DE60106326T2

DE60106326T2 - Frequenzmultiplizierende Schaltung und integrierte Halbleiterschaltung

Info

Publication number: DE60106326T2
Application number: DE60106326T
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Yokohama-shi Masumoto; Tsuneo Kamakura-shi Suzuki; Teruo Yokohama-shi Imayama
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2000-04-27
Filing date: 2001-04-27
Publication date: 2006-02-23
Anticipated expiration: 2021-04-28
Also published as: US6456143B2; US20010043109A1; DE60106326D1; EP1156581B1; CN1168198C; JP2002016440A; EP1156581A2; KR20010098905A; JP3977591B2; CN1326264A; EP1156581A3; KR100398014B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein einen Frequenz-Multiplizierer und eine integrierte Halbleiterschaltung zum Erzeugen eines Lokaloszillatorsignals zur Verwendung in einem superheterodynen Empfänger oder ähnlichem unter Verwendung des Multiplizierers.
Stand der Technik
In der Vergangenheit wurden verschiedene Systeme zum Senden und Empfangen von schwachen Funkwellen bereitgestellt, um verschiedene Prozesse kontaktfrei durchzuführen. Beispielsweise ist ein schlüsselloses Zugangssystem dazu ausgelegt, schwache Funkwellen zu empfangen, die von einer in einem Schlüssel für ein Fahrzeug eingebetteten Übertragungsschaltung ausgesendet werden, mittels einer Empfangsschaltung im Fahrzeug, um Türen und so zu öffnen und zu schließen.
19 zeigt in einem Blockdiagramm schematisch eine Konfiguration eines herkömmlichen Sende-/Empfangssystems für schwache Funkwellen dieser Art. Das System von 19 umfasst allgemein einen Transmitter 51 und einen Empfänger 52. Der Transmitter 51 weist eine Übertragungsschaltung 53 und eine Antenne 54 auf. Der Transmitter 51 verwendet eine Trägerfrequenz von 315 MHz zum Aussenden eines AM-modulierten (Amplituden-modulierten) oder FM-modulierten (Frequenzmodulierten) Signals über die Antenne 54.
Der Empfänger 52 umfasst eine Antenne 11, einen SAW-Filter 12, einen HF-Verstärker 13, eine Lokaloszillatorschaltung zur Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals, einen Mischer 15 zum Erzeugen eines Zwischenfrequenzsignals (IF-Signal), einen IF-Filter 16, einen IF-Verstärker 17 und eine Detektorschaltung 18. Die Lokaloszillatorschaltung 14 weist eine Quellenoszillatorschaltung 21 zur Erzeugung eines Referenzsignals auf, und eine Quintupler-Schaltung 20 zum Ausgeben eines verfünffachten Signals mit einer Frequenz, die fünfmal so hoch ist wie die des Referenzsignals.
Die Quellenoszillatorschaltung 21 ist dazu ausgelegt, ein Quellenoszillatorsignal mit einer Frequenz von 65,14 MHz zu erzeugen. Die Lokaloszillatorschaltung 14 ist dazu ausgelegt, ein Lokaloszillatorsignal f_LO=325,7 MHz zu erzeugen, welches eine erhöhte Frequenz aufweist, die fünfmal so hoch ist wie die Frequenz des Quellenoszillatorsignals. Der Mischer 15 ist dazu ausgelegt, das Lokaloszillatorsignal f_LO zu verwenden, um ein Zwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz von f_LO-f₀=10,7 MHz auszugeben.
Somit wird ein durch die Antenne 11 empfangenes Hochfrequenzsignal durch den Mischer 15 in ein Zwischenfrequenzsignal umgewandelt, so dass die Signalverarbeitung einfacher ausgeführt werden kann als in einem Fall, bei dem die Signalverarbeitung direkt unter Verwendung des Hochfrequenzsignals durchgeführt wird.
Der IF-Filter 16, welcher ein Bandpassfilter ist, ist mit dem Mischer 15 der nachfolgenden Stufe verbunden. Das Durchlassband des Filters 16 ist ungefähr hunderte kHz, zentriert auf einer Zwischenfrequenz von 10,7 MHz. Nachdem unerwünschte Frequenzkomponenten durch den IF-Filter 16 entfernt sind, werden die Zwischenfrequenzsignale von 10,7 MHz um ungefähr 70 dB im IF-Verstärker 17 verstärkt.
Wenn das System von 19 auf das oben erwähnt schlüssellose Zugangssystem angewendet wird, ist der Transmitter 51 in einem durch eine Person geführten Schlüssel eingebettet, und der Empfänger 52 ist an einem Fahrzeug angebracht. Vom Transmitter 51 werden schwache Funkwellen mit der Frequenz 322 MHz oder weniger emittiert. Eine erlaubte Feldintensität ist 500 μV/m oder weniger, definiert durch Artikel 6 der Vorschriftsregulierungen des Funkwellengesetzes in Japan. Funkwellen mit der Frequenz von 322 MHz oder höher können verwendet werden. Es ist jedoch die erlaubte Feldintensität von 322 MHz bis 10 GHz 35μV/m oder weniger, was sehr klein ist. Zusätzlich erhöht sich mit der Erhöhung Frequenz die Ausbreitung von Funkwellen, so dass diese nicht in praktische Verwendung gesetzt werden und die Funkwellen mit einer Frequenz von 322 MHz oder höher in diesem Land kaum genutzt werden. Daher werden allgemein Funkwellen mit einer Frequenz von ungefähr 315 MHz als schwache Funkwellen genutzt.
Auf der anderen Seite hat der Transmitter 15 vorzugsweise einen kleineren elektrischen Energieverbrauch, um die Lebensdauer einer Batterie zu erhöhen, so dass es erforderlich ist, die Schaltungskonstruktion zu vereinfachen. Beispielsweise ist ein SAW (Oberflächenakustikwellen)-Vibrator als einfaches Element bekannt, das Funkwellen mit einer Frequenz von ungefähr 315 MHz abstrahlen kann. Dieses Element kann nicht nur die Schaltungskonstruktion vereinfachen, sondern kann auch direkt mit einer Frequenz von 315 MHz oszillieren.
Obwohl es als weiteres Oszillatorelement Kristalloszillatoren gibt, ist es technisch schwierig, das Signal mit einer Frequenz im Bereich von 315 MHz abzustrahlen. Nach einem Oszillieren des Kristalloszillators mit einer niedrigem Frequenz ist es erforderlich, die Frequenz zu multiplizieren. Darum wird der SAW-Vibrator oft dazu verwendet, die Schaltung so einfach wie möglich bereitzustellen.
Es besteht jedoch ein Problem darin, dass der SAW-Vibrator eine große Frequenzabweichung aufweist. Die Frequenzabweichung des SAW-Vibrators ist normalerweise 100 ppm oder höher. Die Frequenzabweichung des Transmitters selbst wird verschlechtert, wenn der SAW-Vibrator als Transmitter verwendet wird. Darum wird, wenn die Leistungseigenschaft und der Ausstoß von Produkten verbessert werden soll, manchmal ein Kristalloszillator verwendet.
Wenn der SAW-Vibrator als Transmitter verwendet wird, ist es erforderlich, die Frequenzpräzision auf der Empfängerseite zu verbessern, um die Nachteile zu kompensieren. Um die Frequenzpräzision zu verbessern, wird allgemein ein Kristalloszillator mit einer kleinen Frequenzabweichung für die Lokaloszillatorschaltung des Empfängers verwendet. Da die Frequenzabweichung des Kristalloszillators im schlechtesten Fall kaum 100 ppm überschreitet, ist es möglich, die Frequenzpräzision des Empfängers zu verbessern, indem der Kristalloszillator als Lokaloszillatorschaltung im Empfänger verwendet wird.
Da es sehr schwierig ist, direkt eine Frequenz im 300 MHz-Band zu oszillieren, wie oben beschrieben, wird jedoch allgemein ein Verfahren zum Vermindern der Oszillationsfrequenz des Kristalloszillators selbst verwendet mit Multiplizierung einer Frequenz mit einer Freguenzmultipliziererschaltung zur Erlangung einer Frequenz im 300 MHz-Band.
Es wird ein Verfahren vorgeschlagen, das als eine herkömmliche Oszillatorschaltung eine Quintupler-Schaltung 20 zur Bewirkung eines Oszillierens eines Kristalloszillators bei 65,14 MHz verwendet, um höhere Harmonische (Signale) mittels eines Verzerrens seiner Signalform zu erzeugen, und um höhere Harmonische fünfter Ordnung mittels eines Filters oder ähnlichem zu extrahieren, um eine Frequenz von 325,7 MHz zu erlangen, wenn eine Lokaloszillatorfrequenz von z.B. 325,7 MHz (=315 + 10,7 MHz) erzeugt werden soll.
In dieser Quintupler-Schaltung 20 ist es erforderlich, eine Verzerrung zu erhöhen, um Harmonische höherer Ordnung zu erzeugen, um die multiple Zahl zu erhöhen. Obwohl die Pegel höherer harmonischer Komponenten sich vermindern, wenn sich die Ordnung dieser erhöht, können die höheren harmonischen Komponenten viele unerwünschte Komponenten enthalten, die sich von den ursprünglich erforderlichen höheren Harmonischen fünfter Ordnung unterscheiden.
Es wird nunmehr angenommen, dass eine Rechteckwelle mit einer geraden Funktion als eine verzerrte Welle verwendet wird, und es wird angenommen, dass sie eine '1' in einem Intervall von (–x) bis (+x) aufweist, und eine '–1' in anderen Intervallen, und die folgende Gleichung kann dargestellt werden: A (x–π/2) + Asin x · cos ωt + A/2 · sin 2x · cos 2ωt + A/3 · sin 3x · cos 3ωt + ... + A/n · sin nx · cos ωt (1),wobei A eine Konstante ist, ω eine Winkelfrequenz, die 2πf_LO ist, t die Zeit ist, n eine natürliche Zahl, und der erste Term eine Gleichstrom-Komponente.
In der Gleichung (1) werden beispielsweise unter der Annahme, dass n=5 ist, die höheren harmonischen Komponenten fünfter Ordnung auf 1/5 der fundamentalen Welle gedämpft. Unter der Annahme, dass x=π/2 ist, verbleiben die ungeraden Ordnungen der Gleichung (1), und die Gleichstromkomponente ist nur in diesem Fall Null.
Um nur die höheren harmonischen Komponenten fünfter Ordnung zu nutzen, müssen die Komponenten erster bis vierter Ordnung und sechster oder höherer Ordnung entfernt werden. Daher werden durch einen Filter unter Verwendung der Quintupler-Schaltung 20 nur die höheren harmonischen Komponenten fünfter Ordnung extrahiert. Unerwünschte höhere harmonische Komponenten verbleiben jedoch auf einem hohen Pegel. Die unerwünschten höheren harmonischen Komponenten breiten sich nicht nur im Raum aus, sondern die Frequenzen sind ebenso nah beieinander, so dass es erforderlich ist, einen SAW-Filter oder ähnliches zu verwenden.
Falls unerwünschte höhere harmonische Komponenten in den Mixer 15 über den Raum und eine Übertragungsleitung gelangen, werden die höheren Harmonischen selbst zu Störwellen. Darüber hinaus werden alle Funkwellen mit einer Frequenz Fo', wobei die Differenz zwischen der Frequenz f_LO und der Frequenz Fo' unerwünschter Funkwellen, die von außen ankommen, gleich einer Zwischenfrequenz von 10,7 MHz ist, zu schädlichen Funkwellen.
Falls der Empfänger durch die schädlichen Funkwellen beeinträchtigt wird, kann es sein, dass das schlüssellose Zugangssystem nicht normal arbeitet, so dass es notwendig ist, den Einfluss unerwünschter höherer harmonischer Schwingungen zu vermindern.
Beispielsweise ist es zur Verminderung des Einflusses höherer Harmonischer im Stand der Technik erforderlich, Maßnahmen zu ergreifen, eine Abschirmung für die Frequenzmultiplizierer-Schaltung bereitzustellen, oder den raumbezogenen Abstand zwischen der Frequenzmultiplizierer-Schaltung und dem Mischer zu erhöhen.
Da es erforderlich ist, zu verhindern, dass sich die Multiplikationszahl erhöht, um die höheren Harmonischen zu reduzieren, ergibt sich eine Beschränkung für die Multiplikationszahl, so dass es ein Problem ergibt, dass die Oszillationsfrequenz nicht ausreichend niedrig sein kann. Falls die Quellenoszillatorfrequenz hoch ist, ist es schwierig, die Schaltung auszulegen, und die Schaltung ist kompliziert. Zusätzlich sind auch die Kosten zum Bereitstellen des Kristalloszillators hoch.
Um die Quellenoszillatorfrequenz zu vermindern, wird erwogen, eine Phasenregelkreis-Schaltung (PLL) zu verwenden. Falls jedoch die PLL-Schaltung verwendet wird, ist es erforderlich, eine Oszillatorschaltung und eine Spannungssteueroszillator(VCO)-Schaltung zum Erlangen einer Phasenvergleichsfrequenz zu verwenden. Zusätzlich erhöht sich die Schaltungsgröße, und die Kosten erhöhen sich durch die PLL-Schaltung und die Spannungssteueroszillatorschaltung.
Daher wird erwogen, dass die PLL-Schaltung und die Spannungssteueroszillatorschaltung in einen Chip einbezogen werden, um einen IC zu bilden, und um die Vergrößerung der Schaltungsgröße und Kosten zu vermindern. Falls jedoch die Spannungssteueroszillatorschaltung im Chip enthalten ist, verschlechtert sich das C/N-Verhältnis, so dass eine Leistungseigenschaft, wie beispielsweise eine Empfindlichkeit, sich verschlechtert. Um dies zu verhindern, muss die Spannungssteueroszillatorschaltung außerhalb bereitgestellt werden, so dass es nicht möglich ist, die Schaltungsgröße zu reduzieren, wenn eine Leistung wichtig eingestuft wird.
Um die PLL-Schaltung mit der Spannungssteueroszillatorschaltung zu kombinieren, treten höhere Harmonische auf, zeitweilige Signale durch Phasenvergleich genannt, so dass es erforderlich ist, Maßnahmen zur Entfernung der höheren harmonischen Schwingungen zu ergreifen.
Somit ist die herkömmliche Oszillatorschaltung dazu ausgelegt, mit einer niedrigen Frequenz unter Verwendung des Kristalloszillators zu oszillieren, um die Frequenzpräzision des Empfängers zu verbessern, und um die Oszillationsfrequenz des Kristalloszillators durch die Frequenzmultipliziererschaltung zu verfünffachen, und ist mit einer Abschirmung oder ähnlichem ausgestattet, um erzeugte unerwünschte höhere harmonische Komponenten zu vermindern. Daher ergibt sich eine Grenze für die Miniaturisierung der Schaltung, und es ergibt sich ein Problem, das es erforderlich ist, Maßnahmen zur Entfernung von Störwellen zu ergreifen.
In der EP-A-0 485 050 ist ein Frequenzmultiplizierer mit niedrigem Phasenrauschen offenbart, der ein unter Verwendung eines Kristalloszillators erzeugtes Quellenoszillatorsignal verwendet. Der Frequenzmultiplizierer kann eine Ordnung aufweisen, die größer als 2 ist, und die Multiplikation wird durch eine 90°-Phasenschieberschaltung erzielt, konfiguriert zur Verschiebung der Phase eines Eingangssignals um 90°. Der Realterm und ein Imaginärterm werden miteinander gekoppelt zu einem Mischer, um ein verdoppeltes Frequenzsignal zu erzeugen. Eine Anzahl von Frequenzmultipliziererschaltungen kann in einer Kaskade miteinander verbunden sein. Das Quellenoszillatorsignal wird an einer Frequenzmultipliziererschaltung einer ersten Stufe der Kaskade eingegeben.
In der EP-A-0 612 189 wird ein Frequenzmultiplizierer mit zwei Frequenzdopplern, in Kaskade verbunden, offenbart, bei dem die Ausgaben der finalen Stufe ein Signal mit 2ⁿ-facher Frequenz im Vergleich zur Frequenz des Quellenoszillatorsignals ausgibt.
Zusammenfassung der Erfindung
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die vorhergehend genannten Probleme zu lösen, und eine Frequenzmultipliziererschaltung mit einfachem Schaltungsaufbau bereitzustellen, die unerwünschte Frequenzkomponenten sicher entfernen kann.
Um die vorhergehend genannten und andere Aufgaben zu lösen, umfasst eine Frequenzmultipliziererschaltung in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung: einen Quellenoszillator, der konfiguriert ist, ein Quellenoszillatorsignal unter Verwendung eines Kristalloszillators zu erzeugen; n Frequenzmultipliziererschaltungen (n ist eine ganze Zahl, gleich oder größer 2), von denen jede eine 90° Phasenschiebeschaltung umfasst, konfiguriert zur Verschiebung der Phase eines Eingangssignals um 90°, und einen Mischer, konfiguriert zur Erzeugung eines gedoppelten Signals des Eingangssignals auf Grundlage des Eingangssignals und eines Ausgangssignals der 90°-Phasenschiebeschaltung, wobei die n Frequenzmultipliziererschaltungen in einer Kaskade verbunden sind, das Quellenoszillatorsignal in eine Frequenzmultipliziererschaltung einer ersten Stufe der n Frequenzmultipliziererschaltungen eingegeben wird, und eine Frequenzmultipliziererschaltung einer letzten Stufe der n Freguenzmultipliziererschaltungen ein Signal ausgibt, das eine Frequenz aufweist, die 2ⁿ mal so hoch ist, wie die Frequenz des Quellenoszillatorsignal; und mindestens eine Phasenschiebeeinstellschaltung, bereitgestellt, so dass sie zumindest einem Teil der n Frequenzmultipliziererschaltungen entspricht, wobei die Phasenschiebeeinstellschaltung die Phasenschiebegröße einer entsprechenden der 90° Phasenschieberschaltungen einstellt, so dass die Ausgangsgleichspannung eines entsprechenden der Mischer im wesentlichen Null ist, wobei die 90°-Phasenschiebeschaltung umfasst: eine erste Stromquelle, geeignet für ein Einstellen einer Stromgröße durch die Ausgabe der Phasenschiebeeinstellschaltung; und ein erstes Impedanzelement, wobei die Impedanz variabel in Übereinstimmung mit einer durch die Stromquelle fließenden Stromgröße eingestellt wird.
In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung ist es, da n Frequenzmultipliziererschaltungen in Kaskade verbunden sind, um das Quellenoszillatorsignal von dem Kristalloszillator zur Frequenzmultipliziererschaltung der ersten Stufe zu liefern, möglich, ein Signal mit ausreichend hoher Frequenz von der Frequenzmultipliziererschaltung der letzten Stufe auszugeben, auch wenn die Quellenoszillatorfrequenz niedrig ist. Daher ist es möglich, den Quellenoszillator einfach auszulegen, und es ist möglich, die Charakteristiken des Quellenoszillatorsignals zu stabilisieren.
Zusätzlich, da die Frequenzmultiplizierschaltung die 90°-Phasenschiebeschaltung und den Mischer umfasst, ist es möglich, eine Frequenzmultiplizierschaltung zu realisieren, die unerwünschte Frequenzkomponenten effizient unterdrücken kann und die gegenüber einem Stören robust ist. Es ist weiter möglich, ein Signal mit ausreichend hoher Frequenz zu erlangen, indem die Anzahl von Stufen von miteinander verbundenen Frequenzmultipliziererschaltungen eingestellt wird.
Falls die Frequenzmultipliziererschaltung mit einer Filterschaltung ausgestattet ist, ist es möglich, unerwünschte Hochfrequenzkomponenten sicher zu entfernen. Falls ein variables Impedanzelement in der Filterschaltung bereitgestellt ist, ist es möglich, die Frequenzcharakteristiken der Filterschaltung in Übereinstimmung mit der Phasenschiebegröße der Phasenschiebeschaltung zu steuern.
Falls sowohl die Filterschaltung als auch die Phasenschiebeschaltung mit einem Begrenzerverstärker ausgestattet sind, ist es möglich, zu verhindern, dass die Frequenzcharakteristiken der Filterschaltung und die Abschneidefrequenz der Phasenschiebeschaltung von dem Eingangssignalpegel abhängt.
Falls ein Impedanzelement mit dem variablen Widerstand der Filterschaltung in Serie verbunden ist, ist es möglich, die erste Phasenschiebegröße, bewirkt durch den Begrenzerverstärker der Phasenschiebeschaltung, zu eliminieren, und es ist möglich, die Frequenzcharakteristiken der Filterschaltung so zu steuern, dass sie der Veränderung der Quellenoszillatorfrequenz treu folgen.
Falls die Frequenzmultipliziererschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung zur Bildung eines superheterodynen Empfängers verwendet wird, sind Bereiche außer dem Kristalloszillator und der Antenne auf einem Chip untergebracht, so dass es möglich ist, den Empfänger zu miniaturisieren und Kosten zu reduzieren.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die vorliegende Erfindung wird vollständiger mit der folgenden unterhalb gegebenen Beschreibung und mit den begleitenden Zeichnungen der bevorzugten Ausführungsbeispiele der Erfindung verstanden. Die Zeichnungen sollen jedoch keine Beschränkung der Erfindung auf ein bestimmtes Ausführungsbeispiel bewirken, sondern dienen lediglich einer Erläuterung und einem Verständnis.
1 zeigt ein Blockdiagramm des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels eines Empfängers mit einer Frequenzmultipliziererschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung:
2 zeigt ein Diagramm einer allgemeinen Charakteristik einer symmetrischen Filterschaltung;
3 zeigt ein Blockdiagramm des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels eines Empfängers mit einer Frequenzmultipliziererschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;
4 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Beispiels einer 90°-Phasenschiebeschaltung unter Verwendung eines Halbleiterelements;
5 zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Beispiels einer Filterschaltung;
6 zeigt ein Schaltungsdiagramm des detaillierten Aufbaus des dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels einer 90°-Phasenschiebeschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;
7 zeigt ein Schaltungsdiagramm der detaillierten Konstruktion einer Filterschaltung;
8 zeigt ein Kleinsignal-Äquivalenzschaltdiagramm der Filterschaltung von 7;
9 zeigt ein durch die Gleichung (5) ausgedrücktes Diagramm;
10 zeigt ein Schaltdiagramm einer Filterschaltung, bei der Transistoren Q3 und Q4 von 7 in Darlington-Verbindung verbunden sind;
11 zeigt ein Schaltdiagramm einer Filterschaltung zur Verwendung in einem tatsächlichen LSI oder ähnlichem;
12 zeigt ein Schaltdiagramm einer 90°-Phasenschiebeschaltung mit einem Begrenzerverstärker;
13 zeigt ein Schaltdiagramm eines Beispiels einer Lokaloszillatorschaltung mit einer Filterschaltung und keiner Phasenschiebestellschaltung;
14 zeigt ein Schaltdiagramm eines Beispiels einer Lokaloszillatorschaltung mit einer Phasenschiebeeinstellschaltung und keiner Filterschaltung;
15 zeigt ein Blockdiagramm des vierten bevorzugten Ausführungsbeispiels eines Empfängers mit einer Frequenzmultipliziererschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;
16 zeigt ein vergrößertes Blockdiagramm eines inneren Aufbaus einer Dopplerschaltung 2 an der ersten Stufe;
17 zeigt ein Schaltdiagramm des detaillierten Aufbaus einer Versatzeliminierungsschaltung 82 von 16;
18 zeigt ein Schaltdiagramm des detaillierten Aufbaus eines Begrenzerverstärkers von 16; und
19 zeigt ein Blockdiagramm des schematischen Aufbaus eines herkömmlichen Sende-/Empfangssystems für schwache Funkwellen.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
Unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen wird nunmehr eine Frequenzmultipliziererschaltung und eine integrierte Halbleiterschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung unterhalb detailliert beschrieben.
(Erstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel)
1 zeigt ein Blockdiagramm des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels eines Empfängers mit einer Frequenzmultipliziererschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Empfänger von 1 ist auf einem Chip untergebracht, mit Ausnahme einer Quellenoszillatorschaltung 1 und einer Antenne 11. In 1 werden den gleichen Elementen wie in 15 gleiche Bezugszeichen gegeben, und unterhalb werden hauptsächlich unterschiedliche Gesichtspunkte erläutert.
Die Frequenzmultipliziererschaltung von 1 weist den gleichen Aufbau auf wie in 15, mit Ausnahme, dass der Aufbau einer Lokaloszillatorschaltung 14a zur Erzeugung lokaler Oszillationssignale sich von der Frequenzmultipliziererschaltung von 15 unterscheidet.
Die Lokaloszillatorschaltung 14a von 1 weist eine Quellenoszillatorschaltung 1 zur Erzeugung von Quellenoszillatorsignalen auf, und eine Mehrzahl von in Kaskade verbundenen Frequenzmultipliziererschaltungen 2. Dabei ist jede der Frequenzmultipliziererschaltungen 2 einer Dopplerschaltung 2 zum Ausgeben eines Signals, dessen Frequenz die doppelte der Frequenz eines Eingangssignals ist. Diese Schaltung ist mit einer 90°-Phasenschiebeschaltung 2 und einem Mischer 22 ausgestattet.
Ein Quellenoszillatorsignal, erzeugt durch die Quellenoszillatorschaltung 1, wird an den Eingangsanschluss der Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe eingegeben, und ein Lokaloszillatorsignal wird von dem Ausgangsanschluss der Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe ausgegeben. Die Frequenz (Lokaloszillatorfrequenz) f_LO des Lokaloszillatorsignals ist beispielsweise 325,7 MHz.
Es wird angenommen, dass eine Oszillatorschaltung unter Verwendung beispielsweise eines Kristalloszillators als Lokaloszillatorschaltung 1 verwendet wird. Unter Verwendung des Kristalloszillators kann die Frequenzpräzision des Lokaloszillatorsignals verbessert werden.
In diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die drei Stufen von Dopplerschaltung 2 verbunden, und ein Quellenoszillatorsignal mit einer Quellenoszillatorfrequenz von 40,7125 MHz wird in die Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe eingegeben. In Inlandssystemen für einen Empfang schwacher Funkwellen wird die lokale Oszillationsfrequenz oft auf 325,7 MHz eingestellt, mit Bezug auf eine Empfangsfunkwelle mit einer Frequenz von 315 MHz.
In diesem Fall ist die Quellenoszillatorfrequenz 81,425 MHz, wenn n=2 (vierfach), die Quellenoszillatorfrequenz ist 40,7125 MHz, wenn n=3 (achtfach), und die Quellenoszillatorfrequenz ist 20,35625 MHz, wenn n=4 (16fach).
Die Quellenoszillatorfrequenz, basierend auf dem Kristalloszillator, weist stabile Charakteristiken auf, wenn die Frequenz niedrig ist, und wird einfach erzeugt. Insbesondere ist die Frequenz vorzugsweise ungefähr 60 MHz oder weniger.
Demgegenüber, wenn die Quellenoszillatorfrequenz zu niedrig ist, nähert sich die Quellenoszillatorfrequenz einer Zwischenfrequenz (IF-Frequenz) an. Daher ist die Quellenoszillatorfrequenz vorzugsweise niedriger, 10,7 MHz, indem n=7 oder mehr gesetzt wird, oder die Quellenoszillatorfrequenz ist vorzugsweise höher als 10,7 MHz, indem n = weniger als 4 gesetzt wird.
Falls n erhöht wird, um die Quellenoszillatorfrequenz zu vermindern, erzeugt jedoch die Dopplerschaltung 2 unerwünschte Frequenzkomponenten in Intervallen der Quellenoszillatorfrequenz, wie später es beschrieben wird, so dass es schwierig ist, unerwünschte Frequenzkomponenten durch die Filterschaltung zu entfernen.
Sogar wenn eine SAW-Filterschaltung, welche eine von Filterschaltungen mit der höchsten Entfernungsleistung ist, als Filterschaltung zum Entfernen der unerwünschten Frequenzkomponenten verwendet wird, sind die folgenden Entfernungspegelcharakteristiken erforderlich.
Da die allgemeinen Charakteristiken der SAW-Filterschaltung wie in 2 gezeigt sind, sind erforderliche Dämpfungspegel der unerwünschten Frequenzkomponenten wie folgt, wenn eine Dämpfung von 85 dB insgesamt erreicht werden soll.
Filterschaltungszentralfrequenz ±20 MHz ... 65 dB
Filterschaltungszentralfrequenz ±25 MHz ... 40 dB
Filterschaltungszentralfrequenz ±35 MHz ... 30 dB
Filterschaltungszentralfrequenz ±40 MHz oder mehr ... 20 dB
Da die unerwünschten Frequenzkomponenten bei einer Frequenz der Lokaloszillatorfrequenz f_LO± (Quellenoszillatorfrequenz x Ganzzahl) existieren, ist es dann, wenn sich die Quellenoszillatorfrequenz vermindert, schwieriger, unerwünschte Frequenzkomponenten zu entfernen. Daher ist die Quellenoszillatorfrequenz vorzugsweise höher im Hinblick auf das Entfernen harmonischer Schwingungen höherer Ordnung unter Verwendung der Filterschaltung.
Daher kann man feststellen, dass in landläufigen Empfangssystemen für schwache Funkwellen unter Verwendung des 315 MHz-Bandes eine Oktupler-Schaltung (n=3) mit einer Quellenoszillatorfrequenz von 40 MHz am ehesten bevorzugt ist. Daher sind in diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel, wie in 1 gezeigt, die drei Stufen von Dopplerschaltungen 2 in Kaskade verbunden, und das Quellenoszillatorsignal mit einer Frequenz von 40,7125 MHz wird in die Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe eingegeben.
Die 90°-Phasenschiebeschaltung 21 in der Dopplerschaltung 2 ist dazu ausgelegt, ein Signal in den Mischer 22 einzugeben, bei dem bewirkt ist, dass es orthogonal zur sinusförmigen Signalform eines Eingangssignals ist, d.h. die Phase davon ist um 90° von der Phase eines Eingangssignals verschoben.
Betrachtet man nunmehr eine Rechteckwelle, die in der verzerrteste Stufe ist, als die Eingangssignalform des Mischers, kann ein Beispiel einer Signalform beschrieben werden, die eine '–1' in einem Intervall aufweist, in dem die Phase im Bereich von –π bis 0 ist, und eine '+1' in einem Intervall aufweist, in dem Phase im Bereich von 0 bis π ist. Ein Zustand, in dem diese Signalform um X phasenverschoben ist, unter Verwendung der Phasenschiebeschaltung, kann beschrieben werden, so dass das Intervall, in dem die Phase im Bereich von –π+x bis x ist, '–1' aufweist, und das Intervall, in dem die Phase im Bereich von x bis π+x liegt, '+1' aufweist.
Das in den Mischer 22 eingegebene Signal enthält jedoch höhere harmonische Komponenten, bewirkt durch die Nicht-Linearität des Schaltungselements, und die Signalform wird allgemein durch die höheren harmonischen Komponenten verzerrt.
Betrachtet man nunmehr eine Rechteckwelle als die verzerrteste Stufe, wird eine Signalform mit einer '–1' in einem Intervall, in dem die Phase im Bereich von (–π) bis 0 ist, und '+1' in einem Intervall, in dem die Phase im Bereich von 0 bis π ist, als ein Beispiel einer Signalform betrachtet.
Falls diese Signalform unter Verwendung der Phasenschiebeschaltung um x phasenverschoben wird, wird eine Signalform erhalten, bei der das Intervall, in dem die Phase im Bereich von (–π+x) bis x eine '–1' aufweist, und das Intervall, in dem die Phase im Bereich von x bis (π+x) eine '+1' aufweist, erhalten werden.
Falls die zwei Signalformen durch den Mischer 22 multipliziert werden, weist die multiplizierte Signalform eine '–1' in einem Intervall von (–π) bis (–π+x) auf, '+1' in einem Intervall von (–π+x) bis 0, '–1' in einem Intervall von 0 bis (+x), und '+1' in einem Intervall von (+x) bis π, so dass die Periode der Signalform halbiert wird.
Falls die zwei Signalformen durch eine Abfolge einer geraden Funktion beschrieben werden, wird der folgende Ausdruck (2) erhalten: B (π/2–x) + C · sin(π–x) · cos2ωt + C/2 · sin2(π–x) · cos4ωt + C/3 · sin3(π–x) · cos6ωt + ... + C/N · sin n(π–x) · cos2nωt (2),wobei B und C Konstanten und n eine ganze Zahl sind. Gemäß diesem Ausdruck wird eine höhere Harmonische erhalten, die zweimal so groß wie eine fundamentale Welle ist. Eine Bedingung, in der die Menge höherer harmonischer Komponenten minimal ist, ist x=π/2. In diesem Fall wird der Ausdruck (2) durch den Ausdruck (3) ausgedrückt. C · sin(π–x) · cos2ωt + C/3 · sin3(π–x) · cos6ωt + ... = C · cos2ωt – C/3 · cos6ωt + C/5 · cos10ωt – ...
Wie es aus dem Ausdruck (3) ersichtlich ist, verbleiben, die zweite, sechste, zehnte,..., (4n-2)-ten Ordnungen, und vierte, achte, zwölfte,..., 4n-te Ordnungen werden entfernt.
Im Ausdruck (3) ist der Pegel der sekundären höheren Harmonischen der höchste, und der Pegel vermindert sich mit einer Erhöhung der Ordnung der höheren Harmonischen. Zusätzlich liegt eine sechsmal hohe Harmonische neben einer doppelt hohen Harmonischen.
Wird beispielsweise angenommen, dass die Quellenoszillatorfrequenz 40,7125 MHz ist, sind die Frequenzen von von der Dopplerschaltung 2 bei der ersten Stufe ausgegebenen Wellen 81,425 MHz, 244,275 MHz, 407,125 MHz,... Eine benachbarte Frequenz von 244,275 ist jedoch ausreichend von einer erwünschten Frequenz von 81,425 MHz beabstandet, so dass es möglich ist, relativ einfach unerwünschte höhere harmonische Komponenten zu entfernen.

Wird angenommen, dass n=3, ist die Quellenoszillatorfrequenz 40,7125 MHz, und die Ausgabefrequenzen der jeweiligen Dopplerschaltungen 2 sind wie folgt.

Erste Stufe:	81,425 MHz, 244,275 MHz, 407,12 MHz,...
Zweite Stufe:	162,85 MHz, 488,55 MHz, 814,25 MHz,... (bewirkt durch 81,425 MHz) 488,55 MHz, 1465,65 MHz, 2442,75 MHz,... (bewirkt durch 244,275 MHz) 814,25 MHz, 2442,75 MHz, 4071,25 MHz,... (bewirkt durch 407,125 MHz)
Dritte Stufe:	325,7 MHz, 977,1 MHz, 1628,5 MHz,... (bewirkt durch 162,85 MHz) 977,1 MHz, 2931,3 MHz, 4885,5 MHz,... (bewirkt durch 488,55 MHz) 1628,5 MHz, 4885,5 MHz, 8142,5 MHz,... (bewirkt durch 814,25 MHz)

Der Frequenz eines durch 244,275 MHz, welches eine Frequenz benachbarter unerwünschter höherer harmonischer Komponenten in der Ausgabe der Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe ist, bewirkten Signals ist 488,55 MHz in der Ausgabe der zweiten Stufe, und 977,1 MHz in der Ausgabe der dritten Stufe. Beide sind ausreichend vom 300 MHz-Band beabstandet, so dass es keinen schlechten Einfluss der höheren harmonischen Komponenten wie beispielsweise ein Rauschen gibt.
Wenn auf der anderen Seite die Verschiebung der Frequenz durch die Phasenschiebeschaltung nicht 90° ist, ist die Anzahl der unerwünschten höheren Harmonischen nicht nur verdoppelt, sondern die benachbarte Frequenz ist 162,85 MHz.
Dieses scheint 325,7 MHz in der Ausgabe der zweiten Stufe zu sein und 651,4 MHz in der Ausgabe der dritten Stufe. Daher ist es schwierig, die unerwünschten höheren harmonischen Komponenten zu entfernen, und der erforderliche Frequenzpegel wird durch das Element sin(π–x) im Ausdruck (2) vermindert, so dass die Effizienz der Lokaloszillatorschaltung 14a schlecht ist. Daher ist die Phasenschiebegröße unter Verwendung der Phasenschiebeschaltung am bevorzugtesten 90°.
Im Hinblick auf das Vorhergehende ist in diesem Ausführungsbeispiel die Frequenzmultipliziererschaltung durch die Dopplerschaltung 2 mit dem Mischer 22 und der 90°-Phasenschiebeschaltung 21 gebildet, um eine Erzeugung unerwünschter höherer Harmonischer (Komponenten) zu verhindern, und die Multistufen-Dopplerschaltungen 2 sind verbunden, um die Multiplikationszahl der Quellenoszillatorfrequenz zu verbessern. Insbesondere, wenn n Stufen von Dopplerschaltungen 2 verbunden sind, ist die Frequenz des von der Dopplerschaltung 2 der letzten Stufe ausgegebenen Lokaloszillatorsignals 2ⁿ × f, wobei f eine Quellenoszillatorfrequenz ist.
Bei herkömmlichen Empfängern für schwache Funkwellen ist die Multiplikationszahl der Lokaloszillatorschaltung 14a auf ungefähr 5 begrenzt, wobei in diesem Ausführungsbeispiel die Multiplikationszahl 2³= 8 ist, wenn n=3, und 2⁴ = 16, wenn n=4, so dass die Quellenoszillatorfrequenz durch das Erhöhen der Multiplikationszahl vermindert werden kann.
Beispielsweise ist die ist die Quellenoszillatorfrequenz (315+10,7)/8=40,7125 MHz wenn n=3, und (315+10,7)/ 16=20,35625 MHz wenn n=4, so dass die Quellenoszillatorfrequenz stärker als die Quellenoszillatorfrequenz von 65,14 MHz vermindert werden kann, welches die normalerweise für ein Verfünffachen der Frequenz verwendete ist.
Somit, da die Oszillationsfrequenz des Kristalloszillators vermindert werden kann, ist es möglich, den Empfänger einfach auszulegen, so dass es möglich wird, die Kosten zu reduzieren. Zusätzlich werden, falls die Dopplerschaltungen 2 in einem IC enthalten sind, die höheren harmonischen Komponentensignale, die zwischen den Stufen der Dopplerschaltungen 2 erzeugt werden, nicht nach außen dringen.
Somit sind im ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel die drei Stufen der Kaskade-verbundenen Dopplerschaltungen 2 in der Lokaloszillatorschaltung 14a bereitgestellt, um ein Quellenoszillatorsignal des Kristalloszillators zur Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe zu liefern, um ein verachtfachtes Lokaloszillatorsignal zu erzeugen, so dass es möglich ist, ein Lokaloszillatorsignal mit einer ausreichend hohen Frequenz zu erzeugen, auch wenn die Quellenoszillatorfrequenz niedrig ist.
Gemäß diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel kann, da die Oszillationsfrequenz des Kristalloszillators niedrig eingestellt werden kann, der Empfänger einfach ausgelegt werden, und der gesamte Empfänger kann einfach in einen einzelnen Halbleiterchip eingesetzt werden, mit Ausnahme der Antenne 11, so dass unerwünschte höhere harmonische Komponenten nicht nach außen abgestrahlt werden.
(Zweite bevorzugte Ausführungsform)
Wenn die Phasenverschiebung, basierend auf der Phasenschiebeschaltung, im ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel nicht 90° ist, enthält die Eingangssignalform des Mischers Gleichspannungskomponenten.

Betrachtet man eine Rechteckwelle als eine verzerrte Welle, und wenn die Rechteckwelle mit den Gleichspannungskomponenten durch den Mischer als Eingangssignalform multipliziert wird, erscheinen die Frequenzkomponenten der Rechteckwelle des Eingangssignals in der Ausgabe der Frequenzmultipliziererschaltung zusätzlich zum Ausdruck (2). Betrachtet man eine Rechteckwelle mit einer geraden Funktion, welche '1' in einem Intervall von –X von +X und '–1' in anderen Intervallen ist, kann die Rechteckwelle durch den folgenden Ausdruck beschrieben werden: A(x–π/2) + Asin x · cosωt + A/2 · sin 2x · cos 2ωt + A/3 · sin 3x cos 3ωt + ... + A/n · sin nx · cos nωt (4),wobei A eine Konstante ist, ω eine Winkelfrequenz von 2πf_LO, t die Zeit ist, n eine natürliche Zahl, und wobei der erste Ausdruck eine Gleichspannungskomponente angibt. Wird beispielsweise angenommen, dass n=2, und die Quellenoszillatorfrequenz f0 ist, sind die von den jeweiligen Stufen der Frequenzmultipliziererschaltungen ausgegebenen Frequenzen wie folgt in den Ausdrücken (1) und (3).

Erste Stufe:	f0, 2f0, 3f0, 4*f0,...
Zweite Stufe:	f0, 2f0, 3f0, 4f0, 5f0,... (bewirkt durch f0) 2f0, 22f0, 32f0, 42f0,... (bewirkt durch 2f0) 3f0, 23f0, 33f0, 43f0,... (bewirkt durch 3f0) 4f0, 24f0, 34f0, 44f0,... bewirkt durch 4f0)

Benachbarte unerwünschte höhere Harmonische f0 und 3*f0 von der Ausgabe der ersten Stufe werden zu 3*f0 und 5*f0 in der Ausgabe der zweiten Stufe. Die Differenz von einer erforderlichen Frequenz 4*f0 ist f0, so dass es schwierig ist, dieses zu entfernen.

Die benachbarten unerwünschten Frequenzen werden durch Phasenrauschen bewirkt. Nimmt man an, dass ω eine Winkelgeschwindigkeit und t die Zeit ist, wird die Phase Φ wie folgt ausgedrückt. Φ = ω*t (5)
Wird angenommen, dass das Phasenrauschen vor einem Passieren durch die Dopplerschaltung der zweiten Stufe dgl ist, wird das Phasenrauschen wie folgt durch Ausdruck (5) ausgedrückt: dΦ1 = ω*dt
Da die Zeitdifferenz dt, welche die Quelle des Phasenrauschens ist, sich vor und nach einem Passieren der Frequenzmultipliziererschaltung nicht verändert, wird dΦ2 = 2*ω*dt=2*dΦ1 durch den Ausdruck (5) erhalten, unter der Annahme, dass das Phasenrauschen nach einem Passieren durch die Frequenzmultipliziererschaltung der zweiten Stufe dΦ2 ist. Durch diesen Ausdruck ist das Phasenrauschen dΦ2 nach einem Passieren durch die Frequenzmultipliziererschaltung der zweiten Stufe zweimal so groß wie das Phasenrauschen dgl durch die Frequenzmultipliziererschaltung der zweiten Stufe.
Dieses bedeutet, dass der Signalpegel von benachbarten unerwünschten Frequenzen nach einem Passieren durch die Frequenzmultipliziererschaltung der zweiten Stufe zweimal so hoch ist wie der Signalpegel vor einem Passieren durch die Frequenzmultipliziererschaltung der zweiten Stufe. Das heißt, wird angenommen, dass der Signalpegel einer erforderlichen Frequenz 0 dB ist, wird der Signalpegel benachbarter unerwünschter Frequenzen um 6 dB erhöht, jedes Mal, wenn durch eine Frequenzmultipliziererschaltung einer Stufe hindurchgetreten wird.
Somit werden im ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel die unerwünschten Frequenzen in der Umgebung der erforderlichen Frequenz erzeugt, und der Signalpegel der benachbarten unerwünschten Frequenzen wird jedes Mal um 6 dB erhöht, wenn durch eine Dopplerschaltung einer Stufe hindurchgetreten wird. Daher bildet sich leicht eine Interferenz zwischen der erforderlichen Frequenz und den unerwünschten Frequenzen, und die Empfangsempfindlichkeit kann verschlechtert werden, so dass eine Kommunikationsqualität verschlechtert werden kann.
Im zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel ist eine Filterschaltung zwischen Stufen von Dopplerschaltungen 2 bereitgestellt, um mehr harmonisches Rauschen zu entfernen.
3 zeigt ein Blockdiagramm des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels eines Empfängers mit einer Frequenzmultipliziererschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Empfänger von 3 kann auch in einem einzelnen Halbleiterchip enthalten sein, mit Ausnahme der Antenne 11. In 3 werden den gleichen Elementen wie in 1 gleiche Bezugszeichen gegeben, und hauptsächlich die unterschiedlichen Gesichtspunkte werden unterhalb beschrieben.
Der Empfänger von 3 weist den gleichen Aufbau wie der von 1 auf, mit der Ausnahme des Aufbaus einer Lokaloszillatorschaltung 14b. Die Lokaloszillatorschaltung 14b von 3 umfasst: n Stufen von Dopplerschaltungen 2, die mit einer Quellenfrequenz-Multipliziererschaltung 1 verbunden sind; eine Filterschaltung 31, die mit dem Ausgangsanschluss der Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe verbunden ist; und eine Mehrzahl von Phasenschiebeeinstellschaltungen 32 zum Einstellen der Phasenschiebegröße einer 90°-Phaseschiebeschaltung 21 in jeder der Dopplerschaltungen 2.
Wenn eine Gleichspannungsfehlerkomponente ∆V in einem Eingangssignal eines Mischers 22 vorliegt, leckt das Eingangssignal auch zu einem Ausgangssignal. Falls beispielsweise ein Signal mit einem effektiven wert von 100 mV einen Gleichspannungsfehler von 1 mV aufweist, tritt ein Lecken von 20 log (1 mV/100 mV) = –40 dB in der Ausgabe auf.
Die Filterschaltung 31 ist dazu ausgelegt, die unerwünschten höheren harmonischen Komponenten im Ausgangssignal der Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe zu entfernen, und den Leckanteil des Eingangssignals des Mischers 22. Jede der Phaseschiebeeinstellschaltungen 32 ist dazu ausgelegt, die Phasenschiebegröße der 90°-Phasenschiebeschaltung 21 einzustellen, so dass die Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 in den entsprechenden Dopplerschaltungen 2 Null ist.
Der Phasenschiebeeinsteller der ersten Stufe ist dazu ausgelegt, ein Signal proportional zu einem Steuersignal der entsprechenden 90°-Phasenschiebeschaltung zu der Filterschaltung 31 zu liefern, um die Frequenzcharakteristiken der Filterschaltung 31 zu steuern.
Während 3 ein Beispiel zeigte, bei dem die Phasenschiebeeinstellung der 90°-Phasenschiebeschaltung und die Steuerung der Frequenzcharakteristiken der Filterschaltung 31 auf Grundlage der Ausgabe des Mischers 22 in jeder der Dopplerschaltungen 2 durchgeführt werden, kann die Phasenschiebegröße der Phasenschiebeschaltung und die Frequenzcharakteristiken der Filterschaltung 31 auf Grundlage eines Signals gesteuert werden, das sich von der Ausgabe des Mischers 22 unterscheidet.
Während die Filterschaltung 31 nur mit dem Ausgangsanschluss der Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe in 3 verbunden wurde, kann die Filterschaltung 31 auch mit dem Ausgangsanschluss der zweiten und von nachfolgenden Stufen der Dopplerschaltungen 2 verbunden sein. In diesem Fall ist es möglich, wenn die Filterschaltung 31 mit dem Ausgangsanschluss der Dopplerschaltung 2 näher der ersten Stufe verbunden ist, effektiver unerwünschte höhere harmonische Komponenten zu entfernen.
In diesem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel wird vorausgesetzt, dass die Phasenschiebegröße der 90°-Phasenschiebeschaltung 21 in der Dopplerschaltung 2 immer 90° ist. In einer tatsächlichen Schaltung ist jedoch die Phasenschiebegröße der 90°-Phasenschiebeschaltung 21 nicht immer 90°, aufgrund einer Veränderlichkeit von Elementen und Temperaturbedingungen.
Unter der Annahme, dass die Phasenschiebegröße der Phasenschiebeschaltung x ist, wird die Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 durch den Ausdruck (2) zu B(π/2–x).
Obwohl die Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 2 Null ist, wenn x = π/2 ist, ist sie nicht Null, wenn x nicht π/2 ist, eine unerwünschte höhere harmonische Komponente 4n-ter Ordnung erscheint, und der ursprünglich erforderliche sekundäre hohe harmonische Pegel wird durch den Ausdruck sin(π–x) zu dem Ausdruck (2) vermindert.
Das heißt, falls x = π/2 ist, sin(π–x)=1 ist, so dass der Term sin(π–x) im Ausdruck (2) maximal ist, und falls x von π/2 verschoben wird, wird dieser Term vermindert. Daher zeigt die Tatsache, dass die Gleichspannungskomponente in der Ausgabe des Mischers 22 existiert, den Zustand, in dem der ursprünglich erforderliche sekundäre höhere harmonische Pegel vermindert ist, und die unerwünschte höhere harmonische Komponente 4n-ter Ordnung auftritt.
Daher, falls die Phasenschiebegröße der 90°-Phasenschiebeschaltung 21 so eingestellt wird, dass sin(π-1)=1 im Ausdruck (2) ist, kann die Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 Null sein.
Eine CR-Phasenschiebeschaltung unter Verwendung von beispielsweise des n 4 gezeigten Halbleiterelements wird als 90°-Phasenschiebeschaltung 21 betrachtet, dazu in der Lage, die Phasenschiebegröße einzustellen. Die CR-Phasenschiebeschaltung von 4 umfasst: einen Bezugsoszillator 41, einen variablen Widerstand R1, dessen Widerstandswert variabel durch die Größe eines durch eine Stromquelle 42 fließenden Stroms eingestellt wird; einen variablen Widerstand R2, dessen Widerstand variabel durch die Größe eines durch eine Stromquelle 43 fließenden Stroms eingestellt wird; Kondensatoren C1 und C2; und einen Verstärker 44. Der Referenzoszillator 41 entspricht der Ausgabe der vorhergehenden Dopplerschaltungsstufe 4.
Die variablen Widerstände R1 und R2 sind Widerstände, die den p-n-Übergang von Halbleitern nutzen. Unter der Annahme, dass ein durch den p-n-Übergang fließender Strom I ist, wird der Wert R des Widerstands der variablen Widerstände R1 und R2 durch den Ausdruck (6) ausgedrückt. R = VT / I (6)
Im Ausdruck (6) kann R durch eine Veränderung des Stroms I verändert werden, so dass die Phasenschiebegröße variiert werden kann.
Im Ausdruck (6) wird V_T ausgedrückt durch V_T=kT/q, wobei k die Boltzmann-Konstante ist, T eine absolute Temperatur und q die Größe von Ladungen von Elektronen, und V_T ist ungefähr 26 mV bei normalen Temperaturen. Die Stromgröße I kann durch eine Stromquelle eingestellt werden. Falls die Stromgröße I der Stromquelle durch die Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 gesteuert wird, kann die Phasenschiebegröße gesteuert werden, so dass die Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 immer Null ist.
Das heißt, die CR-Phasenschiebeschaltung von 4 kann den Wert eines Widerstands der variablen Widerstände steuern, durch Einstellen der Stromgröße I der Stromquelle. Durch Steuern dieses Wertes eines Widerstands kann die Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 geändert werden.
Um Fehler in der Phasenschiebegröße zu vermindern, wird die Gleichspannungsverstärkung der Phasenschiebeeinstellschaltung 32 ausreichend groß eingestellt, und die Stromgröße I der Stromquelle wird in Übereinstimmung mit der Änderung der Gleichspannungskomponente geändert. Das heißt, unter der Annahme, dass ein Gleichspannungsfehler ΔV ist die Gleichspannungsverstärkung der Steuerschaltung A ist, vermindert sich der Fehler, wenn A sich erhöht, da ΔV proportional zu I/A ist.

Mittels der obigen Steuerung kann die 90°-Phasenschiebeschaltung 21 gesteuert werden, so dass die Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 immer 0 ist, und die Phasenschiebegröße der 90°-Phasenschiebeschaltung 21 kann immer auf 90° gehalten werden. Wenn die Phasenverschiebung in der 90°-Phasenschiebeschaltung 21 auf genau 90° gehalten wird, sind die Ausgabefrequenzen der jeweiligen Stufen der Dopplerschaltungen 2 wie folgt.

Erste Stufe:	81,425 MHz, 244,275 MHz, 407,125 MHz,...
Zweite Stufe:	162,85 MHz, 488,55 MHz, 814,25 MHz,... (bewirkt durch 81,425 MHz)

	488,55 MHz, 1465,65 MHz, 2442,75 MHz,... (bewirkt durch 244,275 MHz) 814,25 MHz, 2442,75 MHz, 4071,25 MHz,... (bewirkt durch 407,125 MHz)
Dritte Stufe:	325,7 MHz, 977,1 MHz, 1628,5 MHz,... (bewirkt durch 162,85 MHz) 977,1 MHz, 2931,3 MHz, 4885,5 MHz,... (bewirkt durch 488,55 MHz) 1628,5 MHz, 4885,5 MHz, 8142,5 MHz,... (bewirkt durch 814,25 MHz)

Da die unerwünschten höheren harmonischen Komponenten, die von der Dopplerschaltung 2 der dritten Stufe ausgegeben werden, Frequenzen von 977,1 MHz oder mehr aufweisen, die ausreichend getrennt sind, scheint es, dass nur eine erwünschte Frequenz von 325,7 MHz einfach erhalten werden kann, wenn die Filterschaltung 31 nicht verwendet wird.

Jedoch, wie oben beschrieben, tritt die höhere harmonische Komponente 4n-ter Ordnung auf, wenn die Phasenschiebegröße nicht auf 90° gehalten wird. In der Tat wirken verschiedene Frequenzkomponenten auf den Mischer 22 der Dopplerschaltung 2. In diesem Fall sind die Ausgangsfrequenzen der jeweiligen Stufen von Dopplerschaltungen wie folgt.

Erste Stufe:

81,425 MHz, 162,85 MHz, 244,275 MHz, 325,7 MHz, 407,125 MHz,...

Zweite Stufe:

162,85 MHz, 325,7 MHz, 488,55 MHz, 651,4 MHz, 814,25 MHz,... (bewirkt durch 81,425 MHz) 325,7 MHz, 651,4 MHz, 977,1 MHz, 1302,8 MHz, 1628,5 MHz,... (bewirkt durch 162,85 MHz) 488,55 MHz, 977,1 MHz, 1465,65 MHz, 1954,2 MHz,... (bewirkt durch 244,275 MHz) 651,4 MHz, 1302,8 MHz, 1954,2 MHz, 2605,6 MHz, 3257 MHz,... (bewirkt durch 325,7 MHz) 814,25 MHz, 1628,5 MHz, 2442,75 MHz, 3257 MHz, ... (bewirkt durch 407,125 MHz)

81,425 MHz, 162,85 MHz, 244,275 MHz, 325,7 MHz,... (Wechselwirkung zwischen höheren Harmonischen in der ersten Stufe)

Dritte Stufe:

325,7 MHz, 651,4 MHz, 977,1 MHz, 1302,8 MHz, 1628,5 MHz,... (bewirkt durch 162,85 MHz) 488,55 MHz, 977,1 MHz, 1465,65 MHz, 1954,2 MHz,... (bewirkt durch 244,275 MHz) 651,4 MHz, 1302,8 MHz, 1954,2 MHz, 2605,6 MHz, 3257 MHz,... (bewirkt durch 325,7 MHz) 814,25 MHz, 1628,5 MHz, 2442,75 MHz, 3257 MHz, ... (bewirkt durch 407,125 MHz) 977,1 MHz, 1954,2 MHz, 2931,3 MHz, 3908,4 MHz, 4885,5 MHz,... (bewirkt durch 488,55 MHz) 81,425 MHz, 162,85 MHz, 244,275 MHz, 325,7 MHz,... (Wechselwirkung zwischen höheren Harmonischen in der zweiten Stufe)

Somit verbleiben Frequenzkomponenten, die Vielfache von 81,425 MHz sind, in der Ausgabe der dritten Stufe, welches die letzte Stufe ist. Das heißt, Frequenzen benachbart zur letztendlich erforderlichen Frequenz von 325,7 MHz sind 244,275 MHz und 407,125 MHz, und die Differenz dazwischen ist lediglich 81,425 MHz, so dass es schwierig ist, diese Frequenzen zu entfernen.

Der Grund dafür ist es, dass die Frequenzkomponenten, die Mehrfache von 81,425 MHz sind, in der Ausgabe der ersten Stufe verbleiben. Beispielsweise sind, wenn eine Filterschaltung 31 zum Übertragen von nur einer Frequenz von 81,425 MHz in der Ausgabe der ersten Stufe zur Entfernung anderer Frequenzkomponenten bereitgestellt ist, die Ausgabefrequenz der jeweiligen Stufen wie folgt.

Erste Stufe:	81,425 MHz
Zweite Stufe:	162,85 MHz, 325,7 MHz, 488,55 MHz, 651,4 MHz, 814,25 MHz,...

Dritte Stufe:

325,7 MHz 651,4 MHz, 977,1 MHz, 1302,8 MHz, 1628,5 MHz,... (bewirkt durch 162,85 MHz) 651,4 MHz, 1302,8 MHz, 1954,2 MHz, 2605,6 MHz, 3257 MHz,... (bewirkt durch 325,7 MHz) 814,25 MHz, 1628,5 MHz, 2442,75 MHz, 3257 MHz, ... (bewirkt durch 407,125 MHz) 977,1 MHz, 1954,2 MHz, 2931,3 MHz, 3908,4 MHz, 4885,5 MHz,... (bewirkt durch 488,55 MHz) 162,85 MHz, 325,7 MHz, 488,55 MHz, 651,4 MHz, ... (Wechselwirkung zwischen höheren Harmonischen in der zweiten Stufe)

Somit verbleibt die Frequenzkomponente mehrfacher Zahl von 81,425 MHz in der Ausgabe der dritten Stufe, welches die letzte Stufe ist. Das heißt, die Frequenzen benachbart zur Frequenz von 325,7 MHz sind notwendigerweise letztendlich 244,275 MHz und 407,125 MHz. Da die Differenz zwischen diesen Frequenzen lediglich 81,425 MHz ist, ist es schwierig, diese Frequenzkomponenten zu entfernen.

Der Grund dafür, dass die Frequenzdifferenz zu 81,425 MHz wird, ist, dass die Frequenzkomponente mehrfacher Zahl von 81,425 MHz in der Ausgabe der ersten Stufe enthalten ist. Wenn beispielsweise die Filterschaltung 31 zum Durchlassen nur von 81,425 MHz mit der Ausgabe der ersten Stufe verbunden ist, um die anderen Frequenzkomponenten zu entfernen, ist die Ausgabefrequenz der jeweiligen Stufen wie folgt.

Erste Stufe:	81,425 MHz
Zweite Stufe:	162,85 MHz, 325,7 MHz, 488,55 MHz, 651,4 MHz, 814,25 MHz,... (bewirkt durch 81,425 MHz)
Dritte Stufe:	325,7 MHz, 651,4 MHz, 977,1 MHz, 1302,8 MHz, 1628,5 MHz,... (bewirkt durch 162,85 MHz) 651,4 MHz, 1302,8 MHz, 1954,2 MHz, 2605,6 MHz, 3257 MHz,... (bewirkt durch 325,7 MHz) 814,25 MHz, 1628,5 MHz, 2442,75 MHz, 3257 MHz, ... (bewirkt durch 407,125 MHz)

977,1 MHz, 1954,2 MHz, 2931,3 MHz, 3908,4 MHz, 4885,5 MHz,... (bewirkt durch 488,55 MHz) 162,85 MHz, 325,7 MHz, 488,55 MHz, 651,4 MHz, ... (Wechselwirkung zwischen höheren Harmonischen in der zweiten Stufe)

Somit ist die Filterschaltung 31 mit dem Ausgangsanschluss der Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe verbunden und Frequenzen benachbart zu 325 MHz sind 162,85 MHz und 488,55 MHz, und die Differenz dazwischen ist 162,85 MHz, so dass es einfach ist, diese Frequenzen zu entfernen.
Falls die Filterschaltung 31 zum Übertragen nur einer Frequenz von 162,85 MHz ebenso im Ausgang der Dopplerschaltung 2 der zweiten Stufe bereitgestellt ist, sind die Ausgangsfrequenzen der jeweiligen Stufen wie folgt.
Erste Stufe: 81,425 MHz
Zweite Stufe: 162,85 MHz
Dritte Stufe: 325,7 MHz, 651,4 MHz, 977,1 MHz, 1302,8 MHz, 1628,5 MHz,... (bewirkt durch 162,85 MHz).
Somit werden die unerwünschten von der dritten Stufe ausgegebenen höheren harmonischen Komponenten im wesentlichen entfernt, und die zu 325 MHz benachbarte Frequenz ist 651,4 MHz, so dass die unerwünschten höheren harmonischen Komponenten ausreichend entfernt werden können.
Die oben beschriebene Filterschaltung 31 weist eine Tiefpass- oder Bandpasskonstruktion auf, um höhere Harmonische zu entfernen, und musste dazu in der Lage sein, optional Frequenzcharakteristiken in Übereinstimmung mit der Veränderung einer Quellenoszillatorfrequenz zu steuern.
Beispielsweise umfasst die Veränderung einer Quellenoszillatorfrequenz einen Fall, in dem ein System bei einer Frequenz verwendet werden soll, welche aufgrund von Unterschieden im zu verwendenden System veränderlich ist, und einen Fall, in dem sich die Quellenoszillatorfrequenz aufgrund einer Veränderlichkeit von Elementen, Temperaturcharakteristiken und so weiter etwas verändert.
Um solch eine Filterschaltung 31 zu realisieren, wird eine beispielsweise in 5 gezeigte Filterschaltung betrachtet. Die Filterschaltung 31 von 5 ist eine sekundäre Tiefpassfilterschaltung, die umfasst: einen variablen Widerstand R3, dessen Widerstandswert durch die Größe eines durch eine Stromquelle 45 fließenden Stroms variabel gesteuert wird; einen variablen Widerstand R4, dessen Widerstandswert durch die Größe eines durch eine Stromquelle 46 fließenden Stroms variabel gesteuert wird; Verstärker 47 und 48; und Kondensatoren C3 und C4.
In 5 wird die Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 der Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe der Stromquelle zugeführt. Falls die Stromgröße der Stromquelle sich in Übereinstimmung mit der Änderung der Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 verändert, kann der Widerstandswert des Widerstands 30 verändert werden. Dieses basiert auf dem gleichen Konzept wie bei den Widerständen R1 und R2 der in 4 gezeigten CR Phasenschiebeschaltung.
In dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 gesteuert, sodass die Phasenschiebegröße basierend auf der CR-Phasenschiebeschaltung aus 4 tatsächlich 90° ist. Das heißt, das bedeutet, dass der Wert des Widerstands der CA-Phasenschiebeschaltung auf solch einen Wert zur Ruhe kommt, dass die Phasenschiebegröße 90° ist, auch wenn die Quellenoszillatorfrequenz verändert wird.
Falls die Filterschaltung 31 die Widerstände R3 und R4 umfasst, die den gleichen Aufbau wie die Widerstände R1 und R2 aufweisen, die für die CR-Phasenschiebeschaltung von 4 verwendet werden, und wenn die Filterschaltung durch Steuersignale der CR-Phasenschiebeschaltung gesteuert werden, kommt der Wert eines Widerstands auf dem Wert des Widerstands zur Ruhe, der die Phase der Quellenoszillatorfrequenz immer um 90° verschieben kann. Falls daher dieser Wert invers geändert wird, um die Kapazität des Kondensators einzustellen, um so die Frequenzcharakteristiken der Filterschaltung 31 festzulegen, ist es möglich, die Filterschaltung 31 folgend der Veränderung einer Quellenoszillatorfrequenz zu bilden.
Somit wird im zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel die Phaseneinstellschaltung 32 bereitgestellt, um die Ausgabe des Mischers 22 zu überwachen, und die Versetzung der Phasenverschiebung kann durch Steuern der Phasenschiebegröße der 90°-Phasenschiebeschaltung korrigiert werden, sodass die Gleichspannungskomponente immer Null ist. Daher kann die Phasenschiebegröße unmittelbar eingestellt werden, auch wenn die Phasenschiebegröße von 90° aufgrund der Veränderung einer Element- und Temperaturänderung verschoben wird, sodass die Gleichspannungskomponenteausgabe des Mischers 22 immer Null sein kann.
Zusätzlich ist es möglich, da die Filterschaltung 31 zwischen den Stufen der Dopplerschaltungen 2 bereitgestellt ist, sichert das Auftreten unerwünschter höherer Harmonischer zu verhindern, sodass höher harmonisches Rauschen von IC einschließlich dem Empfänger in diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel nicht nach außen abgestrahlt wird. Daher ist es nicht notwendig, eine Abschirmung für die Frequenzmultipliziererschaltung bereitzustellen, anders als bei herkömmlichen Vorrichtungen, und es ist nicht notwendig, den räumlichen Abstand zwischen der Frequenzmultipliziererschaltung und dem Mischer 22 sicherzustellen, sodass es möglich ist, die Schaltung einfach auszulegen, und die Schaltung zu miniaturisieren.
(Drittes bevorzugtes Ausführungsbeispiel)
Im dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel einer Frequenzmultipliziererschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung unterscheidet sich der Aufbau einer 90°-Phasenschiebeschaltung 21 und einer Filterschaltung 31 von denen im zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel.
6 zeigt ein Schaltdiagramm des detaillierten Aufbaus des dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels einer 90°-Phasenschiebeschaltung 21a gemäß der vorliegenden Erfindung. Die 90-Phasenschiebeschaltung 21a von 6 ist eine CR-Phasenschiebeschaltung mit einem Halbleiterelement (Transistor). In der 90-Phasenschiebeschaltung 21a sind zwei Stufen von 45°-Phasenschiebeabschnitten (erster und zweiter Phasenschieberabschnitt) 60 zum Verschieben einer Phase um 45° miteinander in Kaskade verbunden.
Die 45°-Phasenschiebeabschnitte 60 von 6 umfassen: Transistoren Q1 und Q2, an deren Basisanschluss die Ausgabe eines Bezugsoszillators 41 geliefert wird; einen Kondensator C5, der zwischen den Emitteranschlüssen der Transistoren Q1 und Q2 bereitgestellt ist; und Stromquellen 61 und 62, die mit den Emitteranschlüssen der Transistoren Q1 beziehungsweise Q2 verbunden sind. Der von den Stromquellen 61 und 62 gelieferte Strom wird durch die Phasenschiebeeinstellschaltung 32 von 3 gesteuert.
Der Widerstand R des p-n Übergangs zwischen der Basis und dem Emitter der Transistoren Q1 und Q2, betrachtet von der Emitterseite, ist R = VT/ I, unter der Annahme, dass der durch den p-n Übergang fließende Strom I ist, so dass der Widerstand R durch ein Verändern von I verändert werden kann. Das heißt, die Frequenzcharakteristiken können durch ein Steuern des durch die Transistoren Q1 und Q2 fließenden Stromes verändert werden. Weiter wird VT durch VT = kT / q ausgedrückt, wobei k die Boltzmann Konstante ist, T eine absolute Temperatur und q die Größe von Ladungen von Elektronen, und VT ungefähr 26 mV bei normalen Temperaturen ist.
Der durch die Transistoren Q1 und Q2 fließende Strom I wird durch den von den Stromquellen 61 und 62 gelieferten Strom bestimmt. Falls die Stromgröße der Stromquellen 61 und 62 durch die Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 von 3 gesteuert wird, kann die Phasenschiebegröße so eingestellt werden, dass die Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 immer Null ist.
In der Schaltung von 6 wird der Emitterwiderstand der Transistoren Q1 und Q2 durch die Stromgröße der Stromquellen 61 und 62 eingestellt, und die Stromgröße der Stromquellen 61 und 62 wird in Übereinstimmung mit der Änderung der Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 eingestellt. Insbesondere wird die Stromgröße der Stromquellen 61 und 62 so verändert, dass die Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 sich vermindert. Somit kann die 90°-Phasenschiebeschaltung 21a so gesteuert werden, dass die Gleichspannungskomponente der Ausgabe des Mischers 22 immer Null ist, sodass die Phasenschiebegröße auf 90° gehalten werden kann.
In einer tatsächlichen Schaltung ist die Phasenschiebegröße jedoch nicht immer 90°, aufgrund einer Veränderlichkeit von Element- und Temperaturbedingungen, und verschiedene Frequenzkomponenten wirken auf den Mischer der Dopplerschaltung 2 ein. Daher muss die Filterschaltung 31 von 3 mit einem Tiefpass- oder Bandpassaufbau zum entfernen höherer Harmonischer bereitgestellt werden, und muss dazu in der Lage sein, Optionalfrequenzcharakteristiken in Übereinstimmung mit der Veränderung einer Quellenoszillatorfrequenz zu steuern.
Beispielsweise bedeutet die Veränderung einer Quellenoszillatorfrequenz einen Fall, in dem bezweckt ist, die Frequenz in Übereinstimmung mit dem verwendeten System, das sich von anderen unterscheidet, zu verwenden, und einen Fall, in dem sich die Quellenoszillatorfrequenz aufgrund der Veränderlichkeit von Elementen, Temperaturcharakteristiken und so weiter etwas verändert.
Als eine Filterschaltung 31, die solche Erfordernisse erfüllt, wird eine mit 7 gezeigte Schaltung betrachtet. Die Filterschaltung 31 von 7 umfasst: Transistoren (erstes und zweites variables Impedanzelement) Q3 und Q4, die einen Basis-zu-Emitterwiderstand verändern können; Kondensatoren (erste Kondensatorelemente) C6 und C7, die zwischen Ausgangsanschlüssen OUT1 und OUT2 bereitgestellt sind; einen Transistor (erster Transistor) Q5, zum Steuern der Spannung des Ausgangsanschlusses OUT 1 in Übereinstimmung mit einem Basis-zu-Emitterstrom des Transistors Q4; einen Transitor (zweiter Transistor) Q6 zum Steuern der Spannung des Ausgangsanschlusses OUT2 in Übereinstimmung mit einem Basis-zu-Emitterstrom des Transistors Q3; eine Stromquelle 63, die zwischen dem Emitter- und Masseanschluss des Transistors Q5 angeschlossen ist; eine Stromquelle 64, die zwischen dem Emitter- und Masseanschluss des Transistors Q6 angeschlossen ist; und Kondensatoren (zweite Kondensatorelemente) C8 und C9, die mit den Emittern des Transistors Q5 und Q6 verbunden sind.
Zwischen den Ausgangsanschlüssen OUT1 und OUT2 und zwischen den Emittern der Transistoren Q5 und Q6 sind die zwei Kondensatoren (C6, C7) und die zwei Kondensatoren (C8, C9) jeweilig in Serie verbunden. Diese Kondensatoren sind so bereitgestellt, dass sie mit dem Kleinsignalersatzschaltungsdiagramm von 8, welches später zu beschreiben ist, konsistent sind, und die Anzahl der Kondensatoren kann 1 sein.
Der durch die Stromquellen 63 und 64 hindurchtretende Strom wird durch die Ausgangsgleichstromkomponente des Mischers 22 in der Dopplerschalter 2 von 3 gesteuert. Durch Ändern des durch die Stromquellen 63 und 64 hindurchtretenden Stromes ist es möglich, den Emitterwiderstand der Transistoren Q3, Q4, Q5 und Q6 zu ändern. Dieses ist der gleiche Ansatz wie beim Widerstand der obigen CR-Phasenschiebeschaltung.
Es wurde oben beschrieben, dass die Gleichspannungskomponente des Ausgangs des Mischers 22 in der Dopplerschaltung 2 so gesteuert wird, dass die Phasenschiebegröße basierend auf der CR-Phasenschiebeschaltung 90° ist. Das heißt, dieses bedeutet, dass der Wert eines Widerstands der CR-Phasenschiebeschaltung immer auf solche einem Wert des Widerstands zur Ruhe kommt, dass die Größe um 90° phasengeschoben werden kann, auch wenn die Quellenoszillatorfrequenz aufgrund verschiedener Bedingungen verändert wird.
Falls die Filterschaltung 31 einen Emitterwiderstand umfasst, der den gleichen Aufbau wie der des Emitterwiderstands des Transistors in der CR-Phasenschiebeschaltung aufweist, und falls die Filterschaltung 31 durch Steuersignale der CR-Phasenschiebeschaltung gesteuert werden, kommt der Widerstandswert auf einen Emitterwiderstand zur Ruhe, der die Phase der Quellenoszillatorfrequenz 90° immer um 90° schieben kann. Daher, falls dieser Wert invers eingestellt wird, um die Kapazität des Kondensators so einzustellen, dass die Frequenzcharakteristiken der Filterschaltung 31 festgelegt werden, ist es möglich, die Filterschaltung 31 folgend der Veränderung einer Quellenoszillatorfrequenz zu bilden.
8 zeigt ein Kleinsignalersatzschaltdiagramm der Filterschaltung 21 von 7. Das heißt, 8 zeigt eine lateral symmetrische Schaltung, bei der die Kondensatoren C6 = C7, C8 = C9 und die Stromquelle 63 = 64 in der Filterschaltung 31 von 7 ist.
In 8 werden die Emitterwiderstände der Transistoren Q3, Q4 und der Transistoren Q5, Q6 durch variable Widerstände (erste und zweite variable Impedanzelemente) re ausgedrückt, und die Transistoren Q5, Q6 werden durch einen Puffer 81 dargestellt. Da die Basis und der Kollektor der Transistoren Q5, Q6 gekreuzt sind, fließt der gleiche Strom wie der Ausgangsstrom Io des Puffers 81 durch eine Konstantstromquelle (Stromversorgungsschaltung) 82. Darüber hinaus werden die Kondensatoren C6, C7 von 7 durch einen Kondensator (erstes Kondensatorelement) C11 dargestellt, und die Kondensatoren C8, C9 werden durch einen Kondensator C12 ausgedrückt.
Die Übertragungsfunktion T(s) der Kleinsignalersatzschaltung von 8 wird als ein Ausdruck (7) beschrieben: T(s) = (1 + s × C12 × re) / (1 – (W × re)^2 × C11 × C12 + s × (C11 × re + C12 × re – C12 × re) (7)
9 zeigt ein durch den Ausdruck (7) dargestelltes Diagramm, wobei die Achse der Abszisse eine Frequenz bezeichnet (standardisiert als die Zentralfrequenz) und indem die Achse der Ordinate eine Amplitude bezeichnet (logarithmisch dargestellt). In dem Kleinsignalersatzschaltungsdiagramm von 8 wird Q durch das Verhältnis C11/C12 des Kondensators C11 zum Kondensator C12 bestimmt, und Q ist hoch, wenn der Wert von C11/C12 klein ist.
9 zeigt Charakteristiken in den Fällen, in denen C11/C12=0,44 und C11/C12=0,25. Indem Q auf einen geeigneten wert eingestellt wird, kann die Stärke einer Dämpfung benachbarter unerwünschter Frequenzen eingestellt werden.
10 zeigt eine Filterschaltung 31, bei der die Transistoren Q3 und Q4 von 7 Darlington-verbunden sind. Der Widerstand der Eingangsseite, betrachtet von den Emittern der Transistoren Q3 und Q4, ist 2 × re, und ein linearer Betriebsbereich ist ±2VT (ungefähr ±52 mV) in differentieller Hinsicht.
11 zeigt eine Filterschaltung 31, die für einen tatsächlichen LSI oder ähnliches verwendet wird. Der durch die Filterschaltung 31 von 11 erzeugte Gleichspannungsfehler ist normalerweise 1 mV, und der erforderliche Signalpegel muss ausreichend höher als die Gleichspannungsfehlerspannung sein. Die Filterschaltung 31 von 11 ist darin gekennzeichnet, dass ein Begrenzerverstärker (erster Begrenzerverstärker) 71 zwischen dem Eingangsanschluss und den Transistoren Q3, Q4 von 7 bereitgestellt ist.
Bei der Filterschaltung 31 von 11 ist ein linearer Betriebsbereich ±2 VT (ungefähr ±52 mV), und ist nicht ausreichend größer als die Gleichspannungsfehlerspannung 1 mV. Daher ist es zur Erlangung eines Betriebsbereichs, der ausreichend größer als die Gleichspannungsfehlerspannung ist, erforderlich, die Filterschaltung 31 in einem nicht-linearen Bereich zu betreiben. Da die Fehlergleichspannung 1 % oder geringer sein sollte, sollte der Eingangssignalpegel normalerweise 100 mV sein. Wenn jedoch die Filterschaltung 31 in einem nicht-linearen Bereich betrieben wird, verändern sich die Frequenzcharakteristiken der Filterschaltung 31 mit dem Eingangssignalpegel, sodass der Begrenzerverstärker 71 von 11 erforderlich ist.
Die Frequenzcharakteristiken der Filterschaltung 31 von 11 müssen in Übereinstimmung mit der Phasenschiebegröße der 90°-Phasenschiebeschaltung 21a gesteuert werden. Wenn jedoch eine Festphasenschiebegröße basierend auf dem Begrenzerverstärker 26 in der 90°-Phasenschiebeschaltung 21a vorliegt, werden die Frequenzcharakteristiken der Filterschaltung 31 um einen Wert verschoben, der der festgelegten Phasenschiebegröße entspricht. Dies bedeutet, dass die Frequenzcharakteristiken der Filterschaltung 31 nicht treu der Phasenschiebegröße der 90°-Phasenschiebeschaltung 21a folgen können, wenn sich die Quellenoszillatorfrequenz verändert, so dass erforderliche Signale gedämpft werden.
Um die durch den Begrenzerverstärker 26 bewirkte feste Phasenschiebegröße zu entfernen, ist daher die Filterschaltung 31 von 11 mit einem festen Widerstand (erstes Impedanzelement) R5 zwischen dem Emitter des Transistors Q3 und dem Kollektor des Transistors Q5 ausgestattet, einen festen Widerstand (zweites Impedanzelement) R6 zwischen dem Emitter des Transistors Q4 und dem Kollektor des Transistors Q6, einem festen Widerstand (drittes Impedanzelement) R7 zwischen dem Emitter des Transistors Q5 und der Stromquelle 63, und einem festen Widerstand (viertes Impedanzelement) R8 zwischen dem Emitter des Transistors Q6 und dem Widerstand R8. Somit wird die durch den Begrenzerverstärker 26 bewirkte feste Phasenschiebegröße entfernt, so dass es möglich ist, die Filterschaltung 31 so zu realisieren, dass sie treu der Phasenschiebegröße der 90°-Phasenschiebeschaltung folgt.
Die Widerstandswerte der festen Widerstände R7 und R8 werden wie folgt erlangt. Unter der Annahme, dass die feste Phasenschiebegröße der 90°-Phasenschiebeschaltung 21a (zwei 45°-Phasenschiebeschaltungen) α ist, und die variable Phasenschiebegröße β (α+β = 45°) bei einer bestimmten Frequenz ist, wird der Wert R des Widerstands der festen Widerstände R5 bis R8 durch den Ausdruck (6) erlangt: R : re = α : β (8) wobei re und β variabel sind und invers proportional zu einem Konstantstrom I gesteuert werden. Falls der Ausdruck (8) transformiert wird, wird der Ausdruck (9) erlangt. R = (α / β) × re (9)
Die festen Widerstände R5 und R6 werden durch einen Ausdruck dargestellt, in dem re im Ausdruck (9) durch 2re substituiert ist.
Falls der Begrenzerverstärker 71 von 11 in der Filterschaltung 31 bereitgestellt ist, ist der lineare Betriebsbereich ±2VT (ungefähr ±52 mV), was nicht ausreichend viel größer als die Fehlergleichspannung von 1 mV ist. Daher ist es zur Erlangung eines Betriebsbereichs, der ausreichend größer als die Fehlergleichspannung ist, erforderlich, die Filterschaltung 31 in einem nicht-linearen Bereich zu betreiben. Da die Fehlergleichspannung 1 % oder weniger sein sollte, sollte der Eingangssignalpegel normalerweise 100 mV sein. Wenn jedoch die Filterschaltung 31 im nicht-linearen Bereich betrieben wird ist es erforderlich, die Begrenzerverstärker 71 bereitzustellen, da die Frequenzcharakteristiken der Filterschaltung 31 durch den Eingangssignalpegel verändert werden.
12 zeigt ein Schaltungsdiagramm einer 90°-Phasenschiebeschaltung 21a mit einem Begrenzerverstärker 26. Mittels dieser Schaltung ist es möglich, einen ausreichend großen Eingangssignalpegel mit Bezug auf den Gleichspannungsfehler zu erlangen.
Somit ist es in diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel zur Entfernung der festen Phasenschiebegröße, bewirkt durch den Begrenzerverstärker 26 des 90°-Phasenschiebers 21a, mittels der Widerstände R6 bis R8, die in der Filterschaltung 31 bereitgestellt sind, möglich, die Filterschaltung 31 so zu realisieren, dass sie die Frequenzcharakteristiken so steuern, dass sie treu der Phasenschiebegröße der 90°-Phasenschiebeschaltung 21a folgen. Somit kann die Filterschaltung 31, auch wenn benachbarte unerwünschte hohe Frequenzen erzeugt werden, die unerwünschten Frequenzen dämpfen.
Während 3 die Lokaloszillatorschaltung 14b mit sowohl der Filterschaltung 31 und der Phasenschiebereinstellschaltung 32 gezeigt hat wird eine Lokaloszillatorschaltung 15b mit einer Filterschaltung 31 und keiner Phasenschiebeeinstellschaltung 32, wie in 13 gezeigt, und eine Lokaloszillatorschaltung 14b mit einer Phasenschiebeeinstellschaltung 32 und keiner Filterschaltung 31, wie in 14 gezeigt, betrachtet.
Im Falle des Aufbaus von 13 können unerwünschte höhere harmonische Komponenten durch die Filterschaltung 31 entfernt werden, obwohl die Phasenschiebegröße der 90°-Phasenschiebeschaltung 21a nicht eingestellt werden kann. Im Falle des Aufbaus von 14 kann die Phasenschiebegröße der 90°-Phasenschiebeschaltung 21a eingestellt werden, obwohl höhere harmonische Komponenten durch die Filterschaltung 31 nicht entfernt werden können. In beiden Fällen kann der Schaltungsaufbau gegenüber dem in 3 vereinfacht werden.
(Viertes bevorzugtes Ausführungsbeispiel)
Wie im zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschrieben treten unerwünschte Frequenzkomponenten auf, falls die Phasenschiebegröße in der 90°-Phaseschaltung 21 nicht richtig bei 90° gehalten wird. Der Signalpegel der unerwünschten Frequenzkomponenten wird jedes Mal beim Hindurchtreten durch die Dopplerschaltung 2 verdoppelt.
Das heißt, unter der Annahme, dass der Signalpegel einer erforderlichen Frequenz 0 dB ist, wird der Signalpegel benachbarter unerwünschter Frequenzen um 6 dB jedes Mal dann erhöht, wenn durch eine Dopplerschaltung 2 eine Stufe hindurchgetreten wird. Daher tritt leicht eine Störung der erforderlichen Frequenz durch die unerwünschten Frequenzen auf, und die Empfangsempfindlichkeit verschlechtert sich, so dass die Kommunikationsqualität sich verschlechtert. Daher ist es schwierig, eine Kommerzialisierung von Produkten zu realisieren.
Der Grund für das Auftreten unerwünschter Frequenzkomponenten von den Dopplerschaltungen 2 wird unterhalb beschrieben. Der Mischer 22 weist zwei Eingangsanschlüsse auf. Falls Signale f1 und f2 an diesen Eingangsanschlüssen eingegeben werden, gibt der Mischer 22 ein Frequenzsignal von |f1±f2| aus. Falls die Signale f1 und f2 verzerrte Komponenten gleicher Ordnung mit 2n·f (n ist eine ganze Zahl, die 0 oder größer ist) enthalten, gibt der Mischer 22 ein Frequenzsignal (2n·f)±f=(2n ± 1)·f aus. Daher verbleibt die Frequenzkomponente von (2n+1)·f in der Ausgabe der Dopplerschaltung 2.
Falls die Phasendifferenz zwischen Eingangssignalen des Mischers 22 von 90° verschoben ist, verbleibt eine Frequenzkomponente von 4·f im Ausgangssignal des Mischers 22. Falls die Ausgabe des Mischers 22 direkt in die Phasenschiebeeinstellschaltung eingegeben wird, wie in 3 gezeigt, erzeugt die Phasenschiebeeinstellschaltung selbst einen Gleichspannungsversatz um die Frequenzkomponente 4·f, enthalten in dem Ausgangssignal des Mischers 22, so dass es schwierig ist, den Gleichspannungsversatz zu entfernen.
Falls beispielsweise das Ausgangssignal des Mischers 22 eine Frequenzkomponente von 2·f und eine Frequenzkomponente von 4·f umfasst, wird durch eine tertiäre Intermodulation eine Gleichspannungskomponente erzeugt, wie durch den Ausdruck (10) bezeichnet. 4·f–2·f × 2 = 0 (DC) (10)
Somit kann die Phasenverschiebung nicht richtig auf 90° gehalten werden, und die Frequenzkomponente von 4·f, die in der Ausgabe des Mischers 22 enthalten ist, kann nicht entfernt werden.
Weiter, falls die zwei Eingangssignale für den Mischer 22 höhere harmonische Komponenten umfassen, die sich von den oben beschriebenen Komponenten unterscheiden, werden Frequenzkomponenten als Summe und Differenz zwischen diesen Frequenzkomponenten im Mischer 22 als Scheinsignale erzeugt. Falls diese Scheinsignale in der Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe erzeugt werden, werden unerwünschte Frequenzkomponenten in den jeweiligen Stufen der Dopplerschaltung 2 um 6 dB erhöht. Jedoch kann der Aufbau von
3 solche unerwünschten Frequenzkomponenten nicht entfernen.
Das vierte bevorzugte Ausführungsbeispiel, das später beschrieben wird, ist darin gekennzeichnet, dass im Quellenoszillatorsignal von der Quellenoszillatorschaltung 1 enthaltene Scheinsignale entfernt werden, und die im Eingangssignal des Mischers 22 enthaltene verzerrte Komponente entfernt wird, und die im Ausgangssignal des Mischers 22 enthaltene Verzerrungkomponente entfernt wird.
15 zeigt ein Blockdiagramm des vierten bevorzugten Ausführungsbeispiels eines Empfängers mit einer Frequenzmultipliziererschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Empfänger von 15 weist den gleichen Aufbau wie der in 3 auf, mit der Ausnahme, dass sich der interne Aufbau der Dopplerschaltung der Lokaloszillatorschaltung 14 von dem in 3 unterscheidet.
Während drei Stufen von Dopplerschaltungen 2 in 15 verbunden sind, ist die Anzahl von Stufen von anzuschließenden Dopplerschaltungen 2 nicht besonders begrenzt.
Unter diesen drei Stufen von Dopplerschaltungen 2 von 15 ist nur der Aufbau der Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe anders. 16 zeigt ein vergrößertes Blockdiagramm des internen Aufbaus der Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe. Wie in 16 gezeigt, umfasst die Dopplerschaltung 2 der ersten Stufe: einen Begrenzerverstärker (erste Signalformungsschaltung) 81 zum Formen der Signalform eines Quellenoszillatorsignals von der Quellenoszillatorschaltung 1; eine Versatzentfernungsschaltung 82 zum Entfernen eines Gleichspannungsversatzes, der in der Ausgabe des Begrenzerverstärkers 81 enthalten ist, um die Ausgabe zurück zur Eingangsseite des Begrenzungsverstärkers 81 zu führen; eine 90° Phasenschiebeschaltung 21 zum Schieben der Phase des Ausgangssignals des Begrenzerverstärkers 81 um 90°; einen Begrenzerverstärker (vierte Signalformungsschaltung) 83 zum Formen der Signalform der Ausgabe der 90°-Phasenschiebeschaltung 21; einen Begrenzerverstärker (dritte Signalformungsschaltung) 84 zum Formen der Signalform der Ausgabe der Begrenzerschaltung 81; und einen Mischer 22 zum Erzeugen eines verdoppelten Signals auf Grundlage der Ausgangssignale der Begrenzerverstärker 83 und 84. Nachdem die Ausgabe des Mischers 22 in dem Begrenzerverstärker (zweite Signalformungsschaltung) 85 eingegeben ist, um Signal-geformt zu werden, wird sie in die Phasenschiebeeinstellschaltung 32 zur Entfernung des Gleichspannungsversatzes eingegeben.
Die Dopplerschaltungen 2, die sich von der ersten Stufe in 15 unterscheiden, weisen einen Aufbau auf, in dem der Begrenzerverstärker 81 und die Versatzentfernungsschaltung 82 von der Dopplerschaltung der ersten Stufe weggelassen sind.
Der Begrenzerverstärker 81 ist dazu ausgelegt, die verzerrten Komponenten grader Ordnung, die in dem Quellenoszillatorsignal von der Quellenoszillatorschaltung 1 enthalten sind zu entfernen, und die Versatzentfernungsschaltung 82 ist dazu ausgelegt, den Gleichspannungsversatz, der in der Ausgabe des Begrenzerverstärkers 81 enthalten ist, zu entfernen. Somit wird eine vollständig Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50 % in die 90° Phasenschiebeschaltung 21 eingegeben.
Da der oben beschriebene Aufbau von 3 nicht die Frequenzkomponenten gerader Ordnung entfernen kann, die in dem Quellenoszillatorsignal von der Quellenoszillatorschaltung 1 enthalten sind, ergibt sich die Möglichkeit, dass Scheinsignale ungerader Ordnung ((2n+1) × f) der multiplizierten Ausgabe in der Ausgabe des Mischers 22 erzeugt werden. Da jedoch der Aufbau von 15 ausgelegt ist, eine Multiplikationsverarbeitung nach einem Verändern des Quellenoszillatorsignals in eine komplette Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50 % auszuführen, werden Scheinsignale in der Ausgabe des Mischers 22 nicht erzeugt.
17 zeigt ein Schaltungsdiagramm des detaillierten Aufbaus der Phasenschiebeeinstellschaltung von 16. Die Versatzentfernungsschaltung 82 von 17 umfasst: einen differentiellen Verstärker mit Transistoren Q21 und Q22 zum Vergleichen von Ausgangsspannungen von differentiellen Eingangssignalen, und eine Stromquelle 86; eine Stromspiegelschaltung mit Transistoren (Q23, Q24), (Q25, Q26), (Q27, Q28), mit dem differentiellen Verstärker verbunden; einen Kondensator C21 zum Entfernen von Wechselspannungskomponenten von der Ausgabe des differentiellen Verstärkers; und einen Transistor Q29 zum Strom-ausgeben der Ausgabe des differentiellen Verstärkers. Der Kondensator C21 und der Transistor Q28 stellen einen Tiefpassfilter dar.
18 zeigt in einem Schaltungsdiagramm den detaillierten Aufbau des Begrenzerverstärkers von 16. Der Begrenzerverstärker von 18 umfasst: einen differentiellen Verstärker mit Transistoren Q30 und Q31, Widerständen R21 und R22 und einer Stromquelle 87; Kondensatoren C22 und C23, die mit den Widerständen R21 beziehungsweise R22 parallel verbunden sind; und eine Emitterfolgerschaltung mit Transistoren Q32 und Q33, die mit dem Ausgang des differentiellen Verstärkers verbunden sind. Die Kondensatoren C22 und C23 und die widerstände R21 und R22 stellen einen Tiefpassfilter dar.
Die Tiefpassfilter von 17 und 18 sind nicht immer wesentlich in ihrem Aufbau, es ist jedoch möglich, Scheinsignale höherer Ordnung durch Bereitstelen der Tiefpassfilter zu reduzieren.
Falls die Phasenschiebegröße von der 90°-Phasenschiebeschaltung 21 von 90° in der Dopplerschaltung 2 von 16 verschoben ist, tritt eine Frequenzkomponente von 4·f in der Ausgabe des Mischers 22 auf. Diese Frequenzkomponente wird in einen Gleichspannungsversatz durch den Begrenzerverstärker 85 geändert, und der Gleichspannungsversatz wird durch die Phasenschiebeeinstellschaltung 32 entfernt.
Falls die Ausgabe des Mischers 22 eine Amplitudenverzerrungskomponente umfasst, wird die Verzerrungskomponente in eine Gleichspannungskomponente durch den Begrenzerverstärker 85 umgewandelt. Daher wird die Verzerrungskomponente nicht in die Phasenschiebeeinstellschaltung 32 eingegeben, und keine tertiäre Intermodulation wird erzeugt.
Somit, auch wenn das Signal an der Quellenoszillatorschaltung 1 Verzerrungskomponenten gerader Ordnung umfasst, ist es, falls der Gleichspannungsversatz in der Ausgabe des Mischers 22 durch den Begrenzerverteiler 85 entfernt wird, möglich, eine vollständig Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50 % zu erlangen, so dass es möglich ist, Komponenten gerader Ordnung (2n × f (n = 0, 1, 2, 3 ,... ) der Ausgabe zu entfernen. Das heißt, beim Aufbau von 3, existieren Komponenten gerader Ordnung im Ausgangssignal der Quellenoszillatorschaltung 1, und falls die Komponenten in den Mischer 22 eingegeben werden, werden Scheinsignale ungerader Ordnung ((2n+1) × f) der multiplizierten Ausgabe in dem Ausgangssignal der Quellenoszillatorschaltung 1 erzeugt, wohingegen es im Aufbau von 15 möglich ist, Scheinsignale sicher zu entfernen.
Falls zwei Eingangssignale am Mischer 22 die gleiche Signalform aufweisen und tertiäre Scheinsignalkomponenten enthalten, enthält eins der Eingangssignalfrequenzkomponenten von f (0°) und 3f (0°), und das andere Eingangssignal enthält Frequenzkomponenten von f (90°) und 3f ((270°)).
Falls Signale dieser Frequenz Komponenten in den Mischer 22 eingegeben werden, treten acht Arten von Frequenzkomponenten auf, welches die Summe und Differenz zwischen jeweiligen Frequenzkomponenten sind. Von Vierfachfrequenzen und den acht Arten von Frequenzkomponenten erzeugte Kombinationen sind die folgenden zwei Arten von Frequenzkomponenten. f (90° ) × 3·f (0° ) → 4·f (90° ) f (0° ) × 3·f (270° ) → 4·f (270° )
Da die Phasen der zwei Arten von Signalen sich voneinander um 180° unterscheiden, werden diese Signale ausgelöscht, so dass die Frequenzkomponente von 4·f verschwindet.
Das bedeutet, dass die Frequenzkomponente von 4·f entfernt werden kann, wenn zwei Eingangssignale an den Mischer 22 die gleiche Signalform aufweisen, d.h., nur wenn zwei Eingangssignale zum Mischer 22 den gleichen Pegel wie die Phase der tertiären Komponente aufweisen. In diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist es möglich, die Frequenzkomponenten von 4·f durch vorhergehendes Formen eines Signals, welches in den Mischer 22 eingegeben wird, auszulöschen, mittels der Begrenzerverstärker 83 und 84.
Es gibt die folgenden Frequenzkomponenten von 4·f. (5·f) – f → 4·f (7·f) – (3·f) → 4·f
Es ist schwierig, Hochfrequenzkomponenten wie beispielsweise 5·f und 7·f zu entfernen. Daher werden in diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel Tiefpassfilter in den Begrenzerverstärkern 81 und 83 bis 85 bis Dämpfen von Komponenten hoher Ordnung bereitgestellt.
Daher werden in diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel die in dem Eingangssignal in den Dopplerschaltungen 2 und den Ausgangssignalen der 90°-Phasenschiebeschaltung 21 enthaltenen verzerrten Komponenten in Gleichspannungsversatze durch die Begrenzerverstärker 83 und 84 geändert und dann in den Mischer 22 eingegeben. Daher ist es möglich, auch wenn die Eingangssignale in den Mischer 22 Komponenten gerader Ordnung enthalten, das Auftreten von Scheinkomponenten ungerader Ordnung ((2n+1) × f) multiplizierter Ausgaben, die durch den Ausgang des Mischers 22 passieren, zu verhindern.
Zusätzlich kann ähnlich zur Filterschaltung 31 aus 3 ein Bandpassfilter zwischen dem Mischer 22 und dem Begrenzerverstärker 85 bereitgestellt sein, obwohl dies in 15 nicht gezeigt ist. Somit ist es möglich, in der Ausgabe des Mischers 22 enthaltene Scheinsignale zu entfernen. Auch wenn Scheinsignale im Bandpassfilter selbst erzeugt werden, ist es möglich, diese Scheinsignale durch den Begrenzerverstärker 85 der nachfolgenden Stufe und die Versatzentfernschaltung 82 zu entfernen.
Während die vorliegende Erfindung hinsichtlich des bevorzugten Ausführungsbeispiels offenbart wurde, um ein besseres Verständnis derselben zu erleichtern, sollte vergegenwärtigt werden, dass die Erfindung in verschiedenen Weisen ohne ein Abweichen von dem Prinzip der Erfindung verwirklicht werden kann. Daher sollte die Erfindung als alle möglichen Ausführungsbeispiele und Abwandlungen der gezeigten Ausführungsbeispiele umfassend verstanden werden, die ohne ein Abweichen vom Prinzip der Erfindung, wie in den angefügten Ansprüchen ausgeführt, verwirklicht werden können.

Claims

Eine Frequenzmultipliziererschaltung, umfassend: einen Quellenoszillator, der konfiguriert ist, ein Quellenoszillatorsignal unter Verwendung eines Kristalloszillators zu erzeugen; n Frequenzmultipliziererschaltungen (n ist eine ganze Zahl, gleich oder größer 2), von denen jede eine 90°-Phasenschiebeschaltung umfasst, konfiguriert zur Verschiebung der Phase eines Eingangssignals um 90°, und einen Mischer, konfiguriert zur Erzeugung eines gedoppelten Signals des Eingangssignals auf Grundlage des Eingangssignals und eines Ausgangssignals der 90°-Phasenschiebeschaltung, wobei die n Frequenzmultipliziererschaltungen in einer Kaskade verbunden sind, das Quellenoszillatorsignal in eine Frequenzmultipliziererschaltung einer ersten Stufe der n Frequenzmultipliziererschaltungen eingegeben wird, und eine Frequenzmultipliziererschaltung einer letzten Stufe der n Frequenzmultipliziererschaltungen ein Signal ausgibt, das eine Frequenz aufweist, die 2ⁿ mal so hoch ist, wie die Frequenz des Quellenoszillatorsignal; und mindestens eine Phasenschiebeeinstellschaltung, bereitgestellt, so dass sie zumindest einem Teil der n Frequenzmultipliziererschaltungen entspricht, wobei die Phasenschiebeeinstellschaltung die Phasenschiebegröße einer entsprechenden der 90°-Phasenschieberschaltungen einstellt, so dass die Ausgangsgleichspannung eines entsprechenden der Mischer im wesentlichen Null ist, wobei die 90°-Phasenschiebeschaltung umfasst: eine erste Stromquelle, geeignet für ein Einstellen einer Stromgröße durch die Ausgabe der Phasenschiebeeinstellschaltung; und ein erstes Impedanzelement, wobei die Impedanz variabel in Übereinstimmung mit einer durch die Stromquelle fließenden Stromgröße eingestellt wird.
Eine Frequenzmultipliziererschaltung nach Anspruch 1, die weiter mindestens eine Filterschaltung umfasst, bereitgestellt zwischen zwei benachbarten von mindestens einem Teil der Stufen der n Frequenzmultipliziererschaltungen, konfiguriert zur Entfernung unerwünschter Frequenzkomponenten, wobei die Phasenschiebeeinstellschaltung dazu ausgebildet ist, eine Bandcharakteristik einer entsprechenden der Filterschaltungen so einzustellen, dass die Ausgangsgleichspannung eines entsprechenden der Mischer Null ist.
Eine Frequenzmultipliziererschaltung nach Anspruch 2, wobei die Filterschaltung umfasst: eine zweite Stromquelle, dazu geeignet, eine Stromgröße durch die Ausgabe der Phasenschiebereinstellschaltung einzustellen; und ein zweites Impedanzelement, wobei eine Impedanz variabel in Übereinstimmung mit einer durch die zweite Stromquelle fließenden Stromgröße eingestellt wird.
Eine Frequenzmultipliziererschaltung nach Anspruch 2, wobei die Filterschaltung umfasst: ein erstes variables Impedanzelement, das zwischen einem Eingangsanschluss und einem Ausgangsanschluss angeschlossen ist, und das eine Impedanz mittels Strömen variieren kann; ein erstes Kondensatorelement, das mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist; ein zweites variables Impedanzelement, dazu ausgebildet, eine Spannung des Ausgangsanschlusses in Übereinstimmung mit Strömen zu steuern; und eine Stromversorgungsschaltung, dazu ausgebildet, einen Strom, der die gleiche Phase wie die eines durch das zweite variable Impedanzelement fließendem Stromes aufweist, durch den Ausgangsanschluss zu führen.
Eine Frequenzmultiplizierschaltung nach Anspruch 2, wobei die Filterschaltung umfasst: ein erstes variables Impedanzelement, das zwischen einem ersten Eingangsanschluss und einem ersten Ausgangsanschluss angeschlossen ist, und wobei eine Impedanz variabel durch einen durch den ersten Eingangsanschluss fließenden Strom gesteuert wird; ein zweites variables Impedanzelement, das zwischen einem zweiten Eingangsanschluss und einem zweiten Ausgangsanschluss angeschlossen ist, und wobei eine Impedanz variabel durch einen durch den zweiten Eingangsanschluss fließenden Strom gesteuert wird, ein erstes Kondensatorelement, dass zwischen den ersten und zweiten Ausgangsanschluss angeschlossen ist; einen ersten Transistor, dazu angeordnet, eine Spannung des ersten Ausgangsanschlusses zu steuern; einen zweiten Transistor, dazu ausgebildet, eine Spannung des zweiten Ausgangsanschlusses zu steuern; und ein zweites Kondensatorelement, das zwischen den Ausgangsanschlüssen eines jeden des ersten und zweiten Transistors angeschlossen ist, wobei der erste Transistor einen Strom, der die gleiche Phase wie die eines durch den zweiten Transistor fließenden Stromes aufweist, durch den ersten Ausgangsanschluss führt, und der zweite Transistor einen Strom, der die gleiche Phase wie die eines durch den ersten Transistor fließenden Stromes aufweist, durch den zweiten Ausgangsanschluss führt.
Eine Frequenzmultiplizierschaltung nach Anspruch 5, wobei mindestens eines des ersten bis vierten variablen Impedanzelements einen Bipolartransistor umfasst, dazu ausgebildet, variabel eine Impedanz durch ein Steuern eines durch einen Emitteranschluss des Bipolartransistor fließenden Stromes zu steuern.
Eine Freguenzmultipliziererschaltung nach Anspruch 6, wobei mindestens eines des ersten bis vierten variablen Impedanzelements eine Vielzahl von Bipolartransistoren umfasst, die in einer Darlington-Verbindung angeschlossen sind.
Eine Frequenzmultipliziererschaltung nach Anspruch 4, wobei die Filterschaltung weiter einen ersten Begrenzerverstärker umfasst, zwischen dem ersten und zweiten Eingangsanschluss und dem ersten und zweiten variablen Impedanzelement angeschlossen, dazu ausgebildet, eine Spannungsamplitude eines Eingangssignals auf einen vorgegebenen Spannungsbereich zu begrenzen, und um das begrenzte Signal auszugeben, und wobei die 90°-Phasenschiebeschaltung umfasst: einen ersten und zweiten Phasenschiebeabschnitt, miteinander in einer Kaskade verbunden, dazu ausgebildet, die Phase von Eingangssignalen um im wesentlichen 45° zu verschieben, und um die Phasen verschobenen Signale auszugeben; eine zweite Begrenzerschaltung, mit der flussaufwärtigen Seite des ersten Phasenschiebeabschnitts verbunden, dazu ausgebildet, eine Spannungsamplitude eines Eingangssignals auf eine vorgegebene Spannung zu begrenzen, und um das begrenzte Signal auszugeben; und eine dritte Begrenzerschaltung, zwischen dem zweiten Begrenzerverstärker und dem zweiten Phasenschieberabschnitt angeschlossen, und dazu ausgebildet, eine Spannungsamplitude eines Ausgangssignals des ersten Phasenschieberabschnitts auf einen vorgegebenen Spannungsbereich zu begrenzen, und um das begrenzte Signal auszugeben.
Eine Frequenzmultipliziererschaltung nach Anspruch 5, wobei die Filterschaltung umfasst: ein erstes Impedanzelement, das zwischen dem ersten variablen Impedanzelement und dem ersten Ausgangsanschluss angeschlossen ist; ein zweites Impedanzelement, das zwischen dem zweiten variablen Impedanzelement und dem zweiten Ausgangsanschluss angeschlossen ist; ein drittes Impedanzelement, dass mit dem ersten Transistor und dem zweiten Kondensatorelement verbunden ist; und ein viertes Impedanzelement, dass zwischen dem zweiten Transistor und dem zweiten Kondensatorelement angeschlossen ist.
Eine Frequenzmultiplizererschaltung nach Anspruch 2, wobei die Filterschaltung zumindest zwischen der ersten und zweiten Stufe der Frequenzmultipliziererschaltungen bereitgestellt ist.
Eine Frequenzmultipliziererschaltung nach Anspruch 1, die weiter umfasst: eine Lokaloszillatorschaltung, dazu ausgebildet, ein lokales Oszillationssignal zu erzeugen, wobei die Lokaloszillatorschaltung den Quellenoszillator und die n Frequenzmultipliziererschaltungen aufweist, einen Zwischenfrequenzsignalkonverter, dazu ausgebildet, ein Hochfrequenzsignal, empfangen durch eine Antenne, auf Grundlage des lokalen Oszillationssignals in ein Zwischenfrequenzsignal umzuwandeln; und einen Demodulator, der dazu ausgebildet ist, eine Demuodulationsverarbeitung auf Grundlage des Zwischenfrequenzsignals durchzuführen.
Eine Frequenzmultipliziererschaltung nach Anspruch 1, wobei eine Frequenzmultipliziererschaltung einer ersten Stufe der n Frequenzmultipliziererschaltungen umfasst: eine Signalformungsschaltung, dazu ausgebildet, die Signalform des durch den Quellenoszillator erzeugten Quellenoszillatorsignals zu formen; und eine Versatzausgleichsschaltung, ausgebildet zur Entfernung einer Ausgangsgleichspannungskomponente der ersten Signalformungsschaltung.
Eine Frequenzmultipliziererschaltung nach Anspruch 1, die weiter umfasst: mindestens eine Signalformungsschaltung und mindestens eine Phasenschiebeeinstellschaltung, die so bereitgestellt sind, dass sie mindestens einem Teil der Frequenzmultipliziererschaltungen der n Frequenzmultipliziererschaltungen entsprechen, wobei die Signalformungsschaltung die Signalform eines Ausgangssignals des Mischers formt, und die Phasenschiebeeinstellschaltung eine Phasenschiebegröße einer entsprechenden einer der 90°-Phasenschiebeschaltungen einstellt.
Eine Frequenzmultipliziererschaltung nach Anspruch 1, weiter umfassend: eine erste und zweite Signalformungsschaltung und eine Phasenschiebeeinstellschaltung, die so bereitgestellt sind, dass sie mindestens einem Teil von Frequenzmultipliziererschaltungen der n Frequenzmultiplizierschaltungen entsprechen, wobei die erste Signalformungsschaltung die Signalform des Eingangssignals formt, die zweite Signalformungsschaltung ein Ausgangssignals der 90° Phasenschiebeschaltung phast, und der Mischer ein gedoppeltes Signal aus dem Eingangssignal erzeugt, auf Grundlage eines jeden von Ausgangssignalen der ersten und zweiten Signalformungsschaltung.
Eine Frequenzmultipliziererschaltung nach Anspruch 12, wobei die erste Signalformungsschaltung einen Begrenzerverstärker und einen Tiefpassfilter umfasst.
Eine Frequenzmultipliziererschaltung nach Anspruch 13, wobei die Signalformungsschaltung einen Begrenzerverstärker und einen Tiefpassfilter umfasst.
Eine Frequenzmultiplizererschaltung nach Anspruch 14, wobei mindestens eine der ersten und zweiten Signalformungsschaltung einen Begrenzerverstärker und einen Tiefpassfilter umfasst.