fall, beide MOSFETs kurz nicht leitend statt leitend sind.
Der Fachmann erkennt, dass die Ausgangssignale der MOSFETs eine Rechteckwelle 214 bilden, wobei der positive Teil derselben an das Filter angelegt wird, wenn der MOSFET 210 leitet, während der negative Teil der Welle an das Filter gelegt wird, wenn der MOSFET 212 leitet. Die Amplitude der Rechteckwelle entspricht daher im Wesentlichen den Amplituden der positiven und der negativen Schienenspannung. Der MOSFET 210 leitet, wenn sein Eingang Q positiv ist. Der MOSFET 212 leitet, wenn sein Eingang Q-Überstrich negativ ist. Die jeweiligen Leitungszeiten dieser zwei Schalter werden durch den Modulatorabschnitt 100 davor gesteuert, wodurch der Tastzyklus der an das Filter gelieferten Rechteckwelle variiert.
Die MOSFETs schalten mit einer bevorzugten Trägerrate von 500 kHz ein und aus. Dies liegt gut über der Bandbreite des Tiefpassfilters, so dass der Träger im Wesentlichen gedämpft wird, während das Audiosignal zu den Lautsprechern durchlaufen kann. Die Frequenz von 500 kHz wurde geschickt so gewählt, dass eine übermäßige Erwärmung vermieden wird, wie sie sich aus einer zu hohen Frequenz ergeben könnte, und dass ein in den Lautsprechern hörbares Signal vermieden wird, das sich aus einer zu niedrigen Frequenz ergeben könnte.
Der Zweck des Modulatorabschnitts 100 besteht im Wandeln des digitalen Audioeingangssignals in den Verstärker 118 in impulsbreitenmodulierte Signale, die zu einer Verstärkerausgangsspannung 310 führen, die eine analoge Darstellung des digitalen Eingangssignals in den Modulator ist. Der Modulatorabschnitt 100 verfügt über einen Akkumulator 102, der an seinem Ausgang mit einem Komparator 104 verbunden ist. Der Akkumulator 102 verfügt über zwei Eingangsknoten. An seinem ersten Knoten ist er über einen Multiplexer 110 mit einem von zwei Registern 106, 108 verbunden. Der Akkumulator ist an seinem zweiten Knoten mit einem Addierer 112 verbunden. Wie es in Kurzem erläutert wird, empfängt der Akkumulator an seinem ersten Knoten ein Trägersignal, das über seinen zweiten Knoten durch das Audiosignal moduliert wird.
Für den Moment sei angenommen, dass kein Audiosignal vorliegt, und als Erstes erfolgt eine Beschreibung des Modulatorabschnitts im Leerlaufbetrieb des Verstärkers. Kurz gesagt, kippt das Ausgangssignal des Komparators 104 zwischen den Zuständen Q und Q-Überstrichen, wenn der Ausgang des Akkumulators 102 abwechselnd einen oberen Auslösepegel und einen unteren Auslösepegel erreicht. Der Akkumulator akkumuliert wiederum den Zählwert, bis derjenige erreicht wird, der den Komparator auslöst, woraufhin er in der umgekehrten Richtung zu zählen beginnt, bis er den anderen Auslösepegel erreicht, wobei der Prozess wiederholt wird. Die Geschwindigkeit, mit der der analoge den Zählwert erreicht, ist, im Leerlaufmodus, durch die Werte der Schienenspannungen bestimmt, und dies führt zur Erzeugung einer Rechteckwelle mit einem Tastzyklus von 50%, wie es in der 2A dargestellt ist.
Der Akkumulator wird in 50 Schritten hochgezählt, bis er den oberen Auslösepegel erreicht, und dann wird er in 50 Schritten heruntergezählt, bis er den unteren Auslösepegel erreicht. Die bevorzugte Taktrate beträgt 48 MHz. Während jeder der 50 Takte nach oben wird ein digitaler Wert zum Gesamtwert im Akkumulator addiert, der den Wert der Schienenspannung anzeigt. Der Wert der positiven Schienenspannung wird demgemäß während des positiven Teils der Rechteckwelle 214 über das Spannungsteilernetzwerk 115 und einen A/D-Wandler 116 an den Akkumulator zurückgeführt, und er wird als digitaler Wert im Register 106 gespeichert.
Wenn der Komparator am oberen Pegel auslöst, macht sein Ausgangssignal Q-Überstrichen den MOSFET 212 leitend, während sein Ausgangssignal Q den MOSFET 210 nicht leitend macht. Der Wert der negativen Schienenspannung wird während des negativen Teils der Rechteckwelle 214 über das Spannungsteilernetzwerk 115 und den A/D-Wandler zurückgeführt und als digitaler Wert im Register 108 gespeichert. Dabei löst der Komparator aus, und auch der analoge löst den Multiplexer 110 aus, der seinerseits den ersten Eingangsknoten des analoges vom Register 106 auf das Register 108 umschaltet. Mit jedem Taktimpuls subtrahiert der analoge den Wert im Register 108 vom aufsummierten Gesamtwert, bis der untere Auslösepegel erreicht wird, woraufhin der Komparator und der Multiplexer erneut ausgelöst werden, um den Prozess zu wiederholen.
Bei der bevorzugten Ausführungsform sind die Nennschienenspannungen am Akkumulator +80 V bzw. –80 V, und dem Wert dieser Spannung wird geschickterweise ein digitaler Wert von beispielsweise 26.000 zugewiesen. Der digitale Wert wird so gewählt, dass gewährleistet ist, dass der A/D-Wandler innerhalb seines Zählbereichs arbeitet; im vorliegenden Fall kann der Wandler Werte bis zu 28.000 wandeln, so dass der Wert 26.000 gewählt wurde, damit innerhalb des Zählbereichs des Wandlers gearbeitet wird.
Am Ende der 50 Takte, während sich die Schienenspannung auf ihrem Nennwert befindet, beträgt der Zählwert 1,4 Millionen. Dieser Zählwert ist der Auslö sewert. Demgemäß zählt der analoge bis auf 1,4 Millionen (d. h. 50 Takte mal 26.000 Zählwerte pro Takt), an welchem Punkt dieser Wert den Komparator 104 auslöst, wodurch seinerseits der MOSFET 210 ausgeschaltet wird und der MOSFET 210 eingeschaltet wird, um den negativen Teil der Rechteckwelle zu erzeugen. Der Multiplexer schaltet den Eingangsknoten des analoges auf das Register 108, und der Akkumulator beginnt mit jedem Taktimpuls zum unteren Auslösewert hin zu dekrementieren. Mit jedem Taktimpuls wird 26.000 (beispielsweise) zum Gesamtwert des Akkumulator addiert, oder davon subtrahiert, was von der Richtung abhängt, in der der Zählvorgang ausgeführt wird. Zusammengefasst gesagt, zählt der Akkumulator 102 zwischen Auslösepegeln nach oben und dann nach unten. Der Wert der Auslösepegel verbleibt konstant, während die Schienenspannungen variieren, wobei die Größe der addierten und subtrahierten Inkremente dergestalt ist, dass zwischen Schaltpunkten 50 Taktsignale gezählt werden, wobei eine Änderung proportional zu Änderungen der Schienenspannung vorliegt. Alternativ können die Auslösepegel mit variierenden Schienenspannungen variiert werden, und dann werden die Inkremente konstant gehalten. Der A/D-Wandler 116 führt während der Periode, in der die MOSFETs mit 500 kHz geschaltet werden, eine Überabtastung aus, so dass im Register 120 32.000 Abtastwerte platziert werden.
Das Anlegen digitaler Audiosignale an den Eingang 118 des Modularabschnitts führt zu einem impulsbreitenmodulierten Ausgangssignal am Ausgang 214 des Spannungsschaltabschnitts 200. Digitale Audiowerte 118 werden am Eingang 118 des Modulatorabschnitts eingegeben, wo sie eine Überabtastung erfahren; bei der dargestellten Ausführungsform erfolgt die Überabtastung mit einer Rate von 44 kHz. Dies liegt deutlich über der Nyquist-Frequenz, die gewährleistet, dass keine Audiodaten verloren gehen, und zweckdienlicherweise ist es diesselbe Rate wie die Taktrate des Akkumulators 102. Das eingegebene digitale Audiosignal, wie ein SPDIF-Signal, wird durch Phasensynchronisierung auf seine Taktfrequenz und durch Decodieren der Audioinformation auf Basis des Kopfs zu einem parallelen Datenstrom empfangen. Das Taktsignal im PWM-System wird bei 118 auf die Taktrate synchronisiert. Dieser Datenstrom wird dann an einen digitalen Multiplizierer geliefert, der die Funktion einer Lautstärkesteuerung ausführt. Obwohl es für kommerzielle Realisierungen erforderlich ist, wird die spezielle Art, gemäß der die Empfangseinrichtungen und die Lautstärkesteuerung realisiert werden, für die vorliegende Erfindung nicht als primär angesehen, und der Fachmann erkennt, dass andere Designs und Realisierungen verwendet werden können, ohne vom Schutzumfang der Erfindung abzuweichen.
Jeder Audiosignalwert wird in ein Register 111 und dann in einen Addierer 112 eingetaktet, wo er mit dem digitalisierten Wert des Ausgangssignals 310 des Verstärkers verglichen wird. Das Ausgangssignal 310 wird demgemäß über ein Spannungsteilernetzwerk 119 und einen A/D-Wandler 120 rückgeführt und in einem Register 122 gespeichert, von wo es in den invertierenden Eingang des Addierers eingetaktet wird. Das Ausgangssignal des Addierers 112 ist ein digitales Abweichungssignal ☐, das die Rückführungsschleife auf null hin treibt.
Der Wert ☐ des Abweichungssignals wird an den Akkumulator gegeben, um diesen Wert zum in ihm registrierten Gesamtwert zu addieren oder davon abzuziehen. Das Ergebnis besteht darin, dass der Akkumulator seinen Auslösewert entweder früher oder später erreicht, als dies im Leerlaufmodus der Fall wäre. In jedem Fall führt die Änderung dazu, dass die MOSFETs früher oder später geschaltet werden, wodurch die Impulsbreite der Rechteckwelle entsprechend geändert wird. Wenn sich der digitale Eingangswert ändert, ändert sich ☐ entsprechend, und die Impulsbreite der Rechteckwelle ändert sich entsprechend. So führt das digitale Eingangssignal 118 eine Impulsbreitenmodulation betreffend den Träger 214 von 500 kHz aus.
Die sich ergebende Impulsbreitenmodulation des Ausgangssignals des Spannungsschaltabschnitts ändert die mittlere Spannung des Signals, wenn sich der Tastzyklus der Rechteckwelle ändert. Der impulsbreitenmodulierte Rechteckwellenträger von 500 kHz wird durch das Tiefpassfilter 300 gefiltert, das den Träger dämpft und nur das variierende Audiosignal durchlässt, um dadurch den oder die Lautsprecher zu betreiben, mit dem bzw. denen der Verstärker verbunden ist.
Der Fachmann erkennt, dass das Eingangssignal 118 und der Verstärker parallelen Audiodaten entspricht, die zuvor vom zugehörigen Rahmensynchronisiersignal und vom Taktsignal befreit wurden, die auf jede beliebige herkömmliche Weise verarbeitet werden können, wie diejenigen Techniken, die bei früheren digitalen Audioverstärkern verwendet wurden, die eine D/A-Wandlung am Eingangsende erfordern. Der hier vorliegende Verstärker akzeptiert alle üblichen Audiodatenraten von 32 kHz bis zu 96 kHz; d. h. jede Rate bis zur Hälfte der Systemtaktfrequenz. Das Rahmensynchronisiersignal taktet die Audiodaten in das Register 111 ein, um diese Daten an den Verstärker zu liefern. Der Verstärker arbeitet synchron in Bezug auf die Rahmensynchronisierrate, mit einer Taktrate, die das N-Fache der Rahmensynchronisierrate ist, was aus Stabilitäts- und Timingüberlegungen heraus erfolgt. Dieses Taktsignal erfährt eine Phasensynchronisierung auf das Rahmensynchronisiersignal, und es wird mit einem Faktor multipliziert, der ausreichend hoch dafür ist, dass der Modulator Impulsbreitenkorrekturen als Bruchprozentzahl der Trägerfrequenz ausführen kann.
Ferner ist es erkennbar, dass die Abtastrate der A/D-Wandler 116, 120 synchron zum Takt des Verstärkers verläuft. Der A/D-Hauptzyklus hängt von der Wandlungszeit des A/D-Wandlers ab. Ein A/D-Hauptzyklus tastet Eo dreimal ab, während die Rechteckwellen V+, V– sowie der Ausgangsstrom einmal abgetastet werden. Unter der Annahme, dass Eo sowie die Spannungsversorgungsschienen mit der Maximalrate der Audiobandbreite moduliert werden, muss die A/D-Wandlungsrate der Nyquist-Frequenz bei einer minimalen Abtastrate von 40 kHz genügen. Ein alternativer Mechanismus kann drei individuelle A/D-Wandler verwenden, einen für jeden der abgetasteten Spannungsverläufe, um den Overhead der Steuerung des Multiplexers und die zugeordnete Einschwingzeit der Signalverläufe zu beseitigen.
Zusammengefasst gesagt, wird das Modulationsabweichungssignal ☐ wie oben beschrieben gemäß der folgenden Gleichung erzeugt: ☐ = Ein + Rechteckwelle + E0,mit

E_in: ist der in das Register 111 eingetaktete digitale Audiowert.

Die Summe E_in + E₀ ist im Register 112 enthalten, das für eine Registrierung erster Ordnung für koordinierte Dateneingabe in den Akkumulator sorgt, wenn die Daten einer Überabtastung unterzogen werden. Die Rechteckwelle 214 ist durch die digitalen Werte der positiven und negativen Schienenspannungen repräsentiert, wie sie sequenziell durch den A/D-Wandler 116 abgetastet werden. Diese Werte werden in die Register 106 bzw. 108 eingespeichert. Der Multiplexer 110 wird durch die Ausgangssignale Q und Q-Überstrichen gesteuert, die die digitalen Steuerungswerte für die Spannungsschalter sind. Das Ausgangssignal von M1 ist eine digitale Repräsentation der an die Ausgangsspannungsschalter gelieferten Rechteckwelle. Wenn Q aktiv ist, wird die positive Schienenspannung an das Ausgangsfilter gelegt, und der Multiplexer 110 wählt das Register 106 aus. Wenn Q-Überstrichen aktiv ist, wird die negative Schie nenspannung an das Ausgangsfilter gelegt und der Multiplexer 110 wählt das Register 108 aus.
Die Impulsbreitenmodulationssignale Q und Q-Überstrichen werden dadurch erzeugt, dass die Modulationsabweichung ☐ aufsummiert wird. Das Ausgangssignal des analoges wird in eine digitale Komparatorschaltung 104 eingespeist, deren Eingangssignal Hysterese enthält (d. h. die Differenz zwischen dem oberen und dem unteren Auslösepegel), die symmetrisch um den Zählwert 0 herum ist. Ohne Eingangssignal und ohne Ausgangsspannung integriert der Akkumulator das Rechteckwellensignal zum Eingangssignal des Ausgangstiefpassfilters, um eine Dreieckswelle zu erzeugen, deren Grenzen durch die Hysterese am Eingang des Komparators bestimmt sind. Die wirkende Hysterese stellt die Obergrenze für die Modulationsfrequenz oder den Träger ein, die vorzugsweise 500 kHz ist. Dadurch steuert die Eingangsspannung 118 die Zählrate des Akkumulators in solcher Weise, dass der Komparator zum korrekten Zeitpunkt auslöst, um den Tastzyklus zu bilden, der erforderlich ist, um die korrekte Ausgangsspannung 310 zu erhalten. Das dritte Eingangssignal in den Akkumulator ist die Ausgangsspannung 310 des Verstärkers in Form einer Rückführung, um Fehler in der Ausgangsspannung zu korrigieren.
Der Ausgang des Komparators erzeugt die Signale Q und Q-Überstrichen für die Spannungsschalter 210, 212. Wenn der Komparator anzeigt, dass der Wert im Akkumulator die aktuelle Hysterese überschritten hat, wird das Ansteuern des MOSFET abgeschlossen, und vorzugsweise wird eine Zwangsausschaltzeit (Unterlappung) herbeigeführt, um zu gewährleisten, dass zu einem jeweiligen Zeitpunkt nur ein einzelner MOSFET eingeschaltet ist. Es wird der Alternativwert der Hysterese ausgewählt, und es wird der alternative MOSFET aktiviert, um den entgegengesetzten Wert der Rechteckwelle an das Filter zu legen. Wenn der Komparator anzeigt, dass der Wert des Akkumulators den alternativen Hysteresewert überschritten hat, wird der Prozess wiederholt.
Die Eingangsstufe des Verstärkers (nicht dargestellt) kann einen standardmäßigen integrierten Schaltkreis eines SDPIF-Eingangsprozessors verwenden. Diese Eingangsstufe ist für die Phasensynchronisierung auf den digitalen Eingangsdatenstrom und zum Erzeugen eines Rahmensynchronisiersignals, ein 1 × Taktsignal mit der Datenabtastrate (~3 MHz) zuständig. Dann wird der Abtasttakt über eine phasensynchronisierte Schleife multipliziert, um die Betriebstaktfrequenz des digitalen Verstärkers zu erzeugen.
Im Verstärker wird auch eine digitale Lautstärkesteuerung verwendet. Die Eingangsstufe des Verstärkers speist eine in der Lautstärkesteuerung enthaltene Schaltungsanordnung, die die seriellen Daten von der Eingangsstufe in ein paralleles, digitales Wort wandelt. Dieses parallele Wort ist das digitale Eingangssignal Vin für die Lautstärkesteuerschaltung. Die Lautstärkesteuerung ist ein Digitalmultiplizierer, der zweckdienlicherweise durch die folgende Gleichung definierbar ist: V0 = (Vin·Verstärkung)/(Skalierungsfaktor)
Die Verstärkung ist als ROM-Nachschlagetabelle realisiert, um die typische nichtlineare Steuerung zu liefern, die sich in Stereosystemen findet. Der Skalierungsfaktor stellt den Dezimalpunkt für das Ausgangssignal des Multiplizierers ein. Für ein 16-Bit-Audiosystem beträgt der Skalierungsfaktor 2¹⁶, und für ein 24-Bitsystem beträgt er 2²⁴. Als typische Realisierung liefert dieses System 32 Lautstärkeschritte für den Verstärker.
Die Adresse der ROM-Nachschlagetabelle kann entweder von einem Knopf mit parallelen digitalen Ausgangssignalen herrühren, oder es kann sich um einen Zähler handeln, der durch Tasten lauter/leiser inkrementiert wird oder einen Lautstärkeknopf, der digitale Impulse ausgibt. Die Nachschlagetabelle wird exponenziell so erzeugt, dass bei 0 V₀ null ist und dass beim Wert 31 V₀ den Maximalwert hat (beispielsweise 16 Bits für ein 16-Bit-System, 24 Bits für ein 24-Bit-System usw.). Das Ausgangssignal der ROM-Nachschlagetabelle ist monoton, wobei durch Erhöhen der Lautstärkesteuerung die ROM-Adresse erhöht wird, wodurch wiederum größere Verstärkerwerte für den Multiplizierer ausgewählt werden.
Im digitalen Verstärker ist ein neuartiges Strombegrenzungsmerkmal, wie es in der 3 dargestellt ist, in Form eines Rückkopplungssystems enthalten. Audioleistungsverstärker benötigen Schutz gegen kurzgeschlossene Ausgangssignale und übermäßig hohe Ströme aufgrund einer niedrigen Lastimpedanz. Im Normalbetrieb weist das digitale Eingangssignal dem Ausgangssignal eine Spannung zu, die das A-Fache des Audioeingangssignals ist, wobei A die Verstärkung des Verstärkers ist.
Wenn der Ausgang des Verstärkers versehentlich kurzgeschlossen ist, oder wenn die Lastimpedanz sehr niedrig wird und das Eingangssignal eine hohe Ausgangs spannung anweist, kann der Leistungsausgangsabschnitt des Verstärkers durch übermäßig hohe Ströme beschädigt werden. Um Komponenten im Verstärker sowie Lautsprecher zu schützen, wird der Laststrom auf einen voreingestellten Wert begrenzt. Beispielsweise kann bei einem 500-Watt-Verstärker die Stromgrenze auf 50 Amp eingestellt werden. Demgemäß sorgt ein neuartiges Modusumschaltschema, wie es nun beschrieben wird, für eine Strom- oder Leistungsbegrenzung, die mit dem oben genannten Klasse-D-Verstärker mit digitalem Eingang oder jedem anderen Klasse-D-Verstärker kompatibel ist. Darüber hinaus kann dieses Stromschutzsystem im selben IC wie der Primärmodulator enthalten sein.
Um dies zu bewerkstelligen, wird der Laststrom erfasst und digitalisiert. Wenn das Eingangssignal versucht, einen übermäßig großen Ausgangsstrom anzuweisen, übernimmt dieser Strombegrenzungsmodulator die Steuerung des Leistungsausgangsabschnitts. Dieser strombegrenzende PWM-Modulator erzeugt ein Torsteuersignal zum Betreiben des Ausgangs mit einem Konstantstrom solange der Fehler am Ausgang existiert und der Eingang einen übermäßig hohen Strom anweist. Ferner wird die anfängliche Ausgangsstromgrenze relativ hoch eingestellt, und sie wird als Funktion der Zeit abgesenkt. Beispielsweise kann sie bei 50 Amp starten, für 100 ms auf 50 Amp verbleiben, und dann linear für die nächste Sekunde abnehmen, wobei dann die Steigung weiter verringert wird, bis 2 Sekunden verstrichen sind, und dann ein konstanter Stromgrenzwert aufrecht erhalten bleibt, wobei es sich um einen Strom handelt, der den Verstärker sicher unendlich lang ausgeben kann. Während dieser Zeit wird die Lastimpedanz überwacht, und wenn der Kurzschluss beseitigt ist, wird die Stromgrenze auf die normalen 50 Amp zurückgesetzt.
Alternativ können die PWM-Signale zum Begrenzen des Ausgangsstroms unter Verwendung des digitalisierten Ausgangsstroms hergeleitet werden, um den primären PWM-Modulator zu übergehen. Bei dieser Vorgehensweise besteht jedoch ein wesentlicher Nachteil. Der Primärmodulator, d. h. derjenige, der das digitale Eingangssignal in ein PWM-Signal wandelt, verfügt über eine variable Ausgangsfrequenz. Bei sehr hohen Strömen führt dies zu hohen Schaltverlusten. Bei hohen Ausgangsströmen ist ein Modulator mit konstanter Frequenz viel effizienter und demgemäß zuverlässiger. Diese konstante Betriebsfrequenz wird ausreichend niedrig gewählt, um Schaltverluste zu minimieren und ausreichend hoch, um es dem Ausgangsfilter zu ermöglichen, den Trägerstrom in der Last zu begrenzen. Anders gesagt, übernimmt dann, wenn das Eingangssignal einen über mäßig hohen Ausgangsstrom anweist, der Strombegrenzungsmodulator die Steuerung, bis der Ausgangsstrom unter den voreingestellten Stromgrenzpegel fällt.
Wenn der Hauptmodulator ein solcher mit variabler Betriebsfrequenz ist, bei dem die Schaltfrequenz als Funktion der Sollleistung variiert, fällt die Betriebsfrequenz, um sich der Grenzfrequenz des Tiefpassfilters am Ausgang anzunähern. Wenn dies geschieht, kann das Ausgangsfilter den Ausgangsschalttransistor nicht mehr vor übermäßig hohen Strömen schützen, was zu einem Ausfall der Ausgangstransistoren führt. In der Praxis verfügen Modulatoren mit variabler Frequenz bei fehlender Last über Betriebsfrequenzen von 300 bis 700 kHz, und diese fallen bei sehr hoher Ausgangsleistung auf null. Wenn die Frequenz auf null fällt, nähert sich der Strom in der Induktivität des Ausgangsfilters dem Wert unendlich, und der Ausgangsschalttransistor fällt aus. Die Erfindung liefert eine solche Lösung, dass dann, wenn der Verstärker in den Strombegrenzungsmodus umschaltet, der Strombegrenzungsmodulator mit fester Frequenz arbeitet, um so die Schaltverluste zu minimieren, d. h. die Verluste, während ein Transistor eingeschaltet ist und der andere ausgeschaltet ist. Das Halbieren der Schaltfrequenz oder der Übergänge halbiert die Schaltverluste. Dies hat keinen Effekt auf Leitungsverluste, d. h. die Verluste, während der Transistor eingeschaltet ist.
Wenn der Modulator ein solcher ist, der mit konstanter Frequenz arbeitet, ist die Schaltfrequenz, die für den normalen Spannungsverstärkungsmodus optimal ist, für den Strombegrenzungsmodus nicht optimal. Die optimale Frequenz für den Spannungsmodus kann im Bereich von 250 kHz bis 700 kHz liegen, während die optimale Frequenz für den Strombegrenzungsmodus so niedrig wie möglich liegt, jedoch ungefähr zwei Oktaven über der Grenzfrequenz der Ausgangsfilter wie 125 kHz. 125 kHz liegt ungefähr 1,5 Oktaven über der Grenzfrequenz des Tiefpassfilters, was es ermöglicht, dass die Induktivität eine effektive Impedanz bildet, wenn die Last kurzgeschlossen ist.
Die Realisierung dieses Strombegrenzungsmodulators erfolgt praktisch insgesamt in digitaler Logik. Dies wird durch die Existenz billiger digitaler Logik praxisgerecht gemacht. Das Audioeingangssignal liegt in digitaler Form vor. Alle anderen Signale, die Ausgangsspannung und der Ausgangsstrom, die Schienenspannungen und die Temperatur liegen in analoger Form vor. Sie werden demgemäß digitalisiert und den Digitalprozessor eingegeben. Dies kann auf eine Anzahl von Vorgängen bewerkstelligt werden, einschließlich der Verwendung eines A/D-Wandlers für jeden Eingang oder der Verwendung eines Analogmultiplexers und eines A/D-Wandlers. 8-Bit-Genauigkeit ist mehr als ausreichend. Das Design erfolgt vorzugsweise über einen Code auf hoher Ebene wie VHDL, der Funktionen wie Arithmetik- und Logikfunktionen in Gateverbindungen umsetzt.
Es existieren mehrere Konfigurationen zum Realisieren dieser Methodik, wozu das Aufbauen eines Modulators für eine Tastzyklusmodulation des Spannungsschaltabschnitts gehört, um für einen Konstantstrom oder eine Konstantspannung zu sorgen. Hier wird ein Konstantstromverfahren beschrieben. Konstantspannungsmodulatoren werden durch Quadrieren des digitalisierten Stromsignals gemäß der folgenden Gleichung realisiert: P = I2R
Die bevorzugte Ausführungsform eines gemäß der Erfindung aufgebauten Strombegrenzungsmodulators ist in der 4 dargestellt, und dazu gehört die Verwendung eines Digitalkomparators zum Erzeugen eines PWM-Signals. Eines der Eingangssignale in diesem Komparator ist die Tiefpassgefilterte und digitalisierte Repräsentation des Ausgangsstroms des Verstärkers. Das zweite Eingangssignal ist ein digitales Dreieckssignal, das durch einen Auf/Ab-Zähler erzeugt wird, dessen Dreiecksfrequenz die gewünschte Trägerfrequenz (d. h. 500 kHz) ist.
Um die Stromgrenze einzustellen, wird eine konstante Zahl um Dreieck addiert, um das am Ausgang des Komparators auftretende PWM-Signal zu variieren. Das Ausgangssignal des Komparators wird mit dem PWM-Steuersignal vom Primärmodulator auf solche Weise UND-verknüpft, dass gewährleistet ist, dass der Strombegrenzungsmodulator im Strombegrenzungsmodus die Steuerung des Ausgangs übernimmt, wenn ein übermäßig hoher Strom vorliegt. Um eine Variation der Analogerfassungskomponenten zu bewerkstelligen, werden getrennte Strombegrenzungsmodulatoren verwendet, nämlich einer für einen positiven Strom und ein zweiter für negative Ströme. Diese zwei PWM-Signale werden dann mit dem Überspannungssignal und den Übertemperatursignalen auf solche Weise UND-verknüpft, dass dann, wenn die Schienenspannung zwei voreingestellte Pegel überschreitet oder kleiner als diese ist, oder wenn die Wärmesenkentemperatur zu hoch wird, die PWM-Signale gesperrt werden, um den Verstärker auszuschalten.
Wenn die Kosten des A/D-Wandlers erheblich sind, kann dieses System mit nur einem A/D-Wandler mit Analogmultiplexer realisiert werden. Die verschiedenen Signale (Ausgangssignal, Strom, Rechteckwelle, Schienenspannungen und Temperatur) können mit verschiedenen Sequenzen abgetastet werden, um das Funktionsvermögen des Verstärkers und der Strombegrenzung zu optimieren.
Der Ausgangsstrom wird tiefpassgefiltert, um zu gewährleisten, dass die Modulationssignale nicht durch Schaltrauschen gestört werden, während Variable wie Schienenspannungen und Temperaturen tiefpassgefiltert werden, um zu gewährleisten, dass sie die Strom- und Überspannungsschutzschaltungen nicht fälschlicherweise triggern.
Die drei Eingangssignale in die zwei UND-Gatter sind so konfiguriert, dass dafür, dass ihre jeweiligen Schalter einschalten, alle drei Eingangssignale HOCH sein müssen.
Während die vorstehende Beschreibung Details enthält, die den Fachmann dazu in die Lage versehen, die Erfindung zu realisieren, ist zu beachten, dass die Beschreibung der Art nach veranschaulichend ist, und dass dem Fachmann, der den Nutzen dieser Lehren hat, viele Modifizierungen und Variationen ersichtlich sind. Beispielsweise sind dem Fachmann derartige äquivalente Modulationstechniken wie Impulsdichtemodulation und Phasenverschiebemodulation bekannt, und diese können anstelle der hier veranschaulichten Impulsbreitenmodulationstechnik verwendet werden, um ein digitales Audioeingangssignal dazu zu nutzen, eine Last wie einen Lautsprecher zu betreiben, ohne dass D/A-Wandler zum Verarbeiten des Signals verwendet werden. Außerdem liegen andere Schienenspannungen und Spannungspegel im Schutzumfang der Erfindung, was auch für andere Abtastraten gilt.
Demgemäß soll die vorliegende Erfindung alleine durch die beigefügten Ansprüche definiert sein, und diese Ansprüche sollen so umfassend interpretiert werden, wie dies angesichts des Stands der Technik möglich ist.

Claims

Audioverstärker, der ein digitalisiertes Audiosignal (118) empfängt und eine Last wie einen Lautsprecher ohne Digital/Analog-Wandler ansteuert, mit: einer Einrichtung (111) zum Empfangen eines digitalisierten Audiosignals in Form mehrerer digitalisierter Audioeingangswerte; einer ersten elektrischen Schaltungseinrichtung (100) zum Erzeugen eines elektrischen, pulsförmigen Signalverlaufs; einer digitalen Schaltungseinrichtung (100) für Impulsbreitenmodulation der Pulse des Signalverlaufs entsprechend dem digitalisierten Audiosignal, um die Audioinformation im modulierten Signalverlauf im Wesentlichen aufrecht zu erhalten, wobei diese digitale Schaltungseinrichtung die Frequenz des Signalverlaufs umgekehrt zu den Stärken der Eingangswerte variiert; und einer Demodulationseinrichtung (300), die auf den modulierten Signalverlauf hin arbeitet, um eine analoge Darstellung des digitalen Audiosignals zu erzeugen.
Audioverstärker nach Anspruch 1, mit einer Einrichtung (112) zum Verarbeiten der mehreren digitalisierten Audioeingangswerte, um jeweils auf Grundlage der Abweichung der Beziehung eines Eingangswerts von einem vorigen Audioeingangswert mehrere Abweichungswerte zu erzeugen; wobei die digitalisierte Schaltungseinrichtung unter Verwendung der Abweichungswerte in Reaktion den Signalverlauf dadurch moduliert, dass sie die Frequenz desselben umgekehrt zu den Stärken der Abweichungswerte variiert; einer Filtereinrichtung, die auf den modulierten Signalverlauf hin arbeitet, um eine analoge Spannung zu erzeugen, die die Last betreiben kann.
Audioverstärker nach Anspruch 1, bei dem die erste elektrische Schaltungseinrichtung Folgendes aufweist: (a) einen Akkumulator (102) zum Speichern einer akkumulierten, digitalen Summe; (b) einen Taktsignalgeber zum Erzeugen einer Abfolge von Timingimpulsen; (c) eine erste Einrichtung (106), die, wenn sie in Betrieb ist, auf die Timingimpulse reagiert, um zur akkumulierten, digitalen Summe wiederholt einen digitalen Wert zu addieren, bis sie einen oberen Auslösewert erreicht; (d) eine zweite Einrichtung (108), die, wenn sie in Betrieb ist, auf die Timingsignale reagiert, um von der akkumulierten, digitalen Summe wiederholt einen digitalen Wert zu subtrahieren, bis die akkumulierte Summe den unteren Auslösewert erreicht; und (e) eine Einrichtung (104, 110), die darauf reagiert, dass die akkumulierte Summe den oberen Auslösewert erreicht, um die zweite Einrichtung in Betrieb zu setzen und die erste Einrichtung inaktiv zu machen, und die darauf reagiert, dass die akkumulierte Summe den unteren Auslösewert erreicht, um die erste Einrichtung in Betrieb zu setzen und die zweite Einrichtung inaktiv zu machen.
Verstärker nach Anspruch 3, mit einer bistabilen Schaltungseinrichtung zum Erzeugen eines zyklischen elektrischen Signalverlaufs mit einem oberen Wert, wenn die erste Einrichtung in Betrieb ist, und einem unteren Wert, wenn die zweite Einrichtung in Betrieb ist.
Verstärker nach Anspruch 4, mit einer dritten Einrichtung, die auf den Taktsignalimpuls reagiert, um zum Akkumulator positive oder negative Werte hinzuzufügen, die jeweils die digitalen Audioeingangswerte repräsentieren, um die Zeitdauer zu variieren, in der der Signalverlauf in jedem Zyklus den ersten und zweiten Wert einnimmt.
Verstärker nach Anspruch 5, mit einer Spannungsversorgungseinrichtung zum Erstellen einer oberen und einer unteren Schienenspannung, wobei der obere und der untere Wert des Signalverlaufs jeweils im Wesentlichen proportional hierzu sind, und einer Einrichtung, die auf die Stärke der Schienenspannungen reagiert, um die durch die in Betrieb befindliche erste oder zweite Einrichtung an die akkumulierte, digitale Summe gelieferten digitalen Werte so einzustellen, dass die Anzahl der Taktsignalimpulse pro Zyklus des Signalverlaufs bei variierenden Schienenspannungen im Wesentlichen konstant bleibt.
Verstärker nach Anspruch 5, mit einer Spannungsversorgungseinrichtung zum Erstellen einer oberen und einer unteren Schienenspannung, wobei der obere und der untere Wert des Signalverlaufs jeweils im Wesentlichen proportional hierzu sind, und einer Einrichtung, die auf die Stärke der Schienenspannungen reagiert, um die obere und die untere Auslösespannung so zu variieren, dass die Anzahl der Taktsignalimpulse pro Zyklus des Signalverlaufs bei variierenden Schienenspannungen im Wesentlichen konstant bleibt.
Verstärker nach Anspruch 5, bei dem die Demodulationseinrichtung eine Einrichtung aufweist, die auf die Tastzyklusvariationen des Signalverlaufs reagiert, um einen entsprechend variierenden analogen Signalpegel zum Betreiben einer Last wie eines Lautsprechers zu erzeugen.
Verstärker nach Anspruch 3, mit einer dritten Einrichtung, die auf den Taktsignalimpuls reagiert, um im Akkumulator positive oder negative Werte zu addieren, die jeweils die digitalen Audioeingangswerte repräsentieren, um die Zeit zu variieren, die der Akkumulator dazu benötigt, den Annäherungsauslösepegel zu erreichen.
Audioverstärker nach Anspruch 3, bei dem die Aktivierungseinrichtung eine Komparatoreinrichtung aufweist, die auf den Akkumulator reagiert, um einen ersten Ausgangswert zu erzeugen, während der Akkumulator zum oberen Auslösepegel hin inkrementiert wird, und einen zweiten Ausgangswert zu erzeugen, während der Akkumulator zum unteren Auslösepegel hin dekrementiert wird; und die Addiereinrichtung und die Subtrahiereinrichtung auf die Eingangsaudiowerte reagieren, um die jeweiligen repräsentativen Werte derselben zum akkumulierten Zählwert zu addieren, um entsprechend die Zeitdauer der Komparatorausgangszustände beim Hoch- und Herunterzählen zwischen dem oberen und dem unteren Auslösepegel zu modulieren.
Audioverstärker nach Anspruch 1, bei dem die erste elektrische Schaltungseinrichtung einen im Wesentlichen rechteckigen Signalverlauf erzeugt und die digitale Schaltungseinrichtung Folgendes aufweist: (1) einen Akkumulator zum Speichern eines digitalen Werts; (2) eine Einrichtung zum zyklischen Inkrementieren des gespeicherten Werts nach oben und anschließend nach unten zwischen dem oberen und unteren Auslösewert; (3) eine Einrichtung zum Erzeugen eines elektrischen Signalverlaufs mit einem ersten Impulspegel, während der gespeicherte Wert nach oben inkrementiert wird, und mit einem zweiten Impulspegel, während der gespeicherte Wert nach unten inkrementiert wird; und mit (b) einer Impulsbreitenmodulationseinrichtung mit (1) einem Addierer, (2) einer Registereinrichtung, (3) einer Einrichtung zum Abtasten der digitalen Audioeingangswerte, und (4) einer Einrichtung zum Inkrementieren des Akkumulators mit positiven und negativen digitalen Werten, die für die abgetasteten Audioeingangswerte repräsentativ sind, um die Zeit zu variieren, die der Akkumulator dazu benötigt, den Annäherungsauslösewert zu erreichen, um dadurch eine Impulsbreitenmodulation des Signalverlaufs entsprechend den eintreffenden Audiowerten auszuführen.
Audioverstärker nach Anspruch 11, mit einer Registereinrichtung; einer Einrichtung zum Eintakten der abgetasteten Eingangswerte in das Register, wobei die Addiereinrichtung elektrisch mit der Registereinrichtung gekoppelt ist, um die digitalen Eingangswerte zu empfangen; einer Einrichtung, die den Ausgangswert der Addiereinrichtung auf den Akkumulator koppelt, und einer Rückführeinrichtung, die mit der Addiereinrichtung gekoppelt ist, um es der Adressiereinrichtung zu ermöglichen, einen digitalen Ausgangswert zu erzeugen, der für die Differenz zwischen dem abgetasteten Eingangswert und dem Ausgangswert des Verstärkers repräsentativ ist.