DE60129289T2

DE60129289T2 - Vorrichtung und Verfahren zur Verminderung des Phasenrauschens von Oszillatorschaltungen

Info

Publication number: DE60129289T2
Application number: DE60129289T
Authority: DE
Inventors: Ramon A. San Juan Capistrano Gomez
Original assignee: Broadcom Corp
Current assignee: Broadcom Corp
Priority date: 2000-12-29
Filing date: 2001-12-27
Publication date: 2008-03-20
Anticipated expiration: 2021-12-28
Also published as: US20040090280A1; US20050046505A1; US20020135431A1; US6798304B2; US6927640B2; EP1220440A3; US6437652B1; EP1220440A2; US20020180537A1; EP1220440B1; US6639478B2; DE60129289D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Oszillatorschaltungen und insbesondere die Reduktion des Phasenrauschens in Quarzoszillatorschaltungen.
Stand der Technik
Hochfrequenz-(HF)-Sender und -Empfänger führen eine Frequenzumsetzung durch, indem sie ein Eingangssignal mit einem Empfängeroszillator-(LO; local oscillator)-Signal mischen. Vorzugsweise sollte das LO-Signal ein Frequenzspektrum aufweisen, das so nahe an einem reinen Ton wie möglich ist, um die Systemperformanz während der Signalmischoperation zu maximieren. Die Abweichung des LO-Signals von einem reinen Ton wird als Phasenrauschen oder Phasenjitter quantifiziert und wird allgemein als spektrale Reinheit bezeichnet. Mit anderen Worten, ein LO-Signal mit einer guten spektralen Reinheit weist ein niedriges Phasenrauschen auf.
Typischerweise wird das LO-Signal aus einem Referenzsignal mit einer niedrigeren Frequenz erzeugt, um die spektrale Reinheit zu maximieren. Das Referenzsignal mit der niedrigeren Frequenz wird oftmals einer Frequenzvervielfachung unterzogen, um das höherfrequente LO-Signal zu erzeugen. So erzeugt zum Beispiel eine Phasenregelschleife (PLL) ein Ausgangssignal, das ein Frequenzvielfaches eines Eingangsreferenzsignals ist, aber mit dem Eingangsreferenzsignal phasenverriegelt ist. In einigen Anwendungen sind mehrere Vervielfachungsstufen notwendig, um die gewünschte LO-Frequenz zu erreichen.
Die Frequenzvervielfachung kann sich negativ auf die spektrale Reinheit auswirken, indem sie das Phasenrauschen in dem Ausgangs-LO-Signal verstärkt. Das Phasenrauschen wird verstärkt, da die Frequenzvervielfachung (die in äquivalenter Weise eine Phasenvervielfachung ist) die Spektraldichte des Phasenrauschens als das Quadrat des Vervielfachungsfaktors vergrößert. Deshalb sollte die Vervielfachung höherer Ordnung eines verrauschten Referenzsignals vermieden werden.
Ein Quarzoszillator wird aufgrund seiner inhärent niedrigen Phasenrauschenattribute oftmals dazu verwendet, das Referenzsignal zu erzeugen. Ein Quarzoszilla tor umfasst eine aktive Vorrichtung und einen Quarz bzw. einen Quarzkristall, wobei die Impedanz des Quarzes bei einer Eigenresonanzfrequenz ein Kurzschluss (oder ein Leerlauf) ist. Durch das Parallelschalten des Quarzes mit der aktiven Vorrichtung wird bei der Quarzresonanzfrequenz zwischen den Oszillatoranschlüssen ein positiver Rückkopplungsweg geschaffen. Der positive Rückkopplungsweg bewirkt, dass die aktive Vorrichtung bei der Quarzresonanzfrequenz schwingt.
Ein Quarzschwinger weist im Vergleich zu anderen Typen von Resonatoren einen relativ hohen Gütefaktor bzw. "Q" auf. Deshalb ist die Bandbreite der Quarzresonanz relativ schmal, so dass die Impedanzänderung des Quarzes in der Nähe seiner Resonanzfrequenz relativ abrupt erfolgt. Der relativ hohe Q des Quarzes verbessert die spektrale Reinheit eines Quarzoszillator-Ausgangssignals, da die Quarzresonanz die Frequenz der Schwingung für die aktive Vorrichtung in dem Oszillator bestimmt. Demgemäß weist ein Quarzoszillator im Vergleich zu anderen Resonanzoszillatorkonfigurationen ein relativ niedriges Phasenrauschen auf.
Die aktive Vorrichtung in dem Quarzoszillator umfasst typischerweise einen oder mehrere Transistoren, die in verschiedenen Anordnungen konfiguriert sein können. Transistoren benötigen notwendigerweise eine gewisse Art von Vorspannungsschaltung, um die Transistoren mit Energie zu versorgen. Die Vorspannungsschaltungen umfassen typischerweise einen oder mehrere Widerstände, die inhärent ein thermisches Rauschen erzeugen, das proportional zu dem Gesamtwiderstand ist. Die thermische Rauschspannung moduliert die Nulldurchgänge der Oszillationswellenform und verstärkt das Hintergrundphasenrauschen um die Schwingungsfrequenz herum. Das verstärkte Hintergrundphasenrauschen beeinträchtigt das inhärent niedrige Phasenrauschen eines Quarzoszillators. Außerdem ist, wie oben angemerkt worden ist, ein starkes Hintergrundphasenrauschen in Referenzsignalen, die Frequenzsynthesizer steuern, nicht erwünscht, da das Ausgangsphasenrauschen mit dem Quadrat jeglicher Frequenzvervielfachung ansteigt, die von dem Synthesizer durchgeführt wird.
Deshalb besteht ein Bedarf nach einer Oszillatorschaltungsarchitektur, die die thermische Rauschspannung aufhebt, die von den Vorspannungswiderständen verursacht wird, die die aktive Vorrichtung in der Oszillatorschaltung mit Energie versorgen.
Die US 5,422,605 beschreibt einen rauscharmen Oszillator mit einem symmetrischen Rückkopplungsübertrager und einem Gegentakt-Schwingkreis zum Erzeugen eines Oszillationsanregungssignals. Der Schwingkreis wird von einem Ausgabepuffer belastet, der zwischen einem ersten und einem zweiten Rückkopplungsanschluss angeschlossen ist. Der Rückkopplungsübertrager stellt erste und zweite Rückkopplungswege mit entgegengesetzter Phasenpolarität bereit, die den Schwingkreis mit den ersten und zweiten Rückkopplungsanschlüssen verbinden.
Die US 5,053,773 betrifft ein Wetterradarsystem, das einen Empfängeroszillator umfasst, der einen einzelnen phasenrauscharmen Quarz aufweist, der in seinem Grundmode bei einer vorbestimmten Frequenz betrieben wird, um die Ziehbarkeit weg von der abgestimmten Frequenz des Empfängeroszillators zu erhöhen.
Die US 4,797,639 beschreibt einen rauscharmen quarzgesteuerten Oszillator, der einen einzigen niederohmigen modularen Verstärker in Verbindung mit dem Abgleich von niederohmigen Festelement-Hilfsstromkreisen verwendet, um eine vorhersagbare und wiederholbare Frequenzstabilität zu erzielen. Eine niedrige Bauteilzahl verbessert die Schaltungszuverlässigkeit.
Die US 5,063,358 beschreibt eine ultrarauscharme Oszillatorschaltung, die einen Quarz umfasst und zwei Ausgänge aufweist. An den beiden Ausgängen wird das Signal korreliert und das Rauschen außerhalb der Quarzbandbreite wird dekorreliert. Das Zusammenfassen der beiden Ausgänge in einer Hybrid-Schaltung reduziert das Oszillatorphasenrauschen beträchtlich.
Die US 4,743,865 betrifft einen Quarzkristall-Mikrowellenoszillator. Die Resonanzfrequenz des Oszillators ist die Grundfrequenz in dem Teilmodus des Quarzes und ermöglicht es, den geladenen Q des Resonators auf einem hohen Wert zu halten. Dieser Mikrowellenoszillator ist mit zwei Verstärkungsstufen versehen und weist einen Rauschabstand in der Größenordnung von 160 dB auf.
Gemäß der Erfindung wird eine Oszillatorschaltung bereitgestellt, wie sie durch den Gegenstand des unabhängigen Anspruchs 1 dargelegt ist.
Vorteilhafte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.
KURZE ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung ist auf eine externe Induktorschaltung gerichtet, die das Phasenrauschen in einer Resonanzoszillatorschaltung reduziert. Die externe Induktorschaltung stellt einen Gleichstromweg über die Oszillatorausgangsanschlüsse bereit und überbrückt durch eine Kurzschlussverbindung ein thermisches Rauschen, das von der Oszillatorschaltung erzeugt wird, wodurch verhindert wird, dass das thermische Rauschen das Hintergrundphasenrauschen des Oszillatorausgangssignal verstärkt.
Eine Resonanzoszillatorschaltung umfasst eine aktive Vorrichtung und einen Resonator wie z.B. einen Quarzschwinger. Der Resonator bewirkt, dass die aktive Vorrichtung bei der Resonanzfrequenz f₀ des Resonators schwingt, indem er eine positive Rückkopplung (oder einen negativen Widerstand) in der aktiven Vorrichtung bei der Resonanzfrequenz f₀ erzeugt.
Die aktive Vorrichtung umfasst einen oder mehrere Transistoren, die Gleichstrom-Vorspannungsschaltungen benötigen, um die Transistoren mit Energie zu versorgen. Die Gleichstrom-Vorspannungsschaltungen umfassen typischerweise einen oder mehrere Widerstände, die thermisches Rauschen erzeugen, das proportional zu dem Gesamtwiderstand zunimmt. Die externe Induktorschaltung ist über die Anschlüsse der Oszillatorschaltung angeschlossen und mit dem Resonator parallelgeschaltet. Die externe Induktorschaltung überbrückt das thermische Rauschen von den Widerständen, so dass das thermische Rauschen das Hintergrundphasenrauschen des Oszillatorausgangssignals nicht verstärkt.
Die externe Induktorschaltung umfasst einen Induktor und einen Widerstand, die in Reihe geschaltet sind und die den Gleichstromweg bereitstellen, der das thermische Rauschen von den Vorspannungswiderständen überbrückt. Der Wert des Induktors ist ausreichend groß, so dass er den positiven Rückkopplungsweg nicht stört, der von dem Resonator bei der Resonanzfrequenz f₀ geschaffen wird. Mit anderen Worten, die parallele Kombination aus dem Induktor und dem Resonator sollte die Resonanzfrequenz f₀ des Resonators nicht wirklich versetzen, damit die Betriebsfrequenz des Oszillators nicht geändert wird. Dies kann erzielt werden, indem gewährleistet wird, dass jegliche parasitäre Resonanz, die von dem externen Induktor er zeugt wird, frequenzmäßig in ausreichendem Maße niedriger ist als die beabsichtigte Resonanzfrequenz des Resonators.
Der Wert des Widerstands ist ausreichend groß, um jegliche unerwünschten parasitären Schwingungen zu unterdrücken, die von dem externen Induktor erzeugt werden, der mit der Resonatorkapazität in Resonanz tritt. Aber der Widerstand in der externen Induktorschaltung sollte nicht größer als notwendig sein, da er genauso wie die Vorspannungswiderstände für die aktive Vorrichtung sein eigenes thermisches Rauschen erzeugen wird, das proportional zu dem Widerstandswert ist. In Ausführungsbeispielen ist der Widerstandswert nicht größer als die Vorspannungswiderstände, die mit der aktiven Vorrichtung assoziiert sind.
Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung sowie auch der Aufbau und der Betrieb von verschiedenen Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung werden unten unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen ausführlich beschrieben.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN/FIGUREN
Die vorliegende Erfindung wird unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. In diesen Zeichnungen zeigen ähnliche Bezugszeichen identische oder funktionell ähnliche Elemente an. Außerdem identifiziert/identifizieren die Ziffer(n) ganz links eines Bezugszeichens die Zeichnung, in der das Bezugszeichen zum erstenmal erscheint.
1A veranschaulicht eine Oszillatorkonfiguration;
1B veranschaulicht ein ideales Oszillatorausgangssignal, das kein Phasenrauschen enthält;
1C veranschaulicht ein Oszillatorausgangssignal, das Phasenrauschen enthält;
2A veranschaulicht eine Reihenschwingkreis;
2B veranschaulicht einen Parallelschwingkreis;
2C veranschaulicht einen Quarzschwinger;
2D veranschaulicht eine äquivalente Schaltung für einen Quarzschwinger;
2E veranschaulicht einen Quarzschwinger, der eine zusätzliche Kapazität parallel geschaltet mit dem Quarzschwinger aufweist;
2F veranschaulicht eine äquivalente Schaltung für den Quarzschwinger, der die zusätzliche Kapazität aufweist;
3A veranschaulicht eine graphische Darstellung der Impedanz für einen Reihenschwingkreis;
3B veranschaulicht eine graphische Darstellung der Impedanz für einen Parallelschwingkreis;
3C veranschaulicht eine graphische Darstellung der Impedanz für einen Quarzschwinger, der eine Reihenresonanz und eine Parallelresonanz aufweist;
4 veranschaulicht verschiedene graphische Schwingkreis-Impedanz-Darstellungen für unterschiedliche Q-Werte;
5 veranschaulicht einen Synthesizer, der von einem Oszillator gesteuert wird;
6 veranschaulicht einen Oszillator 600, der eine externe Induktorschaltung aufweist, um thermisches Rauschen zu überbrücken, das von den Oszillator-Vorspannungswiderständen erzeugt wird, gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung;
7 veranschaulicht ein Ablaufdiagramm 700, das den Betrieb des Oszillators 600 weiter beschreibt;
8 veranschaulicht einen differentiellen Quarzoszillator 800 gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung;
9 veranschaulicht den differentiellen Quarzoszillator 800 mit einer externen Induktorschaltung zur Überbrückung von thermischem Rauschen, das von den Oszillator-Vorspannungswiderständen erzeugt wird, gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung; und
10 veranschaulicht ein alternatives Ausführungsbeispiel für die externe Induktorschaltung gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
1. Oszillatorkonfiguration
1A veranschaulicht eine Oszillatorschaltung 100, die einen Resonator 102, eine aktive Vorrichtung 104 und wenigstens einen Widerstand 106 aufweist, um die aktive Vorrichtung 104 mit einer Vorspannung zu versehen. Der Oszillator 100 erzeugt das Ausgangssignal 112, das vorzugsweise ein reiner Ton in dem Frequenzbereich bei der Resonanzfrequenz f₀ des Resonators 102 ist, wie in 1B gezeigt ist.
Realistisch betrachtet ist das Ausgangssignal 112 aufgrund des Phasenrauschens, das mit der Oszillatorschaltung 100 assoziiert ist, kein reiner Ton. Wie in 1C gezeigt ist, manifestiert sich das Phasenrauschen selber als Energie-"Ränder" 114 um die Schwingungsfrequenz f₀ herum. Zur Quantifizierung des Phasenrauschens wird die Rauschleistung in einer Einheitsfrequenzbandbreite 116 bei einem Offset 118 von der Resonanzfrequenz f₀ bestimmt. Die gemessene Rauschleistung in der Bandbreite 116 wird dann durch die durchschnittliche Gesamtenergie in dem Ausgangssignal 112 geteilt, um einen Wert für das Phasenrauschen zu berechnen.
Die aktive Vorrichtung 104 ist in der Lage zu schwingen, wenn es eine positive Rückkopplung (oder einen negativen Widerstand) zwischen einem Eingangsanschluss 108 und einem Ausgangsanschluss 110 gibt. Die aktive Vorrichtung 104 kann zum Beispiel einen oder mehrere Transistoren umfassen, die eine ausreichende Verstärkung bei der Frequenz von Interesse aufweisen, um zu schwingen. Beispielhafte Transistoren umfassen einen Feldeffekttransistor (FET) und einen bipolaren Flächentransistor (BJT; bipolar junction transistor). In Ausführungsbeispielen ist die aktive Vorrichtung 104 so konfiguriert, dass sie ein kreuzgekoppeltes differentielles Paar von Transistoren umfasst, was hier noch weiter beschrieben werden wird.
Der Resonator 102 ist über den Anschluss 108 und den Anschluss 110 der aktiven Vorrichtung 104 angeschlossen und weist eine Impedanz auf, die bei der Resonanzfrequenz f₀ einem Kurzschluss oder einem Leerlauf nahe kommt. Beispielshalber und ohne Beschränkung kann der Resonator 102 ein Reihen-LC-Schwingkreis 201 (2A), ein Parallel-LC-Schwingkreis 207 (2B) oder ein Quarz 214 (2C) sein, die alle unten noch weiter beschrieben werden. Bei der Resonanzfrequenz f₀ bewirkt der Resonator 102 die positive Rückkopplung, die benötigt wird, damit die aktive Vorrichtung 104 schwingt und das Ausgangssignal 112 erzeugt.
Der Reihen-LC-Schwingkreis 201 weist einen Induktor 202, einen Kondensator 204 und einen parasitären Widerstand 206 auf, die in Reihe geschaltet sind. Die Impedanz des LC-Schwingkreises 201 ist in 3A veranschaulicht. Wie in 3A gezeigt ist, nähert sich die Impedanz des LC-Schwingkreises 201 bei der Reso nanzfrequenz f₀ dem Wert von 0 Ohm, da dies die Frequenz ist, bei der die Impedanz des Induktors 202 und des Kondensators 204 einander gegenseitig aufheben. Die Resonanzfrequenz f₀ wird gemäß der folgenden Gleichung bestimmt: f0 = (1/2π)·1/sqrt(LC) Gleichung 1
Idealerweise ist der Widerstand des parasitären Widerstands 206 0 Ohm, wobei in diesem Fall die Impedanz des LC-Schwingkreises 201 bei der Resonanzfrequenz f₀ 0 Ohm wäre. In der Praxis ist der Widerstand des parasitären Widerstands 206 ungleich Null, und deshalb ist der Widerstand des LC-Schwingkreises 201 bei f₀ nicht 0 Ohm. Der Gütefaktor (bzw. "Q") quantifiziert die Bandbreite (oder "Schärfe") der Resonanz auf der Basis des Verhältnisses der Schaltungsreaktanz und des parasitären Widerstands gemäß folgender Gleichung: Q = (2πf0L)/R Gleichung 2
Wie durch Gleichung 2 gezeigt ist, steigt Q für den Reihen-LC-Schwingkreis 201 an, wenn der Widerstand R abnimmt. Dementsprechend steigen auch der Oszillator-Q und die spektrale Reinheit, wenn der Widerstand R abnimmt.
Unter Bezugnahme auf 2B weist der Parallel-LC-Schwingkreis 207 einen Kondensator 208, einen Induktor 210 und einen Widerstand 212 auf, die miteinander parallelgeschaltet sind. Die Impedanz des LC-Schwingkreises 207 ist in 3B dargestellt. Wie in 3B gezeigt ist, nähert sich die Impedanz des LC-Schwingkreises 207 bei der Resonanzfrequenz f₀ einem Leerlauf, da dies die Frequenz ist, bei der die Admittanz des Induktors 210 und des Kondensators 208 einander gegenseitig aufheben. Idealerweise ist der parasitäre Widerstand 212 unendlich (d.h., ein Leerlauf), wobei in diesem Fall die Impedanz des LC-Schwingkreises 207 ein idealer Leerlauf bei der Resonanzfrequenz f₀ wäre. In der Praxis ist der parasitäre Widerstand 212 nicht unendlich und deshalb ist die Impedanz des LC-Schwingkreises 207 bei f₀ nicht unendlich. Der Q-Faktor für einen Parallel-LC-Schwingkreis wird gemäß der folgenden Gleichung bestimmt: Q = 2πf0RC Gleichung 3
Wie durch Gleichung 3 gezeigt ist, steigt Q für den Parallel-LC-Schwingkreis 201 an, wenn der Widerstand R ansteigt. Dementsprechend steigen auch der Oszillator-Q und die spektrale Reinheit an, wenn der Widerstand R ansteigt.
Der Quarz 214 weist eine Wechselbeziehung (genannt der piezoelektrische Effekt) zwischen der mechanischen Deformation entlang einer Kristallachse und dem Auftreten eines elektrischen Potentials entlang einer zweiten Kristallachse auf. Deshalb wird das Deformieren eines Quarzes Ladungen trennen und eine Spannung an den Quarzanschlüssen erzeugen. Umgekehrt wird eine angelegte Spannung quer durch den Quarz den Quarz deformieren. Wenn die angelegte Spannung sinusförmig mit einer variablen Frequenz ist, dann wird der Quarz in eine mechanische Schwingung eintreten und wird eine Anzahl von Resonanzfrequenzen zeigen.
Der Quarz 214 weist eine äquivalente elektrische Schaltung 216 auf, die in 2D gezeigt ist. Der LC-Schwingkreis 216 umfasst einen Reihenschwingkreis 217, der die äquivalente Schaltung repräsentiert, die dem piezoelektrischen Effekt für den Quarz 214 entspricht, der oben beschrieben worden ist. Der Reihenschwingkreis 217 umfasst einen dynamischen Induktor L_M 219, einen dynamischen Kondensator C_M 220 und einen dynamischen Widerstand R_M 222. Außerdem weist der LC-Schwingkreis 216 eine Baueinheitskapazität C_P 218 auf, die die Kapazität repräsentiert, die mit der elektrischen Baueinheit assoziiert ist, in der der Quarz eingebaut ist.
Die graphische Darstellung der Impedanz für die quarzäquivalente Schaltung 216 ist in 3C gezeigt. Wie in 3C gezeigt ist, umfasst die graphische Impedanzdarstellung eine erste Resonanz 302 und eine zweite Resonanz 304. Die erste Resonanz 203 ist eine Reihenresonanz, die bei der Frequenz auftritt, bei der die Impedanz des L_M 219 und des C_M 220 einander aufheben, und kann unter Verwendung von Gleichung 1 berechnet werden. Die zweite Resonanz 304 ist eine Parallelresonanz, die bei der Frequenz auftritt, bei der die Admittanz des Reihenschwingkreises 217 und die Admittanz des C_P 218 einander aufheben, was hier unter Verwendung von Gleichung 5 bestimmt werden kann.
Bei Hochfrequenzanwendungen ist 10 MHZ eine beliebte Referenzfrequenz. Aber im Handel erhältliche Quarze mit Standardwerten sind bei 10 MHZ nicht resonant, ohne dass eine zusätzliche Kapazität 224 parallel geschaltet mit dem Quarz 214 hinzugefügt wird, wie in 2E gezeigt ist. 2F veranschaulicht die äquivalente Schaltung 225 des Quarzschwingers 214 mit der hinzugefügten Kapazität 224. Die zusätzliche Kapazität 224 kann variiert werden, um die Parallelresonanz 304 auf eine gewünschte Frequenz (z.B. 10 MHZ) abzustimmen, indem die gesamte Parallelkapazität der äquivalenten Schaltung 225 geändert wird.
Der Q eines Quarzes ist typischerweise beträchtlich höher als Resonatoren, die aus diskreten Schaltungselementen (d.h., diskreten Induktoren und Kondensatoren) bestehen. So veranschaulicht 4 zum Beispiel mehrere Impedanzkurven 402 für LC-Schwingkreise, die unterschiedliche Q-Werte aufweisen. Unter Bezugnahme auf 4 sind die Kurven 402a–c repräsentativ für LC-Schwingkreise, die aus diskreten Bauteilen aufgebaut sind, wie etwa die LC-Schwingkreise 201 und 207, die hier beschrieben sind. Dagegen ist die Kurve 402d repräsentativ für einen Quarz wie etwa den Quarz 214. Wie gezeigt ist, weist die Quarzimpedanzkurve 402d im Vergleich zu den anderen Impedanzkurven 402a–c eine beträchtlich schärfere Resonanz bei der Resonanzfrequenz (1,0 MHZ in diesem Beispiel) auf. Dies geschieht, weil das Verhältnis des dynamischen Widerstands (R_M 222) zu der dynamischen Recktanz (L_M 219 und C_M 220) des Quarzes 214 viel kleiner als das Verhältnis des parasitären Widerstands zu der Recktanz der LC-Schwingkreise 201 und 207 aus konzentrierten idealen Elementen ist.
Wie oben erwähnt, repräsentiert der Vorspannungswiderstand 106 einen oder mehrere Widerstände, die die aktive Vorrichtung 104 vorspannen. Die aktive Vorrichtung 104 umfasst typischerweise einen oder mehrere Transistoren und enthält den Vorspannungswiderstand 106, um die Gleichstromenergie für die Transistoren bereitzustellen. Der Vorspannungswiderstand 106 kann in Abhängigkeit von der spezifischen Schaltungskonfiguration, die verwendet wird, in der aktiven Vorrichtung 104 integriert werden, was den Fachleuten auf den relevanten Fachgebieten klar sein wird. Der Vorspannungswiderstand 106 erzeugt eine thermische Rauschspannung, die mit steigender Temperatur, mit steigendem Widerstand und mit steigender Schaltungsbandbreite gemäß der nachfolgenden Gleichung zunimmt: Vn 2 = 4kTRB, wobei: Gleichung 4

T: = die Temperatur in Kelvin
R: = der Widerstand
k: = die Boltzmann-Konstante
B: = die Bandbreite in Hertz.

Das thermische Rauschen von dem Widerstand 106 moduliert den Nulldurchgang des Ausgangssignals 112 des Oszillators 100. Da das Ausgangssignal 112 in dem Oszillator hart begrenzt ist (weil sich der Oszillator 100 in Sättigung befindet), führt das thermische Rauschen von dem Widerstand 106 zu einem größeren Phasenrauschen in dem Ausgangssignal 112. Wie in 1C gezeigt ist, manifestiert sich das Phasenrauschen selber als Energie-"Ränder" 114 in dem Ausgangssignal 112 um die Resonanzfrequenz f₀ herum.
Das Phasenrauschen ist in Referenzsignalen unerwünscht, die die Basis für die Frequenzvervielfachung sind. So veranschaulicht zum Beispiel 5 den Oszillator 100, der einen Synthesizer 502 steuert, um ein LO-Signal 506 zu erzeugen. Der Synthesizer 502 umfasst einen Vervielfacher 504, der die Frequenz des Oszillatorausgangssignals 112 mit einem Faktor von N multipliziert, um das LO-Signal 506 zu erzeugen, das für das Frequenzmischen in einem Mischer 508 verwendet wird. Die Frequenzvervielfachung (die in äquivalenter Weise eine Phasenvervielfachung ist) steigert die spektrale Dichte des Phasenrauschens als das Quadrat des Vervielfachungsfaktors, so dass eine Vervielfachung höherer Ordnung eines verrauschten Referenzsignals vermieden werden sollte. Genauer gesagt wird die Phasenrauschdichte in dem LO-Signal 506 als ein Faktor von N² ansteigen, wobei N den Betrag an Frequenzvervielfachung repräsentiert. Der Mischer 508 wandelt ein HF-Signal 510 durch das Frequenzmischen des HF-Signals 510 mit dem LO-Signal 506 abwärts, um ein ZF-Signal 512 zu erzeugen.
2. Reduktion des Phasenrauschens in Oszillatorschaltungen
6 veranschaulicht einen Oszillator 600 gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung. Der Oszillator 600 ist dem Oszillator 100 ähnlich, mit der Ausnahme, dass der Oszillator 600 eine Rückkopplungsschaltung 602 umfasst, die über die aktive Vorrichtung 104 angeschlossen ist. Die Rückkopplungsschaltung 602 ist mit dem Resonator 102 über die Anschlüsse 108 und 110 der aktiven Vorrichtung 104 parallel geschaltet. Die Rückkopplungsschaltung 602 umfasst einen Induktor 604 und einen Widerstand 606.
Die Rückkopplungsschaltung 602 stellt einen Gleichstromweg von dem Anschluss 108 zu dem Anschluss 110 für jegliches thermische Rauschen bereit, das von dem Vorspannungswiderstand 106 erzeugt wird. Entsprechend wird das thermische Rauschen von dem Vorspannungswiderstand 106 durch eine Kurzschlussverbindung überbrückt und verstärkt nicht das Hintergrundphasenrauschen des Ausgangssignals 112. Die Rückkopplungsschaltung 602 ist unnötig, wenn der Resonator 102 die Parallel-LC-Konfiguration 207 (2B) ist, da der Induktor 210 bereits einen Gleichstromweg über die Anschlüsse 108 und 110 bereitstellt. Aber die Rückkopplungsschaltung 602 ist nötig, wenn der Resonator 102 die Reihen-LC-Konfiguration 201 (2A) ist, weil der Kondensator 204 als ein Gleichstrom-Blocker arbeitet, der verhindert, dass Gleichstrom und niederfrequente Energie durch den Resonator 201 fließen. Außerdem ist die Rückkopplungsschaltung 602 nicht für den Quarz 214 redundant, da der C_P 218 und der C_M 220 (die in der äquivalenten Schaltung 216 gezeigt sind) ebenfalls als ein Gleichstrom-Blocker arbeiten, der die Rückkopplung von Gleichstrom und niederfrequenter Energie blockiert.
Zusätzlich zur Aufhebung des thermischen Rauschens verbindet sich der Induktor 604 in der Induktorschaltung 602 mit der Parallelkapazität in dem Resonator 102, um eine (nicht gewollte) niederfrequente parasitäre Resonanz zu verursachen. So verbindet sich zum Beispiel in dem Quarz 214 der Induktor 604 mit dem C_P 218 (oder der parallelen Kombination aus C_P 218 und C_ADD 244), um eine (nicht gewollte) niederfrequente parasitäre Resonanz zu verursachen. Vorzugsweise ist der Wert des Induktors 604 ausreichend groß, so dass diese parasitäre Resonanz die Schwingungsfrequenz des Oszillators 600 nicht von der Resonanzfrequenz f₀ des Resonators 102 versetzt. Der Induktor 604 sollte so ausgewählt werden, dass er den Rückkopplungsweg, der von dem Resonator 102 bei der Resonanzfrequenz f₀ bereitgestellt wird, nicht stört. Demgemäß sollte die parallele Kombination aus dem Induktor 604 und dem Resonator 102 die Resonanzfrequenz f₀ des Resonators 102 nicht wirklich versetzen, damit die Betriebsfrequenz des Oszillators 600 nicht geändert wird. Dies kann dadurch erzielt werden, dass gewährleistet wird, dass die parasitäre Resonanz, die von dem Induktor 604 verursacht wird, um etwa einen Faktor von √10 niedriger als die Frequenz der gewünschten Resonanz des Resonators 102 ist. Mit anderen Worten, die parasitäre Resonanz tritt bei einer Frequenz auf, die etwa √0,1 der Frequenz der gewünschten Resonanz oder kleiner ist. Wenn man beispielshalber und ohne Beschränkung annimmt, dass der Resonator 102 eine beabsichtigte Resonanz von 10 MHZ aufweist, dann sollte die parasitäre Resonanz, die von dem Induktor 604 verursacht wird, vorzugsweise etwa 3 MHZ oder kleiner sein. Für einen gegebenen Kapazitätswert kann ein Minimumwert für den Induktor 604 aus der Gleichung 1 bestimmt werden. Wenn man annimmt, dass der Resonator 102 eine äquivalente Kapazität von 20 pF aufweist, dann sollte der Wert des Induktors 604 etwa 100 μH (oder größer) sein, um zu gewährleisten, dass die parasitäre Resonanz bei 3 MHZ oder darunter liegt. Es sei angemerkt, dass dann, wenn die zusätzliche Kapazität 224 (2E) für die Abstimmung der Quarzresonanz verwendet wird, die Kapazität, die zur Berechnung des Induktors 604 verwendet wird, die parallele Kombination aus C_ADD 224 und C_P 218 ist.
Der Widerstand 606 unterdrückt alle unerwünschten parasitären Schwingungen, die durch das Hinzufügen des Induktors 604 verursacht werden. Die parasitären Schwingungen entsprechen der parasitären Resonanz, die oben für den Induktor 604 beschrieben wurde. Es ist vorzuziehen, diese parasitären Schwingungen zu unterdrücken, selbst wenn die parasitäre Schwingungsfrequenz weit entfernt von der beabsichtigten Schwingungsfrequenz ist, weil die parasitären Schwingungen die Signalenergie von der beabsichtigten Schwingungsfrequenz ableiten werden, möglicherweise bis zu dem Ausmaß, dass sie die beabsichtigte Schwingung komplett unterdrücken. Außerdem werden sich die parasitären Schwingungen frequenzmäßig mit der beabsichtigten Schwingungsfrequenz mischen und Störsignale in dem Oszillatorausgangssignal 112 erzeugen, was die gesamte spektrale Reinheit herabsetzt.
Der Wert des Widerstands 606 sollte ausreichend groß sein, um die unerwünschten Schwingungen zu unterdrücken, die mit dem Induktor 604 assoziiert sind. Aber der Widerstand 606 sollte nicht größer als notwendig sein, da der Widerstand 606 unerwünschtes thermisches Rauschen erzeugt, das mit dem Widerstandswert gemäß Gleichung 4 ansteigt. Das thermische Rauschen des Widerstands 606 verstärkt das Phasenrauschen des Oszillatorausgangssignals 112 genauso wie der Vorspannungswiderstand 106, und macht deshalb den Zweck der Rückkopplungsschaltung 602 zunichte, wenn der Widerstand 606 zu groß ist. Der exakte Wert des Widerstands 606 wird von der spezifischen Anwendung, der spezifischen Schaltungskonfiguration und der spezifischen Verstärkung der aktiven Vorrichtung abhängen, was den Fachleuten auf den relevanten Fachgebieten klar sein wird. In Ausführungsbeispielen sollte der Wert des Widerstands 606 kleiner als der Wert des Vorspannungswiderstands 106 sein. In Ausführungsbeispielen ist der Widerstand 606 ein Potentiometer (d.h., variabler Widerstand), der es erlaubt, dass ein variabler Betrag an Wi derstand zu der Rückkopplungsschaltung 602 addiert oder von dieser subtrahiert werden kann. In alternativen Ausführungsbeispiel ist der Widerstand 606 ein Festwiderstand.
Das Ablaufdiagramm 700 beschreibt weiter den Betrieb der Oszillatorschaltung 600 und die Reduktion des Phasenrauschens gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Reihenfolge der Schritte in dem Ablaufdiagramm 700 ist nicht beschränkend, da einige (oder alle) der Schritte gleichzeitig oder in einer anderen Reihenfolge durchgeführt werden können, was den Fachleuten auf den relevanten Fachgebieten klar sein wird.
Im Schritt 702 veranlasst der Resonator 102, dass die aktive Vorrichtung 104 bei der Resonanzfrequenz f₀ des Resonators 102 schwingt, wobei ein Ausgangssignal 112 erzeugt wird, das vorzugsweise ein reiner Ton bei f₀ ist. Der Resonator 102 stellt einen positiven Rückkopplungsweg für die aktive Vorrichtung 104 bei der Resonanzfrequenz f₀ bereit, wodurch bewirkt wird, dass die aktive Vorrichtung 104 bei f₀ schwingt. Der Resonator 102 kann jeder der Resonatoren, die in den 2A– 2F gezeigt sind, oder andere Resonatoren sein, die den Fachleuten auf den relevanten Fachgebieten auf der Basis der hier gegebenen Erörterung offensichtlich sein werden. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Quarz 224 aufgrund seines überlegenen Q, wie hier beschrieben worden ist, der Resonator der Wahl.
Im Schritt 704 erzeugt der Vorspannungswiderstand 106 thermisches Rauschen. Die Größe der thermischen Rauschspannung steigt mit der Temperatur, dem Widerstand und der Schaltungsbandbreite gemäß Gleichung 4.
Im Schritt 706 überbrückt die externe Induktorschaltung 602 wenigstens einen Teil des thermischen Rauschens, das von dem Vorspannungswiderstand 106 erzeugt wird, und verhindert, dass dieses thermische Rauschen das Hintergrundphasenrauschen des Oszillatorausgangssignals 112 verstärkt. Genauer gesagt sehen der Induktor 604 und der Widerstand 606 einen Gleichstrom-Rückkopplungsweg (und einen niederfrequenten Rückkopplungsweg) zwischen den Anschlüssen 108 und 110 der aktiven Vorrichtung 104 vor. Der Widerstand 606 unterdrückt jegliche parasitären Schwingungen, die von dem Induktor 604 verursacht werden, der mit der Kapazität in dem Resonator 102 in Resonanz tritt.
Im Schritt 708 kann die zusätzliche Kapazität C_ADD 224 so abgestimmt werden, dass sie die Mittenfrequenz des Oszillators 600 einstellt. Wenn der Quarz 214 als der Resonator 102 verwendet wird, wird die Kapazität 224 oftmals parallel geschaltet mit dem Quarz 214 hinzugefügt, um eine Feinabstimmung der Oszillatorfrequenz durchzuführen. Wenn die Gleichstrom-Rückkopplungsschaltung 602 bewirkt, dass die Oszillatorfrequenz versetzt wird, dann kann die Kapazität 224 so eingestellt werden, dass sie die Frequenzversetzung kompensiert.
10 veranschaulicht eine Oszillatorschaltung 1000, die eine alternative Konfiguration für die externe Induktorschaltung aufweist. Genauer gesagt weist die Oszillatorschaltung 1000 eine externe Induktorschaltung 1002 mit zwei Widerständen 1004a und 1004b zusätzlich zu dem Induktor 604 auf. Die Widerstände 1004 betragen etwa 1/2 des Wertes des Widerstands 606, der in 6 gezeigt ist.
3. Differentieller Quarzoszillator und Reduktion des Phasenrauschens:
8 veranschaulicht einen differentiellen Quarzoszillator 800 als ein Ausführungsbeispiel des Quarzoszillators 100. Der differentielle Quarzoszillator 800 ist nur für beispielhafte Zwecke gedacht und ist nicht als Beschränkung der Erfindung auf irgendeine Art und Weise gedacht. Andere Oszillatorkonfigurationen können verwendet werden, um die Erfindung zu praktizieren, was den Fachleuten auf den relevanten Fachgebieten auf der Basis der hier gegebenen Erörterung klar sein wird.
Der differentielle Quarzoszillator 800 umfasst eine Stromquelle 802, eine aktive Vorrichtung 804, Vorspannungswiderstände 810a und 810b, eine aktive Vorspannungsschaltung 812 und einen Quarzschwinger 214. Die aktive Vorrichtung 804 schwingt bei der Resonanzfrequenz f₀ des Quarzes 214, um ein differentielles Ausgangssignal 821 zu erzeugen, das quer über die Knoten 820a und 802b genommen werden kann. Die aktive Vorspannungsschaltung 812 und die Vorspannungswiderstände 810 liefern eine Gleichstromvorspannung für die aktive Vorrichtung 804. Der Aufbau und der Betrieb des differentiellen Quarzoszillators 800 werden nachfolgend ausführlicher besprochen.
Die aktive Vorrichtung 804 umfasst kreuzgekoppelte Transistoren 806a und 806b, die bei der Resonanzfrequenz des Quarzes 214 schwingen. Der Drain des Transistors 806a ist mit dem Gate des Transistors 806b durch einen Kondensator 808a gekoppelt. In ähnlicher Weise ist der Drain des Transistors 806b mit dem Gate des Transistors 806a durch einen Kondensator 808b gekoppelt. Diese kreuzgekoppelte Anordnung stellt einen Rückkopplungsweg für Wechselstromsignale bereit, die durch die Kondensatoren 808 wandern. Der Quarz 214 ist über die Knoten 820a und 820b gekoppelt, die auch die Drains der jeweiligen Transistoren 806a und 806b sind. Entsprechend ist der Quarz 214 parallel mit dem Rückkopplungsweg für die kreuzgekoppelten Transistoren 806a und 806b gekoppelt. Bei Resonanz wird die Impedanz des Quarzes 214 ein Leerlauf und bewirkt, dass eine positive Rückkopplungsbedingung zwischen den Transistoren 806 bei der Resonanzfrequenz f₀ des Quarzes 214 existiert. Die positive Rückkopplung bewirkt, dass die Transistoren 806 bei der Resonanzfrequenz f₀ des Quarzes 214 schwingen und das differentielle Ausgangssignal 821 erzeugen, das quer über die Knoten 820a und 820b genommen werden kann. Die Kondensatoren 818a und 818b werden verwendet, um die Ausgangsfrequenz des Quarzoszillators 800 abzustimmen und funktionieren deshalb als der Kondensator ^CADD 224 in 2F.
Die Transistoren 806 sind nicht direkt miteinander gekoppelt, denn wenn man sie direkt miteinander koppeln würde, so würde dies bewirken, dass die Transistoren sperren würden. Mit anderen Worten, ein Transistor 806 würde auf dem ganzen Weg eingeschaltet und der andere Transistor 806 würde abgesperrt, wodurch die gewünschte Oszillation verhindert würde. Die Kondensatoren 808 verhindern die Absperr-Bedingung, indem sie die Gleichstrom-Rückkopplung zwischen den jeweiligen Gates und Drains der Transistoren 806 blockieren.
Die aktive Vorspannungsvorrichtung 821 umfasst zwei diodenverbundene Transistoren 816a und 816b. Der Widerstand 814a verbindet den Drain und das Gate des Transistors 816a, um die Diodenverbindung für den Transistor 816a zu bilden. Der Widerstand 814b verbindet den Drain und das Gate des Transistors 816b, um die Diodenverbindung für den Transistor 816b zu bilden. Die diodenverbundenen Transistoren 816a und 816b stellen eine stabile Gleichtakt-Drain-Spannung an den Knoten 820a und 820b auf der Basis der Stromquelle 802 bereit.
Die Vorspannungswiderstände 810a und 810b sind ebenfalls mit den Knoten 820a und 820b (durch die Widerstände 814) verbunden und stellen eine Gate-Vorspannung für die Transistoren 806 bereit. Genauer gesagt stellt der Widerstand 810a eine Gleichstromvorspannung für das Gate des Transistors 806b bereit, und der Widerstand 810b stellt eine Gleichstromvorspannung für das Gate des Transistors 806a bereit.
Wie gezeigt ist, sind die Vorspannungswiderstände 810 auch mit den Rückkopplungskondensatoren 808 verbunden und zweigen einen Teil des Rückkopplungssignals ab, das für die Transistoren 806 gedacht ist, wodurch die Gesamtverstärkung der Transistoren 806 reduziert wird. Wenn die Verstärkung zu stark reduziert wird, dann wird die positive Rückkopplung unterdrückt und die Transistoren 806 werden nicht wie beabsichtigt schwingen. Deshalb sollten die Widerstände 810 relativ groß sein, um die Verstärkung der aktiven Vorrichtung 804 aufrecht zu erhalten. In Ausführungsbeispielen liegt der Wert der Widerstände 810 in dem Bereich von 10 k Ohm, aber andere Widerstandswerte können verwendet werden, wie den Fachleuten auf den relevanten Fachgebieten klar sein wird. Die Vorspannungswiderstände 810 erzeugen eine thermische Rauschspannung, die mit ihrem Widerstandswert gemäß Gleichung 4 steigt. Wie hier erörtert worden ist, ist diese thermische Rauschspannung unerwünscht, da sie das Hintergrundphasenrauschen des Oszillatorausgangssignals verstärkt.
9 veranschaulicht den Oszillator 800, wobei hier die Induktorschaltung 602 quer über die Ausgangsknoten 820a und 820b des Oszillators 800 angeschlossen ist. Die Induktorschaltung 602 ist auch parallel geschaltet zu dem Quarz 214. Die Induktorschaltung 602 stellt einen Gleichstrom-Rückkopplungsweg über die Ausgangsknoten 820a und 820b für jegliches thermische Rauschen von den Vorspannungswiderständen 810 und den Rückkopplungswiderständen 814 bereit. So wird das thermische Rauschen von den Vorspannungswiderständen 810 und den Rückkopplungswiderständen 814 überbrückt und verstärkt das Phasenrauschen des Oszillatorausgangssignals 821.
Wie oben angemerkt worden ist, ist die Induktorschaltung 602 parallel zu dem Quarz 214. Deshalb kann der Induktor 604 in Resonanz mit der äquivalenten Kapazität des Quarzes 214 treten, um eine (unerwünschte) parasitäre Resonanz zu bewirken. Der Induktor 604 könnte zum Beispiel in Resonanz mit der Baueinheitskapazität 218 (2D) oder mit der Kombination aus der Baueinheitskapazität 218 und der hinzugefügten Kapazität 224 (2E–F) treten. Vorzugsweise ist der Wert des Induktors 604 ausreichend groß, so dass diese parasitäre Resonanz die Schwingungsfrequenz des Oszillators 800 nicht von der Resonanzfrequenz f₀ des Quarzes 214 versetzt. Demgemäß sollte die parallele Kombination aus dem Induktor 604 und dem Quarz 214 die Resonanzfrequenz f₀ des Quarzes 214 nicht wirklich versetzen, damit die Betriebsfrequenz des Oszillators 800 nicht geändert wird. Dies kann erzielt werden, indem gewährleistet wird, dass die parasitäre Resonanz, die von dem Induktor 604 verursacht wird, um wenigstens etwa einen Faktor von √0,1 niedriger als die beabsichtigte Resonanzfrequenz des Quarzes 214 ist. Beispielshalber und ohne Beschränkung sollte dann, wenn der Quarz 214 bei 10 MHZ resonant ist, die parasitäre Resonanz, die von dem Induktor 604 verursacht wird, vorzugsweise etwa 3 MHZ oder weniger sein. Für einen gegebenen Kapazitätswert kann ein Minimumwert für den Induktor 604 aus der Gleichung 1 bestimmt werden. Wenn zum Beispiel der Quarz 214 eine äquivalente Kapazität von 20 pF aufweist, dann sollte der Wert des Induktors 604 vorzugsweise etwa 100 μH (oder mehr) betragen, um zu gewährleisten, dass diese parasitäre Resonanz bei 3 MHZ oder darunter liegt. Es sei angemerkt, dass dann, wenn die hinzugefügte Kapazität 224 (2E–F) zum Abstimmen der Quarzresonanz verwendet wird, die gesamte Kapazität, die bei der Bestimmung des Induktors 604 verwendet wird, die parallele Kombination aus dem Kondensator 224 und dem Kondensator 218 ist.
Der Widerstand 606 unterdrückt jegliche unerwünschten parasitären Schwingungen, die durch das Hinzufügen des Induktors 604 bewirkt werden. Die parasitären Schwingungen entsprechen der parasitären Resonanz, die oben für den Induktor 604 beschrieben wurde. Es ist wichtig, diese unerwünschten Schwingungen zu unterdrücken, selbst wenn die parasitäre Schwingungsfrequenz weit entfernt von der beabsichtigten Schwingungsfrequenz ist, weil die parasitären Schwingungen Signalenergie von der beabsichtigten Schwingungsfrequenz ableiten werden. Außerdem werden sich die parasitären Schwingungen frequenzmäßig mit der beabsichtigten Schwingungsfrequenz mischen und Störsignale in dem Oszillatorausgangssignal 821 erzeugen, was die gesamte spektrale Reinheit des Oszillatorsignals 821 herabsetzt.
Der Wert des Widerstands 606 sollte ausreichend groß sein, um die unerwünschten Oszillationsmodi zu unterdrücken, die von dem Induktor 602 verursacht werden. Aber der Widerstand 606 sollte nicht größer als notwendig sein, da der Widerstand 606 ein unerwünschtes thermisches Rauschen erzeugt, das mit dem Widerstandswert gemäß Gleichung 4 ansteigt. Das thermische Rauschen des Widerstands 606 verstärkt das Phasenrauschen des Oszillatorausgangssignals 812 genauso wie die Vorspannungswiderstände 810, und macht deshalb den Zweck der Induktorschaltung 602 zunichte, wenn der Widerstand 606 zu groß ist. Entsprechend sollte der Widerstand 606 nicht größer als die Vorspannungswiderstände 810 sein, die für einige Anwendungen bei etwa 10 k Ohm liegen. In Ausführungsbeispielen ist der Widerstand 606 ein Potentiometer (d.h., ein variabler Widerstand), der es erlaubt, dass ein variabler Betrag an Widerstand effizient zu der Induktorschaltung 602 addiert oder von dieser subtrahiert werden kann.
4. Bestimmung des externen Induktors
Wie oben angemerkt worden ist, wird der Induktor 604 in Ausführungsbeispielen der Erfindung so ausgewählt, dass die parasitäre Resonanz, die von dem Induktor 604 bewirkt wird, etwa √0,1 der Frequenz der gewünschten Resonanz des Quarzes 214 beträgt. Die nachfolgende Diskussion und die nachfolgenden Gleichungen stellen eine mathematische Unterstützung für diese Bestimmung bereit.
Unter Bezugnahme auf 2F tritt die Parallelresonanz für den Quarz 214 bei der Frequenz auf, bei der die Admittanz des Reihenschwingkreises 217 die Admittanz von (C_P 218 ||C_ADD 224) aufhebt. Wenn man annimmt, dass in den Gleichungen unten C_P = (C_P 218 ||C_ADD 224), dann wird die Parallelresonanz durch die unten aufgeführte Gleichung 5 bestimmt:
Wenn die externe Induktorschaltung 602 wie in 6 enthalten ist und wenn man den Reihenwiderstand 606 ignoriert, dann kann gezeigt werden, dass die Parallelresonanz zu Folgendem wird:
wobei ω_parasitär (unerwünschte) niederfrequente Resonanz repräsentiert, die von dem externen Induktor 604 verursacht wird, der mit C_P in Resonanz tritt. Auf der Basis der Gleichung 7 ist es erwünscht, dass
Gemäß Gleichung 8 ist es vorzuziehen, dass die Frequenz der parasitären Resonanz etwa √0,1 der Frequenz der gewünschten Resonanz oder weniger beträgt. Auf andere Weise ausgedrückt bedeutet das, dass die parasitäre Resonanz vorzugsweise um wenigstens etwa einen Faktor von √10 niedriger als die Frequenz der gewünschten Resonanz ist. Das Ergebnis ist, dass der Effekt des externen Induktors 604 auf die Parallelresonanz des Quarzes 214 kleiner als die Toleranz des zusätzlichen Kondensators 224 sein wird, die typischerweise 5–10 % des Kondensator-224-Wertes ausmacht.
5. Andere Anwendungen
Die Rauschreduktionserfindung, die hier beschrieben worden ist, ist unter Bezugnahme auf einen Quarzoszillator erörtert worden. Aber die Rauschreduktionserfindung ist nicht auf Quarzoszillatoren beschränkt. Die Rauschreduktionserfindung ist auf andere Oszillatorschaltungskonfigurationen anwendbar, die Oszillatorschaltungen einschließen, die andere Typen von Resonatoren verwenden, wie etwa diskrete Schaltungselemente. Außerdem ist die Rauschreduktionserfindung auf andere aktive Schaltungen (die nichts mit Oszillatoren zu tun haben) anwendbar, die von einem niederfrequenten Rückkopplungsweg profitieren können, der das thermische Rauschen überbrückt.

Claims

Oszillatorschaltung, mit: – einem Resonator (102), der eine Resonanzfrequenz aufweist; – einer aktiven Vorrichtung (104), die mit dem Resonator (102) gekoppelt ist, wobei die aktive Vorrichtung (104) in der Lage ist, bei der Resonanzfrequenz des Resonators (102) zu schwingen; – wenigstens einem Vorspannungswiderstand (106) zur Vorspannung der aktiven Vorrichtung (104); dadurch gekennzeichnet, dass die Oszillatorschaltung des Weiteren Folgendes umfasst: – eine Induktorschaltung (602), die mit der aktiven Vorrichtung (104) verbunden und mit dem Resonator (102) parallelgeschaltet ist, wobei die Induktorschaltung (602) thermisches Rauschen überbrückt, das von dem wenigstens einen Vorspannungswiderstand (106) erzeugt wird.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 1, wobei die Induktorschaltung (602) über Ausgangsanschlüsse (108, 110) der aktiven Vorrichtung angeschlossen ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei die Induktorschaltung (602) einen Gleichstrom-Rückkopplungsweg zwischen den Ausgangsanschlüssen (108, 110) bereitstellt.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Induktorschaltung (602) einen Induktor (604) umfasst, der in Reihe mit einem Widerstand (606) geschaltet ist.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei ein Wert des Induktors (604) derart ist, dass der Induktor (604) die Resonanzfrequenz des Resonators (102) nicht versetzt.
Oszillatorschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei ein Wert des Induktors (604) derart ist, dass eine parallele Kombination aus dem Induktor (604) und dem Resonator (102) eine Resonanzfrequenz aufweist, die im Wesentlichen dieselbe wie die des Resonators (102) ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 4, wobei ein Wert des Induktors (604) derart ist, dass jede parasitäre Resonanz, die von dem Induktor (604) verursacht wird, frequenzmäßig um einen Faktor von wenigstens √0,1 niedriger als die Resonanzfrequenz des Resonators (102) ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 7, wobei der Widerstand (606) wenigstens eine parasitäre Schwingung unterdrückt, die mit dem Induktor (604) assoziiert ist.
Oszillatorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Resonator (102) ein Quarzschwinger (214) ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 9, des Weiteren mit einem zusätzlichen Kondensator (224), der mit dem Quarzschwinger (214) parallelgeschaltet ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 10, wobei der zusätzliche Kondensator (224) jegliche Frequenzversetzung ausgleicht, die von der Induktorschaltung (602) verursacht wird.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 1 bis 8, wobei der Resonator ein in Reihe geschalteter Induktor-Kondensator-Schwingkreis (201) ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei der Resonator (102) ein parallel geschalteter Induktor-Kondensator-Schwingkreis (207) ist.
Oszillatorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Widerstand (606) in der Induktorschaltung (602) kleiner als der wenigstens eine Vorspannungswiderstand (106) ist.
Oszillatorschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die aktive Vorrichtung (104) ein kreuzgekoppeltes Paar von Transistoren umfasst.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 15, wobei das kreuzgekoppelte Paar von Transistoren wechselstromgekoppelt ist.