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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Radar-Höhenmesser
und insbesondere einen Präzisions-Radar-Höhenmesser mit der Fähigkeit
zur Lokalisierung von Geländemerkmalskoordinaten.
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Der
Präzisions-Radar-Höhenmesser
der vorliegenden Erfindung betrachtet den Boden in einer Reihe von
Streifen und verwendet dabei Doppler-Bandpaßfilter, um sich jeweils auf
einen Streifen zu konzentrieren. Zurückkommende Signale werden von
einem Paar Antennen empfangen. Der Ort des höchsten Punktes in einem bestimmten
Streifen wird durch Durchführen
von Phasenvergleich der von den beiden Antennen empfangenen zurückkommenden Signale
bestimmt. Wenn sich der höchste
durch Radar beleuchtete Punkt direkt unter dem Flugzeug befindet,
kommt das zurückkommende
Signal zu beiden Antennen gleichzeitig zurück. Wenn dagegen der höchste Punkt
auf einer Seite des Flugzeugs liegt, kommt das zurückkommende
Signal zu einer Antenne zurück,
bevor es zu der zweiten Antenne zurückkommt, weil der Weg für die zweite
Antenne länger
ist. Die Phase bzw. Ankunftszeit der zurückkommenden Signale wird für jede der
Antennen verglichen. Je größer der
Abstand zwischen den beiden Antennen ist, desto genauer wird die
Messung. Mit zunehmendem Abstand zwischen den beiden Antennen entstehen
jedoch eine oder mehrere Phasenmehrdeutigkeiten.
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Eine
Phasenmehrdeutigkeit kann im Kontext eines Zeigers aufgefaßt werden.
Ein Zeiger wiederholt sich alle 360 Grad. Deshalb erscheinen 370
Grad genauso wie 10 Grad, 380 Grad erscheinen genauso wie 20 Grad
usw. Je weiter die beiden Antennen auseinander liegen, desto mehr
Phasenmehrdeutigkeiten entstehen. Es werden sehr komplizierte, kostspielige
und viel Strom verbrauchende Mehrdeutigkeits-Reduktionsalgorithmen
typischerweise in Systeme integriert, um die Phasenmehrdeutigkeiten
zu reduzieren oder zu beseitigen. Außerdem sind existierende Systeme "zur Seite schauend", das heißt, die
Antennen für
den Radar zeigen nach der Seite des Flugzeugs. Zur Seite schauende
Systeme verarbeiten alle Entfernungszellen innerhalb eines Dopplerstreifens,
wodurch ein hohes Niveau an Verarbeitung erforderlich wird, was
zu großen
und kostspieligen Systemen führt.
Diese zur Seite schauenden Radarvorrichtungen erzeugen Höhenmerkmale
des gesamten Bereichs seitlich des Flugzeugs. Diese Merkmale werden
für Navigationszwecke
mit existierenden elektronischen Geländeerhebungskarten korreliert.
Zusätzlich
müssen
die zur Seite zeigenden Antennen so konfiguriert werden, daß sie bei
Rollmanövern
nicht das Gelände
auf der anderen Seite des Flugzeugs beleuchten, was zu relativ komplizierten Antennenlenkmechanismen
führt.
Größe, Gewicht und
Kosten existierender Systeme erschweren die Integration der Systeme
in kleine und mittelgroße Flugzeuge.
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Es
wäre wünschenswert,
ein weniger kompliziertes nach unten schauendes Radar-Höhenmessersystem
zu verwenden, das Phasenmehrdeutigkeiten auf effizientere Weise
beseitigt, die Möglichkeit zur
Unterscheidung linker Ziele von rechten Zielen bereitstellt und
Streifen auf effizientere Weise verarbeitet, indem nur eine einzige
Entfernungszelle innerhalb eines Streifens verarbeitet wird, während große Präzision aufrechterhalten
wird. Ferner ermöglicht die
Fähigkeit
zur Unterscheidung linker Ziele von rechten Zielen die Verwendung
von standardmäßigen kostengünstigen
Breitstrahl-Radar-Höhenmesserantennen.
Außerdem
wäre es
wünschenswert, daß ein Radar-Höhenmessersystem
die Verarbeitungseffizienz verbessert, indem mehrere Streifen auf
einmal verarbeitet werden. Es würde
eine Entfernungsbestimmung für
einen ersten Streifen berechnet, während gleichzeitig Phasenvergleiche
für einen zweiten
Streifen durchgeführt
werden.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird ein Radar-Höhenmesser
zur Bestimmung der Höhe
eines Flugzeugs in Bezug auf den Boden bereitgestellt, wobei der
Radar-Höhenmesser
folgendes umfaßt:
einen
Sender zum Senden von Radarsignalen zum Boden;
eine erste und
eine zweite Antenne zum Empfangen reflektierter Radarsignale von
dem Boden;
einen an die erste und zweite Antenne angekoppelten
Signalprozessor mit einem Filtermittel zum Zurückweisen von anderen Signalen
als von einem gewählten
Bodenstreifen reflektierten Signalen, wobei der Signalprozessor
die Höhe
des Flugzeugs über dem
Bodenniveau auf der Basis der von dem Filtermittel ausgegebenen
Radarsignale bestimmt; und gekennzeichnet durch:
ein Phasenmehrdeutigkeits-Auflösungsmittel
zum Auflösen
von Phasenmehrdeutigkeiten, die aufgrund von Mehrfach-Wellenlängenseparation
der ersten und der zweiten Antenne entstehen, wobei das Phasenmehrdeutigkeits-Auflösungsmittel
eine dritte Antenne in dichtem Abstand zu der ersten Antenne umfaßt, dergestalt,
daß keine
Phasenmehrdeutigkeiten zwischen den durch die dritte Antenne und
die erste Antenne empfangenen reflektierten Radarsignalen bestehen.
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Das
Radar-Höhenmessersystem
der vorliegenden Erfindung stellt ein vereinfachtes und effizientes
Mittel zum Beseitigen von Phasenmehrdeutigkeiten bereit, während ein
hoher Genauigkeitsgrad aufrechterhalten wird. Zusätzlich wird
die Verarbeitungseffizienz verbessert, weil mehrere Streifen auf einmal
verarbeitet werden und nur ein einziges Ziel (das höchste Ziel)
verarbeitet wird. Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird eine Entfernungsbestimmung
für einen
ersten Streifen berechnet, während
gleichzeitig Phasenvergleiche für einen
zweiten Streifen durchgeführt
werden.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 zeigt
ein Blockschaltbild eines Radar-Höhenmessers gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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2 zeigt
ein zweites Blockschaltbild des Radar-Höhenmessers
der vorliegenden Erfindung mit zusätzlichen Einzelheiten bezüglich des
digitalen Signalprozessors.
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3 zeigt
die durch den Radar-Höhenmesser
der vorliegenden Erfindung durchgeführte Technik des Suchens während der
Verarbeitung.
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4 zeigt
ein Zeitdiagramm, das die Funktion des Suchens während der Verarbeitung weiter veranschaulicht.
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5 zeigt
ein Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform des Radar-Höhenmessers der
vorliegenden Erfindung.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
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1 zeigt
ein Blockschaltbild eines Präzisions-Radar-Höhenmessers
gemäß der vorliegenden Erfindung.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist
der Radar-Höhenmesser 8 in
ein Flugzeug integriert. Der Radarhöhenmesser 8 enthält drei
Kanäle: den
Phasenmehrdeutigkeitskanal 9A, den Kanal 9B für Phase
A und den Kanal 9C für
Phase B. Kanal 9A enthält
die Antenne 10A, den Empfänger 34A und den Digitalisierer 18A.
Der Empfänger 34A enthält einen
rauscharmen Verstärker
(LNA) 12A, einen Mischer 14A und einen Zwischenfrequenz-(ZF-)Verstärker 16A.
Kanal 9B enthält
die Antenne 10B, den Empfänger 34B und den Digitalisierer 18B.
Der Empfänger 34B enthält den LNA 12,
den Mischer 14B und den ZF-Verstärker 16B. Kanal 9C enthält die Antenne 10C,
den Sende/Empfangs-Schalter 11, den Empfänger 34C und
den Digitalisierer 18C. Der Empfänger 34C enthält den LNA 12C,
den Mischer 14C und den ZF-Verstärker 16C. Der Sende/Empfangs-Schalter 11 in
dem Kanal 9C ermöglicht
dem Kanal 9C einen Betrieb entweder in einem Sendemodus
oder in einem Empfangsmodus.
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Der
Radar-Höhenmesser 8 enthält ferner
einen HF-Oszillator 20,
einen Taktgenerator 26, einen Sender 32, einen
digitalen Signalprozessor (DSP) 30 und einen Computer 33.
Der Sender 32 enthält
einen Leistungsverstärker 21,
einen Modulator 22, einen Einseitenband-(SSB-)Mischer 24 und
einen Zwischenfrequez-(ZF-)Offsetgenerator 28. Der HF-Oszillator 20 ist
an die Mischer 14A–14C und
den SSB-Mischer 24 angekoppelt.
Der Taktgenerator 26 ist an die Digitalisierer 18A–18C und
den ZF-Offsetgenerator 28 angekoppelt.
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Der
Radar-Höhenmesser
der vorliegenden Erfindung liefert Querlage und Vertikaldistanz
zu dem höchsten
Objekt unter dem Flugzeug zum Beispiel in zehn Fuß breiten
Abwärtslagestreifen,
die durch ein Antennenmuster berandet werden, das in der Querlagerichtung
ungefähr
46 Grad breit ist. "Abwärtslage" bedeutet in der
Flugrichtung. "Querlage" bedeutet senkrecht
zur Flugrichtung. Es können
auch andere Antennenmuster und Streifencharakteristika verwendet
werden. Die Abwärtslagebreite
eines Streifens variiert mit der Höhe des Flugzeugs.
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Ein
erster von dem Radar-Höhenmesser 8 ausgeführter Schritt
ist das Senden eines Radarsignals zum Boden. Der Taktgenerator 26 führt dem ZF-Offsetgenerator 28 ein
Taktsignal zu. Bei einer bevorzugten Ausführungsform arbeitet der Taktgenerator 26 bei
einer Frequenz von 120 MHz, obwohl auch andere Frequenzen verwendet
werden können. Der
ZF-Offsetgenerator 28 erzeugt ein Offsetsignal für das Radarübertragungssignal.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform
teilt der Offsetgenerator 28 das Eingangstaktsignal aus
dem Taktgenerator 26 durch vier und gibt ein Taktsignal
von 30 MHz aus. Der SSB-Mischer 24 mischt das 30-MHz-Taktsignal aus dem
ZF-Offsetgenerator 28 mit einem HF-Signal aus dem HF-Oszillator 20,
was zu einem Offset von 30 MHz des HF-Signals führt. Der SSB-Mischer 24 gibt
das Offsetsignal an den Modulator 22 aus. Der HF-Oszillator 20 arbeitet
vorzugsweise bei etwa 4,3 GHz. Der Modulator 22 empfängt Sendecodedaten aus
dem Entfernungsprozessor 44 (siehe 2) und impulsmoduliert
und phasenmoduliert das aus dem SSB-Mischer 24 empfangene Signal
und gibt das modulierte Signal an den Leistungsverstärker 21 aus. Der
Leistungsverstärker 21 verstärkt das
empfangene Signal und gibt das verstärkte Signal durch den Sende/Empfangs-Schalter 11 and
die Antenne 10C aus. Die Antenne 10C sendet das
modulierte Signal zum Boden. Bei einer bevorzugten Ausführungsform sendet
der Sender 32 in einem Intervall von 12 ms ungefähr 600 Impulse
mit einem Impulsabstand von etwa 20 μs. Es können auch andere Frequenzen
und Impulsabstände
verwendet werden.
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Nachdem
der Kanal 9C ein Radarsignal gesendet hat, wird das vom
Boden reflektierte Signal durch die Antennen 10A–10C empfangen
und durch die Komponenten jedes der Kanäle 9A–9C verarbeitet.
Der LNA 12C, der Mischer 14C, der ZF-Verstärker 16C und
der Digitalisierer 18C in dem Kanal 9C sind dieselben
wie die entsprechenden Komponenten in den Kanälen 9A und 9B,
so daß jeder
Kanal 9A–9C (zusammen
als Kanäle 9 bezeichnet)
dieselben Funktionen wie die anderen Kanäle ausführt. Deshalb werden die von
jedem der Kanäle 9 ausgeführten Funktionen
nur mit Bezug auf 9C besprochen, wobei
sich versteht, daß die
Kanäle 9A und 9B beim
Empfangen und Verarbeiten von Signalen auf dieselbe Weise arbeiten.
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Das
von der Antenne 100 empfangene zurückkommende Signal durchläuft den
Sende/Empfangs-Schalter 11 und wird durch den LNA 12C verstärkt. Der
Mischer 14C mischt das verstärkte zurückkommende Signal mit dem durch
den HF-Oszillator 20 ausgegebenen HF-Oszillatorsignal und gibt ein ZF-Offsetsignal
an den ZF-Verstärker 16C aus. Das
ZF-Offsetsignal wird durch den ZF-Verstärker 16C verstärkt und
an den Digitalisierer 18C ausgegeben. Der Digitalisierer 18C digitalisiert
das empfangene Signal und gibt das digitalisierte Signal an den DSP 30 aus.
Die Frequenz des Taktgenerators 26 bestimmt die Rate, mit
der die ankommenden analogen Signale aus den Kanälen 9A–9C durch
die Digitalisierer 18A–18C abgetastet
und digitalisiert werden.
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Der
Computer 33 empfängt
Vertikal- und Horizontalgeschwindigkeitsdaten des Flugzeugs (A/C) von
dem Trägheitsnavigationssystem
(INS) des Flugzeugs. Der Computer 33 verarbeitet die Geschwindigkeitsdaten
und gibt auf Steuerleitungen 45 Steuersignale an den DSP 30 aus.
Der DSP 30 gibt Zielpositionsvektoren aus, die die Position
und den höchsten
Punkt in bestimmten Regionen oder "Streifen" auf dem Boden identifizieren, und gibt
außerdem
Höhendaten über dem
Bodenniveau (AGL) aus, die die Flugzeughöhe identifizieren.
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2 zeigt
ein zweites Blockschaltbild des Radar-Höhenmessers
der vorliegenden Erfindung mit zusätzlichen Einzelheiten bezüglich des
DSP 30. Der HF-Oszillator 20,
der Takt 26 und der Computer 33 sind in 2 nicht
gezeigt, um das Diagramm zu vereinfachen und mehr Platz für andere
Komponenten zu schaffen. Der DSP 30 umfaßt folgendes:
Entfernungs-Gate/Korrelatoren 36A–36D, Wortintegrations-Bandpaßfilter
(BPF) 38A–38D,
Bildzurückweisungsmischer 40A–40D,
Doppler-Bandpaßfilter (BPF) 42A–42D,
einen Entfernungsprozessor 44, einen Grob-Phasenprozessor 46A,
einen Koordinatenortsprozessor 46B und einen Fein- Phasenprozessor 46C.
Der Grob-Phasenprozessor 46A, der Koordinatenortsprozessor 46B und
der Fein-Phasenprozessor 46C werden
zusammen als Phasenprozessor 46 bezeichnet. Der DSP 30 enthält vier
Kanäle:
den Entfernungskanal 9D, den Kanal 9C für Phase
B, den Phasenmehrdeutigkeitskanal 9A und den Kanal 9B für Phase
A. Der Entfernungskanal 9D enthält Blöcke 36D–42D und 44.
Der Kanal 9C für
Phase B enthält Blöcke 36C–42C.
Der Phasenmehrdeutigkeitskanal 9A enthält Blöcke 36A–42A.
Der Kanal 9B für
Phase A enthält
Blöcke 36B–42B.
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Wenn
ein Radarsignal zum Boden gesendet wird, kommt das zurückkommende
Signal mit derselben Frequenz wie das gesendete Signal mit der Dopplerverschiebung
zurück.
Wenn der Radar nach vorne schaut, wird die Frequenz des zurückkommenden
Signals nach oben verschoben. Wenn der Radar nach hinten schaut,
wird die Frequenz des zurückkommenden
Signals nach unten verschoben.
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Durch
ordnungsgemäßes Justieren
der Doppler-Bandpaßfilter 42A–42D kann
ein beliebiger Punkt auf dem Boden ausgewählt und berandet werden. Somit
werden nur zurückkommende
Signale von diesem einen gewählten
Bodenstreifen betrachtet. Jeder Streifen ist in der Abwärtslage
auf 3000 Fuß ungefähr 10 Fuß breit
und nimmt bei 8000 Fuß auf
ungefähr
20 Fuß Breite
zu.
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Der
horizontale Ort des höchsten
Punkts in einem bestimmenten Streifen wird durch Durchführen von
Phasenvergleichen der zurückkommenden Signale
bestimmt. Wenn sich der höchste
Punkt, der durch Radar beleuchtet wird, direkt unter dem Flugzeug
befindet, kommt das zurückkommende
Signal zur selben Zeit zu den Antennen 10B und 10C zurück. Wenn
dagegen der höchste
Punkt auf einer Seite des Flugzeugs liegt, kommt das zurückkommende Signal
zu einer Antenne (z. B. Antenne 10B) zurück, bevor
es zu der zweiten Antenne (z. B. Antenne 10C) zurückkommt,
weil der Weg für
die zweite Antenne 10C länger ist. Die Phase bzw. Ankunftszeit
der zurückkommenden
Signale an jeder der Antennen wird verglichen. Je größer der
Abstand zwischen den beiden Antennen 10B und 10C ist,
desto genauer werden die Messungen. Mit zunehmendem Abstand zwischen
den Antennen 10B und 10C entstehen jedoch eine
oder mehrere Phasenmehrdeutigkeiten. Je weiter die Antennen 10B und 10C auseinanderliegen, desto
mehr Phasenmehrdeutigkeiten entstehen. Bei einem typischen Antennenabstand
gemäß der vorliegenden
Erfindung entstehen vier oder fünf
Phasenmehrdeutigkeiten.
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Das
mit einem Antennenabstand mehrerer Wellenlängen assoziierte Phasenmehrdeutigkeitsproblem
wird gelöst,
indem eine von den Antennen 10B und 10C beabstandete
dritte Antenne 10A hinzugefügt wird, so daß die Kombination
der drei Phasenvergleiche die Mehrdeutigkeit beseitigt. Die dritte Antenne 10A wird
als Mehrdeutigkeitsantenne bezeichnet. Die Mehrdeutigkeitsantenne 10A wird
sehr dicht bei einer der beiden anderen Antennen 10B oder 10C positioniert,
so daß keine
Phasenmehrdeutigkeiten zwischen der Mehrdeutigkeitsantenne 10C und
der der Mehrdeutigkeitsantenne nächstliegenden
Antenne bestehen. Aufgrund des kleinen Basislinien- oder Distanzabstands
zwischen der Mehrdeutigkeitsantenne 10A und der der Mehrdeutigkeitsantenne
nächstliegenden
Antenne wird Genauigkeit verloren. Deshalb verwendet man die weit
auseinanderliegenden Antennen 10B und 10C zum
Bereitstellen der notwendigen Genauigkeit, und die beiden in dichtem
Abstand angeordneten Antennen dienen zur Beseitigung der Phasenmehrdeutigkeiten.
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Die
vorliegende Erfindung verwendet zwei alternative Techniken zum Identifizieren
des höchsten
Punkts in einem bestimmten Streifen. Die erste Technik wird als
Technik des Suchens während
der Verarbeitung bezeichnet, wobei mehr als ein Streifen auf einmal
verarbeitet wird. Die in 1 und 2 gezeigte Ausführungsform
verwendet die Technik des Suchens während der Verarbeitung. Als
Alternative kann eine Einzelstreifentechnik verwendet werden. Die
Einzelstreifentechnik wird nachfolgend mit Bezug auf 5 besprochen.
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3 zeigt
die von dem Radar-Höhenmesser
der vorliegenden Erfindung ausgeführte Technik des Suchens während der
Verarbeitung. Wie in 3 gezeigt, fliegt das Flugzeug 60 über Gelände 70.
Entfernungs-Gate/Korrelatoren 36A–36C in
dem DSP 30 sind auf das nächste Ziel in dem derzeitigen Dopplerstreifen 62 fixiert.
Gleichzeitig sucht das Entfernungs-Gate bzw. der Korrelator 36D in
der Neigungsentfernung zu dem höchsten
Objekt in dem nächsten
Doppler-Streifen 64. Neigungsentfernung ist im Wesentlichen
dasselbe wie Zeit (d. h. Zeit bis zum Empfang eines zurückkommenden
Signals). Steuerleitungen 45A und 45B (die in 2 gezeigt und
zusammen als Steuerleitungen 45 bezeichnet werden) dienen
zum Definieren der Streifen-Charakteristika.
Der Computer 33 (siehe 1) gibt
auf den Steuerleitungen 45 auf der Basis von Flugzeughöhendaten
aus dem Entfernungsprozessor 44 (siehe 2)
und aus dem INS des Flugzeugs empfangenen Geschwindigkeitsdaten
Steuersignale an die Doppler-BPF 42A–42D aus. Die Dopplerfrequenz und
Bandbreite für
die BPF 42A–42D werden
auf der Basis der Flugzeuggeschwindigkeits- und Höhendaten
justiert, um geeignete Streifen zu erhalten. Der Computer 33 verwendet
die Steuerleitung 45A zum Begrenzen des Doppler-BPF 42D auf
den nächsten Doppler-Streifen 64 und
die Steuerleitung 45B zum Begrenzen der Doppler-BPF 42A–42C auf
den derzeitigen Doppler-Streifen 62.
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Nachdem
der Entfernungskanal 9D die Neigungsentfernung zu dem höchsten Punkt
in dem nächsten
Doppler-Streifen 64 durchsucht und erfaßt hat, stellt der Entfernungsprozessor 44 Entfernungs-Gate/Korrelatoren 36A–36C auf
die berechnete Neigungsentfernung ein.
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Entfernungs-Gate/Korrelatoren 36A–36C verwenden
die Neigungsentfernungsausgabe des Entfernungsprozessors 44,
wenn Entfernungs-Gate/Korrelatoren 36A–36C zu dem nächsten Streifen
kommen.
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4 ist
ein Zeitdiagramm, das die Funktion des Suchens während der Verarbeitung weiter
veranschaulicht. Bei einer bevorzugten Ausführungsform bewegt sich das
Flugzeug 60 mit einer Geschwindigkeit von ungefähr 500 Knoten
oder etwa 800 Fuß pro Sekunde,
so daß es
etwa 12 ms dauert, um durch jeden 10-Fuß-Streifen zu kommen. Jede Spalte von 4 repräsentiert
ein Intervall von 12 ms. Das 12-ms-Intervall wird als Streifen-Interrogationsintervall
bezeichnet. Die erste Zeile von 4 gibt die
Position des Flugzeugs (A/C) an. Die zweite Zeile von 4 gibt
den gerade durch den Entfernungskanal 9D verarbeiteten
Streifen an. Die dritte Zeile von 4 gibt den
gerade durch die Phasenkanäle 9A–9C verarbeiteten
Streifen an. Der Entfernungskanal 9D ist den Phasenkanälen 9A–9C immer
einen Streifen voraus. Am Ende jedes 12-ms-Intervalls gibt der Entfernungskanal 9D den
Kanälen 9A–9C die
detektierte Entfernung für
den nächsten
durch Kanäle 9A–9C zu
verarbeitenden Streifen.
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Die
Radarentfernung wird durch die Zeit bestimmt, die es dauert, bis
ein gesendeter Impuls ein Ziel trifft und dann zurückkehrt.
Ein Entfernungs-Gate, wie zum Beispiel das in Entfernungs-Gate/Korrelatoren 36A–36D verwendete,
ist im wesentlichen ein Schalter, der es nur gewählten Abtastwerten des zurückkommenden
Signals erlaubt, verarbeitet zu werden. In bestimmten Kontexten
bedeutet ein "Entfernungs-Gate" einen Schalter, der
für eine
endliche Zeitdauer geschlossen sein kann, aber im Kontext der digitalen
Signalverarbeitung entsprechen Range-Gates diskreten Abtastwerten.
Das zurückkommende
Signal kann erst dann durch das Range-Gate kommen, wenn der Schalter geschlossen
wird. Wenn zum Beispiel ein Range-Gate auf eine Neigungsentfernung
von 1000 Fuß eingestellt
wird, wartet das Entfernungs-Gate 2 μs (Zeitdauer, die einer Entfernung
von 1000 Fuß entspricht)
nach dem Senden und schließt
sich dann, um das abgetastete zurückkommende Signal durchzulassen.
Der Entfernungsprozessor 44 ist für die Einstellung der Neigungsentfernung
der Entfernungs-Gates in Entfernungs-Gate/Korrelatoren 36A–36D verantwortlich.
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Jeder
Radarimpuls, der zum Boden gesendet wird, kehrt aufgrund von Geländespreizung
als ein breiteres Signal zurück.
Die Digitalisierer 18A–18C beginnen
kurz nach dem Senden eines Radarsignals mit dem Abtasten und Digitalisieren
und geben die Abtastwerte an Entfernungs-Gate/Korrelatoren 36A–36D aus.
Um den höchsten
Punkt auf dem Boden zu identifizieren, muß der nächstliegende oder früheste Abtastwert
mit Energie identifiziert werden. Der Digitalisierer 18A gibt
Abtastwerte von dem nächsten
Doppler-Streifen 64 an den Entfernungskanal 9D aus,
in dem die Abtastwerte von verschiedenen Komponenten verarbeitet
und letztendlich von Entfernungsprozessor 44 empfangen
werden. Die von den verschiedenen Komponenten des Entfernungskanals 9D ausgeführte Verarbeitung
wird nachfolgend besprochen. Der Entfernungsprozessor 44 fragt
die aus dem Digitalisierer 18A empfangenen Abtastwerte
ab und identifiziert den ersten Abtastwert mit Energie. Die Abtastwertnummer
bzw. der Zeitpunkt, zu dem der erste Abtastwert mit Energie erhalten
wird, wird als die Neigungsentfernung zu dem höchsten Ziel in diesem Streifen
bezeichnet. Der Entfernungsprozessor 44 stellt Entfernungs-Gate/Korrelator 36D auf
die entsprechende Neigungsentfernung ein. Bei einer bevorzugten
Ausführungsform
beginnt der Entfernungsprozessor 44 mit seiner Interrogation
der aus dem Digitalisierer 18A empfangenen Abtastwerte
zu einem Zeitpunkt, der einem vorgeschichtlichen Höhenmittelwert
entspricht, der aus Höhenberechnungen
für vorherige Streifen
bestimmt wird. Der Entfernungsprozessor 44 bewegt sich
dann nach innen oder zeitlich früher,
bis der erste Abtastwert mit von null verschiedener Energie identifiziert
ist.
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Während jedes
Streifeninterrogationsintervalls von 12 ms werden Abtastwerte von
ungefähr 600
Impulsen von dem Digitalisierer 18A zu dem Entfernungs-Gate/Korrelator 36D geleitet.
Für die
gesamten 12 ms wird die Position des Entfernungs-Gate/Korrelators 36D in
bezug auf die zuvor bestimmte Neigungsentfernung bewegt, um den höchsten Punkt
(d. h. den ersten Punkt mit von null verschiedener Energie) zu finden.
Am Ende des 12-ms-Intervalls
stellt der Entfernungsprozessor 44 Entfernungs-Gate/Korrelatoren 36A–36C auf
die Neigungsentfernung ein, die dem höchsten Ziel entspricht. Der
Entfernungsprozessor 44 integriert oder mittelt kontinuierlich
die höchsten
Geländepunkte und
filtert dabei effektiv die Daten, um Höhe bereitzustellen.
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Jeder
Kanal 9A–9D in
dem DSP 30 enthält im
wesentlichen dieselben Komponenten. Bei einer bevorzugten Ausführungsform
werden alle Komponenten des DSP 30 in Software implementiert,
obwohl auch Hardware verwendet werden könnte. Entfernungs-Gate/Korrelatoren 36A–36D phasendemodulieren
die aus den Digitalisierern 18A–18C empfangenen Abtastwerte.
Um Immunität
gegenüber Störern zu
schaffen und Empfänger
und gegenseitige Störungen
von anderen Fahrzeugen abzufangen, weisen Entfernungs-Gate/Korrelatoren 36A–36D und die
Wortintegrations-Bandpaßfilter 38A–38D außerdem alle
Signale außer
den von dem Sender 32 gesendeten Signalen zurück. Bei
einer bevorzugten Ausführungsform
werden die durch den Sender 32 gesendeten Signale phasencodiert,
so daß zurückkommende
Signale mit einem anderen Code als dem gesendeten durch die Korrelatoren 36A–36D und
die Filter 38A–38D zurückgewiesen
werden. Entfernungs-Gate/Korrelatoren 36A–36D demodulieren
die codierten zurückkommenden
Radarsignale und geben die abgetasteten zurückkommenden Signale an die
Wortintegrations-Bandpaßfilter 38A–38D aus. Die
Wortintegrations- Bandpaßfilter 38A–38D integrieren
die empfangenen Abtastwerte und erzeugen eine digital abgetastete
Sinuswelle mit Zwischenfrequenz, die an die Bildzurückweisungsmischer 40A–40D ausgegeben
wird. Die Wortintegrations-Bandpaßfilter 38A–38D arbeiten
außerdem
als Korrelator und weisen Codes zurück, die nicht korreliert sind.
Der Vorgang der Demodulation/Filterung führt zu der Zurückweisung
unerwünschter
Signale.
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Aus
dem ZF-Offsetgenerator 28 wird eine Frequenzreferenz für die Bildzurückweisungsmischer 40A–40D abgeleitet.
Die Bildzurückweisungsmischer 40A–40D verschieben
das aus den Wortintegrations-BPF 38A–38D empfangene ZF-Signal herunter in
das Basisband und beseitigen ein unerwünschtes Seitenband (d. h. ein
Bild-Seitenband) aus dem Signal. Immer dann, wenn ein Signal abwärts umgesetzt
wird, werden Seitenbänder
produziert. Zum Beispiel wird, wenn man annimmt, daß ein ZF-Trägersignal
von 30 MHz mit einer positiven 5-Hz-Dopplerverschiebung verwendet wird,
wenn das Signal in das Basisband heruntergemischt wird, das resultierende
Signal Komponten von plus und minus 5 Hz enthalten. Die Bildzurückweisungsmischer 40A–40D weisen
die unerwünschte
Komponente von minus 5 Hz zurück
und geben das Basisband-Signal an die Doppler-BPF 42A–42D aus.
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Die
Doppler-BPF 42A–42C werden
auf eine Mittenfrequenz eingestellt, die der Dopplerverschiebung
für den
derzeitigen Streifen 62 entspricht. Auf ähnliche
Weise wird das Doppler-BPF 42D auf eine Mittenfrequenz
eingestellt, die der Dopplerverschiebung für den nächsten Doppler-Streifen 64 entspricht.
Die Bandbreite für
die Doppler-BPF 42A–42D wird
so eingestellt, daß eine
gewünschte Abwärtslagen-Streifenbreite
geschaffen wird, wie zum Beispiel 10 Fuß. Jedes Doppler-BPF 42A–42C gibt
eine Sinuswelle aus. Jede von den Doppler-BPF 42A–42C ausgegebene
Sinuswelle weist dieselbe Frequenz auf, aber die Sinuswellen werden
verschiedene Phasenverschiebungen aufweisen. Auf der Basis der Phasendifferenzen
der aus den Doppler-BPF 42A–42C empfangenen Sinuswellen
bestimmt der Phasenprozessor 46 die Winkelposition des
höchsten
Punkts in dem derzeitigen Streifen, wobei eingeschlossen ist, ob
sich der höchste
Punkt rechts oder links des Flugzeugs befindet. Der Phasenprozessor 46 beseitigt
außerdem
eine etwaige Phasenmehrdeutigkeit auf der Basis von Phasenvergleichen
der verschiedenen Eingangssignale. Bei einer bevorzugten Ausführungsform
bestimmt der Grob-Phasenprozessor 46A die Phasenbeziehung
zwischen den Signalen aus dem Doppler-BPF 42C und dem Doppler-BPF 42A und
gibt eine eindeutige, aber grobe Phasenbeziehung aus. Der Fein-Phasenprozessor 46C bestimmt
die Phasenbeziehung zwischen den Signalen aus dem Doppler-BPF 42C und
dem Doppler-BPF 42B und gibt eine feine, aber mehrdeutige Phasenbeziehung
aus. Der Koordinatenortsprozessor 46B bestimmt Höhe und horizontale
Position des höchsten
Punkts in einem Streifen auf der Basis der feinen mehrdeutigen und
groben eindeutigen Informationen aus den Phasenprozessoren 46A und 46C und
gibt einen Zielpositionsvektor aus.
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5 zeigt
eine alternative Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, die eine Einzelstreifentechnik zum Identifizieren
des höchsten Punkts
in einem bestimmten Streifen verwendet. Der in 5 gezeigte
Radar-Höhenmesser 80 ist
der in 1 und 2 gezeigten Ausführungsform
sehr ähnlich,
mit zwei Hauptunterschieden. Erstens enthält der Radar-Höhenmesser 80 Direktzugriffsspeicher
(RAM) 19A–19C,
die zwischen den Digitalisierern 18A–18C und Entfernungs-Gate/Korrelatoren 36A–36C angeordnet
sind. Zweitens werden die Steuerleitungen 45A und 45B in
DSP 83 beide zur Auswahl des vergangenen Doppler-Streifens
verwendet. Deshalb verarbeitet der Radar-Höhenmesser 80 nur Daten
aus einem Streifen auf einmal.
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Im
Gegensatz zu der Technik des Suchens während der Verarbeitung, bei
der Entfernungskanal 9D dem Flugzeug 60 einen
Streifen voraus war und sich die Phasenkanäle 9A–9C auf
demselben Streifen wie das Flugzeug 60 befanden, gehen
bei der Einzelstreifentechnik alle Kanäle 9A–9D der
derzeitigen Flugzeugposition einen Streifen nach. Während das
Flugzeug 60 über
einen ersten Bodenstreifen fliegt, digitalisieren die Digitalisierer 18A–18C die
zurückkommenden
Signale für
den ersten Bodenstreifen und speichern die Daten in den RAM 19A–19C. Der
Entfernungskanal 9D und die Phasenkanäle 9A–9C verarbeiten
die in den RAM 19A–19C gespeicherten
ersten Streifendaten, während
das Flugzeug 60 über
einen zweiten Streifen (d. h. dem derzeitigen Streifen) fliegt.
Deshalb sind die Doppler-BPF 42A–42D jeweils
auf den vergangenen Doppler-Streifen
oder den gerade von dem Flugzeug 60 überquerten Streifen eingestellt.
Während
das Flugzeug 60 über
einen dritten Streifen fliegt, werden die zurückkommenden Radarsignale für den dritten Streifen
in den RAM 19A–19C gespeichert,
während die
Kanäle 9A–9D zurückkommende
Signale von dem zweiten Streifen verarbeiten usw. Mit Ausnahme der
oben beschriebenen Unterschiede arbeitet der Radar-Höhenmesser 80 im
wesentlichen genauso wie die in 1 und 2 gezeigte
und oben beschriebene Ausführungsform.
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Der
Radar-Höhenmesser
der vorliegenden Erfindung kann in vielen verschiedenen Anwendungen
eingesetzt werden. Zum Beispiel kann man den Radar-Höhenmesser
in einem unbemannten Flugzeug verwenden. Bei einer solchen Anwendung
wird eine elektronische Geländeerhebungskarte
in dem unbemannten Flugzeug gespeichert. Das unbemannte Flugzeug
vergleicht die Ausgabe des Radar-Höhenmessers der vorliegenden
Erfindung mit der gespeicherten Geländeerhebungskarte und bestimmt,
wo sich das Flugzeug befindet. Der Radar-Höhenmesser der vorliegenden
Erfindung kann auch als Reserve für ein GPS-System (Globales
Navigationssystem) verwendet werden, falls das GPS aufgrund von
Störung,
Signalblockierung oder anderen Problemen ineffektiv wird.