DE1562321B2

DE1562321B2 - Schaltungsanordnung zur umsetzung eines eingangssignals in breitenmodulierte impulse als ausgangssignal

Info

Publication number: DE1562321B2
Application number: DE1963B0073133
Authority: DE
Inventors: Der Anmelder Ist
Original assignee: Böse, Amar Gopal, Chestnut Hill, Mass. (V.StA.)
Priority date: 1962-08-15
Filing date: 1963-08-16
Publication date: 1972-02-17
Also published as: US3294981A; DE1562321A1; GB1055788A; DE1562321C3

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines Eingangssignals in breitenmodulierte Impulse als Ausgangssignal, deren Frequenz größer ist als die höchste zu übertragende oder zu regelnde Frequenz, insbesondere zur Übertragung, Verstärkung oder Regelung von Spannungen.

Bei den bekannten Anordnungen dieser Art wird die Breitenmodulation durch eine fremde Spannungsquelle mit vorgegebener Frequenz gesteuert. Eine solche fremde Steuerung hat Nachteile in baulicher sowohl als auch betrieblicher Hinsicht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs bezeichneten Art zu schaffen, in der die Breitenmodulation durch eine selbsterregte Schwingung herbeigeführt wird.

Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß dadurch gelöst worden, daß eine bistabile Kippschaltung von einem Steuersignal gesteuert wird, das in einer Überlagerungseinrichtung aus der Überlagerung, des Eingangssignals mit dem Rückkopplungssignal aus einem Rückkopplungsnetzwerk entsteht, das von dem Ausgangssignal der bistabilen Kippschaltung gespeist wird, und daß das Rückkopplungsnetzwerk aus einem Intergrierglied besteht, das so dimensioniert ist, daß sich durch die Rückkopplung eine Eigenschwingung der Anordnung mit der gewünschten Frequenz des Ausgangssignals ergibt. Dadurch ist es möglich, ein Eingangssignal in ein zeitmoduliertes Ausgangssignal umzuwandeln, das die Informationen des Eingangssignals sowohl im Verhältnis der Halbwellen enthält als auch in der Grundfrequenz und das sich infolgedessen durch Mittelwertbildung oder durch geeignete Frequenz-Diskriminatorschaltungen demodulieren läßt.
Zur Wiedergewinnung der Eingangsspannung aus

3 4

der Ausgangsspannung der bistabilen Kippschaltung F i g. 11 eine Anwendung der Erfindung bei einem kann ein Mittelwertbildner, vorzugsweise in Form Registriersystem in einem Blockschaltbild,
einer Induktivität, vorgesehen sein. Mit der Schaltung F i g. 12 ebenfalls in einem Blockschaltbild die Annach der Erfindung läßt sich eine Übertragung ge- Wendung der Erfindung zur Wiedergabe einer zuvor ringer Verzerrungsfreiheit, unempfindlich gegen 5 registrierten Wellenform,

Spannungsschwankungen der Stromversorgung und F i g. 13 ein Signaldiagramm zur Veranschaulichung

Temperatuischwankungen, erzielen. der Wirkungsweise der Anordnung nach F i g. 12 und

Eine Übertragung besonders hoher Verzerrungs- F i g. 14 eine Ausführung einer Anordnung nach freiheit bzw. Regelung von hoher Genauigkeit läßt F i g. 1, die sich durch gute Regeleigenschaften über sich erfindungsgemäß dadurch erreichen, daß eine io einen weiten dynamischen Bereich auszeichnet,
zweite Rückkopplungseinrichtung zur Rückkopplung Das Wesen der Erfindung sei zunächst an Hand der vom Ausgang des Mittelwertbildners auf die Über- F i g. 1, 2 und 3 erläutert. Die Anordnung nach F i g. 1 lagerungseinrichtung vorgesehen ist, so daß ein resul- dient z. B. dem Zweck, ein wellenförmiges Eingangstierendes Steuersignal aus dem Empfängssignal und signal E_s, z. B. eine Sprachschwingung, die auf einen den beiden Rückkopplungssignalen gebildet wird. 15 Eingang 11 gegeben wird, auf einen Ausgang 12 zu Eine solche Anordnung läßt sich vorteilhaft zur Er- übertragen. Zu diesem Zweck wird das Eingangszeugung einer stabilisierten Ausgangsspannung ver- signal E_s umgewandelt in ein höherfrequentes Auswenden, indem der Eingang der Vorrichtung mit einer gangssignal Y(t) von Rechteckkurvenform, in dem stabilen Gleichspannungsquelle verbunden wird. das Verhältnis der Halbwellenlängen, d. h. der Längen

Das zeitmodulierte Ausgangssignal kann auch auf 20 der aufeinanderfolgenden rechteckigen positiven und einen Speicher, z. B. einen geeigneten Magnetspeicher, negativen Halbwellen ein Maß für die Augenblicksgegeben und von diesem Speicher zur Wiedergabe des größe des Eingangssignals E₃ darstellt. Wie diese Um-Eingangssignals einem geeigneten Mittelwertbildner, Wandlung vor sich geht, wird weiter unten erklärt. Das z.B. einem Lautsprecher, zugeführt werden. An den Verhältnis der Halbwellenlängen läßt sich bei einer Magnetspeicher kann auch eine bistabile Wiedergabe- 25 Rechteckspannung gleichbleibender Amplitude in bevorrichtung angeschlossen sein, die ihrerseits mit einem kannter Weise durch einfache Mittelwertbildung fest-Mittelwertbildner gekoppelt ist. stellen. Sind positive und negative Halbwellen gleich

Auch zur Ableitung von Kombinationsgrößen, z. B. lang, so ergibt sich der Mittelwert Null, sind sie vervon Produkten aus mehreren Eingangssignalen, läßt schieden lang, so ergibt sich ein von Null abweichender sich die Erfindung vorteilhaft anwenden, indem z. B. 3° Mittelwert, dessen Größe mit dem Halbwellenlängendie Ausgangssignale von zwei Anordnungen nach der unterschied wächst. Man kann somit, wie leicht einErfindung auf eine logische Verknüpfungsschaltung zusehen ist, erreichen, daß durch Bildung des Mittelgegeben werden. wertes aus der Ausgangsspannung Y{t) in einem

Zweckmäßig wird zur Herabsetzung der nicht- Mittelwertbildner 13 am Ausgang 12 ein Mittelwertlinearen Verzerrungen bzw. Verbesserung der Regel- 35 signal auftritt, das dem Eingangssignal E_s genau entgenauigkeit die Differenz der beiden Schwellwert- spricht, wenn die oben geforderte Beziehung zwischen signale der bistabilen Kippschaltung durch ein aus der augenblicklichen Größe des Eingangssignals E_s dem Eingangs- oder Ausgangssignal abgeleitetes und dem Halbwellenlängenverhältnis erfüllt ist. Wie Steuersignal geregelt derart, daß die Differenz mit dies erreicht wird, soll nunmehr erklärt werden,
kleiner werdendem Eingangs- oder Ausgangssignal 40 Zur Erzeugung des Ausgangssignals Y(t) ist eine größer wird. bistabile Kippschaltung 16 vorgesehen, an deren Aus-

Die Erfindung sei an Hand der Zeichnungen näher gang 15 eine positive Spannung E₀, auftritt, wenn ein

veranschaulicht. Es zeigt auf ihren Eingang gegebenes Steuersignal X(J) einen

F i g. 1 den wesentlichen Aufbau einer Anordnung unteren Schwellwert d₂ unterschreitet, oder eine nega-

gemäß der Erfindung in einem Blockschaltbild, 45 tive Spannung Eb auftritt, wenn das auf ihren Ein-

F i g. 2 in einem Prinzipschaltbild das in der An- gang gegebene Steuersignal X(t) einen oberen Wert d₁

Ordnung nach F i g. 1 vorgesehene Rückkopplungs- überschreitet,

netzwerk, Zur Bildung des Steuersignals X(t) wird das Ein-

F i g. 3 ein Spannungs-Zeit-Diagramm zur Ver- gangssignal E_s in einer Überlagerungsschaltung 21

anschaulichung der Arbeitsweise der Anordnung nach 5° mit einem Rückkopplungssignal Efb algebraisch ad-

F i g. 1, diert, das einer durch das Ausgangssignal Y(t) der

■ F i g. 4 ein Ausführungsbeispiel für eine Anord- bistabilen Kippschaltung 16 selbst gesteuerten Ampli-

nung nach F i g. 1, tudenmodulation unterworfen ist, derart, daß das in

F i g. 5 eine Anwendung der Erfindung zur Produkt- der Überlagerungsschaltung 21 gebildete resultierende

bildung in einem Blockschaltbild, 55 Steuersignal X(t) wechselweise den Wert d₂ unter-

F i g. 6 ein weiteres Ausführungsbeispiel für eine schreitet oder den Wert d_x überschreitet. Durch diesen

Anordnung nach F i g. 1 in einem Blockschaltbild, Rückkopplungsvorgang wird erreicht, daß das Rück-

F i g. 7 eine Ausführung der Anordnung nach kopplungssignal zunächst so lange zunimmt, bis die

F i g. 1 als Endverstärker, algebraische Summe aus Rückkopplungs- und Ein-

F i g. 8 eine Erläuterung zu F i g. 7, 60 gangssignal

F i g. 9 in einem Blockschaltbild eine Ausführung

der Anordnung nach F i g. 1, die sich besonders für Es + E/b =
nichtlineare Steuersysteme eignet,

F i g. 10 das Schaltbild einer Ausführungsform der den Schwellwert J₁ überschreitet, und daß sie zunächst

Anordnung nach F i g. 1 zur Aufrechterhaltung einer 65 so lange abnimmt, bis die algebraische Summe X(j)

konstanten Ausgangsspannung unabhängig von den Schwellwert d₂ unterschreitet. Zu- und Abnahme

Schwankungen der Versorgungsspannung und der Be- des Rückkopplungssignals verlaufen nach einer vor-

lastung, gegebenen Zeitfunktion, beispielsweise nach einer

Exponentialfunktion, wie in F i g. 3 dargestellt ist. Von wesentlicher Bedeutung ist nun, daß die Frequenz des Rückkopplungssignals £/6 groß ist im Vergleich zum höchsten zu übertragenden Frequenzanteil des Eingangssignals E_s.

Das Verhältnis der Zeiten bis zum Erreichen der Schwellwerte J₁ und J₂ stellt ein direktes Maß für den jeweils vorliegenden Augenblickswert des Eingangssignals .Es dar. Dieses Zeitverhältnis wird durch das Verhältnis der Längen aufeinanderfolgender Halbwellen der von der bistabilen Kippschaltung 16 gelieferten Rechteckspannung Y(t) dargestellt und kann z. B. durch Mittelwertbildung dieser Spannung wiedergegeben werden.

Wenn man den Mittelwert über eine Zeitspanne bildet, die groß ist im Vergleich zu der mittleren Periode des Ausgangssignals Y(t) und klein im Vergleich zu der Periode des höchsten Frequenzanteils des Eingangssignals E_s, so entspricht das Signal am Ausgang 12 der Form des Eingangssignals E_s.

Die Umwandlung des Amplitudenwertes des Eingangssignals Es in einen Zeitverhältniswert des Ausgangssignals Y(t) der bistabilen Kippschaltung 16 hat den großen Vorteil, daß es nunmehr leicht möglich ist, das Eingangssignal über einen weiten dynamischen Bereich mit geringer Verzerrung und großer Leistung wiederzugeben.

Es sei nunmehr das Zustandekommen des Rückkopplungssignals Efb und des resultierenden Steuersignals X(t) näher erläutert. __ Vorweg sei bemerkt, daß die Umkehrung des Änderungssinnes von X(t) nichts zu tun' hat mit etwaigen Umkehrungen des Änderungssinnes des zu übertragenden Eingangssignals E_s, sondern stattfindet, auch wenn das Eingangssignal sich z. B. monoton ändert oder sich wie eine Gleichspannung überhaupt nicht ändert bzw. nur sehr langsamen zu übertragenden Schwankungen unterworfen ist.

Der Schwingungscharakter des Steuersignals X(t) wird erzwungen durch den Charakter des Rückkopplungssignals Efb, das im Rückkopplungsnetzwerk 17 erzeugt wird und durch algebraische Addition mit dem Eingangssignal E_s in der Überlagerungsschaltung 21 das Steuersignal X(t) ergibt.

Bevor das Zustandekommen des Rückkopplungssignals Efb und dessen Überlagerung mit dem Eingangssignal E_s beschrieben wird, sei das Prinzipschaltbild des Rückkopplungsnetzwerkes 17 nach F i g. 2 erläutert. Dieses Netzwerk enthält ein Integrierglied, bestehend aus einem Reihenwiderstand 23 vom Widerstandswert N, einem Kondensator 24 mit der Kapazität C und einem Verzögerungsglied 22 mit dem Verzögerungswert Td- Dieses Rückkopplungsnetzwerk 17 wird beaufschlagt durch das Ausgangssignal Y(t) der bistabilen Kippschaltung 16. Bei Umschaltung vom negativen Wert Ei, auf den positiven Wert E₀, beginnt der Kondensator 24 nach Ablauf der Verzögerungszeit Ta sich umzuladen zum positiven Spannungswert E_n hin. Dieser Ladevorgang verläuft nach einer Exponentialfunktion, deren Zeitkonstante durch das Produkt R ■ C bestimmt ist. Durch Wahl dieser Zeitkonstante hat man es in der Hand, die Frequenz des Rückkopplungssignals Efb so hoch zu legen, daß sie höher liegt als die höchst interessierende Frequenz des Eingangssignals E_s.

Um nun den erforderlichen Richtungswechsel des Steuersignals X(t) zu erzwingen, der dann seinerseits den Richtungswechsel des Ausgangssignals Y(t) und damit den Richtungswechsel der am Kondensator 24 herrschenden Spannung, welche als Rückkopplungssignal Efb dem Eingangssignal E_s überlagert wird, herbeiführt, werden die Grenzspannungen E_a und Eb so bemessen, daß das resultierende Steuersignal X{t) auf jeden Fall die Schwellwerte J₁ und J₂ überschreitet.

Dieser Verlauf sei im einzelnen an Hand der F i g. 3 verfolgt.

Zum Verständnis dieses Bildes muß man sich vergegenwärtigen, daß die Frequenz für Rückkopplungssignal Efb, Steuersignal X(t) und Ausgangssignal Y(t) die gleiche Größe hat, daß diese Frequenz aber groß ist gegenüber dem höchsten Frequenzanteil des zu übertragenden Eingangssignals .E₅. Infolgedessen erscheint das Eingangssignal E_s im Diagramm der F i g. 3 als konstanter Wert.

Das Rückkopplungssignal Efb — f(t) in F i g. 3 beginnt zur Zeit I₁ gerade in dem Augenblick, in dem die bistabile Kippschaltung 16 von E_a auf Ej, umgeschaltet hat. Unter dem vorherigen Einfluß der Spannung E_a wächst das Rückkopplungssignal Efb im Verzögerungsintervall Ta weiter exponentiell gegen Ea und erreicht ein Maximum E₁ zur Zeit t₂. Dann fällt die Spannung exponentiell gegen die Spannung Eb ab. Sobald zur Zeit t₃ das resultierende Steuersignal X(t) den unteren Schwellwert J₂ erreicht, schaltet die bistabile Kippschaltung 16 von Eb auf E_a um. Während der Zeit Ta fällt die Spannung weiter bis zu einem Minimum^ zur Zeit 4. Wenn dann zur Zeit /₅ das Steuersignal X(t) den oberen Schwellwert d₁ erreicht, schaltet die bistabile Kippschaltung von Ea auf Ej, um, womit eine Periode der Signalumwandlung durchlaufen ist und die nächste Periode beginnt. Ist am Ende des Zyklus der Spannungswert, Wert des Eingangssignals E₈, gefallen, so wird der Schwellwert d₁ zu einem früheren Zeitpunkt t₅ erreicht. Veränderungen der Amplitude des Eingangssignals ii_s bewirken somit Veränderungen des Verhältnisses der Halbwellenlängen von Steuersignal X(t) und Ausgangssignal Y(t). Außerdem ändert sich die Periodendauer T₂ bzw. die Frequenz von Rückkopplungssignal Efb, Steuersignal X(t) und Ausgangssignal Y(t).

Wenn sich das Eingangssignal E_s der Grenzspannung Ea nähert, wird die Zeitspanne T₁, d. h. die Länge der Negativwelle von Y(t) zu einem größeren Teil der Gesamtperiode T₂. Der Mittelwert E_av der Rechteckspannung Y(t) über eine Periode vermindert sich daher mit dem Anwachsen des Eingangssignals E_a und nimmt umgekehrt zu mit einem Kleinerwerden dieses Signals. Es läßt sich nachweisen, daß dieser Mittelwert E_av am Ausgang 12 des Mittelwertbildners 13 als Funktion des Eingangssignal E_s folgender Gleichung genügt:

Eav =

ln(d_z -Es- Eb) - In [E_a -E_b + Jd₁ -E₃- E_a) e _ _Td/RC

(Eb-Ea)

In(J₂ — Es — Eb) — In [E_a — E_b + (J₁ — E_s — E_a)e-^T"i^RC]

+ ln(E_a + Es- J₁)- In[E_a-E_b + (E_b + E_s- djer*di*cr\ _

(D

Es ist günstig, die Spannungen \E_a\ = \E₀\ = \Eb\ und die Schwellwerte JiZ₁J = \d\ = \d₂\ zu wählen. Unter diesen Umständen vereinfacht sich die Bestimmungsgleichung für E_av wie folgt:

In

= 1-2

-Es/E₀ - dj E₀ \ —E si E₀+ dl E₀

In

- EsIE₀ - d/E₀) (1 + E_s/E₀ - d/E₀)
(1 - EsIE₀ + dlE₀) (1 + EsIE₀ + dlE₀)

- 2 TaIRC

Es ist zweckmäßig, daß das Eingangssignal E₈ kleiner ist als E₀ und daß der Schwellwert d nur einen kleinen Bruchteil von E₀ beträgt. Je kleiner das Verhältnis von d zu E₀ und von E_s zu E₀ ist, um so besser ist die Linearität des Systems. Mit einem Ta — 0, djE₀ = 0,1 und E₈IE₀ = 0,75 beträgt die Abweichung von der Linearität unter verhältnismäßig ungünstigen Bedingungen nur noch 1,33 %.

Zusätzlich zu dem Verhältnis der Längen von Positiv- und Negativwelle der Rechteckspannung Y(t) ändert sich, wie schon oben dargetan, in Abhängigkeit von dem Eingangssignal E_s auch die Länge der ganzen Periode T₂. Die Periode T₂ ergibt sich aus der Gleichung:

T₂= 2T_d +RCIn

[Eg -E_b

d₁ -Es-

[_Ea - E_b + (E_b + E₅-

(d₂ -Es- Eb) (Ea + Es

Für IJ₁J = \d₂\ = \d\ und \E_a\ = \—Eb\ = \E₀\ gilt dann: T₂ = 2Td+ RC In ^{E°~ (E₀-d)>-Es²

Es ist zweckmäßig, daß die Summe von E_s und d kleiner ist als E₀. Es läßt sich dann zeigen, daß d/E_s eine Funktion von T₂IRC und daß die augenblickliche Ausgangsfrequenz am Ausgang 15 genau proportional zum Eingangssignal E_s ist. Dies ist ein sehr nützliches Ergebnis, da sowohl der Mittelwert als auch die Frequenz am Ausgang 15 kennzeichnend für die Augenblicksgröße des Eingangssignals sind. Demgemäß kann der Mittelwertbildner 13 zur Anzeige benutzt werden, oder es kann die Anzeige durch ein Kreuzspulinstrument oder einen sonstigen Frequenzdiskriminator erfolgen.

Beobachtungen des Ausgangssignals am Ausgang 15 mit einem Oszilloskop bestätigen die obigen Schlußfolgerungen, daß sowohl die Frequenz als auch das Zeitverhältnis der positiven zur negativen Welle der Rechteckspannung Y(t) von der Augenblicksgröße des Eingangssignals E_s abhängig sind.

F i g. 4 zeigt eine Ausführungsform für eine Schaltung nach F i g. 1 mit einer leistungsfähigen Transistoranordnung, die geeignet ist, einen Frequenzbereich bis herunter zum Gleichstrom und aufwärts bis zu Hörfrequenzen wiederzugeben, ohne einen Transformator zu benötigen.

Die bistabile Kippschaltung 16 enthält sechs Transistoren Tl bis T6 und damit zusammenwirkende Stromkreiselemente. Die Transistoren Tl und Γ3 und die zugehörigen Elemente bilden einen Schmitt-Trigger. Der Transistor Tl arbeitet in Emitter-Folgeschaltung zum Koppeln des Steuersignals X(t) an den Eingang des Schmitt-Triggers.

Die Überlagerungsschaltung 21 enthält gleiche Widerstände 31 und 32, deren gemeinsamer Punkt 33 ' mit der Basis des Transistors Tl verbunden ist. Das andere Ende des Widerstandes 31 ist mit der Eingangsklemme 11 verbunden. Das andere Ende des Widerstandes 32 ist mit dem Ausgang des Rückkopplungsnetzwerkes 17 verbunden. Im Rückkopplungsnetzwerk 17 wird die Verzögerung Td durch den Verzögerungswert erzeugt, der dem Kreis anhaftet. Der Eingang des Rückkopplungsnetzwerkes 17 ist mit dem Ausgang 15 verbunden, an dem die Emitter komplementärer Ausgangstransistoren T5 und T6 liegen.

Die Belastung 13 liegt zwischen dem Ausgang 15 und Erde. Wenn die Belastung 13 aus einem Lautsprecherpaar in Reihenschaltung besteht (vgl. F i g. 15), arbeitet sie als Mittelwertbildner, so daß das von den Lautsprechern erzeugte Hörsignal im wesentlichen mit der Wellenform des Eingangssignals E_s an der Klemme 11 übereinstimmt.

Eine Schaltung 34 mit Gleichspannungsquelle von z. B. 22,5 Volt und einem Potentiometer erzeugt am Eingang 11 eine Gleichspannung, die so eingestellt wird, daß, wenn das Eingangssignal E_s im wesentlichen Null ist, auch die Gleichspannungskomponente des Steuersignals X(t) Null wird und mit ihr auch der Mittelwert E_av des Ausgangssignals Y(t).

Dioden D 2 und D 3 am Ausgang 15 dienen zur Leitung von Strömen, die bei induktiver Belastung 13 mit Verzögerung fließen, nachdem die Transistoren T5 bzw. T6 abgeschaltet sind.

Zum Verstärken eines Hörfrequenzsignals kann dieses auf den Eingang 35 einer Kathoden-Folgeschaltung 36 gegeben werden, die durch einen Kondensator 37 mit dem Eingang 11 gekoppelt ist.

Ein Transistor T4 arbeitet als Verstärker zum Verstärken des Schaltsignals, das am Ausgang des Schmitt-Triggers erzeugt wird, und gibt das verstärkte Signal an die Basen der Ausgangstransistoren T5 und T6. Eine Diode Dl hilft, das Abschalten des Transistors zu beschleunigen.

Wenn der Ausgang 15 das Potential + E₀ übernimmt, beginnt der Kondensator 24, sich auf diesen Wert umzuladen. Der Spannungsanstieg an dem Kondensator 24 wird übertragen auf den Eingang des Schmitt-Triggers, bis der Schwellwert d_x erreicht wird und ein Kippen bewirkt. Da die genaue Zeit des Schaltens abhängig ist von der resultierenden Spannung am gemeinsamen Punkt 33 der Widerstände 31, 32, ist die Signal-Wellenform am Ausgang 15 im wesent-

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lichen eine rechteckige Wellenform, deren Mittelwert durch das Eingangssignal E_s bestimmt ist.

Wird das Ausgangssignal auf in Reihe liegende Lautsprecher gegeben, so arbeiten die Lautsprecher selbst als Mittelwertbildner, so daß das Hörfrequenzsignal, das am Eingang 35 wirksam ist, durch die Lautsprecher richtig wiedergegeben wird.

F i g. 5 veranschaulicht eine Multiplikationsschaltung zur Bildung eines Ausgangssignals als Produkt zweier Eingangssignale E_n und E_S2. Jedes Eingangssignal wird auf einen Wandler 41 gegeben, der alle Elemente, wie sie in F i g. 1 gezeigt sind, ausgenommen den Mittelwertbildner, enthält. Die Ausgänge 15 der Wandler liegen am Eingang einer logischen Verknüpfung, bestehend aus zwei UND-Toren 42, 42 A, einem ODER-Tor 425 und zwei Umkehrstuf en 42 C, 42 D. Am Ausgang der logischen Verknüpfung befindet sich der Mittelwertbildner 13, an dessen Ausgang das Mittelwertsignal E_av entsteht, das dem Produkt der Eingangssignale E_n · E_Si entspricht. Dieses System arbeitet, weil die Ausgangssignale Y₁(J:) und F₂(i) an den Ausgängen 15 statistisch voneinander unabhängig sind. Daher stimmt der Mittelwert des Produktes mit dem Produkt der Mittelwerte der einzelnen Signale an den Ausgängen 15 überein. Die Ausgangssignale Y₁(I) und Y₂(t) sind statistisch voneinander unabhängig, da die Umschaltfianken mangels fester Phasenbeziehung zueinander wohl gelegentlich, aber niemals regelmäßig zusammenfallen können, so daß sich über einen längeren Zeitraum ein exakter Mittelwert ergibt.

F i g. 6 zeigt zusätzlich einen Energiespeicher 51, der den Ausgang 15 der bistabilen Kippschaltung 16 mit dem Mittelwertbildner 13 koppelt. Die bistabile Kippschaltung 16 ist in mehrere Bestandteile aufgeteilt dargestellt; sie enthält einen einpoligen Umschalter 52, dessen Kontaktarm am Ausgang 15 liegt. Der obere Kontakt 54 ist mit einer Spannungsquelle vom Potential Ea und der untere Kontakt 55 ist mit einer Spannungsquelle vom Potential Ej, verbunden. Eine Umschaltvorrichtung 56 (bistabile Kippschaltung) empfängt das Steuersignal X(t) von der Überlagerungsschaltung 21 und bewirkt, daß der Schaltarm 53 zwischen den festen Kontakten 54 und 55 hin- und zurückschaltet in einem Zeitverhältnis, das der Größe des Eingangssignals E_s entspricht.

Der Energiespeicher 51 und der Mittelwertbildner 13 können die Elemente eines Lautsprechersystems sein. Zum Beispiel speichert die Induktivität der Lautsprecher-Schwingspule hochfrequente Schaltspannungen. Die Masse der Schwingspule und des Lautsprecherkonus wirken als Mittelwertbildner und bewirken, daß der Lautsprecher nur auf die Tonfrequenzanteile anspricht.

F i g. 7 zeigt eine Schaltung, mit der 15 Watt Höchstleistung an einen 16-Ohm-Lautsprecher mit hoher Wiedergabetreue über den gesamten Hörbereich übertragen werden können. Der einpolige Umschalter 52 in der Ausführungsform nach F i g. 6 sichert, daß der Ausgang 15 niemals gleichzeitig mit den Potentialen E₀, und Et, verbunden ist. Diese Eigenschaft des entsprechenden Transistorschaltäquivalenten mit den Transistoren TIl und T12 stellt ein wichtiges Merkmal der Ausführungsform nach F i g. 7 dar. Wenn die Transistoren 7Ί1 und T12 gleichzeitig leiten, bilden sie einen Stromweg äußerst niedriger Impedanz zwischen +30 und —30 Volt und können dadurch zerstört werden. Wie das gleichzeitige Leiten der beiden Transistoren TIl und Γ12 verhindert und dabei doch sichergestellt wird, daß der Verstärker in jedem möglichen Schaltzustand sofort nach Stromanschluß funktioniert, ist aus der folgenden Beschreibung der Arbeitsweise zu erkennen.

Die Schaltung nach F i g. 7 hat die vorteilhafte Eigenschaft, daß die Transistoren TIl und 7Ί2 unmöglich gleichzeitig leitend werden können, selbst nicht, während das Gerät eingeschaltet wird und die

ίο Betriebsspannung sich aufbaut. Das Zustandekommen dieser Eigenschaft ist aus der folgenden Diskussion der verschiedenen Schaltarten besser zu verstehen. Da die Transistoren 7Ί1 und T12 entweder leitend oder nichtleitend sein können, wenn sie als elektronische Schalter wirken, gibt es vier verschiedene Schaltzustände (Falll bis 4) gemäß der Tabelle Fig. 8A. Nimmt man an, daß die innere Rückkopplungsschleife vom Ausgang 15 zum Verbindungspunkt der Dioden D 6 und Dl unterbrochen ist, und bezeichnet das Potential am Ausgang 15 mit e, so stellen sich die Betriebsarten als Funktion von e zwischen den Grenzen -E₀ und E₀, wie in F i g. 8 B dargestellt, dar. Der vierte Schaltzustand nach Fig. 8A, bei dem beide Transistoren TIl und Π2 eingeschaltet sind, wird als unerwünscht ausgeschlossen durch die Verspannungseinrichtung zur Sicherung eines Potentionalbereiches für e zwischen E_a und Et, in welchem beide Transistoren 7Ί1 und 7Ί2 abgeschaltet sind. Für den zweiten Schaltzustand ist ein Potentionalbereich zwischen E_a und Eb erforderlich, in dem zwei Transistoren T9 und TlO gleichzeitig leitend sind. Zu diesem Zweck ist die Anode der Diode D 6 mit einem Punkt verbunden, der auf einem Potential von —8 Volt liegt, während die Kathode der Diode Dl an einem Potential von etwa +7 Volt liegt. Wenn daher das Potential e am Ausgang 15 größer als +7 Volt ist, so leitet die Diode Dl und hält den Transistor T9 nichtleitend und damit den Transistor TIl leitend. Beschleunigte Umschaltung des Transistors T9 in den nichtleitenden Zustand wird bewirkt durch Kopplung des anfänglichen Potentialanstiegs am Ausgang 15 durch einen Kondensator 71. In ähnlicher Weise wird, wenn das Potential e am Ausgang 15 unter +7 Volt sinkt, die Diode D 6 leitend und sperrt den NPN-Transistor TlO, der seinerseits den NPN-Transistor T12 leitend macht. Eine beschleunigte Umschaltung des Transistors TlO in den nichtleitenden Zustand wird erreicht durch Kopplung des anfänglichen Potentialabfalls mit seiner Basis durch einen Kondensator 76.

Durch eine Zener-Diode Zl wird die erste Betriebsweise herbeigeführt, wenn durch anfängliches Sperren des Transistors TIl Energie in den Stromkreis geliefert wird. Da die Potentiale an der Basis und am Emitter des Transistors T12 anfänglich zusammen ansteigen werden, wird der Transistor T12 leitend, nachdem der Stromkreis anfänglich eingeschaltet wird, falls dann nicht das Potential am Eingang 11 negativ ist. Im letzteren Fall würde die Einrichtung einfach nicht schalten, bis die negative Eingangsspannung aufgehoben wird, beispielsweise durch momentanes Öffnen oder Erden der Eingangsklemme 11.

Wenn der Transistor T12 leitend und der Transistor TIl sperrt, liegt am Ausgang 15 das Potential: E_b = -30 Volt.

Dieser Spannungsabfall von dem anfänglichen Nullwert wird an den Eingang des Rückkopplungsnetzwerkes 17 gegeben, was den exponentiellen Abfall hervorruft, wie er oben ausführlich beschrieben wurde

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und der auf die Überlagerungsschaltung 21 gelangt liefern. Ein Optimalwert der Induktivität 61 läßt sich

und in Verbindung mit dem Signal am Eingang 11 durch die Gleichung
einen NPN-Transistor Tl nichtleitend hält und den

PNP-Transistor Γ8 leitend macht. Durch die nunmehr ^L = [E₀/1₀] [J₁-Γ₁/Γ₂(Γ₁+2Γ)]
näher zu beschreibenden Vorgänge wird zuerst der 5

Transistor Γ12 nichtleitend und kurz danach der bestimmen, worin E₀ die durch die Transistoren Γ11 Transistor Γ11 leitend gemacht. und 7Ί2 am Ausgang 15 hervorgerufene Spitzen-Wenn der Transistor TS leitend ist, so ist das spannung, I₀ der maximale Lastgleichstrom, T₁ das Potential an seinem Kollektor, der unmittelbar mit der kürzeste Zeitintervall, in welchem das Ausgangssignal Basis des Transistors TlO verbunden ist, hoch genug, io Y(t) am Ausgang 15 in einem der beiden Zustände um diesen NPN-Transistor 7Ί0 leitend zu machen. verharrt, T₂ die Summe dieses kürzesten Zeitintervalls Ist der Transistor TlO leitend, so wird sein Kollektor und des unmittelbar vorausgehenden Intervalls, in genügend negativ, um den Transistor TYl nicht- welchem das Ausgangssignal am Ausgang 15 sich im leitend zu machen, der mit der Basis dieses Transistors anderen der beiden Zustände befindet, und T_u die durch eine Diode D 8 mit parallelliegendem Wider- 15 Zeitspanne darstellt, die zwischen dem Leitendwerden stand 72 und Kondensator 73 gekoppelt ist. einer der Dioden D10, DIl und dem Leitend werden Wenn der Transistor 7Ί2 abgeschaltet und der eines der zugehörigen Transistoren Γ11 und 7Ί2 liegt. Transistor T¹Il noch nicht eingeschaltet ist, dient eine Die Intervalle !T₁ und T₂ treten auf, wenn die Ampli-DiodeDll dazu, den fortgesetzten Stromfluß von tude des Eingangssignals E₈ ein Maximum ist. Im einer Induktivität 61 im Energiespeicher 51 zum 20 Ausführungsbeispiel ergibt sich mit E₀ = +30 Volt, Emitter von Transistor TU zu ermöglichen, bis der J₀ = I Amp.: T₁ = 2,75 μββο, T₂ = 11,0 μβεο und Transistor Γ11 leitend geworden ist. Die Diode DIl T₆ = 1,25 μββο, die Induktivität L = 43,125 μΐι aus wird während dieses Zeitintervalls leitend gemacht der Berechnung. Experimentell ergab sich beim Ausdurch den Spannungsimpuls, der über der Induktivität führungsbeispiel ein wenig niedrigerer Wert von 61 beim Abschalten des Transistors TYl entsteht und 25 40 μΐι. Vorzugsweise hat die Induktivität 61 einen sehr liefert das Potential E_a von +30 Volt an den Ausgang kleinen Ohmschen Widerstand, um die Energie-15. Der gleiche Spannungsimpuls gelangt auch vom Verluste zu verringern.

Ausgang 15 über den Kondensator 71 und die Diode Nachdem ein Wert für die Induktivität L festgelegt Dl an die Basis des Transistors T9, um diesen Tran- worden ist, wird der Wert der Kapazität C für den sistor abzuschalten und damit den Transistor Γ11 30 Kondensator des Mittelwertbildners 13 so gewählt, leitend zu machen. · daß die Resonanzfrequenz 2 π/]/LC kleiner ist als die Ist der Transistor Γ11 leitend geworden, so wird das Schaltfrequenz und größer als die höchst noch interPotential am Ausgang 15 auf E_a = +30 Volt ge- essierende Frequenz des Eingangssignals E_s.
halten. Der Potentialwechsel am Ausgang 15 von Eine aus den Dioden D 4, D 5, den Widerständen —30 auf +30VoIt ist am Eingang des Rückkopp- 35 81, 82 und dem Potentiometer 83 bestehende Schaltung lungsnetzwerkes 17 wirksam, wodurch an dessen Aus- dient zur Steuerung der Schwellwertspannungen d₁ gang die oben beschriebene exponentielle Wellenform und d₂, wobei das Potentiometer 83 einstellbar ist, erzeugt wird. Diese Exponentialwelle gelangt auf die um die Werte J₁ und d₂ um das Erdpotential zu ver-Überlagerungsschaltung 21, so daß das Potential am ändern. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist d_x Ausgang dieser Schaltung genügend ansteigt, um den 40 etwa 0,2 Volt und d₂ —0,2 Volt. Jedes Ende des Transistor Γ8 ab- und den Transistor Tl einzuschal- Potentiometers 83 ist kapazitiv mit Erde verbunden, ten. Durch den plötzlichen Spannungsabfall am so daß die Emitter der Transistoren Tl und Γ8 mit Kollektor des Transistors Tl wird der Transistor T9 der Schaltfrequenz geerdet werden,
leitend, und durch eine Folge von Vorgängen, ähnlich Im Ausführungsbeispiel nach F i g. 7 beträgt die wie sie oben beschrieben sind, ergibt sich eine wechsel- 45 Schaltfrequenz etwa 140 kHz mit gleichen Halbwellen, weise Umschaltung der Transistoren TU und TYl wenn die Spannung am Eingang 0 Volt beträgt, um vom nichtleitenden zum leitenden Zustand. eine Gleichspannung von 0 Volt am Ausgang 12 zu Die Induktivität 61 übt einige wichtige Funktionen erzeugen. Am Ausgang 12 wird die Wellenform des aus. Sie gewährleistet ein schnelles Umschalten zwi- Eingangssignals E₈ genau wiedergegeben mit 2 Volt sehen den Potentialen E_a und Eb während der Inter- 50 effektiver Spannung für eine Leistungsverstärkung valle, in denen die Transistoren Γ11 und 7Ί2 ihren größer als 40 db. Die Einrichtung ist in der Lage, ein Leitzustand wechseln. Diese schnelle Schaltung wird 16-Ohm-Lautsprechersystem zu betreiben, wie es in erzielt, wenn die Induktivität 61 durch das Abschalten den USA.-Patentschriften 2 915 588 und 3 038 964 eines der Transistoren Γ11 bzw. TYl einen Spannungs- beschrieben ist, um Schallstärken in Räumen größer stoß erzeugt. Dieser Spannungsstoß ist ausreichend, 55 als die normale Hörlautstärke mit bemerkenswerter um die Diode DlO bzw. DIl jeweils über dem anderen Wiedergabetreue zu erzeugen. Eine praktische AusTransistor wenigstens so lange leitend zu machen, führungsform mit dem prinzipiellen Aufbau nach der bis er selbst leitend ist. Andererseits ist die Induktivität Schaltung F i g. 7 und der Arbeitsweise nach F i g. 8 61 klein genug, um sicherzustellen, daß der über die mit nur vier Transistoren wurde praktisch erprobt.
Induktivität fließende Strom einmal während jeder 60 Das Ausführungsbeispiel nach F i g. 9 veranschau-Leitperiode der Transistoren Γ11 und TYl umkehrt. licht das Blockschaltbild einer Ausführungsform ins-Die Induktivität 61 ist vorzugsweise gerade so besondere zum Gebrauch in Verbindung mit einem hoch, wie es praktisch verträglich ist mit der fort- nichtlinearen Steuersystem. Das System enthält einen laufenden Aufrechterhaltung der erwünschten Schalt- Schalter 91 mit einer Schaltersteuerung 56 zum wechvorgänge. Wenn auch der Minimalwert der Induktivi- 65 seiweisen Verbinden des Ausgangs 15 mit dem Potentat 61 weniger kritisch ist, wird doch die Induktivität tial E_a oder £&. Ein Rückkopplungsnetzwerk 17 kopvorzugsweise nicht so klein gewählt, daß die Transisto- pelt den Ausgang 15 mit einer Überlagerungseinrichren TU und 7Ί2 übermäßig große Stromspitzen tung 92, die das Eingangssignal E_s nicht nur mit dem

13 14

Rückkopplungssignal £>&, sondern auch noch mit Die Schaltung nach Fig. 10 arbeitet folgendereinem weiteren Rückkopplungssignal E'_fb eines zwei- maßen. Es sei angenommen, daß anfänglich der Tränten Rückkopplungsnetzwerkes 93 überlagert, das sein sistor T16 leitend ist, so daß der Ausgang 15 im Eingangssignal vom Ausgang 12 erhält. Der Mittel- wesentlichen auf dem Potential E_a liegt, während die wertbildner 13 koppelt den Ausgang des Energie- 5 Diode D12 nichtleitend ist. Der Potentialanstieg wird Speichers 51 mit dem Ausgang 12. integriert durch das Rückkopplungsnetzwerk 17 und

Der Schalter 91 ist ein Umschalter mit Schalt- durch Kondensator 111 auf die Basis des Transistors kontakten 94 und 95, durch den wechselweise das Γ13 gekoppelt, so daß der Transistor Γ14 leitend Potential E_a oder Eb mit dem Ausgang 15 zu verbinden wird, wenn die resultierende Spannung an der Basis ist. Das Rückkopplungsnetzwerk 17 erfüllt die oben 10 des Transistors 7Ί3 die Spannung an der Basis des beschriebene Funktion der Aufrechterhaltung der Transistors T14 übersteigt. Wird der Transistor Γ14 Hochfrequenzschwingung in dem Kreis, zu dem es ge- leitend, so steigt das Potential an der Basis des Tranhört. Das Rückkopplungsnetzwerk 93 erfüllt die Auf- sistors T15 an, und die Transistoren 7Ί5 und Γ16 gäbe, die Spannung am Ausgang 12 auf einem Niveau werden gesperrt, so daß das Potential am Ausgang 15 zu halten, das durch das Signal E_s am Eingang 11 be- 15 im wesentlichen auf Erdpotential absinkt. Die Diode stimmt wird. Wenn daher der Mittelwertbildner 13 D12 leitet, sobald der Transistor T16 gesperrt ist. einen Motor enthält, der mit vorgeschriebener Ge- Durch die Diode D13 werden Aufladungen der Basis schwindigkeit angetrieben werden soll, so kann ein am am Transistor T16 abgeleitet, um den Schaltvorgang Eingang 11 auftretendes Signal benutzt werden, um zu beschleunigen.

diese Geschwindigkeit zu steuern. Das System kann 20 Der Spannungsabfall am Ausgang 12 wird durch auch zur Temperatursteuerung oder zur Steuerung das Netzwerk 17 integriert und durch den Kopplungsanderer Parameter in einem Prozeß benutzt werden. kondensator 111 übertragen, bis die resultierende

Fig. 10 zeigt die Schaltung einer Ausführungs- Spannung an der Basis des Transistors Γ13 unter die

form zur Konstanthaltung der Ausgangsspannung am Spannung am Emitter dieses Transistors absinkt und

Ausgang 12 über einen weiten Schwankungsbereich 25 der Transistor abgeschaltet wird und das Potential an

der Speisespannung an der Energiezuführung 102 der Basis des Transistors 7Ί4 ansteigen läßt, so daß

und/oder Belastung. Die dargestellte Ausführungsform dieser Transistor gesperrt wird. Mit dem Abschalten

dient praktisch als Gleichspannungsumformer von des Transistors 7Ί4 fällt auch das Potential an der

einer Speiseenergie mit hoher Spannung und kleinem Basis des Transistors 7Ί5, um die Transistoren Γ15

Strom auf eine Belastung mit großem Strom bei 30 und 7Ί6 einzuschalten und den Ausgang 15 im wesent-

niedriger Spannung, wobei die Speisespannungsquelle liehen wieder auf das Potential E_a zu bringen,

alle Stromkreiselemente der Schaltung mit Energie In dieser Ausführungsform wird die Induktivität 105

versorgt. so groß wie praktisch zulässig gewählt, während der

Die Überlagerungseinrichtung 92 enthält einen Tran- Gleichstromwiderstand sehr niedrig ist. Der Wert des sistor Γ13, dessen Emitter 11 durch eine Zener-Diode 35 Kondensators 106 wird so festgelegt, daß die Resonanz-Z2 auf im wesentlichen konstantem Potential gehalten frequenz von Kondensator 106 und Induktivität 105 wird. Dieses Potential entspricht der Eingangsspan- niedriger ist als die Schaltfrequenz,
nung E_s. Zur Regelung dienen verbindende Wider- Der genaue Schaltzeitpunkt hängt nunmehr ab vom stände 103 und 104, die in Reihe mit der Energie- Potential am Emitter des Transistors 7Ί3, das durch zuführung 102 liegen, wobei der Verbindungspunkt 40 die Zener-Diode Z 2 konstant gehalten wird, und vom zwischen den Widerständen 103 und 104 mit Hilfe Potential an der Basis des Transistors T13. Da das einer Zener-Diode Z 3 auf konstantem Potential von Rückkopplungsnetzwerk 93 den Ausgang 12 unmittel-22 Volt gehalten wird. Durch die zusätzliche Zener- bar mit jener Basis koppelt, hängt der Schaltaugen-Diode Z 3 wird eine bessere Spannungsregelung er- blick sowohl vom Potential am Ausgang 12 als auch zielt als mit einer einzigen Zener-Diode. 45 von dem höherfrequenten Schaltsignal am Punkt 15

Eine bistabile Kippschaltung 56 enthält einen Tran- ab. In dieser Schaltung bildet in Übereinstimmung mit sistor Γ14 mit zugehörigen Schaltelementen und ist dem vorliegenden Erfindungsgedanken die Einschaltmit einem Schalter 94', bestehend aus den Transistoren zeit der Transistoren 7Ί5 und Γ16 im Vergleich zur 7Ί5 und T16 in Darlington-Anordnung und einem Abschaltzeit ein Verhältnis, durch welches das Gleich-Schalter 95' mit Diode D12 verbunden. Der Energie- 50 Spannungspotential am Ausgang 12 konstant gehalten speicher 51 besteht aus einer Induktivität 105 zwischen wird, unabhängig von Schwankungen des Belastungsden Ausgängen 15 und 12, während der Mittelwert- stromes am Ausgang 12 und des Potentials der Speisebildner 13 aus einem Kondensator 106 besteht. spannung an der Klemme 102 (Energiezuführung).

Das Rückkopplungsnetzwerk 17 besteht aus Wider- Fig. 11 zeigt noch eine andere Ausführungsform, ständen 107 und 108, die in Reihe mit einem Konden- 55 insbesondere zur Aufzeichnung und Wiedergabe regisator 111 liegen, während ein Kondensator 112 zwi- strierter Daten einschließlich von Schwingungskomposchen den Verbindungspunkt der Widerstände 107 nenten bis herab zum Gleichstrom, wobei ein außer- und 108 an Erde gelegt ist. Durch den Kondensator 111 gewöhnlich hohes Nutzsignal - Störpegel -Verhältnis erwird das verhältnismäßig hochfrequente Schaltsignal zielt wird. Ein Signal am Eingang 11 wird durch eine mit der Basis des Transistors 7Ί3 gekoppelt, während 60 Übertragungsschaltung 120 nach der Erfindung (ohne das Rückkopplungsnetzwerk 93, mit einer Induktivität Mittelwertbildner) in ein Ausgangssignal Y(t) um-112 und einem in Reihe mit ihm liegenden Widerstand gewandelt, dessen Mittelwert dem Signal E_s am Ein-113, die am Ausgang 12 auftretende verhältnismäßig gang 11 entspricht. Das Ausgangssignal Y{t) wird niederfrequente Signalkomponente einschließlich der auf einen Aufzeichnungskopf 122 gegeben zur magne-Gleichspannungskomponente mit der Basis des Tran- 65 tischen Aufzeichnung auf einem Band 123. Durch sistors 7Ί3 koppelt. Der Kollektor des NPN-Transi- einen Wiedergabekopf 124 kann das aufgezeichnete stors 7Ί3 ist direkt mit der Basis des PNP-Transistors Signal zur Erzeugung von Impulsen als Wiedergabe-7Ί4 gekoppelt. signal r(t) abgenommen werden. Durch einen Rück-

15 16

bildner 126 werden die vom Band abgenommenen Fig. 14 zeigt das Blockschaltbild einer weiteren

Impulse [Wiedergabesignal r(t)] in Wellenzüge 7(0' Ausführungsform, in der die Schwellwertspannungen

von Rechteckform entsprechend der Wellenform des d_x und d₂ der bistabilen Kippschaltung 16 gesteuert

Ausgangssignals 7(0 zurückgebildet. Durch den werden. Wird die Schaltung nach der Erfindung als

Mittelwertbildner 13 wird die Form des Eingangs- 5 Verstärker für Wechselspannungssignale benutzt, so

signals E_s wiederaufgenommen. sind Linearität und Dynamik Funktionen von d_x und

F i g. 12 zeigt das Blockschaltbild eines Rück- d₂. Wird die Schaltung benutzt, um eine Ausgangsbildners 126, wie er in der Schaltung nach F i g. 11 spannung konstant zu halten, so ist die Regelgenauiggebraucht wird. Ein Differentialverstärker 141 emp- keit eine Funktion von d_x und d₂. Diese Funktionen fängt an seinem Eingang das Wiedergabesignal r(t) io lassen sich verbessern durch Steuerung von d_x und d₂, vom Wiedergabekopf 124 und gibt dieses Signal ver- in Abhängigkeit von Spannungen an einer oder mehrestärkt auf den Plus-Eingang 142 und verstärkt, aber ren Stellen der Schaltung. Wenn z. B. ein von der mit entgegengesetzter Polarität auf den Minus-Eingang Größe des Eingangssignals oder der Größe des Aus- 143 einer Impulsformerschaltung 144. Das erste Aus- gangssignals abgeleitetes Signal zur Steuerung von d_x gangssignal des Verstärkers 141 wird auf eine Teil- 15 und d₂ benutzt wird, derart, daß die Differenz d schaltung I mit Gleichrichter 144 a und das umge- zwischen den Schwell werten d_it d_z umgekehrt prokehrte Signal auf eine Teilschaltung II mit Gleich- portional der Größe des Eingangs- oder Ausgangsrichter 144 b gegeben zur Erzeugung von Impulszügen signals ist, läßt sich die Verstärkungslinearität ver-/(O und g(t) am Ausgang dieser Teilschaltungen. Die bessern. Diese Verbesserung ist dadurch zu erklären, Zeitbeziehung dieser Signale zu den vom Band abge- 20 daß der Grad der Nichtlinearität mit der Größe des nommenen Signalen ist in Fig. 13 dargestellt. Die Eingangssignals E₈ zunimmt, aber mit größer werden-Gleichrichter 144 a und 144 b sind so ausgebildet, daß, der Schwellwertdifferenz d abnimmt. Es ist daher wie aus Fig. 13 hervorgeht, nur die Spitzen der zweckmäßig, die Schwellwertdifferenz möglichst groß Wellenzüge zur Auswirkung kommen. zu machen und zu diesem Zweck das Eingangs- oder

Die Signale /(O und g(t) werden auf Spitzen- 25 Ausgangssignal zur Regelung der Schwellwertspan-

detektoren 145 a und 145 b gegeben, in denen Trigger- nungen heranzuziehen.

impulse m(t) ^UQd n{t) erzeugt werden, deren Anfangs- In Fig. 14 werden von einer Steuereinheit 131

flanken mit den Zeitpunkten übereinstimmen, in zur Regelung von d Steuersignale vom Eingang 11,

denen die vom Band abgenommenen Wiedergabe- Ausgang 15 der bistabilen Kippschaltung 16 und vom

signale r(0 die Steigung 0 haben. 30 Ausgang 12 auf die Steuereinheit gebracht. Eines oder

Durch die Triggerimpulse m{t) und n{t) wird eine mehrere dieser Signale können zur Bildung der Regel-Flip-Flop-Einrichtung 146 hin- und hergeschaltet, spannung für die Schwellwertdifferenz verwendet welche das Ausgangssignal n(f) erzeugt, das eine werden, welche auf die Emitter der Transistoren Tl Rekonstruktion des auf den Schreibkopf 122 ge- und TS einer Schaltung nach F i g. 7 gegeben wird, gebenen Ausgangssignals 7(0 darstellt. Mit handeis- 35 beispielsweise an Stelle der Spannungen von den üblichen Schaltelementen läßt sich beispielsweise eine Dioden D 4 und D 5, um d_x und d₂ zu steuern. Geeignet Schaltung nach Fig. 11 und 12 aufbauen, die für gepolte Dioden zur Gleichrichtung einer oder mehrerer Signale mit Frequenzkomponenten vom Gleichstrom dieser Signale zwecks Vorspannung der Emitter der bis zu 30OkHz bei einem Störpegelverhältnis von Transistoren Tl und TS können zur Vereinfachung 65 db zur Bandaufzeichnung zu gebrauchen ist. 40 der Schaltung vorgesehen sein.

Physikalische Größen

C Kapazität von 24

d_x oberer Schwellwert

0*2 unterer Schwellwert

E₈ Eingangssignal, Empfangssignal

E_S1, E₈₂ Eingangssignale

Ea positive Spannungen 1 _ ' " '

Eb negative Spannungen ) Grenzspannungen

Efb, Ef_b Rückkopplungssignale

E₀ Spitzenspannung am Ausgang 15 (F i g. 7)

E₁ Maximum von Efb zur Zeit t₂

E₂ Minimum von Ef_b zur Zeit t₂

Eav Mittelwert von 7(0, Mittelwertsignal

/(0, g(0 Impulszüge in Fig. 12, 13

I₀ maximaler Lastgleichstrom (F i g. 7)

L Induktivitätswert der Induktivität 61

m{t), n(t) Triggerimpulse

N Widerstandswert von 23

s(t) Ausgangssignal

To Zeitspanne (F i g. 7)

Ta Verzögerungszeit von 22

k, h, t₃, i₄, t_s Zeiten

T₁ Länge der Negativwelle von Efb und 7(0

T<t Periodendauer von Efb und 7(0

Z(O Steuersignal für 16, X(t) = E₈ + E_fb

7(0 breitenmoduliertes Ausgangssignal von 16 (Rechteckspannung)

Ausgangssignale

17

Bezugszeichenliste F i g. 1 bis 3 und weitere

11 Eingang für E_s

12 Ausgang von 13 für E_ab

13 Mittelwertbildner für Y(t) (Belastung)

15 Ausgang von 16 für Y(t)

16 bistabile Kippschaltung

17 Rückkopplungsnetzwerk

21 Überlagerungsschaltung

22 Verzögerungsglied in

23 Reihenwiderstand in

24 Kondensator in

Fig. 4

Tl bis T6 Transistoren

D₁, D₂, D₃ Dioden

31 Widerstand in

32 Widerstand in

33 gemeinsamer Punkt von 31 und

34 Schaltung zur Erzeugung einer Gleichspannung als Eingangsspannung E_t-

35 Eingang von

36 Kathodenfolgeschaltung

37 Kondensator

41 Wandler 42, 42 A UND-Tore 425 ODER-Tor

42 C, 42 D Umkehrstufen

Fig. 6

51 Energiespeicher

52 einpoliger Umschalter

53 Schaltarm von

54 oberer Kontakt von 52 (E₀)

55 unterer Kontakt von 52 (E_b)

56 bistabile Kippschaltung entsprechend

Fig. 7

TJ, T8 Transistoren

T9, TlO Transistoren

TU, TVl Transistoren D₄, D₅, D₆, D₇, D₈, D₁₀, D₁₁ Dioden

71 Kondensator 76 Kondensator Zl Zener-Diode

61 Induktivität in

72 Widerstände 81,

73 Kondensator 83 Potentiometer

91 Schalter

92 Überlagerungseinrichtung

93 zweites Rückkopplungsnetzwerk für Rückkopplungsspannung E/_b 94, 95 Kontakte von

94', 95' Schalter

102 Energiezuführung (Eingang)

T₁₃, T₁₄ Transistor T₁₅, T₁₆

Zl, Z3 Zener-Dioden

103, 104 Widerstände 107, 108,

D12, D13 Dioden

105 Induktivität

106, 111, 112 Kondensatoren

19

120 Übertragungsschaltung gemäß F i g. 1 ohne

122 Aufzeichnungskopf

123 Band

126 Rückbildner

Fig. 12, 13

141 Differentialverstärker

142 Plus-Eingang von 144

143 Minus-Eingang von

144 Impulsformerschaltung I, II Teilschaltungen

144 a Gleichrichter in I

1446 Gleichrichter in II

245 L \ Spitzendetektoren

146 Flip-Flop-Einrichtung

131 Steuereinheit

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Umsetzung eines Eingangssignals in breitenmodulierte Impulse als Ausgangssignal, deren Frequenz größer ist als die höchst zu übertragende oder zu regelnde Frequenz, insbesondere zur Übertragung, Verstärkung oder Regelung von Spannungen, dadurch gekennzeichnet, daß eine bistabile Kippschaltung (16) von einem Steuersignal X(t) gesteuert wird, das in einer Überlagerungseinrichtung (21) aus der Überlagerung des Eingangssignals (E_s) mit dem Rückkopplungssignal (Efb) aus einem Rückkopplungsnetzwerk (17) entsteht, das von dem Ausgangssignal Y(t) der bistabilen Kippschaltung (16) gespeist wird, und daß das Rückkopplungsnetzwerk (17) aus einem Integrierglied (RC) besteht, das so dimensioniert ist, daß sich durch die Rückkopplung eine Eigenschwingung der Vorrichtung mit der gewünschten Frequenz des Ausgangssignals Y(t) ergibt.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang der bistabilen Kippschaltung (16) ein Mittelwertbildner (13) angeschlossen ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Rückkopplungsnetzwerk (17) mit einem Verzögerungselement versehen ist, das eine gewisse Zeitverschiebung (7"^) für den Beginn der exponentiellen Anstiege und Abfälle des in dem Rückkopplungsnetzwerk (17) erzeugten Rückkopplungssignals (Eft,) gegenüber dem Äusgangssignal Y(t) der bistabilen Kippschaltung (16) bewirkt.

4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (15) der bistabilen Kippschaltung (16) über einen Energiespeicher (51) mit dem Mittelwertbildner (13) gekoppelt ist.

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Mittelwertbildner (13) aus einer Induktivität besteht.

6. Anordnung nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Rückkopplungseinrichtung (93) zur Rückkopplung vom Ausgang (12) des Mittelwertbildners (13) auf die Überlagerungseinrichtung (21) vorgesehen ist, so daß ein resultierendes Steuersignal X(t) aus dem Empfangssignal (Es) und den beiden Rückkopplungssignalen (Efb) und (Ef₀) gebildet wird.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung einer stabilisierten Ausgangsspannung als Mittelwertsignal (Eav) der Eingang (11) mit einer stabilen Gleichspannungsquelle verbunden ist.

8. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in der bistabilen Kippschaltung (16) zur Erzielung größerer Ausgangsleistungen (Verstärker) ein PNP- und ein NPN-Transistor (TU, 7Ί2) vorgesehen sind, daß ferner zwei Spannungen (z.B. +7VoIt, -8VoIt) entgegengesetzter Polarität vorgesehen sind und daß die Spannungsquelle für diese verschiedenen Spannungen (+ 7 Volt, — 8 Volt) mit Vorspannungsmitteln (D6, Dl, Zl) derart verbunden ist, daß nur drei Schaltungsarten möglich sind, nämlich erstens mit leitendem erstem und nichtleitendem zweitem Transistor, zweitens mit nichtleitendem erstem und zweitem Transistor, und drittens mit nichtleitendem erstem und leitendem zweitem Transistor, während die vierte Schaltungsart mit leitendem erstem und zweitem Transistor ausgeschlossen ist.

9. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Ausgang (15) der bistabilen Kippschaltung (16) und den Mittelwertbildner (13) ein Magnetspeicher (122, 123, 124) eingeschaltet ist.

10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß an den Magnetspeicher (122, 123, 124) eine bistabile Wiedergabevorrichtung (126) angeschlossen ist, die ihrerseits mit dem Mittelwertbildner (13) gekoppelt ist.

11. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangssignale Y₁ (t) und F₂(O von zwei Anordnungen nach Anspruch 1 auf eine logische Verknüpfungsschaltung (42,4 bis 42D) gegeben werden, deren Ausgangssignal nach Mittelwertbildung dem Produkt aus den beiden Eingangssignalen (E_S1 und E_S2) entspricht.

12. Anordnung nach Anspruch 1 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß zur Herabsetzung der nichtlinearen Verzerrungen bzw. Verbesserung der Regelgenauigkeit die Differenz (d) der beiden Schwellwertsignale (^₁, d₂) durch ein aus dem Eingangs- oder Ausgangssignal [E_s oder Y(t) bzw. E_av] abgeleitetes Steuersignal geregelt wird, derart, daß die Differenz (d) mit kleiner werdendem Eingangs- oder Ausgangssignal größer wird.