CN102037642A - Pwm开关放大器的预测性反馈补偿 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了预测性反馈补偿(PFC)电路的方法和***，该电路通过基于电源电压或输出脉冲振幅预补偿脉宽调制(PWM)输入来抑制由PWM开关放大器中的电源电压变化和输出振幅开关非理想特性导致的失真。与先前PWM输出信号有关的输出振幅误差被用来预测未来PWM输出信号预期的输出振幅误差。然后这些预测输出振幅误差被用来调节未来PWM输出信号的脉宽。也可通过提供与PWM输入信号的预补偿有关的定时反馈信号来应用闭环宽度调节。传统反馈技术也可连同预测性反馈补偿(PFC)电路一起使用。

Description

PWM开关放大器的预测性反馈补偿
技术领域
本发明涉及D类放大器，并且更具体地涉及在D类放大器中抑制由电源变化和输出振幅开关非理想特性导致的失真和噪声。
背景技术
D类开关放大器的性能对于来自电源变化和开关非理想特性的退化敏感。由于在全标度调制下电源抑制(PSR)基本为0dB，因此电源变化构成重要的误差源。尽管模拟反馈技术已经成功采用模拟PWM(脉宽调制)放大器来减轻这些退化，但因为不相容域和处理潜伏期，所以向数字PWM放大器应用反馈是有问题的。
减轻这些退化的一种现有方法采用开环数字预补偿，如图1A(现有技术)所示。开关放大器实施例100接收数字PCM(脉码调制)信号，并用音量(VOL)控制模块102处理它们。音量控制模块102的输出被提供给PWM(脉宽调制)控制器104。PWM控制器(PWM)104向驱动器106输出PWM信号。驱动器106为D类开关放大器提供PWM输出信号(PWMOUT)。为了帮助调节由于电源变化引起的PWM输出信号(PWMOUT)中的误差，该现有解决方案为将驱动器106的电源电压供应到模数转换器(ADC)108，并且然后供应到滤波器110，从而向音量控制模块102提供反馈信号。然后基于从滤波器110接收的反馈信号调节由音量控制模块102应用到输入PCM信号的增益。因此，该现有途径试图通过电源电压(Vp)反馈信号来补偿电源电压(Vp)的变化导致的输出信号中的振幅误差，该电源电压(Vp)反馈信号调节输入PCM信号的振幅。
另一现有方法采用PWM脉冲面积的闭环反馈，如图1B(现有技术)所示。开关放大器实施例150包括PWM控制器(PWM)104，该PWM控制器(PWM)104接收PCM信号并且输出PWM信号到脉冲边沿误差校正(PEDEC)模块152。来自PEDEC模块152的输出信号被提供给驱动器106，该输出信号是经边沿校正的PWM信号。驱动器106为D类开关放大器提供PWM输出信号(PWMOUT)。为了帮助调节PWM输出信号(PWMOUT)中的误差，该现有解决方案将PWM输出信号(PWMOUT)作为反馈信号发送到误差处理模块154。误差处理模块154也从PWM控制器104接收PWM输入信号作为参考信号。然后误差处理模块154向PEDEC模块152输出边沿误差校正信号。PEDEC模块152使用这些边沿误差校正信号来调节PWM输入信号的边沿，从而来自PEDEC模块152的PWM输出信号156是经边沿校正的PWM信号。该现有方法试图通过比较PWM输出信号的脉冲面积和PWM输入信号的脉冲面积并且然后调节PWM信号的边沿来补偿面积差，从而补偿输出信号中的PWM脉冲面积误差。
尽管采用这些方法能够减轻数字PWM放大器的非理想效应，但缺乏改善开环开关放大器的固有电源抑制、失真和阻尼性能的解决方案。
发明内容
本发明公开了预测性反馈补偿(PFC)电路的方法和***，该电路通过基于电源电压或输出脉冲振幅预补偿PWM输入来抑制脉宽调制(PWM)开关放大器中的电源电压变化和输出振幅开关非理想特性导致的失真。与先前PWM输出信号有关的输出振幅误差被用来预测未来PWM输出信号预期的输出振幅误差。然后这些预测输出振幅误差被用来调节未来PWM输出信号的脉宽。也可通过提供与PWM输入信号的预补偿有关的定时反馈信号来应用闭环宽度调节。传统反馈技术也可连同预测性反馈补偿(PFC)电路一起使用。如下面描述，可实施其它特征和变化，并且也可利用相关方法和***。
在一个实施例中，公开一种校正由脉宽调制(PWM)信号驱动的开关放大器中的输出振幅误差的方法。该方法包括：接收具有输入脉宽的脉宽调制(PWM)输入信号；基于现有PWM输出信号预测PWM输入信号的输出脉冲振幅误差；用宽度调节预补偿PWM输入信号的输入脉宽，该宽度调节基于所预测的输出脉冲振幅误差与通过脉宽加权的输出脉冲振幅的比率；以及通过开关放大器输出PWM输出信号，该PWM输出信号具有基于PWM输入信号的预补偿脉宽的脉宽。在一个进一步的实施例中，预补偿步骤可包括用宽度调节预补偿PWM输入信号的输入脉宽，该宽度调节基于所预测的输出脉冲振幅误差与通过PWM输入信号的输入脉宽加权的输出脉冲振幅总值的比率，从而产生PWM输入信号的预补偿脉宽。在另一个进一步的实施例中，预补偿步骤可包括用宽度调节预补偿PWM输入信号的输入脉宽，该宽度调节基于预测输出脉冲振幅误差与通过现有PWM输入信号的预补偿脉宽加权的输出脉冲振幅期望值的比率，从而产生PWM输入信号的预补偿脉宽。
进一步地，预补偿步骤可通过调节PWM输入信号的仅一个边沿的脉宽来实现，或通过调节PWM输入信号的两个边沿的脉宽来实现(即，对称调节或非对称调节)。更进一步地，可接收两个PWM输入信号，从而信号信息存在于两个信号之间的差值中，并且两个PWM输入信号中的每一个的脉宽都可以在被输出作为两个PWM输出信号之前被预补偿。另外，输出脉冲振幅误差可与单个现有PWM输出信号有关，或输出脉冲振幅误差可与多个现有PWM输出信号有关。
更进一步地，可通过测量电源电压的变电流或交流(AC)成分来基于现有PWM输出信号预测PWM输入信号的输出脉冲振幅误差，从而实施预测步骤。并且可通过比较总电源电压和表示期望输出脉冲振幅的参考电压来测量电源电压的变电流或交流(AC)成分，从而实施该电源电压测量。在进一步的实施例中，可通过测量PWM输出信号的输出脉冲振幅的变电流或交流(AC)成分来基于现有PWM输出信号预测PWM输入信号的输出脉冲振幅误差，从而实施预测步骤。并且可通过比较输出脉冲振幅总值和表示期望输出脉冲振幅的参考电压来测量PWM输出信号的输出脉冲振幅的变电流或交流(AC)成分，从而实施该输出振幅测量。
在进一步的实施例中，预补偿步骤可包括用宽度调节预补偿PWM输入信号的输入脉宽，以产生具有预补偿脉宽的预补偿PWM信号，从而闭环反馈强制使通过脉宽加权的预测输出脉冲振幅误差等于预补偿脉宽和通过输出脉冲振幅加权的输入脉宽之间的定时差(timing difference)。另外，该方法可进一步包括通过比较预补偿PWM信号的上升沿和基于PWM输入信号的参考边沿，并通过比较预补偿PWM信号的下降沿和基于PWM输入信号的参考边沿，来确定定时差。更进一步地，该方法可包括使用基于PWM输入信号的参考上升沿来进行上升沿比较，并使用基于PWM输入信号的参考下降沿来进行下降沿比较。该方法也可包括生成第一定时反馈信号以减少基于定时差的预补偿PWM信号的上升沿的转换时间(time-of-transition)，或生成第二定时反馈信号以增加基于定时差的预补偿PWM信号的上升沿的转换时间，并包括生成第三定时反馈信号以减少基于定时差的预补偿PWM信号的下降沿的转换时间，或生成第四定时反馈信号以增加基于定时差的预补偿PWM信号的下降沿的转换时间。
进一步地，预补偿步骤可包括通过PWM输入信号的输入脉宽对预测输出脉冲振幅误差加权，并通过输出脉冲振幅总值对预补偿脉宽和输入脉宽之间的定时差加权，以使宽度调节基于预测输出脉冲振幅误差与通过输入脉宽加权的输出脉冲振幅总值的比率。预补偿步骤也可包括通过预补偿脉宽对预测输出脉冲振幅误差加权，并通过输出脉冲振幅期望值对预补偿脉宽和输入脉宽之间的定时差加权，以使宽度调节基于预测输出脉冲振幅误差与通过预补偿信号脉宽加权的输出脉冲振幅期望值的比率。
在另一实施例中，公开一种具有输出脉冲振幅误差校正的数字开关放大器。该数字开关放大器可包括振幅误差预测电路、宽度调节电路和开关放大器驱动器电路。振幅误差预测电路可被配置为感测表示PWM输出信号的输出脉冲振幅的电压，以使用感测的电压确定PWM输入信号的预测输出脉冲振幅误差，并输出预测性误差校正信号，该误差校正信号与预测输出脉冲振幅误差和通过脉宽加权的输出脉冲振幅的比率成比例。宽度调节电路可被耦合以接收预测性误差校正信号和具有脉宽的PWM输入信号，并可被配置为输出具有预补偿脉宽的预补偿PWM信号，该预补偿脉宽表示基于预测性误差校正信号的宽度调节。并且开关放大器驱动器电路可被配置为接收预补偿PWM信号并驱动PWM输出信号。
进一步地，预测性误差校正信号可基于预测输出脉冲振幅误差与通过PWM输入信号的输入脉宽加权的输出脉冲振幅总值的比率。在另一进一步的实施例中，预测性误差校正信号可基于预测输出脉冲振幅误差与通过现有PWM输入信号的预补偿脉宽加权的输出脉冲振幅期望值的比率。更进一步地，振幅误差预测电路可被配置为感测电源电压的变电流或交流(AC)成分，以基于现有PWM输出信号预测PWM输入信号的输出脉冲振幅误差。可替换地，振幅误差预测电路可被配置为感测PWM输出信号的输出脉冲振幅的变电流或交流(AC)成分，以基于现有PWM输出信号预测PWM输入信号的输出脉冲振幅误差。
在更进一步的实施例中，宽度调节电路可被配置为输出具有基于宽度调节的预补偿脉宽的预补偿PWM信号，从而闭环反馈强制使通过脉宽加权的预测输出脉冲振幅误差等于预补偿PWM脉宽和通过输出脉冲振幅加权的输入脉宽之间的定时差。进一步地，宽度调节电路可包括定时比较电路、求和电路和可变宽度电路，该定时比较电路被配置为基于PWM输入信号和预补偿PWM信号之间的比较生成定时反馈信号，该求和电路被配置为将预测性误差校正信号与定时反馈信号结合并提供校正信号，该可变宽度电路被配置为接收校正信号并输出预补偿PWM信号。更进一步地，定时比较电路可包括边沿检测电路，该边沿检测电路被配置为比较预补偿PWM信号的预补偿脉宽和基于PWM输入信号的参考脉宽，以确定预补偿PWM信号和PWM输入信号之间的宽度调节定时关系，并基于宽度调节定时关系提供定时反馈信号。
进一步地，边沿检测电路可包括上升沿检测电路和下降沿检测电路，该上升沿检测电路被配置为比较预补偿PWM信号的上升沿和基于PWM输入信号的参考边沿，该下降沿检测电路被配置为比较预补偿PWM信号的下降沿和基于PWM输入信号的参考边沿。更进一步地，上升沿检测电路可被配置为使用基于PWM输入信号的参考上升沿来进行上升沿比较，并且下降沿检测电路可被配置为使用基于PWM输入信号的参考下降沿来进行下降沿比较。另外，上升沿检测电路可进一步被配置为生成第一定时反馈信号以减少基于定时差的预补偿PWM信号的上升沿的转换时间，或生成第二定时反馈信号以增加基于定时差的预补偿PWM信号的上升沿的转换时间，并生成第三定时反馈信号以减少基于定时差的预补偿PWM信号的下降沿的转换时间，或生成第四定时反馈信号以增加基于定时差的预补偿PWM信号的下降沿的转换时间。
更进一步地，可通过输出脉冲振幅总值对定时反馈信号加权，并且其中宽度调节基于预测输出脉冲振幅误差与通过PWM输入信号的输入脉宽加权的输出脉冲振幅总值的比率。可替换地，可通过输出脉冲振幅值对定时反馈信号加权，并且其中宽度调节基于预测输出脉冲振幅误差与通过预补偿PWM信号的预补偿脉宽加权的输出脉冲振幅期望值的比率。
如下面描述，可实施其它特性和变化，并且也可利用相关方法和***。
附图说明
注意附图仅图示说明该发明的示例性实施例，因此不应认为是对该发明的范围的限制，因为该发明可接纳其它同等有效的实施例。
图1A(现有技术)是现有解决方案的框图，该现有解决方案使用电源电压预测信号来调节应用于PCM(脉码调制)数字输入信号的增益。
图1B(现有技术)是现有解决方案的框图，该现有解决方案使用基于PWM输入/输出信号的面积比较的反馈信号来调节PWM信号的边沿。
图2A、2B、2C和2D是包括用于宽度调节的预测性反馈补偿(PFC)电路的开关放大器的实施例的框图。
图3是包括预测性反馈补偿(PFC)电路的开关放大器的详细框图。
图4是示出具有脉冲误差的解构脉冲的信号图。
图5是可用来提供预测性反馈补偿的负沿延迟单元的电路图。
图6A是具有开环脉宽调节的预测性反馈补偿(PFC)的电路图。
图6B是图6A的预测性反馈补偿(PFC)的定时图。
图7是线性内插预测器的电路图。
图8A和8B是PWM开关放大器的电路图，该PWM开关放大器包括具有线性内插预测器和反馈积分器的预测性反馈补偿(PFC)。
图9A和9B是PWM开关放大器的差分实施例的电路图，该PWM开关放大器包括预测性反馈补偿(PFC)和反馈滤波器。
图10A、10B和10C是具有闭环脉宽调节电路的预测性反馈补偿(PFC)的实施例的框图。
图11是图10A的闭环脉宽调节电路的示例性定时图。
图12是图10A、10B和10C的闭环脉宽调节电路的更一般实施例的框图。
具体实施方式
本发明公开了通过使用预测性反馈补偿来抑制PWM(脉宽调制)开关放大器(例如D类数字音频放大器)中由电源电压变化和输出振幅开关非理想特性导致的失真和噪声的方法和***。
如在此描述，预测性反馈补偿(PFC)提供这样一种方法，即该方法使用来自(多个)先前脉冲帧的输出振幅误差信息来预测对当前脉宽调节多少，从而正确补偿开关放大器中的增益非理想特性，该增益非理想特性是由电源电压变化(以及可选地由开关非理想特性如rdson的变化导致的其它输出振幅变化，rdson表示输出驱动晶体管的漏极和源极之间的电阻)导致的。在此描述的PFC方法的性能益处是预补偿信号可用来逐帧校正非理想特性，由此帮助防止输出信号在第一位置被破坏，而仍不使开环放大器的音频瞬态响应退化。因为电源脉动以混频、倍增方式非线性地破坏开关放大器的带内输出，所以有利于用前向路径消除或衰减内调制产物。也可通过向PFC电路添加反馈环路来改善整体性能。
图2A、2B、2C和2D是包括预测性反馈补偿(PFC)电路的开关放大器的实施例的框图，该预测性反馈补偿电路用于调节脉宽以减轻PWM输出脉冲振幅误差。在这些实施例的每一个中，宽度调节电路202接收未补偿的PWM输入信号，并使用预测性误差校正信号206来向输出驱动器产生具有预补偿脉宽的PWM输入信号，该预补偿脉宽在输出驱动器中已经针对PWM输出信号中的预测振幅误差而被调节。图2A使用未补偿的PWM输入信号(输入到宽度调节电路)和预测的电源电压误差来提供预测性误差校正信号206。图2B使用预补偿PWM信号(宽度调节电路的输出)和预测的电源电压误差来提供预测性误差校正信号206。图2C使用未补偿的PWM输入信号和预测的PWM输出脉冲振幅来提供预测性误差校正信号206。而图2D使用预补偿PWM信号和预测的PWM输出脉冲振幅来提供预测性误差校正信号206。现在更详细地讨论这些实施例中的每一个。
图2A是开关放大器200A的框图，开关放大器200A包括用于脉宽调节的预测性反馈补偿(PFC)，该PFC通过使用未补偿的PWM输入信号和预测的电源电压来检测和预测振幅误差，从而提供预测性误差校正信号206。如图所示，音频PCM输入信号被PWM控制器104接收，并且PWM控制器104的输出被提供给宽度调节电路202。宽度调节电路202进而向驱动器106提供经宽度调节的PWM信号。然后驱动器106产生PWM输出信号，例如针对D类数字音频PWM开关放大器来说表现为B-脉冲(B)输出信号和D-脉冲(D)输出信号。
驱动器106也被耦合以从电源电压(Vp)接收电能。然而，电源电压(Vp)可能具有导致PWM输出信号中的振幅误差的变化，并且这些误差转化为D类数字音频开关放大器的用户听到的音频输出中的失真和噪声。为了补偿这些振幅误差，振幅误差预测电路204生成预测性误差校正信号206并将该信号提供给宽度调节电路202。
振幅误差预测电路204接收电源电压(Vp)并输出预测性误差校正信号206。振幅误差预测电路204也从PWM控制器104接收PWM输入信号，并利用此PWM输入信号进行其误差处理。宽度调节电路202和振幅误差预测电路204形成预测性反馈补偿(PFC)201。如果需要，也可提供可选的反馈。例如，来自PWM输出信号(PWMOUT)的反馈信号和来自PWM输入的参考信号可被提供给反馈处理模块208。反馈处理模块208可比较PWM输入与PWM输出信号，然后向PFC 201内的边沿校正电路提供反馈误差校正信号。因此，在此描述的PFC方法可连同反馈***一起使用。
图2B是包括用于脉宽调节的预测性反馈补偿的开关放大器200B的框图，该预测性反馈补偿通过使用预补偿PWM信号和预测的电源电压来检测和预测振幅误差，从而提供预测性误差校正信号206。在大多数方面，图2B中的实施例200B与图2A中的实施例200A相似。这两个实施例之间的不同之处是，对于图2B中的实施例200B，振幅误差预测电路204接收被提供作为宽度调节电路202的输出的预补偿PWM信号，而不是如图2A中的实施例200A那样接收来自PWM控制器104的未补偿PWM输入信号。
图2C是包括用于脉宽调节的预测性反馈补偿的开关放大器200C的框图，该预测性反馈补偿通过使用未补偿的PWM输入信号和预测的PWM输出振幅误差来检测和预测振幅误差，从而提供预测性误差校正信号206。在大多数方面，图2C中的实施例200C与图2A中的实施例200A相似。这两个实施例之间的不同之处是，对于图2C中的实施例200C，振幅误差预测电路204从驱动器电路106的输出接收PWM输出信号的脉冲振幅，而不是如图2A中的实施例200A那样接收电源电压(Vp)。进一步注意振幅误差预测电路204可包括被耦合以接收PWM输出信号的脉冲振幅的采样-保持电路。
图2D是包括用于脉宽调节的预测性反馈补偿的开关放大器200D的框图，该预测性反馈补偿通过使用预补偿PWM信号和预测的PWM输出振幅误差来检测和预测振幅误差，从而提供预测性误差校正信号206。在大多数方面，图2D中的实施例200D与图2A中的实施例200A相似。这两个实施例之间的一个不同之处是，对于图2D中的实施例200D，振幅误差预测电路204接收被提供作为宽度调节电路202的输出的预补偿PWM信号，而不是如图2A中的实施例200A那样从PWM控制器104接收未补偿的PWM输入信号。这两个实施例之间的另一点不同是，对于图2D中的实施例200D，振幅误差预测电路204从驱动器电路106的输出接收PWM输出信号的脉冲振幅，而不是如图2A中的实施例200A那样接收电源电压(Vp)。进一步注意振幅误差预测电路204可包括被耦合以接收PWM输出信号的脉冲振幅的采样-保持电路。
图2A、2B、2C和2D基于输出振幅误差通过检测和测量电源电压误差或直接测量输出脉冲自身的振幅来提供脉宽补偿。如进一步参考下面的图10A、10B和10C的描述，可通过使用闭环***来提高宽度调节电路的可靠性。例如，对于图2B中的实施例200B和图2D中的实施例200D，其使用由宽度调节电路202输出的经宽度调节的预补偿PWM信号来向振幅误差预测电路204提供输入，其稳定性可通过使用闭合宽度调节环路或具有伺服反馈的相似电路实现，在下面参考图10A、10B和10C讨论这些电路的示例。如果预补偿PWM信号被用于开环调节电路而不是闭环调节电路，则输出宽度趋向于渐进到最大或最小调节，这取决于预测误差校正信号的符号。
现在参考图3、4、5、6A、6B、7、8A、8B、9A、9B、10A、10B和10C讨论具有PFC电路的PWM开关放大器的各实施例。
PFC(预测性反馈补偿)方法
图3是具有附加PFC(预测性反馈补偿)模块201A和201B以处理在此描述的由电源电压变化导致的输出脉冲振幅误差的D类音频开关放大器实施例的详细框图。如图所示，PFC 201A和PFC 201B位于PWM控制器104和开关放大器106之间。PFC 201A和PFC 201B实现在此描述的有利结果。
如该示例所示，PCM数字音频输入信号由PCM到PWM转换器302接收，该PCM到PWM转换器向delta-sigma调制器304输出数字PWM信号。delta-sigma调制器304的输出是表示发送到PWM控制器104的一个PWM输出帧的数字脉宽值(PWd(N))，这进而分别针对PFC 201A和PFC 201B产生PWM输入信号。PFC 201A和PFC 201B产生分别提供给开关放大器106内的B-脉冲定时控制电路312和D-脉冲定时控制电路314的B PWM信号和D PWM信号(PWMB、PWMD)。
开关放大器电路106采用B/D PWM信号(PWMB、PWMD)，并驱动期望的负载，例如扬声器336。B-脉冲定时控制电路312为栅极驱动器320和322产生输出信号。栅极驱动器320和322分别向PMOS驱动晶体管342和NOMS驱动晶体管344的栅极提供控制信号，这进而产生施加到B-信号输出引脚(OUTB)330的B-脉冲输出信号。D-脉冲定时控制电路314为栅极驱动器324和326产生输出信号。栅极驱动器324和326分别向PMOS驱动晶体管346和NOMS驱动晶体管348的栅极提供控制信号，这进而产生施加到D-信号输出引脚(OUTD)332的D-脉冲输出信号。
无源LPF(低通滤波器)334接收B和D输出信号，并在节点352和354上提供输出信号以驱动扬声器336。无源LPF 334可包括电感器和电容器以提供重构滤波，例如连接在输出引脚330和332与输出节点352和354之间的信号路径中的电感器(L1)，连接在输出节点352和354与地之间的电容器(C1)，以及连接在两个输出节点352和354之间的电容器(C2)。
为了产生与驱动电路的电源电压有关的预测性误差校正信号，PFC 201A被连接以接收输出驱动晶体管342和344的电源电压(Vp)。如图所示，PMOS驱动晶体管342将其源极连接到电源电压(Vp)，并将其漏极连接到连接至引脚330的输出节点。NMOS驱动晶体管344将其漏极连接到连接至引脚330的输出节点，并将其源极连接接地(GND)。PFC 201A也被配置为接收和利用来自PWM控制器104的B-脉冲输出信号(PWMB)。PFC 201A进行操作以调节PWMB输出信号的脉宽，从而解决由电源电压(Vp)的变化导致的误差，如下面进一步描述。
相似地，为了产生与驱动电路的电源电压有关的预测性误差校正信号，PFC 201B被连接以接收输出驱动晶体管346和348的电源电压(Vp)。如图所示，PMOS驱动晶体管346将其源极连接到电源电压(Vp)，并将其漏极连接到连接至引脚332的输出节点。NMOS驱动晶体管348将其漏极连接到连接至引脚332的输出节点，并将其源极连接接地(GND)。PFC 201B也被配置为接收和使用来自PWM控制器104的D-脉冲输出信号(PWMD)。PFC 201B进行操作以调节PWMD输出信号的脉宽，从而解决由电源电压(Vp)的变化导致的误差，如下面进一步描述。进一步注意，B-脉冲输出信号(PWMB)和D-脉冲输出信号(PWMD)的电源电压(Vp)根据需要可以是单独信号或相同信号。
在图3示出的开环数字delta-sigma(Δ∑)D类开关放大器和无源LPF的操作中，每个PCM数字输入采样首先转化为表示期望输出脉宽的数字PWM号。然后所产生的高分辨率多位数字PWM信号被噪声成形并由PWM控制器104编码成控制开关放大器的输出状态的(多个)信号。对于单端配置，这是单一PWM信号，而对于如图3所示的BTL(桥接负载)配置，这可以是一对PWM信号(PWMB和PWMD)，桥每一侧各有一个。通过输入PWM控制信号的宽度来确定在每个输出引脚330和332处的开关输出脉冲的宽度，并且通过开关放大器电源电压电平(Vp)来确定开关输出脉冲的振幅。电源电压(Vp)和边沿转换中的变化在被滤波的输出信号中引入误差，这些误差通常与输出脉冲信号下的面积的连续积分有关。PFC 201A和PFC 201B解决的正是由电源电压(Vp)变化导致的振幅误差。
注意在图3的实施例300中，PFC 201A和PFC 201B接收电源电压(Vp)。如同图2C和2D中的实施例，PFC 201A和PFC 201B可改为接收施加到引脚330和332的PWM输出信号的脉冲振幅。另外，如果需要，PFC 201A和PFC 201B可接收电源电压(Vp)和PWM输出信号的脉冲振幅。
图4是示出脉冲面积误差的信号图。特别地，图4示出针对期望或参考脉冲面积402将单独脉冲帧的这些误差重构成基于时间的误差成分406和基于电压(或基于振幅)的误差成分404。如上所述，输出脉冲的振幅将与由输出驱动器接收的电源电压有关。回顾图4，期望或参考脉冲的振幅由项Vr表示，并且参考脉冲的脉宽由项PWi表示。该脉冲的输出振幅由项Vo表示，并且输出宽度由项PWo表示。通过使用这些标称，输出脉冲面积中的全部误差(ETOTAL)根据下面的公式可由振幅(基于电压的)误差(Ev＝(Vo-Vr)*PWi)加上宽度(基于时间的)误差(Ew＝(PWo-PWi)*Vo)来表示：
ETOTAL＝Ev+Ew＝[(Vo-Vr)*PWi)]+(PWo-PWi)*Vo＝Vo*PWo-
                         Vr*PWi
在此描述的预测性反馈补偿的目标是通过校正由面积404表示的振幅(基于电压的)误差来生成具有与期望或参考脉冲面积(Vr*PWi)相同的面积的输出脉冲。
如果总误差(ETOTAL)设为零，则Vo*PWo＝Vr*PWi。预补偿脉宽(PWo)是理想脉宽(PWi)加上脉宽校正(PWc)，得到下面的表达式：
              Vo*(PWi+PWc)＝Vr*PWi。
根据PWi(图2A和2C的每个示例)求解PWc得到下面的表达式：
     PWc＝(PWi*Vr/Vo)-PWi＝PWi*[(Vr-Vo)/Vo]。
注意，在大多数实际应用中，期望或参考脉冲振幅Vr通常是输出振幅Vo的DC成分，并且脉动(或AC)成分(Vn)通常是输出振幅绝对电压(Vo)和该期望或参考脉冲振幅(Vr)之间的差值(即，Vn＝Vo-Vr)。也可使用绝对电源电压(Vp)估计输出振幅绝对电压(Vo)(即，Vp＝Vo＝Vn+Vr)。替换和重排列项得到前馈算法：
                  PWc＝-PWi*Vn/(Vn+Vr)
                    PWc＝-PWi*Vn/Vp。
因此，可通过用抵消(counteracting)调节(PWc)预补偿输入脉宽(PWi)来消除电源脉动的影响，该抵消调节(PWc)与脉动电压(Vn)和电源电压(Vp＝Vn+Vr)的比率乘以输入脉宽(PWi)的乘积成比例。对于遵循图2B和2D的示例的该技术方案，脉动电压(Vn)表示基于现有PWM输出信号的PWM输入信号的预测输出脉冲振幅误差。并且电源电压(Vp＝Vn+Vr)表示输出脉冲振幅总值形式的输出脉冲振幅。以此方式，预补偿操作使用调节来预补偿PWM输入信号的输入脉宽，该调节基于预测输出脉冲振幅误差(Vn)与通过PWM输入信号的输入脉宽(PWi)加权的预测输出脉冲振幅总值(Vp)的比率，从而产生PWM输入信号的预补偿脉宽。
可替换地，抵消调节(PWc)可根据校正的脉宽输出PWo求解，其中PWo＝PWi+PWc(图2B和2D中的每个示例)。得到的公式为：
                Vo*PWo＝Vr*(PWo-PWc)。
再次，替换和重排列得到反馈算法：
            PWc＝PWo-(PWo*Vo/Vr)，或
            PWc＝PWo*[1-(Vo/Vr)]，或
            PWc＝PWo*[(Vr-Vo)/Vr]，或
            PWc＝-PWo*(Vn)/(Vr)。
因此，可替换地，可通过使用抵消调节(PWc)预补偿输入脉宽(PWi)来消除电源脉动的影响，该抵消调节(PWc)与校正的脉宽(PWo)乘以脉动电压(Vn)与参考(或期望)电压(Vr)的比率的乘积成比例。对于遵循图2A和2C的示例的此可替换解决方案，脉动电压(Vn)表示基于现有PWM输出信号的PWM输入信号的预测输出脉冲振幅误差。并且参考或期望电压(Vr)表示输出脉冲振幅期望值形式的输出脉冲振幅。以此方式，预补偿操作使用调节来预补偿PWM输入信号的输入脉宽(PWi)，该调节基于预测输出脉冲振幅误差(Vn)与通过现有PWM输入信号的预补偿脉宽(PWo)加权的输出脉冲振幅期望值(Vr)的比率，从而产生PWM输入信号的宽度调节(PWc)。
上述两种可替换的预补偿技术可更一般地使用下面的公式1表示。利用公式1，预补偿操作使用宽度调节(PWc)来预补偿PWM输入信号的输入脉宽(PWi)，该宽度调节(PWc)基于预测输出脉冲振幅误差(Vn)与通过脉宽(PW＝PWi或PWo)加权的输出脉冲振幅(V＝Vp或Vr)的比率。换句话说，涉及图2A和2C的公式：
        PWc＝-PWi*Vn/Vp [公式2A]
和涉及图2B和2D的公式：
        PWc＝-PWo*Vn/Vr [公式2B]
可更一般表达为以下形式：
        PWc＝-PW*Vn/V [公式1]
其中PW是PWM信号的脉宽，并且V是相关输出脉冲振幅。对于上面的公式2A，PW是现有PWM输出信号的输入脉宽(PWi)，并且V是相关输出脉冲振幅总值(Vp)。而对于上面的公式2B，PW是现有PWM输入信号的预补偿脉宽(PWo)，并且V是相关输出脉冲振幅期望值(Vr)。
进一步注意，公式1、公式2A和公式2B的预测输出脉冲振幅误差(Vn)可使用驱动输出开关放大器的电源电压来预测，和/或使用输出PWM信号本身的振幅来预测。图2A和2B提供示例性实施例，其中电源电压被用于振幅误差预测电路。因此，通过测量电源电压的变电流或交流(AC)成分基于现有PWM输出信号预测PWM输入信号的输出脉冲振幅误差(Vn)。图2C和2D提供示例性实施例，其中PWM输出信号被用于振幅误差预测电路。因此，通过测量PWM输出信号的输出脉冲振幅的变电流或交流(AC)成分基于现有PWM输出信号预测PWM输入信号的输出脉冲振幅误差(Vn)。
补偿电路结构-负沿延迟单元
图5是可用来实施预测性反馈补偿的宽度调节电路的负沿延迟单元的电路图。该电路结构500实施具有在上面公式中阐述的电压比关系的下降沿的延迟；然而，如在此描述，根据需要可调节脉冲的一个或两个边沿。如图所示，输入PWM信号(PWMi)502被施加到MOS晶体管506的栅极，MOS晶体管506将其源极连接接地，且将其漏极连接到节点508。电容器(Ct)耦连在节点508和地之间。节点508也连接到电压电流转换(Gm)模块512。在上面公式中表示输出信号(Vo)的估计振幅的电源电压(Vp)作为电压输入被提供给电压电流转换(Gm)模块512，并且然后作为电流被提供给节点508以对电容器(Ct)充电。然后节点508上的电压被连接到比较器510的输入，比较器510还接收阈值电压(Vt)作为输入。可使阈值电压(Vt)与绝对电源电压(Vp)加上偏置电压(Vb)之和成比例。如果节点508低于阈值电压(Vt)，则比较器510将输出高电平，并且如果节点508高于阈值电压(Vt)，则比较器510将输出低电平。比较器510进行操作以产生输出PWM信号(PWMd)504。
注意绝对电源电压(Vp)在这里用来表示输出信号(Vo)的估计振幅。并且期望或参考电压(Vr)用来表示输出信号的期望或参考振幅。
对于图5的负沿延迟单元500，输入PWM信号(PWMi)502的输入下降沿和输出PWM信号(PWMd)504的输出下降沿之间的延迟(τdf)520由下面公式给出：
τdf＝(Ct/Gm)*Vt/Vp+τa，
其中τa表示比较器传播的延迟。
如果使阈值电压(Vt)与通过和期望脉宽成比例的因数(α)加权的电源脉动(或AC)电压(Vn)成反比，并且使阈值电压(Vt)增加偏置电压(Vb)，则可得到下面的表达式：
Vt＝-α*Vn+Vb＝-α*(Vp-Vr)+Vb，
延迟可视为：
τdf＝-(Ct/Gm)*α*Vn/Vp+(Ct/Gm)*Vb/Vp+τa，
这是上面给出的PWc加上偏置潜伏期的形式，其中
            PWi＝(Ct/Gm)*α
是衡量与期望脉宽成比例的校正的加权因数，并且偏置潜伏期(τ1)由以下公式给出：
        τ1＝[(Ct/Gm)*Vb/Vp]+τa
如果偏置电压(Vb)被设定与控制电容器斜坡电流(ramp current)的电压(例如，通过模块512的Vp)成比例(或相等)，则一阶偏置潜伏期将是时间不变量，并且通过RC时间常数加上比较器传播延迟(τa)来确定。
根据图5的电路结构，可以配置子***以便可靠地补偿电源电压或输出脉冲振幅变化的PWM信号。实现该结果的一种可能的实施方式将参考图6A和图6B的定时图进行描述。
单端电路解决方案实施例
图6A是具有开环脉宽调节并使用图5的负沿延迟单元的预测性反馈补偿实施例600的单端实施例的电路图。图6B是图6A的预测性反馈补偿的定时图。通过查看图6A中的子***图可见，上负沿延迟单元被配置为延迟上升沿，并且下负沿延迟单元被配置为延迟下降沿。如图6B所示，S-R锁存器604的输出转换响应每种情况下的延迟边沿，导致具有被延迟τ1+τdr的上升沿和被延迟τ1+τdf的下降沿的输出脉冲(PWMpc)，其中τ1是偏置潜伏期，其中τdr是上升沿延迟，并且其中τdf是下降沿延迟。
如图6A的实施例600所示，未补偿的PWM输入信号(PWMi(T))502被接收并被发送到S-R锁存器602A的S-输入。S-R锁存器602A的反相输出(QB)被提供给晶体管506A的栅极，晶体管506A是上负沿延迟单元的一部分。节点508A被提供给比较器510A。然后来自比较器510A的输出520A通过反相器作为信号622被提供给输出S-R锁存器604的S-输入。S-R锁存器604的非反相输出(Q)是预补偿PWM输入信号(PWMpc)620，该预补偿PWM输入信号(PWMpc)620通过校正因数(ΔT)来调节它的脉宽时间(T)，使得新脉宽为T-ΔT，如下面更详细讨论。未补偿的PWM输入信号(PWMi(T))和预补偿PWM输入信号(PWMpc)620之间的差值表示用来补偿振幅误差的脉宽调节。
如图6A的实施例600所示，未补偿的PWM输入信号(PWMi(T))502也通过反相器作为信号601被发送给S-R锁存器602B的S-输入。S-R锁存器602B的反相输出(QB)被提供给晶体管506B的栅极，晶体管506B是下负沿延迟单元的一部分。节点508B被提供给比较器510B。然后来自比较器510B的输出520B通过反相器作为信号623被提供给输出S-R锁存器604的R-输入。
注意S-R锁存器604的非反相输出(Q)和反相输出(QB)同样分别被送回作为S-R锁存器602A和S-R锁存器602B的R-输入。进一步注意，两个输入S-R锁存器602A和602B能够通过防止后沿(trailing edge)在延迟的输出转换之前使斜坡电容(Ct)放电来进行窄脉冲操作。基本操作不需要这些额外的S-R锁存器，但这些额外的S-R锁存器在帮助防止无意的脉冲吞除(pulse swallowing)的同时允许对最大调制指数进行操作。
如关于图5讨论的，绝对电源电压(Vp)在每个延迟单元中通过电压电流转换(Gm)模块512A和512B被提供给节点508A和508B。进一步注意，采样-保持(S/H)模块614也在电压电流转换(Gm)模块512A和512B之前被包括在单元内，从而在电路操作期间的期望时间点上捕获绝对电源电压(Vp)。
使用电路630从绝对电源电压(Vp)618生成比较器510A和比较器510B的阈值电压(Vt)。在该实施例中电路630充当振幅误差预测电路。如上所述，绝对电源电压(Vp)618包括DC(期望或参考电压Vr)成分和AC(脉动电压Vn)成分。在一个实施例中，绝对电源电压(Vp)618被提供给滤出DC成分的高通滤波器(HPF)606。例如，抑制低于大约20Hz频率的HPF 606可用来使绝对电源电压(Vp)的脉动或AC成分(Vn)通过。然后HPF 606的输出(Vn)被提供给模块608，模块608被配置为使用未补偿的PWM输入信号(PWMi(T))502的脉宽定时在电源电压(Vp)的脉动(或AC)成分上提供加权积分和清除功能。模块608的输出通过采样-保持(S/H)模块616作为正输入被提供给求和模块610A，并作为负输入被提供给求和模块610B。绝对电源电压(Vp)也通过采样-保持(S/H)模块614作为正输入被提供给求和模块610A和610B，从而设定PFC的偏置潜伏期。求和模块610A的输出被提供作为阈值电压(Vt)输入到比较器510A，并且求和模块610B的输出被提供作为阈值电压(Vt)输入到比较器510B。
图6B是图6A的实施例600的定时图650。定时图650中展示了输入PWM信号(PWMi(T))502、反相输入PWM信号
Figure BPA00001257442600181
601、提供给S-R锁存器604的S-输入的输出信号(Sout)622、提供给S-R锁存器604的R-输入的输出信号(Rout)623，以及来自S-R锁存器604的Q输出(Qout)的预补偿PWM输入信号(PWMpc)620。如图所示，点线652表示原始输入PWM脉冲的上升沿定时(ti)。点线654表示由PFC电路600的固定定时潜伏期(tlatency)引起的在单独移动情况下的上升沿的位置。点线656表示原始输入PWM脉冲的下降沿定时(tf)。点线658表示由PFC电路600的固定定时潜伏期(tlatency)引起的在单独移动情况下的下降沿的位置。如图所示，预补偿PWM输入信号(PWMpc)620将其上升沿从仅定时潜伏期(latency only timing)延迟+ΔT/2，并将其下降沿从仅定时潜伏期加快ΔT/2，从而整体脉宽(T)在总体上变窄ΔT，以产生T-ΔT的输出宽度，如上面所述和下面更详细讨论的。
注意延迟潜伏期(τlatency)包括比较器传播延迟和由延迟单元比较器510A和510B上的偏置阈值(Vt)设定的恒定延迟。通过设定该偏置阈值电压(Vt)与同样在定时电容器(Ct)中设定电流的绝对电源电压(Vp)成比例(或相等)，导出电压的变化以及延迟潜伏期的恒定延迟部分仅取决于(Ct/Gm)时间常数。优选地，使潜伏期的绝对值足够大，从而向电源电压(Vp)中的最大峰值到峰值(peak to peak)变化提供补偿。
进一步注意，尽管图6A示出两个电压电流转换器，但这仅为阐明电路操作的简便图解。因为电容器充电电流被配置为对于上下路径相同，因此单独的电压电流转换器可与专用电流反射镜腿(mirror leg)一起用于每个充电电容器。
差分模式操作
在进一步的实施例中，上升沿和下降沿延迟差被配置为在与通过脉宽加权的绝对电源电压(Vp)的脉动(或AC)成分成比例的相同或相反方向上移动。采用该类型差分边沿延迟安排(例如，与单边沿安排相反)有助于维持在输入PWM脉冲和经调节的预补偿脉冲之间的脉冲中心的相对位置。在可替换实施例中，也可采用一般安排，由此仅一个边沿移动而其它边沿保持相对固定。更进一步地，两个边沿都可移动，但移动不同的量。
生成绝对电源电压(Vp)的脉动(或AC)成分(Vn)的一种方式是通过使用高通滤波器，例如图6A中的HPF 606。获得该绝对电源电压(Vp)的脉动(或AC)成分(Vn)的另一途径是从绝对电源电压(Vp)中减去表示绝对电源电压(Vp)的DC成分的固定参考电压。例如，固定参考电压可以是通过低通滤波器滤波的绝对电源电压(Vp)，或可以是本地生成的电压。然而，如下所述，该参考电压和实际平均输出级电源电压之间的任何静态偏移都将在输出级中的静态增益调节中导致退化的电源抑制性能。
对与脉宽成比例的电源脉动(或AC)电压进行加权的一种方便方式是使用简单积分器，从而通过以下公式给出输出振幅误差预测：
ΔVt＝α*Vn＝[τi/(Ci*Ri)]*Vn
其中τi＝每一帧的输入脉宽，且
其中Ci和Ri分别是积分电容和电阻。
由于前沿必须在知道当前脉宽之前延迟，因此这表现出小的实时问题。因此，必需基于先前的数值估计或预测当前脉宽和电源电压的脉动(或AC)成分。为了简单化，可假设与先前脉冲有关的脉宽和电源脉动电压成分是当前值的良好预测器。在图6A中，通过触发PWMi脉冲下降沿的采样-保持电路来实施脉动(或AC)信号和绝对电源电压Vp的该简单预测器。尽管该假设导致良好性能，但可用下面更详细描述的增强措施来显著改善预测。
脉宽校正分析
最终，比较器阈值电压(Vt)包括两种成分：第一成分是绝对电源电压Vp的预测，而第二成分是使用积分器模块对由脉宽加权的电源脉动(或AC)电压Vn进行的预测。这两种成分的和通过模块610A被施加到上升沿延迟单元的Vt，并且这两种成分的差通过模块610B被施加到下降沿单元的Vt。第一成分为上升沿和下降沿设定共模延迟，而第二成分设定对称调制脉宽的差模延迟，其中上升沿延迟(τdr)和下降沿延迟(τdf)可通过下面公式表示：
τdr＝[(Ct/Gm)/(Ci*Ri)]*τi*(V’n/V’p)+Ct/Gm+τa，
τdf＝-[(Ct/Gm)/(Ci*Ri)]*τi*(V’n/V’p)+Ct/Gm+τa，
其中V’n和V’p表示电压Vn和Vp的估计值。因此，输出脉宽的调节被定义为上升沿和下降沿之间的延迟差。
Δτd＝τdf-τdr＝-[2*(Ct/Gm)/(Ci*Ri)]*τi*(V’n/V’p)
Δτd＝τdf-τdr＝-K*τi*(V’n/V’p)，
其中K＝2*(Ct/Ci)/(1/(Gm*Ri))
并且PWi＝K*τi
这正是在开关放大器的输出中完全消除电源电压变化的影响，而同时维持相对脉冲中心位置所需要的形式。得到的经滤波的输出信号Vo可通过下面的关系描述，其中T是PWM帧周期：
            Vo＝[(τi+Δτd)/T]*Vp
        Vo＝(τi/T)*Vp*(1+Δτd/τi)
       Vo＝(τi/T)*Vp*(1-K*V’n/V’p)
       Vo＝(τi/T)*(Vp-K*V’n*Vp/V’p)
      Vo＝(τi/T)*(Vr+Vn-K*V’n*Vp/V’p)
Vo＝(τi/T)*{Vr+Vn*[1-K*(V’n/Vn)*(Vp/V’p)]}，
这些公式示出电源振幅变化通过以下因数衰减
    α＝1-K*(V’n/Vn)*(Vp/V’p)
其中K是三个比率的乘积，由以下公式给出：
    K＝2*(Ct/Ci)*(1/(Gm*Ri))。
对于理想成分匹配和预测，α＝0并且得到完全消除。
成分失配和预测误差
假定“r”为成分匹配容差，且悲观假设电阻器、电容器和电流镜之间的失配是相关的，则可归因于成分失配的误差大约为(1-r)3。例如如果r＝0.1％，那么电源变化将衰减超过50dB。
假设预测误差主要来自估计电源脉动是合理的，因为脉动通常是绝对电源电压的一部分。因此对于电压电平的给定绝对预测误差，(Vp/V’p)的百分比失配是(V’n/Vn)的百分比失配的一部分。
仅使用加权的V’n的先前采样来预测接下来的采样将导致预测误差等于电源可能从采样到采样变化的量。对于音调，由于零点是最大变化率的点，因此最大误差在信号为零时发生。对于频率为fm的音调和频率为fc的PWM帧率，误差将是sin(2*π*fm/fc)。假设fc＝920kHz，则具有全标度PWM调制的最终电源脉动衰减对于1kHz音调将为-43dB，且对于5kHz音调为-29dB。
可通过线性内插先前的两个采样来预测下个采样，从而大大改善该性能。该操作可用2倍增益模块和采样/保持电路来实施。
图7提供这类线性内插预测器的实施例700的电路图。输入信号702被提供给采样-保持(S/H)电路706和2倍增益模块704。增益模块704的输出作为正输入被提供给求和模块708，并且采样-保持(S/H)电路706的输出作为负输入被提供给求和模块708。求和模块708的输出为线性内插预测器提供输出信号710。线性内插预测器700可***代替图6A中的采样-保持(S/H)电路616。
在替代图6A中的采样-保持(S/H)电路616应用图7的线性内插预测器700时，通过该电路产生的输出振幅误差预测值ΔVt可表达为：
    ΔVt＝τi*Vni＝τi*(2*Vn(i-1)-Vn(i-2))，
其中Vnk表示在采样时间k处的输出脉冲振幅估计。
最大误差在信号导数的变化率最大时发生(发生在信号峰值处)，并可显示为2*(1-cos(2*π*fm/fc))。再次假设fc＝920kHz，则具有全标度PWM调制的最终电源脉动衰减对于1kHz音调为-86dB，且对于5kHz音调为-58dB。
在双边BD调制的PWM信号(在下面更详细描述)的情况下，其中差分脉宽受补偿，有效fc加倍并且最终衰减对于1kHz音调为-98dB，而对于5kHz音调为-70dB。
使用两个先前的采样估计接下来的采样提供足够的预测精确性，使得成分匹配变成使用该技术进行PSR增强的主要限制因素。
进一步注意，阈值电压(Vi)或比较器510A和510B之间的静态DC电压偏移失配不影响PSR(电源抑制)衰减，但确实在输出中引入通过下面公式表达的DC偏移(Vos)：
                  Vos＝τos*Vp/T
                Vos＝Vtos*Ct/(T*Gm)，
其中τos是比较器阈值电压偏移Vtos导致的延迟偏移。
假设PWM帧率的共模潜伏期Ct/Gm＜10％(这是合理的名义假设，尽管取决于特殊***需要和设计选择)，所产生的开环输出DC偏移为比较器之间的delta偏移的5％。
抖动和噪声考虑
注意，图6A中的模块的主要设计考量是成分匹配和最小化噪声感应抖动。它自身的成分失配仅影响可达到的电源脉动衰减，而不使期望的PWM信号完整性退化。另一方面，噪声感应抖动不影响可达到的衰减，但将使期望的PWM信号SNR(信噪比)退化。如同临界定时的PWM信号经过的任何电路一样，必须非常谨慎以便最小化转换沿上的噪声感应抖动。尽管最小化转换沿上的噪声感应抖动的大部分是电路设计，但一种***设计考虑是最小化共模潜伏期，以使充电电容器斜坡尽可能陡峭。尽管通常不应是必需的，但人们可选择在制造后测试时修整电压电流转换器电阻器Rm，从而实现对共模潜伏期和充电电容器斜坡时间的更强控制。
PFC电路与传统反馈电路结合
通过使用在此描述的PFC电路，D类开关放大器中的开环前向路径的电源抑制可被改善超过50dB。即使如此，其它基于时间和振幅的非理想特性和非线性可能被留下未受抑制。因此，希望除PFC外还添加传统反馈，从而校正这些剩余误差，并进一步增强放大器性能。
实际上，PFC使用的相同脉冲边沿延迟单元也可通过将积分反馈控制误差信号与预测性积分器的输出求和而被用于反馈控制。这将导致脉宽以驱动瞬时误差信号至零的效果增加调节。
图8A和8B一起提供包括线性内插预测器和反馈积分器的预测性反馈补偿的实施例800的电路图。除线性内插预测器700被***替代采样-保持(S/H)电路616外，预测性反馈补偿802被配置为与图6A的实施例600相同。另外，还示出单端开关放大器804，其从预测性反馈补偿802接收预补偿PWM输入信号(PWMpc)。开关放大器804被配置为与图3中的开关放大器106的B-脉冲部分相同。并且与图3的实施例类似，开关放大器804利用输出电压(Vo)来驱动扬声器，该输出电压(Vo)是通过使具有利用ΔT校正的脉宽(T)的输出PWM信号(PWMo)穿过包括电感器L1和电容器C1的重构低通滤波电路而生成的。
同样在图8A和8B中示出向预测性反馈补偿802提供反馈误差信号(Vc)的反馈滤波器806。特别地，如图所示，反馈积分器806包括差分放大器808、环路滤波器(-H(s))810和采样-保持(S/H)电路812。差分放大器808将其正输入耦合到地，并且在其输出和其负输入之间耦合反馈电容器CF。负输入进一步通过电阻器RF2耦合到反相输入PWM信号
Figure BPA00001257442600231
并通过电阻器RF1耦合到输出PWM信号(PWMo)。这些组合连接用于在放大器808的负输入处创建PWM输入信号(PWMi)和PWM输出信号(PWMo)之间的差分信号。差分放大器808的输出穿过环路滤波器(-H(s))810，然后经过采样-保持(S/H)电路812，从而产生误差反馈信号(Ve)814。该误差反馈信号(Ve)814然后耦合到PFC 802作为额外正输入传输到线性内插预测器700内的求和模块708。然而，注意实施例800说明了将传统反馈与PFC 802集成的一种方式。也可使用其它反馈技术。
在反馈滤波器806的操作中，放大器808形成电平衰减输出脉冲序列(PWMo)和输入参考脉冲序列(PWMi)之间的差的积分，从而创建瞬时误差信号。该瞬时误差信号随后由环路滤波器(-H(s))810滤波，从而创建反馈控制误差信号。该反馈控制误差信号也可在作为误差反馈信号(Ve)被提供给PFC 802之前穿过S/H电路812。如果误差信号Ve是正值，意味着输出脉冲序列(PWMo)的面积大于输入脉冲序列(PWMi)的面积，则脉冲边沿延迟单元将减小脉宽，直到输出脉冲的面积等于输入脉冲的面积，并且瞬时误差信号为零。注意，误差信号Ve也可以是负值，意味着输出脉冲序列(PWMo)的面积小于输入脉冲序列(PWMi)的面积。
有利地，该反馈很好地叠加到预测性反馈补偿上而没有任何相互干扰。PFC估计电源脉动导致的大部分误差，降低传统反馈网络需要的校正总量。
差分BTL输出的应用
前述讨论主要涉及单端开关放大器实施例。下面的讨论涉及差分实施例，图9A和9B中提供了一些示例。
通常，对于差分BTL(桥接负载)应用，单端实施方式可被用于每个信号，并且脉宽补偿将转化为差分信号。然而，该技术也可能引入不必要的差分脉冲相位调制(即，脉冲位移)。另外，如果共模相位随着差模变化(在共模载波抑制情况下即是如此)，则差分脉宽将被共模相位变化调制。这对任何脉宽补偿方案也有可能是成立的。
因此，对于希望不影响差模相位的这些应用，可优选以差分脉冲中心位置保持不变的方式专门在差分空间中实施反馈和PFC。这需要以相同的量但在不同方向上补偿定义差分脉冲的各脉冲边沿。在BD调制的大多数情况下，这些定义的脉冲边沿与两个不同的单端PWM信号有关，并因此必须协调两个PWM信号边沿之间的补偿。
因为正信号和负信号的BTL输出的对称性，所以期望的补偿方向根据信号的符号将是相反的。这种复杂性较小，并且例如可通过使用信号符号信息来颠倒每个相应PWM脉冲的边沿的补偿方向来调整。符号信息可由调制器提供，或通过比较正/负(P/N)或脉冲-B/脉冲-D(B/D)PWM信号来逻辑推测。
图9A和9B一同提供包括反馈积分器906的预测性反馈补偿(PFC)902的差分实施例900的电路图。如图所示，PFC 902包括被配置为类似图8的PFC实施例802的第一电路，该第一电路接收正差分输入PWM信号(PWMbi(T))901，并产生第一脉宽调节输出信号PWMbpc。PFC 902也包括被配置为类似图8的PFC实施例802的第二电路，该第二电路接收负差分输入PWM信号(PWMdi(T))903，并产生第二脉宽调节信号PWMdpc。注意正PWM信号(PWMbpc)930和负PWM信号(PWMdpc)932与图3中讨论的B-脉冲PWM信号(PWMB)和D-脉冲PWM信号(PWMD)有关。
进一步添加到差分实施例900的PFC 902的组件包括XOR模块960、符号(SGN)输入信号922和MUX 954和956。XOR模块960接收正差分输入PWM信号(PWMbi(T))901和负差分输入PWM信号(PWMdi(T))903，然后提供经XOR操作的输出信号到加权的积分和清除电路。符号(SGN)信号922控制接收来自每一个求和电路的输出的MUX 954和956，这些求和电路向PFC 902中的比较器提供阈值电压(Vt)。
B-脉冲PWM信号(PWMbpc)930和D-脉冲PWM信号(PWMdpc)932被提供给开关放大器904A和904B。在上面已经针对图3中的开关放大器106和图8中的开关放大器804讨论了这类开关放大器电路。与图3的实施例300相同，来自开关放大器904A和904B的输出被发送通过重构低通滤波器(LPF)电路(L1、C1、C2)以驱动输出设备(例如，扬声器336)。如图9所示，开关放大器904A的输出信号(PWMO (T-ΔT))具有由基本宽度(T)减去脉宽调节(ΔT)所得的脉宽。而开关放大器904B的输出信号(PWMDO(T+ΔT))具有由基本宽度(T)加上脉宽调节(ΔT)所得的脉宽。
反馈滤波器906类似于图8的反馈滤波器806。然而，在该实施例中，差分滤波器907在其输入处接收额外信号。在其正输入处，差分滤波器907通过电阻器接收来自开关放大器904A的输出信号(PWMBO (T-ΔT))，并通过电阻器接收输入信号(PWMbi(T))901。在其负输入处，差分滤波器907通过电阻器接收来自开关放大器904B的输出信号(PWMDO(T+ΔT))，并通过电阻器接收输入信号(PWMdi(T))903。类似于实施例806，在差分放大器907的反相输出和正输入之间以及非反相输出和负输入之间连接反馈电容器。然后反相输出和非反相输出被施加到环路滤波器(-H(s))，该环路滤波器(-H(s))将它们结合并产生采样-保持(S/H)电路的信号，该采样-保持(S/H)电路产生反馈误差信号(Ve)。如关于图8讨论的，来自反馈滤波器906的反馈误差信号(Ve)可被提供给PFC 902内的线性内插预测器电路的求和模块。
因此，基于上述单端应用所采用的同一PFC原理，实施例900进行操作以使用具有差分PFC的开环脉宽调节来实施差分BTL开关放大器，同时进行少许调整。差分PFC 902相对于PFC 802的调整包括：
1.电源的变化的delta成分的积分通过差分脉宽进行加权，该差分脉宽是通过使用XOR模块960对正(P)输入PWM信号901和负(N)输入PWM信号903执行XOR操作而创建的；
2.使用MUX 954和956将延迟比较器的互补阈值电压交叉耦合在正(P)脉冲和负(N)脉冲之间，从而P-脉冲上升沿将在与N-脉冲上升沿相反的方向上调节，并且对于各下降沿进行相似调节。
3.然后符号信号(SGN)922响应于补偿预测信号控制MUX 954和956确定在哪个方向调节各上升沿，从而确保基于信号的符号在正确的方向上进行补偿。
总结图9A-B的实施例900的差分操作，单端脉宽在相反方向上被调节与差分脉宽成比例的相等量，其中相对变化方向是由符号信号(SGN)922确定的。
闭环脉宽调节实施例(定时调节)
图10A、10B和10C是预测性反馈补偿(PFC)电路的实施例的框图，该预测性反馈补偿(PFC)电路包括闭环脉宽调节以提高宽度调节电路的可靠性。图11提供与图10A的实施例有关的定时图。而图12提供针对图10A、10B和10C的实施例而言更一般的实施例。
上述开环PFC技术测量电源电压的误差，然后调节PWM信号的脉宽以校正电源电压上的噪声。上面也描述了PFC技术可测量替代使用电源电压而使用的PFM信号的输出振幅。尽管这些PFC技术帮助补偿PWM输出信号中的振幅误差，但消除的量直接与测量和调节的精确性成比例。对于60dB的PSR改善，需要量级为0.0001的精确度。实现该水平的精确度需要(1)由PFC电路精确地进行绝对和脉动电源电压测量，并且(2)开环脉宽调节是完全正确的。例如，如果电源电压上的噪声导致脉冲振幅高出10％，则脉宽应降低到(1-1/1.1)倍或降低到大约0.0909倍。为减轻电路对脉宽调节的需求，可使用与预补偿PWM信号有关的定时反馈来设定脉宽补偿的校正量。反馈回来的经调节的脉宽相对原始输入脉宽允许消除脉宽调节电路的剩余定时误差。
首先注意图10A，其示出使用未补偿脉宽加权的闭环脉宽调节电路实施例1000。可变宽度模块1006接收PWM输入信号(Ti)。可变宽度模块1006也接收表示总振幅值(Vp)的信号和来自具有输入(Ierror)的低通滤波器(H(z))1010的误差校正信号(Vc)。可变宽度模块1006的输出是宽度调节的预补偿的PWM信号(Ti+c)，其中Ti+c＝Ti*(1-Vn/Vp)。固定延迟模块1008也接收未补偿PWM输入信号(Ti)和表示总振幅值(Vp)的信号。然后固定延迟模块1008输出具有固定延迟的PWM输入信号(Ti)到边沿定时比较器，该边沿定时比较器也接收由可变宽度模块1006输出的预补偿PWM信号。注意可变宽度模块1006可使用例如上升沿延迟单元和下降沿延迟单元来实施，该上升沿延迟单元和下降沿延迟单元使用基于图5所示的边沿延迟单元实施例的电路。
在示出的实施例中，边沿定时比较器包括上升沿相位(Φ)检测器1012和下降沿相位(Φ)检测器1014，以及四个混频器1020、1022、1024、1026。上升沿相位(Φ)检测器1012向混频器1020输出第一DOWN信号(Tdown)，或向混频器1022输出第二UP信号(Tup)，该第一DOWN信号(Tdown)和第二UP信号(Tup)表示上升沿定时误差。类似地，下降沿相位(Φ)检测器1014向混频器1024输出第一DOWN信号(Tdown)，或向混频器1026输出第二信号(Tup)，该第一DOWN信号(Tdown)和第二信号(Tup)表示下降沿定时误差。混频器1020、1022、1024和1026也通过电压电流转换模块(Gn)1004接收表示振幅绝对电压(Vp＝(Vr+Vn))的信号。注意边沿相位(Φ)检测器1012和1014可实施为逻辑电路。进一步注意混频器1020、1022、1024和1026可实施为基于从边沿相位(Φ)检测器1012和1014接收的UP/DOWN定时信号并基于电压输入(Vp)输出电荷的电荷泵电路。UP/DOWN定时信号和电压输入(Vp)一起确定电荷泵在每个周期中输出多少电荷。然后在低通滤波器1010中发生至电压控制信号(Vc)的变换。
因此，在操作中，上升沿相位(Φ)检测器1012和下降沿相位(Φ)检测器1014将根据基于未补偿PWM输入信号(Ti)的参考脉宽和预补偿PWM信号(Ti+c)的预补偿脉宽之间的宽度调节定时关系输出它们各自的DOWN信号(Tdown)和UP信号(Tup)。特别地，如果需要减少预补偿PWM信号(Ti+c)的上升沿的转换时间(即更早发生)以匹配由PWM输入信号(Ti)提供的参考边沿，则上升沿相位(Φ)检测器1012将向混频器1020输出DOWN信号(Tdown)。并且如果需要增加预补偿PWM信号(Ti+c)的上升沿的转换时间(即更晚发生)以匹配由PWM输入信号(Ti)提供的参考边沿，则上升沿相位(Φ)检测器1012将向混频器1022输出UP信号(Tup)。类似地，如果需要减少预补偿PWM信号(Ti+c)的下降沿的转换时间以匹配由PWM输入信号(Ti)提供的参考边沿，则下降沿相位(Φ)检测器1014将向混频器1024输出DOWN信号(Tdown)。并且如果需要增加预补偿PWM信号(Ti+c)的下降沿的转换时间以匹配由PWM输入信号(Ti)提供的参考边沿，则下降沿相位(Φ)检测器1014将向混频器1026输出UP信号(Tup)。注意，根据需要，上升沿相位(Φ)检测器1012使用的参考边沿可以是基于PWM输入信号(Ti)的上升沿和/或下降沿。类似地，根据需要，下降沿相位(Φ)检测器1014使用的参考边沿可以是基于PWM输入信号(Ti)的上升沿和/或下降沿。
对于图10A中的实施例1000，如上所述，混频器1020、1022、1024和1026通过电压电流转换模块(Gp)1004接收表示振幅绝对电压(Vp＝(Vr+Vn))的信号。该振幅绝对值或总值(Vp)起到对定时误差信号加权的作用。边沿定时比较器的平均输出是四个混频器的净误差输出(IY)，其通过以下公式表示：
IY＝(Idf-Iuf)+(Iur-Idr)＝(Vr+Vn)Gpτc/T，
其中τc表示两个脉宽之间的净差。
闭环脉宽误差信号由求和模块1016产生。求和模块1016向低通滤波器(H(z))1010输出误差校正信号(Ierror)，该低通滤波器(H(z))1010进而向可变宽度模块1006提供预测性误差校正信号(Vc)。求和模块1016接收边沿定时比较器的输出，该输出包括作为负输入的来自混频器1026的下降沿上(Iuf)信号、作为正输入的来自混频器1024的下降沿下(Idf)信号、作为正输入的来自混频器1022的上升沿上(Iur)信号以及作为负输入的来自混频器1020的上升沿下(Idr)信号。另外，求和模块1016也从振幅误差预测器电路1002接收输入信号(Ipe)，该输入信号与和输出脉冲振幅的脉动(或AC)成分(Vn)相关的振幅误差成比例。如图所示，振幅误差预测器电路1002包括混频器1003，该混频器1003使PWM输入信号(Ti)与表示通过电压电流转换模块(Gn)1001的输出脉冲振幅的脉动(或AC)成分(Vn)的信号混频。然后振幅误差预测器电路1002向求和模块1016输出作为正输入的环路输入信号(Ipe)。
实施例1000中产生的平均误差信号(Ierror)可通过下面公式表示：
Ierror＝Ipe+IY＝[VnGnτi/T]+[(Vr+Vn)Gpτc/T]，其中Vn表示电源电压或输出脉冲振幅的脉动(或AC)成分，Vp＝(Vr+Vn)表示电源电压或输出脉冲振幅绝对电压，Vr表示期望或参考输出脉冲振幅，τc表示PWM脉宽预补偿，以及τi表示输入PWM脉宽。在稳态中，反馈环路应强制Ierror＝0，导致下面公式表示的脉冲预补偿：
    τc＝-τi(Gn/Gp)(Vn/Vp)，
其具有完全消除的期望形式。
进一步注意，与模块1012和1014中的边沿相位检测有关的增益值(以伏/时间为单位)可通过以下公式表示：
    KΦ＝Gp*Vp/Ci
其中Ci＝Ierror为滤波器积分电容
同样注意，与可变宽度模块1006有关的增益值(以时间/伏为单位)可通过以下公式表示：
    Kτ＝CT/(Gd*Vp)
其中CT＝可变宽度定时电容
图10B是使用预补偿脉宽加权的闭环脉宽调节电路实施例1050的框图。图10B中的实施例1050在大多数方面类似于图10A中的实施例1000。一个不同之处在于混频器1020、1022、1024和1026的第二输入。现在混频器1020、1022、1024和1026通过电压电流转换模块(Gr)1054接收表示期望或参考振幅值(Vr＝(Vp-Vn))的信号，而不是通过电压电流转换模块1004接收表示电源电压或振幅绝对电压(Vp＝(Vr+Vn))的信号。另一不同之处在于振幅误差预测器电路1002内的混频器1003将预补偿PWM信号(Ti+c)与表示通过电压电流转换模块(Gn)1001的输出脉冲振幅的脉动(或AC)成分(Vn)的信号混频。进一步的不同之处在于可变宽度模块1006和固定延迟模块1008接收表示期望或参考输出振幅电压(Vr)的信号，而不是接收表示电源电压或振幅绝对电压(Vp)的信号。图10B中的这些变化将误差信号(Ierror)的表现形式调整为以下公式：
    Ierror＝[VnGn(τi+τc)/T]+[VrGrτc/T]。
在反馈环路强制Ierror＝0的稳态中，得到的脉冲预补偿通过以下公式给出：
    τc＝-τi(Gn/Gr)[Vn/(Vp+Vn(Gn-Gr)/Gn)]，
如果Gn＝Gr，则τc具有完全消除的期望形式。
图10B中的这些变化同样调整上面表示的增益值。特别地，与模块1012和1014中的边沿相位检测有关的增益值(以伏/时间为单位)现在通过以下公式表示：
        KΦ＝Gr*Vr/Ci
并且与可变宽度模块1006有关的增益值(以时间/伏为单位)可通过以下公式表示：
        Kτ＝CT/(Gd*Vr)
图10C是连同线性内插预测器一起使用预补偿脉宽加权的基于闭环脉冲的宽度调节电路实施例1070的框图。图10C的实施例1070在大多数方面类似于图10B的实施例1050。一个不同之处在于实施例1070对电压电流转换模块(2Gn)1001进行修改以将振幅的脉动(或AC)成分(Vn)放大为图10B中的量的两倍。另一不同之处在于从混频器1003到求和模块1016添加第二延迟路径。特别地，在混频器1003的输出和求和模块1016之间添加延迟元件(1/2Z-1)1072。该延迟路径向求和模块1016引入表示振幅预测器输出信号(Iped)的延迟版本的额外负输入。对于稳态，误差信号(Ierror)的表达方式默认为与图10B中的实施例1050相同。然而，因为振幅误差预测器更精确，所以导致改善的性能。
图11是图10A的闭环脉宽调节电路的示例性定时图1100。如图所示，信号1102表示包括脉冲1020的未补偿PWM输入信号(Ti)。信号线1104表示已经被固定延迟模块1008输出并且以固定偏置延迟量(τ1)1022延迟的未补偿PWM输入信号的延迟版本(Ti(delayed))。可变宽度模块1006使用误差校正信号(Vc)输出预补偿PWM信号(Ti+c)。上升沿相位检测器1012和下降沿相位检测器1014比较经延迟的PWM输入信号(Ti(delayed))和预补偿PWM信号(Ti+c)以帮助提供求和模块1016和低通滤波器1010操作的误差校正信号(Vc)。
图11中的信号线1106表示与未补偿PWM输入信号的延迟版本(Ti (delayed))比较的预补偿PWM信号(Ti+c)。如图11所示，该相位比较产生在点线1112和1114之间的上升沿延迟(τdr)1024，并产生在点线1116和1118之间的下降沿延迟(τuf)1026。特别地，信号线1108表示来自上升沿相位(Φ)检测器1012的上升沿下信号(Tdown(rising))，该信号包括具有提供上升沿延迟(τdr)1024的宽度的脉冲1032。(信号线1108表示发送到图10A中的混频器1020的DOWN信号(Tdown)。)信号线1110表示来自下降沿相位(Φ)检测器1014的下降沿上信号(Tup (falling))，该信号包括具有提供下降沿延迟(τuf)1026的宽度的脉冲1034。(信号线1110表示发送到图10A中的混频器1026的UP信号(Tup))。上升沿延迟(τdr)加下降沿延迟(τuf)表示应用于未补偿PWM信号(Ti)的总预补偿延迟(τc)。然后这些延迟被用来产生应用于PWM输入信号(Ti)的下一个脉冲的误差校正信号(Vc)，从而生成预补偿PWM信号(Ti+c)。
图12是图10A、10B和10C的闭环脉宽调节实施例的更一般实施例1200的框图。可变宽度模块1006接收PWM输入信号(Ti)和来自定时比较电路1202的定时反馈误差信号1204，并输出预补偿PWM信号(Ti+c)。定时比较电路1202通过比较PWM输入信号(Ti)和预补偿PWM信号(Ti+c)之间的脉宽来确定定时差，并且然后通过用输出振幅(Vp或Vr)加权该定时差来生成定时反馈误差信号(IY)1204。对于实际实施，可能需要延迟模块1008向定时比较电路1202提供PWM输入信号(Ti+c)的延迟版本(Ti(DELAYED))。来自振幅误差预测器1002的定时反馈误差信号(IY)1204和振幅预测性误差校正信号(Ipe)被提供给求和/积分器模块1206。然后求和/积分器模块1206向可变宽度模块1006输出误差校正信号(Vc)。如上所述，基于定时的反馈误差校正信号(Vc)被施加到可变宽度模块1006，以便设定正确的脉宽补偿量，并补偿在可变宽度模块1006提供的预补偿中的剩余定时误差。
注意，定时比较电路1202与图10A-C中的上升沿相位(Φ)检测器1012和下降沿相位(Φ)检测器1014以及混频器1020、1022、1024和1026有关。求和/积分器模块1206与求和模块1016和低通滤波器1010有关。而定时反馈误差信号(IY)1204与来自混频器1020、1022、1024和1026的输出信号的组合有关。进一步地，如在图10A-C中同样关于模块1004和1054所示，根据需要，定时比较电路1202的增益可与输出脉冲振幅总值(Vp)或输出脉冲振幅期望值(Vr)成比例。并且振幅误差预测器1002可分别接收PWM输入信号(Ti)或预补偿PWM信号(Ti+c)以及输出振幅的脉动或AC成分(Vn)。进一步注意，图10A-C和12中的振幅误差预测器1002与图2A-D中的振幅误差预测电路204有关，并且图10A-C和12中的其它电路与图2A-C中的宽度调节电路202有关。换句话说，图12中的宽度调节电路包括可变宽度电路1006、定时比较电路1202和求和/积分器1206以及可选的延迟模块1008。有利地，关于图10A-C和12中的实施例，通过使用定时比较电路1202将宽度调节定时信息反馈到预补偿处理，在***中提供闭环宽度调节，并且预补偿处理中的剩余误差趋向于消除。
有鉴于本说明书，该发明的进一步修改和可替换实施例对于本领域技术人员将是显而易见的。因此，应认识到本发明不限于这些示例配置。因此，本说明书应解释为仅是说明性的，并意欲向本领域技术人员传授执行该发明的方式。应理解在此示出和描述的本发明的形式可作为当前优选实施例。可在实施方式和结构中做出各种变化。例如，等效元件可替代在此说明和描述的元件，并且可独立于使用其它特性来使用该发明的某些特性，所有这些在本领域技术人员理解该发明的说明书后将是显而易见的。

Claims (40)

1.一种校正由脉宽调制即PWM信号驱动的开关放大器中的输出振幅误差的方法，其包含：
接收具有输入脉宽的脉宽调制即PWM输入信号；
基于现有PWM输出信号预测所述PWM输入信号的输出脉冲振幅误差；
用宽度调节预补偿所述PWM输入信号的所述输入脉宽，所述宽度调节基于所预测的输出脉冲振幅误差与通过脉宽加权的输出脉冲振幅的比率；以及
通过开关放大器输出PWM输出信号，所述PWM输出信号具有基于所述PWM输入信号的预补偿脉宽的脉宽。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述预补偿步骤包含用宽度调节预补偿所述PWM输入信号的所述输入脉宽，所述宽度调节基于所预测的输出脉冲振幅误差与通过所述PWM输入信号的所述输入脉宽加权的输出脉冲振幅总值的比率，从而产生所述PWM输入信号的所述预补偿脉宽。
3.根据权利要求1所述的方法，其中所述预补偿步骤包含用宽度调节预补偿所述PWM输入信号的所述输入脉宽，所述宽度调节基于所预测的输出脉冲振幅误差与通过现有PWM输入信号的预补偿脉宽加权的输出脉冲振幅期望值的比率，从而产生所述PWM输入信号的所述预补偿脉宽。
4.根据权利要求1所述的方法，其中所述预补偿步骤包含通过调节所述PWM输入信号的仅一个边沿来调节所述脉宽。
5.根据权利要求1所述的方法，其中所述预补偿步骤包含通过调节所述PWM输入信号的两个边沿来调节所述脉宽。
6.根据权利要求5所述的方法，其中所述预补偿步骤包含调节所述PWM输入信号的两个边沿，从而向所述脉宽提供对称调节。
7.根据权利要求1所述的方法，其中所述预测步骤包含测量电源电压的变电流或交流成分，从而基于现有PWM输出信号预测所述PWM输入信号的所述输出脉冲振幅误差。
8.根据权利要求7所述的方法，其中所述预测步骤包含比较总电源电压与表示期望输出脉冲振幅的参考电压，从而测量所述电源电压的所述变电流或交流成分。
9.根据权利要求1所述的方法，其中所述预补偿步骤包含用宽度调节预补偿所述PWM输入信号的所述输入脉宽，以产生具有预补偿脉宽的预补偿PWM信号，从而闭环反馈强制使通过脉宽加权的所预测的输出脉冲振幅误差等于所述预补偿脉宽与通过输出脉宽振幅加权的所述输入脉宽之间的定时差。
10.根据权利要求9所述的方法，其进一步包含通过比较所述预补偿PWM信号的上升沿和基于所述PWM输入信号的参考边沿，并通过比较所述预补偿PWM输入信号的下降沿和基于所述PWM输入信号的参考边沿，确定所述定时差。
11.根据权利要求10所述的方法，其进一步包含使用基于所述PWM输入信号的参考上升沿以进行上升沿比较，以及使用基于所述PWM输入信号的参考下降沿以进行下降沿比较。
12.根据权利要求10所述的方法，其进一步包含生成第一定时反馈信号以减少基于所述定时差的所述预补偿PWM信号的上升沿的转换时间，或生成第二定时反馈信号以增加基于所述定时差的所述预补偿PWM信号的上升沿的所述转换时间，并且生成第三定时反馈信号以减少基于所述定时差的所述预补偿PWM信号的下降沿的转换时间，或生成第四定时反馈信号以增加基于所述定时差的所述预补偿PWM信号的下降沿的所述转换时间。
13.根据权利要求10所述的方法，其中所述预补偿步骤包含通过所述PWM输入信号的所述输入脉宽对所述预测的输出脉冲振幅误差加权，并通过所述输出脉冲振幅总值对所述预补偿脉宽和所述输入脉宽之间的所述定时差加权，以使所述宽度调节基于所述预测的输出脉冲振幅误差与通过所述输入脉宽加权的所述输出脉冲振幅总值的比率。
14.根据权利要求10所述的方法，其中所述预补偿步骤包含通过所述预补偿脉宽对所述预测的输出脉冲振幅误差加权，并通过所述输出脉冲振幅期望值对所述预补偿脉宽和所述输入脉宽之间的所述定时差加权，以使所述宽度调节基于所述预测的输出脉冲振幅误差与通过所述预补偿信号脉宽加权的所述输出脉冲振幅期望值的比率。
15.根据权利要求1所述的方法，其中所述预测步骤包含测量所述PWM输出信号的输出脉冲振幅的变电流或交流成分，从而基于现有PWM输出信号预测所述PWM输入信号的所述输出脉冲振幅误差。
16.根据权利要求15所述的方法，其中所述预测步骤包含比较输出脉冲振幅总值与表示期望输出脉冲振幅的参考电压，从而测量所述PWM输出信号的所述输出脉冲振幅的变电流或交流成分。
17.根据权利要求1所述的方法，其中所述接收步骤包含接收两个PWM输入信号，以使信号信息存在于所述两个信号之间的差值中，其中所述输出步骤包含输出两个PWM输出信号，并且其中所述预补偿步骤包含调节所述两个PWM输入信号中的每一个的脉宽。
18.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含通过比较PWM输出信号的面积与PWM输入信号的面积来确定反馈误差信号，并利用所述反馈误差信号以进一步调节一个或更多个额外PWM输入信号的脉宽。
19.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含预测与单个现有PWM输出信号有关的输出脉冲振幅误差。
20.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含预测与多个现有PWM输出信号有关的输出脉冲振幅误差。
21.一种具有输出脉冲振幅误差校正的数字开关放大器，其包含：
振幅误差预测电路，其被配置为感测表示PWM输出信号的输出脉冲振幅的电压，以使用所感测的电压确定PWM输入信号的预测输出脉冲振幅误差，并输出与所述预测输出脉冲振幅误差与通过脉宽加权的输出脉冲振幅的比率成比例的预测性误差校正信号；
宽度调节电路，其被耦合以接收所述预测性误差校正信号和具有脉宽的PWM输入信号，并被配置为输出具有预补偿脉宽的预补偿PWM信号，所述预补偿脉宽表示基于所述预测性误差校正信号的宽度调节；以及
开关放大器驱动器电路，其被配置为接收所述预补偿PWM信号并驱动PWM输出信号。
22.根据权利要求21所述的数字开关放大器，其中所述预测性误差校正信号基于所述预测输出脉冲振幅误差与通过所述PWM输入信号的所述输入脉宽加权的输出脉冲振幅总值的比率。
23.根据权利要求21所述的数字开关放大器，其中所述预测性误差校正信号基于所述预测输出脉冲振幅误差与通过现有PWM输入信号的预补偿脉宽加权的输出脉冲振幅期望值的比率。
24.根据权利要求21所述的数字开关放大器，其中所述宽度调节电路被配置为通过调节所述PWM输入信号的仅一个边沿来调节所述脉宽。
25.根据权利要求21所述的数字开关放大器，其中所述宽度调节电路被配置为通过调节所述PWM输入信号的两个边沿来调节所述脉宽。
26.根据权利要求25所述的数字开关放大器，其中所述PWM输入信号的两个边沿被调节以向所述脉宽提供对称调节。
27.根据权利要求21所述的数字开关放大器，其中所述宽度调节电路被配置为基于宽度调节输出具有预补偿脉宽的预补偿PWM信号，从而闭环反馈强制使通过脉宽加权的所述预测输出脉冲振幅误差等于所述预补偿PWM脉宽和通过输出脉冲振幅加权的所述输入脉宽之间的定时差。
28.根据权利要求27所述的数字开关放大器，其中所述宽度调节电路包含定时比较电路、求和电路和可变宽度电路，所述定时比较电路被配置为基于所述PWM输入信号和所述预补偿PWM信号之间的比较生成定时反馈信号，所述求和电路被配置为将所述预测性误差校正信号与所述定时反馈信号结合并提供校正信号，所述可变宽度电路被配置为接收所述校正信号并输出所述预补偿PWM信号。
29.根据权利要求28所述的数字开关放大器，其中所述定时比较电路包含边沿检测电路，所述边沿检测电路被配置为比较所述预补偿PWM信号的预补偿脉宽和基于所述PWM输入信号的参考脉宽，以确定所述预补偿PWM信号与所述PWM输入信号之间的宽度调节定时关系，并基于所述宽度调节定时关系提供定时反馈信号。
30.根据权利要求29所述的数字开关放大器，其中所述边沿检测电路包含上升沿检测电路和下降沿检测电路，所述上升沿检测电路被配置为比较所述预补偿PWM信号的上升沿和基于所述PWM输入信号的参考边沿，所述下降沿检测电路被配置为比较所述预补偿PWM信号的下降沿和基于所述PWM输入信号的参考边沿。
31.根据权利要求30所述的数字开关放大器，其中所述上升沿检测电路被配置为使用基于所述PWM输入信号的参考上升沿以便进行上升沿比较，并且其中所述下降沿检测电路被配置为使用基于所述PWM输入信号的参考下降沿以便进行下降沿比较。
32.根据权利要求30所述的数字开关放大器，其中所述上升沿检测电路进一步被配置为生成第一定时反馈信号以减少基于所述定时差的所述预补偿PWM信号的所述上升沿的转换时间，或生成第二定时反馈信号以增加基于所述定时差的所述预补偿PWM信号的所述上升沿的转换时间，并且生成第三定时反馈信号以减少基于所述定时差的所述预补偿PWM信号的所述下降沿的转换时间，或生成第四定时反馈信号以增加基于所述定时差的所述预补偿PWM信号的所述下降沿的转换时间。
33.根据权利要求29所述的数字开关放大器，其中所述定时反馈信号通过输出脉冲振幅总值加权，并且其中所述宽度调节基于所述预测输出脉冲振幅误差与通过所述PWM输入信号的所述输入脉宽加权的所述输出脉冲振幅总值的比率。
34.根据权利要求29所述的数字开关放大器，其中所述定时反馈信号通过输出脉冲振幅期望值加权，并且其中所述宽度调节基于所述预测输出脉冲振幅误差与通过所述预补偿PWM信号的所述预补偿脉宽加权的所述输出脉冲振幅期望值的比率。
35.根据权利要求21所述的数字开关放大器，其中所述振幅误差预测电路被配置为感测电源电压的变电流或交流成分，以基于现有PWM输出信号预测所述PWM输入信号的所述输出脉冲振幅误差。
36.根据权利要求21所述的数字开关放大器，其中所述振幅误差预测电路被配置为感测所述PWM输出信号的输出脉冲振幅的变电流或交流成分，以基于现有PWM输出信号预测所述PWM输入信号的所述输出脉冲振幅误差。
37.根据权利要求21所述的数字开关放大器，其中所述PWM输入信号包含两个PWM输入信号，从而信号信息存在于所述两个信号之间的差值中，所述PWM输出信号包含两个PWM输出信号，并且所述宽度调节电路被配置为调节所述两个PWM输入信号的脉宽。
38.根据权利要求21所述的数字开关放大器，其中所述振幅误差预测电路进一步被配置为通过比较PWM输出信号的面积与PWM输入信号的面积来确定反馈误差信号，并且其中所述宽度调节电路进一步被配置为利用所述反馈误差信号以进一步调节一个或更多个额外PWM输入信号的脉宽。
39.根据权利要求21所述的数字开关放大器，其中所述振幅误差预测电路被配置为预测与单个现有PWM输出信号有关的输出脉冲振幅误差。
40.根据权利要求21所述的数字开关放大器，其中所述振幅误差预测电路被配置为预测与多个现有PWM输出信号有关的输出脉冲振幅误差。
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