DE1562321B2 - Schaltungsanordnung zur umsetzung eines eingangssignals in breitenmodulierte impulse als ausgangssignal - Google Patents
Schaltungsanordnung zur umsetzung eines eingangssignals in breitenmodulierte impulse als ausgangssignalInfo
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- DE1562321B2 DE1562321B2 DE1963B0073133 DEB0073133A DE1562321B2 DE 1562321 B2 DE1562321 B2 DE 1562321B2 DE 1963B0073133 DE1963B0073133 DE 1963B0073133 DE B0073133 A DEB0073133 A DE B0073133A DE 1562321 B2 DE1562321 B2 DE 1562321B2
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines Eingangssignals in breitenmodulierte
Impulse als Ausgangssignal, deren Frequenz größer ist als die höchste zu übertragende oder zu
regelnde Frequenz, insbesondere zur Übertragung, Verstärkung oder Regelung von Spannungen.
Bei den bekannten Anordnungen dieser Art wird die Breitenmodulation durch eine fremde Spannungsquelle mit vorgegebener Frequenz gesteuert. Eine
solche fremde Steuerung hat Nachteile in baulicher sowohl als auch betrieblicher Hinsicht.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs bezeichneten Art
zu schaffen, in der die Breitenmodulation durch eine selbsterregte Schwingung herbeigeführt wird.
Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß dadurch gelöst worden, daß eine bistabile Kippschaltung von einem
Steuersignal gesteuert wird, das in einer Überlagerungseinrichtung aus der Überlagerung, des Eingangssignals
mit dem Rückkopplungssignal aus einem Rückkopplungsnetzwerk entsteht, das von dem Ausgangssignal
der bistabilen Kippschaltung gespeist wird, und daß das Rückkopplungsnetzwerk aus einem Intergrierglied
besteht, das so dimensioniert ist, daß sich durch die Rückkopplung eine Eigenschwingung der Anordnung
mit der gewünschten Frequenz des Ausgangssignals ergibt. Dadurch ist es möglich, ein Eingangssignal in
ein zeitmoduliertes Ausgangssignal umzuwandeln, das die Informationen des Eingangssignals sowohl im Verhältnis
der Halbwellen enthält als auch in der Grundfrequenz und das sich infolgedessen durch Mittelwertbildung
oder durch geeignete Frequenz-Diskriminatorschaltungen demodulieren läßt.
Zur Wiedergewinnung der Eingangsspannung aus
Zur Wiedergewinnung der Eingangsspannung aus
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der Ausgangsspannung der bistabilen Kippschaltung F i g. 11 eine Anwendung der Erfindung bei einem
kann ein Mittelwertbildner, vorzugsweise in Form Registriersystem in einem Blockschaltbild,
einer Induktivität, vorgesehen sein. Mit der Schaltung F i g. 12 ebenfalls in einem Blockschaltbild die Annach der Erfindung läßt sich eine Übertragung ge- Wendung der Erfindung zur Wiedergabe einer zuvor ringer Verzerrungsfreiheit, unempfindlich gegen 5 registrierten Wellenform,
einer Induktivität, vorgesehen sein. Mit der Schaltung F i g. 12 ebenfalls in einem Blockschaltbild die Annach der Erfindung läßt sich eine Übertragung ge- Wendung der Erfindung zur Wiedergabe einer zuvor ringer Verzerrungsfreiheit, unempfindlich gegen 5 registrierten Wellenform,
Spannungsschwankungen der Stromversorgung und F i g. 13 ein Signaldiagramm zur Veranschaulichung
Temperatuischwankungen, erzielen. der Wirkungsweise der Anordnung nach F i g. 12 und
Eine Übertragung besonders hoher Verzerrungs- F i g. 14 eine Ausführung einer Anordnung nach
freiheit bzw. Regelung von hoher Genauigkeit läßt F i g. 1, die sich durch gute Regeleigenschaften über
sich erfindungsgemäß dadurch erreichen, daß eine io einen weiten dynamischen Bereich auszeichnet,
zweite Rückkopplungseinrichtung zur Rückkopplung Das Wesen der Erfindung sei zunächst an Hand der vom Ausgang des Mittelwertbildners auf die Über- F i g. 1, 2 und 3 erläutert. Die Anordnung nach F i g. 1 lagerungseinrichtung vorgesehen ist, so daß ein resul- dient z. B. dem Zweck, ein wellenförmiges Eingangstierendes Steuersignal aus dem Empfängssignal und signal Es, z. B. eine Sprachschwingung, die auf einen den beiden Rückkopplungssignalen gebildet wird. 15 Eingang 11 gegeben wird, auf einen Ausgang 12 zu Eine solche Anordnung läßt sich vorteilhaft zur Er- übertragen. Zu diesem Zweck wird das Eingangszeugung einer stabilisierten Ausgangsspannung ver- signal Es umgewandelt in ein höherfrequentes Auswenden, indem der Eingang der Vorrichtung mit einer gangssignal Y(t) von Rechteckkurvenform, in dem stabilen Gleichspannungsquelle verbunden wird. das Verhältnis der Halbwellenlängen, d. h. der Längen
zweite Rückkopplungseinrichtung zur Rückkopplung Das Wesen der Erfindung sei zunächst an Hand der vom Ausgang des Mittelwertbildners auf die Über- F i g. 1, 2 und 3 erläutert. Die Anordnung nach F i g. 1 lagerungseinrichtung vorgesehen ist, so daß ein resul- dient z. B. dem Zweck, ein wellenförmiges Eingangstierendes Steuersignal aus dem Empfängssignal und signal Es, z. B. eine Sprachschwingung, die auf einen den beiden Rückkopplungssignalen gebildet wird. 15 Eingang 11 gegeben wird, auf einen Ausgang 12 zu Eine solche Anordnung läßt sich vorteilhaft zur Er- übertragen. Zu diesem Zweck wird das Eingangszeugung einer stabilisierten Ausgangsspannung ver- signal Es umgewandelt in ein höherfrequentes Auswenden, indem der Eingang der Vorrichtung mit einer gangssignal Y(t) von Rechteckkurvenform, in dem stabilen Gleichspannungsquelle verbunden wird. das Verhältnis der Halbwellenlängen, d. h. der Längen
Das zeitmodulierte Ausgangssignal kann auch auf 20 der aufeinanderfolgenden rechteckigen positiven und
einen Speicher, z. B. einen geeigneten Magnetspeicher, negativen Halbwellen ein Maß für die Augenblicksgegeben
und von diesem Speicher zur Wiedergabe des größe des Eingangssignals E3 darstellt. Wie diese Um-Eingangssignals
einem geeigneten Mittelwertbildner, Wandlung vor sich geht, wird weiter unten erklärt. Das
z.B. einem Lautsprecher, zugeführt werden. An den Verhältnis der Halbwellenlängen läßt sich bei einer
Magnetspeicher kann auch eine bistabile Wiedergabe- 25 Rechteckspannung gleichbleibender Amplitude in bevorrichtung
angeschlossen sein, die ihrerseits mit einem kannter Weise durch einfache Mittelwertbildung fest-Mittelwertbildner
gekoppelt ist. stellen. Sind positive und negative Halbwellen gleich
Auch zur Ableitung von Kombinationsgrößen, z. B. lang, so ergibt sich der Mittelwert Null, sind sie vervon
Produkten aus mehreren Eingangssignalen, läßt schieden lang, so ergibt sich ein von Null abweichender
sich die Erfindung vorteilhaft anwenden, indem z. B. 3° Mittelwert, dessen Größe mit dem Halbwellenlängendie
Ausgangssignale von zwei Anordnungen nach der unterschied wächst. Man kann somit, wie leicht einErfindung
auf eine logische Verknüpfungsschaltung zusehen ist, erreichen, daß durch Bildung des Mittelgegeben
werden. wertes aus der Ausgangsspannung Y{t) in einem
Zweckmäßig wird zur Herabsetzung der nicht- Mittelwertbildner 13 am Ausgang 12 ein Mittelwertlinearen
Verzerrungen bzw. Verbesserung der Regel- 35 signal auftritt, das dem Eingangssignal Es genau entgenauigkeit
die Differenz der beiden Schwellwert- spricht, wenn die oben geforderte Beziehung zwischen
signale der bistabilen Kippschaltung durch ein aus der augenblicklichen Größe des Eingangssignals Es
dem Eingangs- oder Ausgangssignal abgeleitetes und dem Halbwellenlängenverhältnis erfüllt ist. Wie
Steuersignal geregelt derart, daß die Differenz mit dies erreicht wird, soll nunmehr erklärt werden,
kleiner werdendem Eingangs- oder Ausgangssignal 40 Zur Erzeugung des Ausgangssignals Y(t) ist eine größer wird. bistabile Kippschaltung 16 vorgesehen, an deren Aus-
kleiner werdendem Eingangs- oder Ausgangssignal 40 Zur Erzeugung des Ausgangssignals Y(t) ist eine größer wird. bistabile Kippschaltung 16 vorgesehen, an deren Aus-
Die Erfindung sei an Hand der Zeichnungen näher gang 15 eine positive Spannung E0, auftritt, wenn ein
veranschaulicht. Es zeigt auf ihren Eingang gegebenes Steuersignal X(J) einen
F i g. 1 den wesentlichen Aufbau einer Anordnung unteren Schwellwert d2 unterschreitet, oder eine nega-
gemäß der Erfindung in einem Blockschaltbild, 45 tive Spannung Eb auftritt, wenn das auf ihren Ein-
F i g. 2 in einem Prinzipschaltbild das in der An- gang gegebene Steuersignal X(t) einen oberen Wert d1
Ordnung nach F i g. 1 vorgesehene Rückkopplungs- überschreitet,
netzwerk, Zur Bildung des Steuersignals X(t) wird das Ein-
F i g. 3 ein Spannungs-Zeit-Diagramm zur Ver- gangssignal Es in einer Überlagerungsschaltung 21
anschaulichung der Arbeitsweise der Anordnung nach 5° mit einem Rückkopplungssignal Efb algebraisch ad-
F i g. 1, diert, das einer durch das Ausgangssignal Y(t) der
■ F i g. 4 ein Ausführungsbeispiel für eine Anord- bistabilen Kippschaltung 16 selbst gesteuerten Ampli-
nung nach F i g. 1, tudenmodulation unterworfen ist, derart, daß das in
F i g. 5 eine Anwendung der Erfindung zur Produkt- der Überlagerungsschaltung 21 gebildete resultierende
bildung in einem Blockschaltbild, 55 Steuersignal X(t) wechselweise den Wert d2 unter-
F i g. 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel für eine schreitet oder den Wert dx überschreitet. Durch diesen
Anordnung nach F i g. 1 in einem Blockschaltbild, Rückkopplungsvorgang wird erreicht, daß das Rück-
F i g. 7 eine Ausführung der Anordnung nach kopplungssignal zunächst so lange zunimmt, bis die
F i g. 1 als Endverstärker, algebraische Summe aus Rückkopplungs- und Ein-
F i g. 8 eine Erläuterung zu F i g. 7, 60 gangssignal
F i g. 9 in einem Blockschaltbild eine Ausführung
der Anordnung nach F i g. 1, die sich besonders für Es + E/b =
nichtlineare Steuersysteme eignet,
nichtlineare Steuersysteme eignet,
F i g. 10 das Schaltbild einer Ausführungsform der den Schwellwert J1 überschreitet, und daß sie zunächst
Anordnung nach F i g. 1 zur Aufrechterhaltung einer 65 so lange abnimmt, bis die algebraische Summe X(j)
konstanten Ausgangsspannung unabhängig von den Schwellwert d2 unterschreitet. Zu- und Abnahme
Schwankungen der Versorgungsspannung und der Be- des Rückkopplungssignals verlaufen nach einer vor-
lastung, gegebenen Zeitfunktion, beispielsweise nach einer
Exponentialfunktion, wie in F i g. 3 dargestellt ist. Von wesentlicher Bedeutung ist nun, daß die Frequenz
des Rückkopplungssignals £/6 groß ist im Vergleich
zum höchsten zu übertragenden Frequenzanteil des Eingangssignals Es.
Das Verhältnis der Zeiten bis zum Erreichen der Schwellwerte J1 und J2 stellt ein direktes Maß für den
jeweils vorliegenden Augenblickswert des Eingangssignals .Es dar. Dieses Zeitverhältnis wird durch das
Verhältnis der Längen aufeinanderfolgender Halbwellen der von der bistabilen Kippschaltung 16 gelieferten
Rechteckspannung Y(t) dargestellt und kann z. B. durch Mittelwertbildung dieser Spannung wiedergegeben
werden.
Wenn man den Mittelwert über eine Zeitspanne bildet, die groß ist im Vergleich zu der mittleren
Periode des Ausgangssignals Y(t) und klein im Vergleich zu der Periode des höchsten Frequenzanteils
des Eingangssignals Es, so entspricht das Signal am
Ausgang 12 der Form des Eingangssignals Es.
Die Umwandlung des Amplitudenwertes des Eingangssignals Es in einen Zeitverhältniswert des Ausgangssignals
Y(t) der bistabilen Kippschaltung 16 hat den großen Vorteil, daß es nunmehr leicht möglich
ist, das Eingangssignal über einen weiten dynamischen Bereich mit geringer Verzerrung und großer
Leistung wiederzugeben.
Es sei nunmehr das Zustandekommen des Rückkopplungssignals Efb und des resultierenden Steuersignals
X(t) näher erläutert. __ Vorweg sei bemerkt, daß die Umkehrung des
Änderungssinnes von X(t) nichts zu tun' hat mit
etwaigen Umkehrungen des Änderungssinnes des zu übertragenden Eingangssignals Es, sondern stattfindet,
auch wenn das Eingangssignal sich z. B. monoton ändert oder sich wie eine Gleichspannung überhaupt
nicht ändert bzw. nur sehr langsamen zu übertragenden Schwankungen unterworfen ist.
Der Schwingungscharakter des Steuersignals X(t) wird erzwungen durch den Charakter des Rückkopplungssignals
Efb, das im Rückkopplungsnetzwerk 17
erzeugt wird und durch algebraische Addition mit dem Eingangssignal Es in der Überlagerungsschaltung
21 das Steuersignal X(t) ergibt.
Bevor das Zustandekommen des Rückkopplungssignals Efb und dessen Überlagerung mit dem Eingangssignal
Es beschrieben wird, sei das Prinzipschaltbild des Rückkopplungsnetzwerkes 17 nach F i g. 2
erläutert. Dieses Netzwerk enthält ein Integrierglied, bestehend aus einem Reihenwiderstand 23 vom Widerstandswert
N, einem Kondensator 24 mit der Kapazität C und einem Verzögerungsglied 22 mit dem Verzögerungswert
Td- Dieses Rückkopplungsnetzwerk 17
wird beaufschlagt durch das Ausgangssignal Y(t) der bistabilen Kippschaltung 16. Bei Umschaltung vom
negativen Wert Ei, auf den positiven Wert E0, beginnt
der Kondensator 24 nach Ablauf der Verzögerungszeit Ta sich umzuladen zum positiven Spannungswert En hin. Dieser Ladevorgang verläuft nach einer
Exponentialfunktion, deren Zeitkonstante durch das Produkt R ■ C bestimmt ist. Durch Wahl dieser Zeitkonstante
hat man es in der Hand, die Frequenz des Rückkopplungssignals Efb so hoch zu legen, daß sie
höher liegt als die höchst interessierende Frequenz des Eingangssignals Es.
Um nun den erforderlichen Richtungswechsel des Steuersignals X(t) zu erzwingen, der dann seinerseits
den Richtungswechsel des Ausgangssignals Y(t) und damit den Richtungswechsel der am Kondensator 24
herrschenden Spannung, welche als Rückkopplungssignal Efb dem Eingangssignal Es überlagert wird,
herbeiführt, werden die Grenzspannungen Ea und Eb
so bemessen, daß das resultierende Steuersignal X{t) auf jeden Fall die Schwellwerte J1 und J2 überschreitet.
Dieser Verlauf sei im einzelnen an Hand der F i g. 3 verfolgt.
Zum Verständnis dieses Bildes muß man sich vergegenwärtigen, daß die Frequenz für Rückkopplungssignal Efb, Steuersignal X(t) und Ausgangssignal Y(t)
die gleiche Größe hat, daß diese Frequenz aber groß ist gegenüber dem höchsten Frequenzanteil des zu
übertragenden Eingangssignals .E5. Infolgedessen erscheint
das Eingangssignal Es im Diagramm der F i g. 3 als konstanter Wert.
Das Rückkopplungssignal Efb — f(t) in F i g. 3
beginnt zur Zeit I1 gerade in dem Augenblick, in dem
die bistabile Kippschaltung 16 von Ea auf Ej, umgeschaltet
hat. Unter dem vorherigen Einfluß der Spannung Ea wächst das Rückkopplungssignal Efb
im Verzögerungsintervall Ta weiter exponentiell gegen
Ea und erreicht ein Maximum E1 zur Zeit t2. Dann
fällt die Spannung exponentiell gegen die Spannung Eb ab. Sobald zur Zeit t3 das resultierende Steuersignal
X(t) den unteren Schwellwert J2 erreicht, schaltet
die bistabile Kippschaltung 16 von Eb auf Ea um.
Während der Zeit Ta fällt die Spannung weiter bis zu einem Minimum^ zur Zeit 4. Wenn dann zur
Zeit /5 das Steuersignal X(t) den oberen Schwellwert
d1 erreicht, schaltet die bistabile Kippschaltung
von Ea auf Ej, um, womit eine Periode der Signalumwandlung
durchlaufen ist und die nächste Periode beginnt. Ist am Ende des Zyklus der Spannungswert,
Wert des Eingangssignals E8, gefallen, so wird der
Schwellwert d1 zu einem früheren Zeitpunkt t5 erreicht.
Veränderungen der Amplitude des Eingangssignals iis bewirken somit Veränderungen des Verhältnisses
der Halbwellenlängen von Steuersignal X(t) und Ausgangssignal Y(t). Außerdem ändert sich die
Periodendauer T2 bzw. die Frequenz von Rückkopplungssignal
Efb, Steuersignal X(t) und Ausgangssignal
Y(t).
Wenn sich das Eingangssignal Es der Grenzspannung
Ea nähert, wird die Zeitspanne T1, d. h. die
Länge der Negativwelle von Y(t) zu einem größeren Teil der Gesamtperiode T2. Der Mittelwert Eav der
Rechteckspannung Y(t) über eine Periode vermindert sich daher mit dem Anwachsen des Eingangssignals Ea
und nimmt umgekehrt zu mit einem Kleinerwerden dieses Signals. Es läßt sich nachweisen, daß dieser
Mittelwert Eav am Ausgang 12 des Mittelwertbildners
13 als Funktion des Eingangssignal Es folgender
Gleichung genügt:
Eav =
ln(dz -Es- Eb) -
In
[Ea -Eb + Jd1 -E3- Ea) e
_
Td/RC
(Eb-Ea)
In(J2 — Es — Eb) — In [Ea — Eb + (J1 — Es — Ea)e-T"iRC]
+ ln(Ea + Es- J1)- In[Ea-Eb + (Eb + Es- djer*di*cr\ _
(D
Es ist günstig, die Spannungen \Ea\ = \E0\ = \Eb\ und die Schwellwerte JiZ1J = \d\ = \d2\ zu wählen. Unter
diesen Umständen vereinfacht sich die Bestimmungsgleichung für Eav wie folgt:
In
= 1-2
-Es/E0 - dj E0
\ —E si E0+ dl E0
In
- EsIE0 - d/E0) (1 + Es/E0 - d/E0)
(1 - EsIE0 + dlE0) (1 + EsIE0 + dlE0)
(1 - EsIE0 + dlE0) (1 + EsIE0 + dlE0)
- 2 TaIRC
Es ist zweckmäßig, daß das Eingangssignal E8
kleiner ist als E0 und daß der Schwellwert d nur einen
kleinen Bruchteil von E0 beträgt. Je kleiner das Verhältnis
von d zu E0 und von Es zu E0 ist, um so besser
ist die Linearität des Systems. Mit einem Ta — 0, djE0 = 0,1 und E8IE0 = 0,75 beträgt die Abweichung
von der Linearität unter verhältnismäßig ungünstigen Bedingungen nur noch 1,33 %.
Zusätzlich zu dem Verhältnis der Längen von Positiv- und Negativwelle der Rechteckspannung
Y(t) ändert sich, wie schon oben dargetan, in Abhängigkeit von dem Eingangssignal Es auch die Länge
der ganzen Periode T2. Die Periode T2 ergibt sich aus
der Gleichung:
T2= 2Td +RCIn
[Eg -Eb
d1 -Es-
[Ea - Eb + (Eb + E5-
(d2 -Es- Eb) (Ea + Es
Für IJ1J = \d2\ = \d\ und \Ea\ = \—Eb\ = \E0\ gilt dann:
T2 = 2Td+ RC In {E°~
(E0-d)>-Es2
Es ist zweckmäßig, daß die Summe von Es und d
kleiner ist als E0. Es läßt sich dann zeigen, daß d/Es
eine Funktion von T2IRC und daß die augenblickliche
Ausgangsfrequenz am Ausgang 15 genau proportional zum Eingangssignal Es ist. Dies ist ein sehr
nützliches Ergebnis, da sowohl der Mittelwert als auch die Frequenz am Ausgang 15 kennzeichnend für
die Augenblicksgröße des Eingangssignals sind. Demgemäß kann der Mittelwertbildner 13 zur Anzeige benutzt
werden, oder es kann die Anzeige durch ein Kreuzspulinstrument oder einen sonstigen Frequenzdiskriminator
erfolgen.
Beobachtungen des Ausgangssignals am Ausgang 15 mit einem Oszilloskop bestätigen die obigen Schlußfolgerungen,
daß sowohl die Frequenz als auch das Zeitverhältnis der positiven zur negativen Welle der
Rechteckspannung Y(t) von der Augenblicksgröße des Eingangssignals Es abhängig sind.
F i g. 4 zeigt eine Ausführungsform für eine Schaltung
nach F i g. 1 mit einer leistungsfähigen Transistoranordnung, die geeignet ist, einen Frequenzbereich bis
herunter zum Gleichstrom und aufwärts bis zu Hörfrequenzen wiederzugeben, ohne einen Transformator
zu benötigen.
Die bistabile Kippschaltung 16 enthält sechs Transistoren Tl bis T6 und damit zusammenwirkende
Stromkreiselemente. Die Transistoren Tl und Γ3 und
die zugehörigen Elemente bilden einen Schmitt-Trigger. Der Transistor Tl arbeitet in Emitter-Folgeschaltung
zum Koppeln des Steuersignals X(t) an den Eingang des Schmitt-Triggers.
Die Überlagerungsschaltung 21 enthält gleiche Widerstände 31 und 32, deren gemeinsamer Punkt 33 '
mit der Basis des Transistors Tl verbunden ist. Das andere Ende des Widerstandes 31 ist mit der Eingangsklemme 11 verbunden. Das andere Ende des Widerstandes
32 ist mit dem Ausgang des Rückkopplungsnetzwerkes 17 verbunden. Im Rückkopplungsnetzwerk
17 wird die Verzögerung Td durch den Verzögerungswert
erzeugt, der dem Kreis anhaftet. Der Eingang des Rückkopplungsnetzwerkes 17 ist mit dem
Ausgang 15 verbunden, an dem die Emitter komplementärer Ausgangstransistoren T5 und T6 liegen.
Die Belastung 13 liegt zwischen dem Ausgang 15 und Erde. Wenn die Belastung 13 aus einem Lautsprecherpaar
in Reihenschaltung besteht (vgl. F i g. 15), arbeitet sie als Mittelwertbildner, so daß das von den
Lautsprechern erzeugte Hörsignal im wesentlichen mit der Wellenform des Eingangssignals Es an der
Klemme 11 übereinstimmt.
Eine Schaltung 34 mit Gleichspannungsquelle von z. B. 22,5 Volt und einem Potentiometer erzeugt am
Eingang 11 eine Gleichspannung, die so eingestellt wird, daß, wenn das Eingangssignal Es im wesentlichen
Null ist, auch die Gleichspannungskomponente des Steuersignals X(t) Null wird und mit ihr auch der
Mittelwert Eav des Ausgangssignals Y(t).
Dioden D 2 und D 3 am Ausgang 15 dienen zur Leitung von Strömen, die bei induktiver Belastung 13
mit Verzögerung fließen, nachdem die Transistoren T5 bzw. T6 abgeschaltet sind.
Zum Verstärken eines Hörfrequenzsignals kann dieses auf den Eingang 35 einer Kathoden-Folgeschaltung
36 gegeben werden, die durch einen Kondensator 37 mit dem Eingang 11 gekoppelt ist.
Ein Transistor T4 arbeitet als Verstärker zum Verstärken des Schaltsignals, das am Ausgang des Schmitt-Triggers
erzeugt wird, und gibt das verstärkte Signal an die Basen der Ausgangstransistoren T5 und T6.
Eine Diode Dl hilft, das Abschalten des Transistors zu beschleunigen.
Wenn der Ausgang 15 das Potential + E0 übernimmt,
beginnt der Kondensator 24, sich auf diesen Wert umzuladen. Der Spannungsanstieg an dem
Kondensator 24 wird übertragen auf den Eingang des Schmitt-Triggers, bis der Schwellwert dx erreicht wird
und ein Kippen bewirkt. Da die genaue Zeit des Schaltens abhängig ist von der resultierenden Spannung am
gemeinsamen Punkt 33 der Widerstände 31, 32, ist die Signal-Wellenform am Ausgang 15 im wesent-
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lichen eine rechteckige Wellenform, deren Mittelwert durch das Eingangssignal Es bestimmt ist.
Wird das Ausgangssignal auf in Reihe liegende Lautsprecher gegeben, so arbeiten die Lautsprecher
selbst als Mittelwertbildner, so daß das Hörfrequenzsignal, das am Eingang 35 wirksam ist, durch die
Lautsprecher richtig wiedergegeben wird.
F i g. 5 veranschaulicht eine Multiplikationsschaltung
zur Bildung eines Ausgangssignals als Produkt zweier Eingangssignale En und ES2. Jedes Eingangssignal
wird auf einen Wandler 41 gegeben, der alle Elemente, wie sie in F i g. 1 gezeigt sind, ausgenommen
den Mittelwertbildner, enthält. Die Ausgänge 15 der Wandler liegen am Eingang einer logischen Verknüpfung,
bestehend aus zwei UND-Toren 42, 42 A, einem ODER-Tor 425 und zwei Umkehrstuf en 42 C,
42 D. Am Ausgang der logischen Verknüpfung befindet sich der Mittelwertbildner 13, an dessen Ausgang
das Mittelwertsignal Eav entsteht, das dem Produkt
der Eingangssignale En · ESi entspricht. Dieses
System arbeitet, weil die Ausgangssignale Y1(J:) und
F2(i) an den Ausgängen 15 statistisch voneinander
unabhängig sind. Daher stimmt der Mittelwert des Produktes mit dem Produkt der Mittelwerte der einzelnen
Signale an den Ausgängen 15 überein. Die Ausgangssignale Y1(I) und Y2(t) sind statistisch voneinander
unabhängig, da die Umschaltfianken mangels fester Phasenbeziehung zueinander wohl gelegentlich,
aber niemals regelmäßig zusammenfallen können, so daß sich über einen längeren Zeitraum ein exakter
Mittelwert ergibt.
F i g. 6 zeigt zusätzlich einen Energiespeicher 51, der den Ausgang 15 der bistabilen Kippschaltung 16 mit
dem Mittelwertbildner 13 koppelt. Die bistabile Kippschaltung 16 ist in mehrere Bestandteile aufgeteilt dargestellt;
sie enthält einen einpoligen Umschalter 52, dessen Kontaktarm am Ausgang 15 liegt. Der obere
Kontakt 54 ist mit einer Spannungsquelle vom Potential Ea und der untere Kontakt 55 ist mit einer Spannungsquelle
vom Potential Ej, verbunden. Eine Umschaltvorrichtung
56 (bistabile Kippschaltung) empfängt das Steuersignal X(t) von der Überlagerungsschaltung 21 und bewirkt, daß der Schaltarm 53
zwischen den festen Kontakten 54 und 55 hin- und zurückschaltet in einem Zeitverhältnis, das der Größe
des Eingangssignals Es entspricht.
Der Energiespeicher 51 und der Mittelwertbildner 13 können die Elemente eines Lautsprechersystems
sein. Zum Beispiel speichert die Induktivität der Lautsprecher-Schwingspule hochfrequente Schaltspannungen.
Die Masse der Schwingspule und des Lautsprecherkonus wirken als Mittelwertbildner und bewirken,
daß der Lautsprecher nur auf die Tonfrequenzanteile anspricht.
F i g. 7 zeigt eine Schaltung, mit der 15 Watt Höchstleistung an einen 16-Ohm-Lautsprecher mit
hoher Wiedergabetreue über den gesamten Hörbereich übertragen werden können. Der einpolige
Umschalter 52 in der Ausführungsform nach F i g. 6 sichert, daß der Ausgang 15 niemals gleichzeitig mit
den Potentialen E0, und Et, verbunden ist. Diese Eigenschaft
des entsprechenden Transistorschaltäquivalenten mit den Transistoren TIl und T12 stellt ein
wichtiges Merkmal der Ausführungsform nach F i g. 7 dar. Wenn die Transistoren 7Ί1 und T12 gleichzeitig
leiten, bilden sie einen Stromweg äußerst niedriger Impedanz zwischen +30 und —30 Volt und können
dadurch zerstört werden. Wie das gleichzeitige Leiten der beiden Transistoren TIl und Γ12 verhindert und
dabei doch sichergestellt wird, daß der Verstärker in jedem möglichen Schaltzustand sofort nach Stromanschluß
funktioniert, ist aus der folgenden Beschreibung der Arbeitsweise zu erkennen.
Die Schaltung nach F i g. 7 hat die vorteilhafte Eigenschaft, daß die Transistoren TIl und 7Ί2 unmöglich
gleichzeitig leitend werden können, selbst nicht, während das Gerät eingeschaltet wird und die
ίο Betriebsspannung sich aufbaut. Das Zustandekommen
dieser Eigenschaft ist aus der folgenden Diskussion der verschiedenen Schaltarten besser zu verstehen. Da die
Transistoren 7Ί1 und T12 entweder leitend oder nichtleitend sein können, wenn sie als elektronische Schalter
wirken, gibt es vier verschiedene Schaltzustände (Falll bis 4) gemäß der Tabelle Fig. 8A. Nimmt
man an, daß die innere Rückkopplungsschleife vom Ausgang 15 zum Verbindungspunkt der Dioden D 6
und Dl unterbrochen ist, und bezeichnet das Potential am Ausgang 15 mit e, so stellen sich die Betriebsarten
als Funktion von e zwischen den Grenzen -E0 und
E0, wie in F i g. 8 B dargestellt, dar. Der vierte Schaltzustand
nach Fig. 8A, bei dem beide Transistoren
TIl und Π2 eingeschaltet sind, wird als unerwünscht
ausgeschlossen durch die Verspannungseinrichtung zur Sicherung eines Potentionalbereiches für e zwischen
Ea und Et, in welchem beide Transistoren 7Ί1 und
7Ί2 abgeschaltet sind. Für den zweiten Schaltzustand ist ein Potentionalbereich zwischen Ea und Eb erforderlich,
in dem zwei Transistoren T9 und TlO gleichzeitig leitend sind. Zu diesem Zweck ist die Anode der
Diode D 6 mit einem Punkt verbunden, der auf einem Potential von —8 Volt liegt, während die Kathode
der Diode Dl an einem Potential von etwa +7 Volt liegt. Wenn daher das Potential e am Ausgang 15
größer als +7 Volt ist, so leitet die Diode Dl und hält den Transistor T9 nichtleitend und damit den
Transistor TIl leitend. Beschleunigte Umschaltung des Transistors T9 in den nichtleitenden Zustand wird
bewirkt durch Kopplung des anfänglichen Potentialanstiegs am Ausgang 15 durch einen Kondensator 71.
In ähnlicher Weise wird, wenn das Potential e am Ausgang 15 unter +7 Volt sinkt, die Diode D 6 leitend
und sperrt den NPN-Transistor TlO, der seinerseits den NPN-Transistor T12 leitend macht. Eine beschleunigte
Umschaltung des Transistors TlO in den nichtleitenden Zustand wird erreicht durch Kopplung
des anfänglichen Potentialabfalls mit seiner Basis durch einen Kondensator 76.
Durch eine Zener-Diode Zl wird die erste Betriebsweise herbeigeführt, wenn durch anfängliches Sperren
des Transistors TIl Energie in den Stromkreis geliefert wird. Da die Potentiale an der Basis und am
Emitter des Transistors T12 anfänglich zusammen ansteigen werden, wird der Transistor T12 leitend, nachdem
der Stromkreis anfänglich eingeschaltet wird, falls dann nicht das Potential am Eingang 11 negativ
ist. Im letzteren Fall würde die Einrichtung einfach nicht schalten, bis die negative Eingangsspannung
aufgehoben wird, beispielsweise durch momentanes Öffnen oder Erden der Eingangsklemme 11.
Wenn der Transistor T12 leitend und der Transistor TIl sperrt, liegt am Ausgang 15 das Potential:
Eb = -30 Volt.
Dieser Spannungsabfall von dem anfänglichen Nullwert
wird an den Eingang des Rückkopplungsnetzwerkes 17 gegeben, was den exponentiellen Abfall
hervorruft, wie er oben ausführlich beschrieben wurde
11 12
und der auf die Überlagerungsschaltung 21 gelangt liefern. Ein Optimalwert der Induktivität 61 läßt sich
und in Verbindung mit dem Signal am Eingang 11 durch die Gleichung
einen NPN-Transistor Tl nichtleitend hält und den
einen NPN-Transistor Tl nichtleitend hält und den
PNP-Transistor Γ8 leitend macht. Durch die nunmehr L = [E0/10] [J1-Γ1/Γ2(Γ1+2Γ)]
näher zu beschreibenden Vorgänge wird zuerst der 5
näher zu beschreibenden Vorgänge wird zuerst der 5
Transistor Γ12 nichtleitend und kurz danach der bestimmen, worin E0 die durch die Transistoren Γ11
Transistor Γ11 leitend gemacht. und 7Ί2 am Ausgang 15 hervorgerufene Spitzen-Wenn
der Transistor TS leitend ist, so ist das spannung, I0 der maximale Lastgleichstrom, T1 das
Potential an seinem Kollektor, der unmittelbar mit der kürzeste Zeitintervall, in welchem das Ausgangssignal
Basis des Transistors TlO verbunden ist, hoch genug, io Y(t) am Ausgang 15 in einem der beiden Zustände
um diesen NPN-Transistor 7Ί0 leitend zu machen. verharrt, T2 die Summe dieses kürzesten Zeitintervalls
Ist der Transistor TlO leitend, so wird sein Kollektor und des unmittelbar vorausgehenden Intervalls, in
genügend negativ, um den Transistor TYl nicht- welchem das Ausgangssignal am Ausgang 15 sich im
leitend zu machen, der mit der Basis dieses Transistors anderen der beiden Zustände befindet, und Tu die
durch eine Diode D 8 mit parallelliegendem Wider- 15 Zeitspanne darstellt, die zwischen dem Leitendwerden
stand 72 und Kondensator 73 gekoppelt ist. einer der Dioden D10, DIl und dem Leitend werden
Wenn der Transistor 7Ί2 abgeschaltet und der eines der zugehörigen Transistoren Γ11 und 7Ί2 liegt.
Transistor T1Il noch nicht eingeschaltet ist, dient eine Die Intervalle !T1 und T2 treten auf, wenn die Ampli-DiodeDll
dazu, den fortgesetzten Stromfluß von tude des Eingangssignals E8 ein Maximum ist. Im
einer Induktivität 61 im Energiespeicher 51 zum 20 Ausführungsbeispiel ergibt sich mit E0 = +30 Volt,
Emitter von Transistor TU zu ermöglichen, bis der J0 = I Amp.: T1 = 2,75 μββο, T2 = 11,0 μβεο und
Transistor Γ11 leitend geworden ist. Die Diode DIl T6 = 1,25 μββο, die Induktivität L = 43,125 μΐι aus
wird während dieses Zeitintervalls leitend gemacht der Berechnung. Experimentell ergab sich beim Ausdurch
den Spannungsimpuls, der über der Induktivität führungsbeispiel ein wenig niedrigerer Wert von
61 beim Abschalten des Transistors TYl entsteht und 25 40 μΐι. Vorzugsweise hat die Induktivität 61 einen sehr
liefert das Potential Ea von +30 Volt an den Ausgang kleinen Ohmschen Widerstand, um die Energie-15.
Der gleiche Spannungsimpuls gelangt auch vom Verluste zu verringern.
Ausgang 15 über den Kondensator 71 und die Diode Nachdem ein Wert für die Induktivität L festgelegt
Dl an die Basis des Transistors T9, um diesen Tran- worden ist, wird der Wert der Kapazität C für den
sistor abzuschalten und damit den Transistor Γ11 30 Kondensator des Mittelwertbildners 13 so gewählt,
leitend zu machen. · daß die Resonanzfrequenz 2 π/]/LC kleiner ist als die
Ist der Transistor Γ11 leitend geworden, so wird das Schaltfrequenz und größer als die höchst noch interPotential
am Ausgang 15 auf Ea = +30 Volt ge- essierende Frequenz des Eingangssignals Es.
halten. Der Potentialwechsel am Ausgang 15 von Eine aus den Dioden D 4, D 5, den Widerständen —30 auf +30VoIt ist am Eingang des Rückkopp- 35 81, 82 und dem Potentiometer 83 bestehende Schaltung lungsnetzwerkes 17 wirksam, wodurch an dessen Aus- dient zur Steuerung der Schwellwertspannungen d1 gang die oben beschriebene exponentielle Wellenform und d2, wobei das Potentiometer 83 einstellbar ist, erzeugt wird. Diese Exponentialwelle gelangt auf die um die Werte J1 und d2 um das Erdpotential zu ver-Überlagerungsschaltung 21, so daß das Potential am ändern. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist dx Ausgang dieser Schaltung genügend ansteigt, um den 40 etwa 0,2 Volt und d2 —0,2 Volt. Jedes Ende des Transistor Γ8 ab- und den Transistor Tl einzuschal- Potentiometers 83 ist kapazitiv mit Erde verbunden, ten. Durch den plötzlichen Spannungsabfall am so daß die Emitter der Transistoren Tl und Γ8 mit Kollektor des Transistors Tl wird der Transistor T9 der Schaltfrequenz geerdet werden,
leitend, und durch eine Folge von Vorgängen, ähnlich Im Ausführungsbeispiel nach F i g. 7 beträgt die wie sie oben beschrieben sind, ergibt sich eine wechsel- 45 Schaltfrequenz etwa 140 kHz mit gleichen Halbwellen, weise Umschaltung der Transistoren TU und TYl wenn die Spannung am Eingang 0 Volt beträgt, um vom nichtleitenden zum leitenden Zustand. eine Gleichspannung von 0 Volt am Ausgang 12 zu Die Induktivität 61 übt einige wichtige Funktionen erzeugen. Am Ausgang 12 wird die Wellenform des aus. Sie gewährleistet ein schnelles Umschalten zwi- Eingangssignals E8 genau wiedergegeben mit 2 Volt sehen den Potentialen Ea und Eb während der Inter- 50 effektiver Spannung für eine Leistungsverstärkung valle, in denen die Transistoren Γ11 und 7Ί2 ihren größer als 40 db. Die Einrichtung ist in der Lage, ein Leitzustand wechseln. Diese schnelle Schaltung wird 16-Ohm-Lautsprechersystem zu betreiben, wie es in erzielt, wenn die Induktivität 61 durch das Abschalten den USA.-Patentschriften 2 915 588 und 3 038 964 eines der Transistoren Γ11 bzw. TYl einen Spannungs- beschrieben ist, um Schallstärken in Räumen größer stoß erzeugt. Dieser Spannungsstoß ist ausreichend, 55 als die normale Hörlautstärke mit bemerkenswerter um die Diode DlO bzw. DIl jeweils über dem anderen Wiedergabetreue zu erzeugen. Eine praktische AusTransistor wenigstens so lange leitend zu machen, führungsform mit dem prinzipiellen Aufbau nach der bis er selbst leitend ist. Andererseits ist die Induktivität Schaltung F i g. 7 und der Arbeitsweise nach F i g. 8 61 klein genug, um sicherzustellen, daß der über die mit nur vier Transistoren wurde praktisch erprobt.
Induktivität fließende Strom einmal während jeder 60 Das Ausführungsbeispiel nach F i g. 9 veranschau-Leitperiode der Transistoren Γ11 und TYl umkehrt. licht das Blockschaltbild einer Ausführungsform ins-Die Induktivität 61 ist vorzugsweise gerade so besondere zum Gebrauch in Verbindung mit einem hoch, wie es praktisch verträglich ist mit der fort- nichtlinearen Steuersystem. Das System enthält einen laufenden Aufrechterhaltung der erwünschten Schalt- Schalter 91 mit einer Schaltersteuerung 56 zum wechvorgänge. Wenn auch der Minimalwert der Induktivi- 65 seiweisen Verbinden des Ausgangs 15 mit dem Potentat 61 weniger kritisch ist, wird doch die Induktivität tial Ea oder £&. Ein Rückkopplungsnetzwerk 17 kopvorzugsweise nicht so klein gewählt, daß die Transisto- pelt den Ausgang 15 mit einer Überlagerungseinrichren TU und 7Ί2 übermäßig große Stromspitzen tung 92, die das Eingangssignal Es nicht nur mit dem
halten. Der Potentialwechsel am Ausgang 15 von Eine aus den Dioden D 4, D 5, den Widerständen —30 auf +30VoIt ist am Eingang des Rückkopp- 35 81, 82 und dem Potentiometer 83 bestehende Schaltung lungsnetzwerkes 17 wirksam, wodurch an dessen Aus- dient zur Steuerung der Schwellwertspannungen d1 gang die oben beschriebene exponentielle Wellenform und d2, wobei das Potentiometer 83 einstellbar ist, erzeugt wird. Diese Exponentialwelle gelangt auf die um die Werte J1 und d2 um das Erdpotential zu ver-Überlagerungsschaltung 21, so daß das Potential am ändern. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist dx Ausgang dieser Schaltung genügend ansteigt, um den 40 etwa 0,2 Volt und d2 —0,2 Volt. Jedes Ende des Transistor Γ8 ab- und den Transistor Tl einzuschal- Potentiometers 83 ist kapazitiv mit Erde verbunden, ten. Durch den plötzlichen Spannungsabfall am so daß die Emitter der Transistoren Tl und Γ8 mit Kollektor des Transistors Tl wird der Transistor T9 der Schaltfrequenz geerdet werden,
leitend, und durch eine Folge von Vorgängen, ähnlich Im Ausführungsbeispiel nach F i g. 7 beträgt die wie sie oben beschrieben sind, ergibt sich eine wechsel- 45 Schaltfrequenz etwa 140 kHz mit gleichen Halbwellen, weise Umschaltung der Transistoren TU und TYl wenn die Spannung am Eingang 0 Volt beträgt, um vom nichtleitenden zum leitenden Zustand. eine Gleichspannung von 0 Volt am Ausgang 12 zu Die Induktivität 61 übt einige wichtige Funktionen erzeugen. Am Ausgang 12 wird die Wellenform des aus. Sie gewährleistet ein schnelles Umschalten zwi- Eingangssignals E8 genau wiedergegeben mit 2 Volt sehen den Potentialen Ea und Eb während der Inter- 50 effektiver Spannung für eine Leistungsverstärkung valle, in denen die Transistoren Γ11 und 7Ί2 ihren größer als 40 db. Die Einrichtung ist in der Lage, ein Leitzustand wechseln. Diese schnelle Schaltung wird 16-Ohm-Lautsprechersystem zu betreiben, wie es in erzielt, wenn die Induktivität 61 durch das Abschalten den USA.-Patentschriften 2 915 588 und 3 038 964 eines der Transistoren Γ11 bzw. TYl einen Spannungs- beschrieben ist, um Schallstärken in Räumen größer stoß erzeugt. Dieser Spannungsstoß ist ausreichend, 55 als die normale Hörlautstärke mit bemerkenswerter um die Diode DlO bzw. DIl jeweils über dem anderen Wiedergabetreue zu erzeugen. Eine praktische AusTransistor wenigstens so lange leitend zu machen, führungsform mit dem prinzipiellen Aufbau nach der bis er selbst leitend ist. Andererseits ist die Induktivität Schaltung F i g. 7 und der Arbeitsweise nach F i g. 8 61 klein genug, um sicherzustellen, daß der über die mit nur vier Transistoren wurde praktisch erprobt.
Induktivität fließende Strom einmal während jeder 60 Das Ausführungsbeispiel nach F i g. 9 veranschau-Leitperiode der Transistoren Γ11 und TYl umkehrt. licht das Blockschaltbild einer Ausführungsform ins-Die Induktivität 61 ist vorzugsweise gerade so besondere zum Gebrauch in Verbindung mit einem hoch, wie es praktisch verträglich ist mit der fort- nichtlinearen Steuersystem. Das System enthält einen laufenden Aufrechterhaltung der erwünschten Schalt- Schalter 91 mit einer Schaltersteuerung 56 zum wechvorgänge. Wenn auch der Minimalwert der Induktivi- 65 seiweisen Verbinden des Ausgangs 15 mit dem Potentat 61 weniger kritisch ist, wird doch die Induktivität tial Ea oder £&. Ein Rückkopplungsnetzwerk 17 kopvorzugsweise nicht so klein gewählt, daß die Transisto- pelt den Ausgang 15 mit einer Überlagerungseinrichren TU und 7Ί2 übermäßig große Stromspitzen tung 92, die das Eingangssignal Es nicht nur mit dem
13 14
Rückkopplungssignal £>&, sondern auch noch mit Die Schaltung nach Fig. 10 arbeitet folgendereinem
weiteren Rückkopplungssignal E'fb eines zwei- maßen. Es sei angenommen, daß anfänglich der Tränten
Rückkopplungsnetzwerkes 93 überlagert, das sein sistor T16 leitend ist, so daß der Ausgang 15 im
Eingangssignal vom Ausgang 12 erhält. Der Mittel- wesentlichen auf dem Potential Ea liegt, während die
wertbildner 13 koppelt den Ausgang des Energie- 5 Diode D12 nichtleitend ist. Der Potentialanstieg wird
Speichers 51 mit dem Ausgang 12. integriert durch das Rückkopplungsnetzwerk 17 und
Der Schalter 91 ist ein Umschalter mit Schalt- durch Kondensator 111 auf die Basis des Transistors
kontakten 94 und 95, durch den wechselweise das Γ13 gekoppelt, so daß der Transistor Γ14 leitend
Potential Ea oder Eb mit dem Ausgang 15 zu verbinden wird, wenn die resultierende Spannung an der Basis
ist. Das Rückkopplungsnetzwerk 17 erfüllt die oben 10 des Transistors 7Ί3 die Spannung an der Basis des
beschriebene Funktion der Aufrechterhaltung der Transistors T14 übersteigt. Wird der Transistor Γ14
Hochfrequenzschwingung in dem Kreis, zu dem es ge- leitend, so steigt das Potential an der Basis des Tranhört.
Das Rückkopplungsnetzwerk 93 erfüllt die Auf- sistors T15 an, und die Transistoren 7Ί5 und Γ16
gäbe, die Spannung am Ausgang 12 auf einem Niveau werden gesperrt, so daß das Potential am Ausgang 15
zu halten, das durch das Signal Es am Eingang 11 be- 15 im wesentlichen auf Erdpotential absinkt. Die Diode
stimmt wird. Wenn daher der Mittelwertbildner 13 D12 leitet, sobald der Transistor T16 gesperrt ist.
einen Motor enthält, der mit vorgeschriebener Ge- Durch die Diode D13 werden Aufladungen der Basis
schwindigkeit angetrieben werden soll, so kann ein am am Transistor T16 abgeleitet, um den Schaltvorgang
Eingang 11 auftretendes Signal benutzt werden, um zu beschleunigen.
diese Geschwindigkeit zu steuern. Das System kann 20 Der Spannungsabfall am Ausgang 12 wird durch
auch zur Temperatursteuerung oder zur Steuerung das Netzwerk 17 integriert und durch den Kopplungsanderer
Parameter in einem Prozeß benutzt werden. kondensator 111 übertragen, bis die resultierende
Fig. 10 zeigt die Schaltung einer Ausführungs- Spannung an der Basis des Transistors Γ13 unter die
form zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung am Spannung am Emitter dieses Transistors absinkt und
Ausgang 12 über einen weiten Schwankungsbereich 25 der Transistor abgeschaltet wird und das Potential an
der Speisespannung an der Energiezuführung 102 der Basis des Transistors 7Ί4 ansteigen läßt, so daß
und/oder Belastung. Die dargestellte Ausführungsform dieser Transistor gesperrt wird. Mit dem Abschalten
dient praktisch als Gleichspannungsumformer von des Transistors 7Ί4 fällt auch das Potential an der
einer Speiseenergie mit hoher Spannung und kleinem Basis des Transistors 7Ί5, um die Transistoren Γ15
Strom auf eine Belastung mit großem Strom bei 30 und 7Ί6 einzuschalten und den Ausgang 15 im wesent-
niedriger Spannung, wobei die Speisespannungsquelle liehen wieder auf das Potential Ea zu bringen,
alle Stromkreiselemente der Schaltung mit Energie In dieser Ausführungsform wird die Induktivität 105
versorgt. so groß wie praktisch zulässig gewählt, während der
Die Überlagerungseinrichtung 92 enthält einen Tran- Gleichstromwiderstand sehr niedrig ist. Der Wert des
sistor Γ13, dessen Emitter 11 durch eine Zener-Diode 35 Kondensators 106 wird so festgelegt, daß die Resonanz-Z2
auf im wesentlichen konstantem Potential gehalten frequenz von Kondensator 106 und Induktivität 105
wird. Dieses Potential entspricht der Eingangsspan- niedriger ist als die Schaltfrequenz,
nung Es. Zur Regelung dienen verbindende Wider- Der genaue Schaltzeitpunkt hängt nunmehr ab vom stände 103 und 104, die in Reihe mit der Energie- Potential am Emitter des Transistors 7Ί3, das durch zuführung 102 liegen, wobei der Verbindungspunkt 40 die Zener-Diode Z 2 konstant gehalten wird, und vom zwischen den Widerständen 103 und 104 mit Hilfe Potential an der Basis des Transistors T13. Da das einer Zener-Diode Z 3 auf konstantem Potential von Rückkopplungsnetzwerk 93 den Ausgang 12 unmittel-22 Volt gehalten wird. Durch die zusätzliche Zener- bar mit jener Basis koppelt, hängt der Schaltaugen-Diode Z 3 wird eine bessere Spannungsregelung er- blick sowohl vom Potential am Ausgang 12 als auch zielt als mit einer einzigen Zener-Diode. 45 von dem höherfrequenten Schaltsignal am Punkt 15
nung Es. Zur Regelung dienen verbindende Wider- Der genaue Schaltzeitpunkt hängt nunmehr ab vom stände 103 und 104, die in Reihe mit der Energie- Potential am Emitter des Transistors 7Ί3, das durch zuführung 102 liegen, wobei der Verbindungspunkt 40 die Zener-Diode Z 2 konstant gehalten wird, und vom zwischen den Widerständen 103 und 104 mit Hilfe Potential an der Basis des Transistors T13. Da das einer Zener-Diode Z 3 auf konstantem Potential von Rückkopplungsnetzwerk 93 den Ausgang 12 unmittel-22 Volt gehalten wird. Durch die zusätzliche Zener- bar mit jener Basis koppelt, hängt der Schaltaugen-Diode Z 3 wird eine bessere Spannungsregelung er- blick sowohl vom Potential am Ausgang 12 als auch zielt als mit einer einzigen Zener-Diode. 45 von dem höherfrequenten Schaltsignal am Punkt 15
Eine bistabile Kippschaltung 56 enthält einen Tran- ab. In dieser Schaltung bildet in Übereinstimmung mit
sistor Γ14 mit zugehörigen Schaltelementen und ist dem vorliegenden Erfindungsgedanken die Einschaltmit
einem Schalter 94', bestehend aus den Transistoren zeit der Transistoren 7Ί5 und Γ16 im Vergleich zur
7Ί5 und T16 in Darlington-Anordnung und einem Abschaltzeit ein Verhältnis, durch welches das Gleich-Schalter
95' mit Diode D12 verbunden. Der Energie- 50 Spannungspotential am Ausgang 12 konstant gehalten
speicher 51 besteht aus einer Induktivität 105 zwischen wird, unabhängig von Schwankungen des Belastungsden
Ausgängen 15 und 12, während der Mittelwert- stromes am Ausgang 12 und des Potentials der Speisebildner
13 aus einem Kondensator 106 besteht. spannung an der Klemme 102 (Energiezuführung).
Das Rückkopplungsnetzwerk 17 besteht aus Wider- Fig. 11 zeigt noch eine andere Ausführungsform,
ständen 107 und 108, die in Reihe mit einem Konden- 55 insbesondere zur Aufzeichnung und Wiedergabe regisator
111 liegen, während ein Kondensator 112 zwi- strierter Daten einschließlich von Schwingungskomposchen
den Verbindungspunkt der Widerstände 107 nenten bis herab zum Gleichstrom, wobei ein außer-
und 108 an Erde gelegt ist. Durch den Kondensator 111 gewöhnlich hohes Nutzsignal - Störpegel -Verhältnis erwird
das verhältnismäßig hochfrequente Schaltsignal zielt wird. Ein Signal am Eingang 11 wird durch eine
mit der Basis des Transistors 7Ί3 gekoppelt, während 60 Übertragungsschaltung 120 nach der Erfindung (ohne
das Rückkopplungsnetzwerk 93, mit einer Induktivität Mittelwertbildner) in ein Ausgangssignal Y(t) um-112
und einem in Reihe mit ihm liegenden Widerstand gewandelt, dessen Mittelwert dem Signal Es am Ein-113,
die am Ausgang 12 auftretende verhältnismäßig gang 11 entspricht. Das Ausgangssignal Y{t) wird
niederfrequente Signalkomponente einschließlich der auf einen Aufzeichnungskopf 122 gegeben zur magne-Gleichspannungskomponente
mit der Basis des Tran- 65 tischen Aufzeichnung auf einem Band 123. Durch sistors 7Ί3 koppelt. Der Kollektor des NPN-Transi- einen Wiedergabekopf 124 kann das aufgezeichnete
stors 7Ί3 ist direkt mit der Basis des PNP-Transistors Signal zur Erzeugung von Impulsen als Wiedergabe-7Ί4
gekoppelt. signal r(t) abgenommen werden. Durch einen Rück-
15 16
bildner 126 werden die vom Band abgenommenen Fig. 14 zeigt das Blockschaltbild einer weiteren
Impulse [Wiedergabesignal r(t)] in Wellenzüge 7(0' Ausführungsform, in der die Schwellwertspannungen
von Rechteckform entsprechend der Wellenform des dx und d2 der bistabilen Kippschaltung 16 gesteuert
Ausgangssignals 7(0 zurückgebildet. Durch den werden. Wird die Schaltung nach der Erfindung als
Mittelwertbildner 13 wird die Form des Eingangs- 5 Verstärker für Wechselspannungssignale benutzt, so
signals Es wiederaufgenommen. sind Linearität und Dynamik Funktionen von dx und
F i g. 12 zeigt das Blockschaltbild eines Rück- d2. Wird die Schaltung benutzt, um eine Ausgangsbildners
126, wie er in der Schaltung nach F i g. 11 spannung konstant zu halten, so ist die Regelgenauiggebraucht
wird. Ein Differentialverstärker 141 emp- keit eine Funktion von dx und d2. Diese Funktionen
fängt an seinem Eingang das Wiedergabesignal r(t) io lassen sich verbessern durch Steuerung von dx und d2,
vom Wiedergabekopf 124 und gibt dieses Signal ver- in Abhängigkeit von Spannungen an einer oder mehrestärkt
auf den Plus-Eingang 142 und verstärkt, aber ren Stellen der Schaltung. Wenn z. B. ein von der
mit entgegengesetzter Polarität auf den Minus-Eingang Größe des Eingangssignals oder der Größe des Aus-
143 einer Impulsformerschaltung 144. Das erste Aus- gangssignals abgeleitetes Signal zur Steuerung von dx
gangssignal des Verstärkers 141 wird auf eine Teil- 15 und d2 benutzt wird, derart, daß die Differenz d
schaltung I mit Gleichrichter 144 a und das umge- zwischen den Schwell werten dit dz umgekehrt prokehrte
Signal auf eine Teilschaltung II mit Gleich- portional der Größe des Eingangs- oder Ausgangsrichter
144 b gegeben zur Erzeugung von Impulszügen signals ist, läßt sich die Verstärkungslinearität ver-/(O
und g(t) am Ausgang dieser Teilschaltungen. Die bessern. Diese Verbesserung ist dadurch zu erklären,
Zeitbeziehung dieser Signale zu den vom Band abge- 20 daß der Grad der Nichtlinearität mit der Größe des
nommenen Signalen ist in Fig. 13 dargestellt. Die Eingangssignals E8 zunimmt, aber mit größer werden-Gleichrichter
144 a und 144 b sind so ausgebildet, daß, der Schwellwertdifferenz d abnimmt. Es ist daher
wie aus Fig. 13 hervorgeht, nur die Spitzen der zweckmäßig, die Schwellwertdifferenz möglichst groß
Wellenzüge zur Auswirkung kommen. zu machen und zu diesem Zweck das Eingangs- oder
Die Signale /(O und g(t) werden auf Spitzen- 25 Ausgangssignal zur Regelung der Schwellwertspan-
detektoren 145 a und 145 b gegeben, in denen Trigger- nungen heranzuziehen.
impulse m(t) UQd n{t) erzeugt werden, deren Anfangs- In Fig. 14 werden von einer Steuereinheit 131
flanken mit den Zeitpunkten übereinstimmen, in zur Regelung von d Steuersignale vom Eingang 11,
denen die vom Band abgenommenen Wiedergabe- Ausgang 15 der bistabilen Kippschaltung 16 und vom
signale r(0 die Steigung 0 haben. 30 Ausgang 12 auf die Steuereinheit gebracht. Eines oder
Durch die Triggerimpulse m{t) und n{t) wird eine mehrere dieser Signale können zur Bildung der Regel-Flip-Flop-Einrichtung
146 hin- und hergeschaltet, spannung für die Schwellwertdifferenz verwendet
welche das Ausgangssignal n(f) erzeugt, das eine werden, welche auf die Emitter der Transistoren Tl
Rekonstruktion des auf den Schreibkopf 122 ge- und TS einer Schaltung nach F i g. 7 gegeben wird,
gebenen Ausgangssignals 7(0 darstellt. Mit handeis- 35 beispielsweise an Stelle der Spannungen von den
üblichen Schaltelementen läßt sich beispielsweise eine Dioden D 4 und D 5, um dx und d2 zu steuern. Geeignet
Schaltung nach Fig. 11 und 12 aufbauen, die für gepolte Dioden zur Gleichrichtung einer oder mehrerer
Signale mit Frequenzkomponenten vom Gleichstrom dieser Signale zwecks Vorspannung der Emitter der
bis zu 30OkHz bei einem Störpegelverhältnis von Transistoren Tl und TS können zur Vereinfachung
65 db zur Bandaufzeichnung zu gebrauchen ist. 40 der Schaltung vorgesehen sein.
Physikalische Größen
C Kapazität von 24
dx oberer Schwellwert
0*2 unterer Schwellwert
E8 Eingangssignal, Empfangssignal
ES1, E82 Eingangssignale
Ea positive Spannungen 1 _ ' " '
Eb negative Spannungen ) Grenzspannungen
Efb, Efb Rückkopplungssignale
E0 Spitzenspannung am Ausgang 15 (F i g. 7)
E1 Maximum von Efb zur Zeit t2
E2 Minimum von Efb zur Zeit t2
Eav Mittelwert von 7(0, Mittelwertsignal
/(0, g(0 Impulszüge in Fig. 12, 13
I0 maximaler Lastgleichstrom (F i g. 7)
L Induktivitätswert der Induktivität 61
m{t), n(t) Triggerimpulse
N Widerstandswert von 23
s(t) Ausgangssignal
To Zeitspanne (F i g. 7)
Ta Verzögerungszeit von 22
k, h, t3, i4, ts Zeiten
T1 Länge der Negativwelle von Efb und 7(0
T<t Periodendauer von Efb und 7(0
Z(O Steuersignal für 16, X(t) = E8 + Efb
7(0 breitenmoduliertes Ausgangssignal von 16 (Rechteckspannung)
Ausgangssignale
17
Bezugszeichenliste F i g. 1 bis 3 und weitere
11 Eingang für Es
12 Ausgang von 13 für Eab
13 Mittelwertbildner für Y(t) (Belastung)
15 Ausgang von 16 für Y(t)
16 bistabile Kippschaltung
17 Rückkopplungsnetzwerk
21 Überlagerungsschaltung
22 Verzögerungsglied in
23 Reihenwiderstand in
24 Kondensator in
Fig. 4
Tl bis T6 Transistoren
D1, D2, D3 Dioden
31 Widerstand in
32 Widerstand in
33 gemeinsamer Punkt von 31 und
34 Schaltung zur Erzeugung einer Gleichspannung als Eingangsspannung Et-
35 Eingang von
36 Kathodenfolgeschaltung
37 Kondensator
41 Wandler 42, 42 A UND-Tore 425 ODER-Tor
42 C, 42 D Umkehrstufen
Fig. 6
51 Energiespeicher
52 einpoliger Umschalter
53 Schaltarm von
54 oberer Kontakt von 52 (E0)
55 unterer Kontakt von 52 (Eb)
56 bistabile Kippschaltung entsprechend
Fig. 7
TJ, T8 Transistoren
T9, TlO Transistoren
TU, TVl Transistoren D4, D5, D6, D7, D8, D10, D11 Dioden
71 Kondensator 76 Kondensator Zl Zener-Diode
61 Induktivität in
72 Widerstände 81,
73 Kondensator 83 Potentiometer
91 Schalter
92 Überlagerungseinrichtung
93 zweites Rückkopplungsnetzwerk für Rückkopplungsspannung E/b
94, 95 Kontakte von
94', 95' Schalter
102 Energiezuführung (Eingang)
T13, T14 Transistor T15, T16
Zl, Z3 Zener-Dioden
103, 104 Widerstände 107, 108,
D12, D13 Dioden
105 Induktivität
106, 111, 112 Kondensatoren
19
120 Übertragungsschaltung gemäß F i g. 1 ohne
122 Aufzeichnungskopf
123 Band
126 Rückbildner
Fig. 12, 13
141 Differentialverstärker
142 Plus-Eingang von 144
143 Minus-Eingang von
144 Impulsformerschaltung I, II Teilschaltungen
144 a Gleichrichter in I
1446 Gleichrichter in II
245 L \ Spitzendetektoren
146 Flip-Flop-Einrichtung
131 Steuereinheit
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (12)
1. Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines Eingangssignals in breitenmodulierte Impulse als
Ausgangssignal, deren Frequenz größer ist als die höchst zu übertragende oder zu regelnde Frequenz,
insbesondere zur Übertragung, Verstärkung oder Regelung von Spannungen, dadurch gekennzeichnet,
daß eine bistabile Kippschaltung (16) von einem Steuersignal X(t) gesteuert
wird, das in einer Überlagerungseinrichtung (21) aus der Überlagerung des Eingangssignals (Es) mit dem Rückkopplungssignal (Efb)
aus einem Rückkopplungsnetzwerk (17) entsteht, das von dem Ausgangssignal Y(t) der bistabilen
Kippschaltung (16) gespeist wird, und daß das Rückkopplungsnetzwerk (17) aus einem Integrierglied
(RC) besteht, das so dimensioniert ist, daß sich durch die Rückkopplung eine Eigenschwingung
der Vorrichtung mit der gewünschten Frequenz des Ausgangssignals Y(t) ergibt.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang der bistabilen
Kippschaltung (16) ein Mittelwertbildner (13) angeschlossen ist.
3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Rückkopplungsnetzwerk (17)
mit einem Verzögerungselement versehen ist, das eine gewisse Zeitverschiebung (7"^) für den Beginn
der exponentiellen Anstiege und Abfälle des in dem Rückkopplungsnetzwerk (17) erzeugten Rückkopplungssignals
(Eft,) gegenüber dem Äusgangssignal Y(t) der bistabilen Kippschaltung (16) bewirkt.
4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (15) der bistabilen
Kippschaltung (16) über einen Energiespeicher (51) mit dem Mittelwertbildner (13) gekoppelt ist.
5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Mittelwertbildner (13) aus
einer Induktivität besteht.
6. Anordnung nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Rückkopplungseinrichtung (93) zur Rückkopplung vom Ausgang
(12) des Mittelwertbildners (13) auf die Überlagerungseinrichtung (21) vorgesehen ist, so daß
ein resultierendes Steuersignal X(t) aus dem Empfangssignal (Es) und den beiden Rückkopplungssignalen (Efb) und (Ef0) gebildet wird.
7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung einer stabilisierten
Ausgangsspannung als Mittelwertsignal (Eav) der Eingang (11) mit einer stabilen Gleichspannungsquelle
verbunden ist.
8. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in der bistabilen Kippschaltung
(16) zur Erzielung größerer Ausgangsleistungen (Verstärker) ein PNP- und ein NPN-Transistor
(TU, 7Ί2) vorgesehen sind, daß ferner zwei Spannungen (z.B. +7VoIt, -8VoIt) entgegengesetzter
Polarität vorgesehen sind und daß die Spannungsquelle für diese verschiedenen Spannungen
(+ 7 Volt, — 8 Volt) mit Vorspannungsmitteln (D6, Dl, Zl) derart verbunden ist, daß
nur drei Schaltungsarten möglich sind, nämlich erstens mit leitendem erstem und nichtleitendem
zweitem Transistor, zweitens mit nichtleitendem erstem und zweitem Transistor, und drittens mit
nichtleitendem erstem und leitendem zweitem Transistor, während die vierte Schaltungsart mit
leitendem erstem und zweitem Transistor ausgeschlossen ist.
9. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Ausgang (15) der
bistabilen Kippschaltung (16) und den Mittelwertbildner (13) ein Magnetspeicher (122, 123, 124)
eingeschaltet ist.
10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß an den Magnetspeicher (122,
123, 124) eine bistabile Wiedergabevorrichtung (126) angeschlossen ist, die ihrerseits mit dem
Mittelwertbildner (13) gekoppelt ist.
11. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale Y1 (t) und
F2(O von zwei Anordnungen nach Anspruch 1 auf eine logische Verknüpfungsschaltung (42,4 bis
42D) gegeben werden, deren Ausgangssignal nach Mittelwertbildung dem Produkt aus den beiden
Eingangssignalen (ES1 und ES2) entspricht.
12. Anordnung nach Anspruch 1 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Herabsetzung der nichtlinearen
Verzerrungen bzw. Verbesserung der Regelgenauigkeit die Differenz (d) der beiden
Schwellwertsignale (^1, d2) durch ein aus dem Eingangs-
oder Ausgangssignal [Es oder Y(t) bzw. Eav] abgeleitetes Steuersignal geregelt wird, derart,
daß die Differenz (d) mit kleiner werdendem Eingangs- oder Ausgangssignal größer wird.
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