DE4401350C1 - Mikrowellen-Impulsgenerator mit Ladungsspeicherdiode - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und einen Mikrowel­ len-Impulsgenerator zur Erzeugung von Mikrowellen-Impulsen mit einer Impulsdauer im Nanosekundenbereich gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bzw. dem Oberbegriff des An­ spruchs 4.

Aus der DE 42 07 627 A1 ist zur exakten Entfernungs- und Richtungsbestimmung ortsfester und beweglicher Ziele im Nahentfernungsbereich ein hochauflösendes Pulsradarverfah­ ren bekannt, bei dem eine Nadelimpulsfolge einer bestimmten Impulsfolgefrequenz in einem Mikrowellen-Impulsgenerator in eine Mikrowellen-Impulsfolge umgewandelt wird, wobei die trägerfrequente Anfangsphase der einzelnen Impulse der Mi­ krowellen-Impulsfolge jeweils durch den ansteuernden Nade­ limpuls zeitlich festgelegt ist. Mittels einer Sendeimpuls­ folge und einer Abtastimpulsfolge zum Abtasten des Zielecho­ signals wird ein zeittransformiertes Zwischenfrequenzsignal erzeugt, welches ausgewertet wird.

Der Mikrowellen-Impulsgenerator eines hochauflösenden Puls­ radars muß dabei folgenden vier Anforderungen genügen:

• 1. Die Impulsdauer einer Mikrowellen-Impulsfolge muß im Bereich von einer Nanosekunde liegen. Diese Bedingung ergibt sich aus dem geforderten hohen Auflösungsvermögen des Pulsradars. Diese Anforderung bedingt eine Systemband­ breite von etwa 1 GHz. Bei festgewählten Trägerfrequenzen im Bereich von einigen GHz bis über 20 GHz enthält der Mikrowellen-Impuls nur 6 bis 24 Trägerfrequenzschwingungen.
• 2. Der Mikrowellen-Impulsgenerator muß eine große Dynamik, d. h. einen kurzen Übergang zwischen Impulsdauer und Impulspause besitzen. Diese Anforderung ergibt sich ebenfalls aus der gewünschten hohen Zielauflösung. Die Abklingzeit eines Mikrowellen-Impulses muß möglichst kurz sein, damit keine restliche Mikrowellen-Energie im System ist, wenn das Zielechosignal eintrifft. Für den ungestörten Empfang der fernen Zielechosignale wird eine Dynamik von bis zu 100 dB gefordert, d. h. das Sendesignal muß bei Emp­ fang des Echosignals um diesen Wert abgeklungen sein.
• 3. Das Verhältnis von Impulsperiode zu Impulsdauer muß groß sein, d. h. das Zeitintervall zwischen zwei Mikrowel­ len-Impulsen lang sein im Vergleich zu der Dauer eines Mikrowellen-Impulses. Dies ist erforderlich, damit erst nach Ablauf der Zielecho-Rücklaufzeit jeweils ein weiterer Mikrowellen-Impuls ausgesandt wird.
• 4. Es muß eine hohe Kohärenz von Impulsfolgefrequenz und Mikrowellen-Impuls-Trägerfrequenz vorliegen. Dazu muß ein spektraler Energieanteil der den Mikrowellen-Impulsgene­ rator anregenden Impulsfolge zur Einprägung der Anfangspha­ se des entsprechenden Resonanzkreises in diesen eingekop­ pelt werden.

Übliche gepulste Mikrowellen-Generatoren genügen nicht der Anforderung 4, da sie aus dem Rauschen heraus anschwingen und daher ihre Phase von Impuls zu Impuls zufällig ist.

In Stephen Hamilton, Robert Hall, "Shunt Mode Harmonic Gene­ ration Using Step Recovery Diodes", Microwave Journal 1967, ist ein Impulsgenerator mit einer Ladungsspeicherdiode (SRD-Impulsgenerator) beschrieben, der Impulse sehr kurzer Dauer bis hin zum Subnanosekundenbereich erzeugt. Eine La­ dungsspeicherdiode (steprecovery diode SRD) ist ein hochgra­ dig nichtlineares Element. Ihr Ersatzschaltbild im Flußbe­ trieb ist näherungsweise ein niedrigohmiger Durchlaßwider­ stand und ihr Ersatzschaltbild im Sperrbetrieb eine konstan­ te Kapazität. Eine Ladungsspeicherdiode zeichnet sich durch die Fähigkeit aus, äußerst schnell zwischen Durchlaßbetrieb und Schaltbetrieb umzuschalten. Ihr Rückstromimpuls ist kurz und scharf ausgeprägt und weist dementsprechend einen hohen Gehalt an Oberwellen auf. Vereinfacht kann eine La­ dungsspeicherdiode als schneller, ladungsgesteuerter Schal­ ter aufgefaßt werden.

Die Hewlett Packard Application Note 920, "Harmonic Genera­ tion Using Step Recovery Diodes und SRD Modules", beschreibt ein Verfahren zur Erzeugung eines Mikrowellen- Dauerstrich-(CW-)Signals. Wie in Fig. 3 dargestellt, steu­ ert ein Sinusgenerator 1 der Frequenz f_P = 1/T_p einen Im­ pulsgenerator 2 mit einer Ladungsspeicherdiode (SRD) an, der Subnanosekundenimpulse der Breite t_p im Takt f_P er­ zeugt. Ein anschließender Mikrowellen-Resonanzkreis 3 ist auf die gewünschte Harmonische f_c = n _* f_P abgestimmt. Es entsteht eine gedämpfte Schwingung der Frequenz f_c über die Dauer T_P, die einem Bandpaßfilter mit der Bandbreite b < 2 _* f_P zugeführt wird. Die Seitenlinien f_c +/- i _* f_P werden unterdrückt und die Spektrallinie f_c, die das ge­ wünschte Dauerstrichsignal f_c darstellt, herausgefiltert.

Es handelt sich bei dieser Schaltung um eine typische Fre­ quenzvervielfacherschaltung, die selektiv eine Sinusfre­ quenz f_P mit hohem Wirkungsgrad auf eine relativ hohe Harmonische der Frequenz f_c = n _* f_P umsetzt. Das charakteri­ stische Merkmal ist die Zwischenstufe zur Erzeugung eines Subnanosekunden-Impulses mit Hilfe einer Ladungsspeicherdi­ ode im sogenannten "shunt-mode". Bei den in der Zwischenstu­ fe erzeugten Impulsen darf das Verhältnis von Impulsperiode zu Impulsdauer einen bestimmten Wert nicht überschreiten. So darf die Frequenz f_P des Sinusgenerators 1 und damit die Impulsfolgefrequenz f_P eine bestimmte Frequenz nicht unter­ schreiten. Der Grund dafür liegt in der begrenzten Ladungs­ träger-Lebensdauer einer Ladungsspeicherdiode. Niedrige Impulsfolgefrequenzen f_P können daher nicht erzeugt werden.

Dieses bekannte Verfahren erzeugt in einem Zwischenschritt einen Mikrowellen-Impuls. Das Ziel des Verfahrens ist jedoch die Erzeugung eines Mikrowellen-Dauerstrichsignals, das durch ein geeignetes schmalbandiges Bandpaßfilter aus den Mikrowellen-Impulsen ausgefiltert wird. Da die Impuls­ folgefrequenz f_P nicht beliebig niedrig wählbar ist, er­ füllt das Verfahren insbesondere nicht die obengenannte dritte Bedingung.

Aus der DE 24 37 156 C2 ist ein Verfahren zur Erzeugung von Subnanosekunden-Impulsen bekannt. Wie in Fig. 4 der Zeich­ nung dargestellt ist, stößt ein Triggerimpulsgenerator 5 mit der Impulsfolgefrequenz f_P = 1/T_P einen Impulsgenerator 6 an, der als Sprungfunktionsgenerator mit anschließender Differenzierschaltung arbeitet. Hierzu wird ein Transistor im Lawinendurchbruch betrieben. Die erzeugte Sägezahnspan­ nung mit steiler Anstiegsflanke im Bereich weniger Nanose­ kunden und einer langen Abfallzeit in der Größenordnung von T_P wird differenziert. Man erhält am Ausgang des Im­ pulsgenerators 6 Impulse der Breite π/ω und der Periode T_P. Die Impulsbreite π/ω ist durch die Anstiegsflankendauer der Sägezahnspannung gegeben und nur in Grenzen wählbar. Daraus ergibt sich die Frequenz ω, auf die ein nachfolgendes Resonanz- und Anpaßfilter 7 abgestimmt ist. Das Ausgangssi­ gnal des Resonanz- und Anpaßfilters 7 ist eine gedämpfte Schwingung der Frequenz ω, die einem SRD-Impulsgenerator 8 zugeführt wird.

Durch geeignete Wahl der Vorspannung der Ladungsspeicherdi­ ode des SRD-Impulsgenerators 8 wird bevorzugt für jede gedämpfte Sinusschwingung nur ein einziger Ausgangsimpuls in der ersten Periode der gedämpften Schwingung erhalten. Alternativ wird die Vorspannung derart gewählt, daß mehrere Impulse mit absinkender Amplitude als Antwort auf die gedämpften Sinusschwingungen erzeugt werden. Die am Ausgang des SRD-Impulsgenerators 8 erhaltenen Ausgangsimpulse haben eine Dauer t_p im Subnanosekundenbereich.

Das in der DE 24 37 156 C2 beschriebene Verfahren ermög­ licht die Erzeugung eines Basisband-Impulses im Subnanose­ kundenbereich bei beliebig niedrig wählbarer Impulsfolgefre­ quenz. Die direkte Erzeugung eines Mikrowellen-Impulses ist jedoch nicht möglich.

Von diesem Stand der Technik ausgehend liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und einen Mikrowel­ len-Impulsgenerator der eingangs genannten Gattung zur Verfügung zu stellen, die in einfacher Weise einen Mikrowel­ len-Impuls mit einer im Nanosekundenbereich liegenden Dauer erzeugen, wobei die Impulsfolgefrequenz in weiten Grenzen beliebig wählbar ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnen­ den Merkmale der Ansprüche 1 und 4 gelöst.

Die erfindungsgemäße Lösung ermöglicht durch Verwendung einer Ladungsspeicherdiode, deren Sperrkapazität Teil des Mikrowellen-Resonanzkreises ist, die Erzeugung von Mikrowel­ len-Impulsen mit einer im Nanosekundenbereich liegenden Dauer. Die Impulsfolgefrequenz der Mikrowellen-Impulse ist gleich der Impulsfolgefrequenz der ansteuernden Impulse des Impulsgenerators, welche in weiten Grenzen beliebig wählbar ist.

Der Erfindung liegt folgende Erkenntnis zu Grunde. Der La­ dungsspeicherdiode wird vom Anpaßnetzwerk eine einzige, stark gedämpfte Sinusschwingung einer Periodenlänge zuge­ führt. Während der positiven Halbwelle der Sinusschwingung ist die Ladungsspeicherdiode in Durchlaßrichtung geschaltet und es baut sich in der Ladungsspeicherdiode Ladung auf. Während der negativen Halbwelle wird die aufgebaute Ladung wieder abgebaut. Es fließt ein Entlade- oder Rückstrom. Gemäß den Eigenschaften einer Ladungsspeicherdiode bricht der Entladestrom abrupt ab, sobald alle Ladungsträger abgebaut sind. Dadurch entsteht in den vom Ladungsspeicher­ diodenstrom durchflossenen Induktivitäten ein großer, nega­ tiver Spannungsimpuls, der über der Ladungsspeicherdiode abfällt.

Der bei Sperren der Ladungsspeicherdiode sich sprunghaft än­ dernde Entladestrom regt den Mikrowellen-Resonanzkreis an, der aus der Sperrkapazität der Ladungsspeicherdiode und weiteren kapazitiven und induktiven Elementen besteht. Für die Dauer des über der Ladungsspeicherdiode abfallenden, im Nanosekundenbereich liegenden, negativen Spannungsimpulses ist die Sperrkapazität der Ladungsspeicherdiode wirksam, so daß der Mikrowellen-Resonanzkreis während der Dauer dieses Spannungsimpulses - und nur für diesen Zeitraum - eine Eigen­ schwingung ausbildet. Der dabei entstehende Mikrowellen-Im­ puls wird aus dem Mikrowellen-Resonanzkreis ausgekoppelt.

Das erfindungsgemäße Verfahren erzeugt direkt Mikrowel­ len-Impulse.

In einer bevorzugten Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens erreicht die in der Ladungsspeicherdiode während der positiven Halbwelle des anliegenden Signals gespeicher­ te und in der negativen Halbwelle wieder abgebaute Ladung dann den Wert Null, wenn der Entladestrom der Ladungsspei­ cherdiode sein Maximum aufweist. Dies bewirkt ein besonders abruptes Abbrechen des Entladestromes und einen entspre­ chend großen negativen Spannungsimpuls.

Der aus dem Mikrowellen-Resonanzkreis ausgekoppelte Mikro­ wellen-Impuls wird zur Aussiebung des gewünschten Frequenz­ bandes und zur geeigneten Formung der Mikrowellen-Impuls- Hüllkurve einem Mikrowellen-Bandpaßfilter zugeführt. Dabei erhält der Mikrowellen-Impuls bevorzugt eine glockenförmige Form entsprechend einer Gauß- oder Besselcharakteristik.

Der erfindungsgemäße Mikrowellen-Impulsgenerator weist einen mit dem Ausgang eines Impulsgenerators verbundenen Im­ pulsverstärker und eine vom Impulsverstärker getriebenen Differenzierschaltung auf, die jeden eingehenden Impuls differenziert und als Ausgangssignal eine stark gedämpfte Sinusschwingung einer Periodenlänge aufweist. An die Diffe­ renzierschaltung schließt sich ein Anpaßnetzwerk zum Herab­ transformieren des Ausgangssignals der Differenzierschaltung auf den niedrigen Eingangswiderstand eines Mikrowellen-Reso­ nanzkreises an. Der Ausgang des Anpaßnetzwerkes ist mit einer Ladungsspeicherdiode verbunden, deren Sperrkapazität Teil des Mikrowellen-Resonanzkreises ist. Der bei Sperren der Ladungsspeicherdiode sich sprunghaft ändernde Speicher­ strom regt den Mikrowellen-Resonanzkreis an, wobei dieser für die Dauer des über der Ladungsspeicherdiode abfallen­ den, großen negativen Spannungsimpulses eine Eigenschwin­ gung ausbildet.

Der Mikrowellen-Resonanzkreis ist Teil einer Einrichtung zur Filterung der aus dem Mikrowellen-Resonanzkreis ausge­ koppelten Mikrowellen-Schwingungen, die aus einem mehrere Resonanzkreise enthaltenden, vorzugsweise gemäß einer Gauß- oder Besselcharakteristik ausgelegten Mikrowellen-Bandpaß­ filter besteht, wobei der Mikrowellen-Resonanzkreis der erste Resonanzkreis des mehrkreisigen Mikrowellen-Bandpaß­ filters ist.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung des Mikrowellen-Impuls­ generators wird die Schwingkreiskapazität des Mikrowel­ len-Resonanzkreises durch die Reihenschaltung der Sperrkapa­ zität der Ladungsspeicherdiode, ein kapazitives TEM-Lei­ tungsstück mit einer elektrischen Länge, die kleiner als ein Viertel der Betriebswellenlänge ist, und einen Trimm-Kondensator gebildet. Die Schwingkreisinduktivität des Mikrowellen-Resonanzkreises wird durch die Reihenschal­ tung eines am Ende kurzgeschlossenen TEM-Leitungsstücks mit einer elektrischen Länge, die sehr viel kleiner als die Be­ triebswellenlänge ist, und der Gehäuse-Induktivität der La­ dungsspeicherdiode gebildet.

Das Anpaßnetzwerk des Mikrowellen-Impulsgenerators weist be­ vorzugt einen Breitbandübertrager für den Frequenzbereich von 50 MHz bis 500 MHz auf, dessen Primärwicklung mit dem Ausgang der Differenzierschaltung und dessen Sekundärwick­ lung über einen Koppelkondensator mit der Einrichtung zur Filterung der aus dem Mikrowellen-Resonanzkreis ausgekoppel­ ten Mikrowellen-Schwingungen (SRD Resonatorschaltung) ver­ bunden ist.

Die Länge eines ausgekoppelten Mikrowellen-Impulses ist gleich der Länge des negativen Spannungsimpulses über der Ladungsspeicherdiode, da nur während dieses Spannungsimpul­ ses die Sperrkapazität der Ladungsspeicherdiode wirksam ist und sich eine Eigenschwingung ausbilden kann. Die Größe und Breite des über der Ladungsspeicherdiode abfallenden negati­ ven Spannungsimpulses sowie dessen optimaler Zeitpunkt im Moment des Entladestroms-Maximums ist durch geeignete Wahl der Sperrkapazität der Ladungsspeicherdiode, der Sekundärin­ duktivität des Breitbandübertragers und des Dämpfungswider­ standes einstellbar. Damit ist über diese Größen die Dauer eines Mikrowellen-Impulses einstellbar. Diese Dauer beträgt bevorzugt etwa eine Nanosekunde. Jedoch sind auch kürzere Mikrowellen-Impulse mit einer Dauer im Subnanosekundenbe­ reich einstellbar.

Im Rahmen der Erfindung wird ein Mikrowellen-Resonanzkreis geschaffen, dessen Schwingkreiskapazität durch die Sperrka­ pazität einer Ladungsspeicherdiode sowie weitere kapazitive Elemente und dessen Schwingkreisinduktivität durch die Ge­ häuseinduktivität der Ladungsspeicherdiode sowie weitere in­ duktive Elemente gebildet ist. Der Mikrowellen-Resonanz­ kreis ist dabei aus Leitungselementen und konzentrierten Elementen aufgebaut. Durch die erfindungsgemäße Einbezie­ hung der Sperrkapazität der Ladungsspeicherdiode in den Mi­ krowellen-Resonanzkreis ist die direkte Erzeugung kurzer Mi­ krowellen-Impulse mit einer Impulsdauer im Nanosekundenbe­ reich oder auch im Subnanosekundenbereich möglich.

Weitere vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Mikrowellen-Impulsgenerators sind in den verbleibenden Un­ teransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung soll nachfolgend unter Bezugnahme auf die Figuren der Zeichnung an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert werden. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Mi­ krowellen-Impulsgenerators,

Fig. 2 ein Schaltbild der Blöcke 2, 3 und 4 des Mikro­ wellen-Impulsgenerators gemäß Fig. 1,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer bekannten Schaltung zur Erzeugung eines Mikrowellen-Dauerstrichsi­ gnals und

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer bekannten Schaltung zur Erzeugung von Subnanosekunden-Impulsen.

Zur Erleichterung des Verständnisses der grundlegenden Be­ triebsweise des erfindungsgemäßen Mikrowellen-Impulsgenera­ tors war eingangs anhand der Fig. 3 und 4 die Betriebs­ weise der Verfahren nach Hewlett Packard Application Note 920 zur Erzeugung eines Mikrowellen-Dauerstrichsignals sowie gemäß der DE 24 37 156 C2 zur Erzeugung von Subnanose­ kunden-Impulsen ausführlich betrachtet worden.

Fig. 1 zeigt anhand des Blockschaltbildes und der Signal­ verläufe das erfindungsgemäße Verfahren. Ein Impulsgenera­ tor 9 erzeugt Impulse der Breite t_PP in der Größenordnung von zehn Nanosekunden (Punkt A). Die Impulsfolgefrequenz f_P ist in weiten Grenzen beliebig wählbar und die Impulsperi­ odendauer T_P = 1/f_P groß gegen t_PP.

Der sich anschließende Impuls-Differenzierverstärker 10 weist einen Impulsverstärker und eine vom Impulsverstärker getriebene Differenzierschaltung auf. Die Differenzierschal­ tung erzeugt ein Ausgangssignal in Form einer einzigen, stark gedämpften Sinusschwingung einer Periodenlänge (Punkt B). Diese Schwingungsform ergibt sich aus der Differenzie­ rung des glockenförmigen Eingangsimpulses.

In einem nachfolgenden Anpaßnetzwerk 11 wird dieses Aus­ gangssignal mit Hilfe eines Breitbandübertragers auf den niedrigen Eingangswiderstand einer nachfolgend angeordneten Mikrowellen-Resonanzkreisschaltung mit Ladungsspeicherdiode (SRD), im folgenden SRD-Resonator genannt, herabtransfor­ miert. Der SRD-Resonator zur Filterung der aus dem Mikrowel­ len-Resonanzkreis ausgekoppelten Mikrowellen-Schwingungen besteht aus einem mehrere Resonanzkreise enthaltenden Mikro­ wellen-Bandpaßfilter vorzugsweise mit Gauß- oder Besselcha­ rakteristik, wobei der Mikrowellen-Resonanzkreis der erste Resonanzkreis des mehrkreisigen Mikrowellen-Bandpaßfilters ist.

Während der positiven Halbwelle der vom Anpaßnetzwerk 11 zu­ geführten, gedämpften Sinusschwingung ist die Ladungsspei­ cherdiode in Durchlaßrichtung geschaltet und es baut sich in der Ladungsspeicherdiode eine Ladung auf. Während der ne­ gativen Halbwelle wird die aufgebaute Ladung wieder abge­ baut. Es fließt ein Entlade- oder Rückstrom. Gemäß den Ei­ genschaften einer Ladungsspeicherdiode bricht der Entlade­ strom abrupt ab, sobald alle Ladungsträger abgebaut sind.

Durch geeignete Wahl der Betriebsparameter, d. h. durch Ein­ stellung der Phasenverschiebung zwischen Spannung und Entla­ destrom sowie der Vorspannung der Ladungsspeicherdiode wird erreicht, daß die Ladung etwa im Moment des Entladestrom-Ma­ ximums ausgeräumt ist. Die plötzliche Änderung des Durchlaß­ leitwerts der Ladungsspeicherdiode auf den gegen Null gehenden Sperrleitwert erzeugt in den vom Ladungsspeicherdi­ odenstrom durchflossenen Induktivitäten des Anpaßnetzwerks 11 einen großen negativen Spannungsimpuls der Breite t_P, der auf der Verbindungsleitung zwischen dem Anpaßnetzwerk 11 und dem SRD-Resonator erscheint (Punkt C). Die Dauer dieses Spannungsimpulses liegt in der Größenordnung von einer Nanosekunde.

Größe und Breite des negativen Spannungsimpulses werden durch die Sperrkapazität C_VR der Ladungsspeicherdiode, die Sekundärinduktivität des Breitbandübertragers und einen Dämpfungswiderstand bestimmt. Durch die geeignete Wahl von Sekundärinduktivität und Dämpfungswiderstand können sowohl die Breite des negativen Spannungsimpulses wie auch dessen optimaler Zeitpunkt im Moment des Entladestrom-Maximus eingestellt werden.

Die Ladungsspeicherdiode im Block SRD-Resonator und Bandpaß­ filter 12 ist integraler Bestandteil des Mikrowellen-Reso­ nanzkreises. Die sprunghafte Änderung des Entladestromes in der Zeitdauer von Bruchteilen einer Nanosekunde erregt den Mikrowellen-Resonanzkreis in seiner Eigenfrequenz f_c. Diese ist durch die Sperrkapazität C_VR der Ladungsspeicherdiode 14 mitbestimmt. Für die Dauer t_P des negativen Spannungsim­ pulses ist diese Sperrkapazität wirksam, so daß der Mikro­ wellen-Resonator während der Dauer t_P seine Eigenschwingung ausbilden kann. Am Ende des Spannungsimpulses bleibt die Ladungsspeicherdiode im Bereich der Spannung Null, so daß keine neue Ladung in der Ladungsspeicherdiode aufgebaut wird, bis nach Ablauf der Periodendauer T_P ein neuer Zyklus beginnt.

Der Mikrowellen-Resonator bildet den ersten Kreis des mehr­ kreisigen Mikrowellen-Bandpaßfilters mit Gauß- oder Bessel­ charakteristik. Dieses Bandpaßfilter hat zwei Aufgaben. Zum einen die Aussiebung des gewünschten Frequenzbandes (Unter­ drückung höherer Harmonischer) und zum anderen die Formung der Mikrowellen-Impuls-Hüllkurve zu einem annäherungsweise glockenförmigen Verlauf. Am Ausgang (Punkt D) erscheint der gewünschte Mikrowellen-Impuls der Dauer t_P.

Fig. 2 zeigt ein spezielles Ausführungsbeispiel der rele­ vanten drei Blöcke des Blockschaltbildes gemäß Fig. 1. Der Impulsgenerator 9 der Fig. 1 ist ein beliebiger Impulsgene­ rator. Der Impuls-Differenzierverstärker 10, das Anpaßnetz­ werk 11 und der SRD-Resonator mit Bandpaßfilter 12 bilden einen geschlossenen Schaltungsaufbau, da die Signalleitung zwischen dem Impuls-Differenzierverstärker 10 und dem Anpaß­ netzwerk 11 ebenso wie die Signalleitung zwischen dem Anpaß­ netzwerk 11 und dem SRD-Resonator und Bandpaßfilter 12 eine kurze definierte Länge aufweist und nicht auf dem üblichen 50 Ω-Impedanzniveau liegen. Eingang A und Ausgang D sind auf 50 Ω angepaßt.

In dem Schaltbild gemäß Fig. 2 ist der Eingang A mit dem Gate eines VMOS-Feldeffekttransistor 13 und einem Wider­ stand R₁ verbunden. Der andere Anschluß des Widerstandes R₁ ist mit Masse verbunden. Der Drain-Anschluß des VMOS-Feldef­ fekttransistors 13 ist über eine Spule S₁ mit einer Speise­ spannung U_B verbunden und über einen Koppelkondensator C₂ mit der Primärwicklung W₁ eines Breitbandübertragers 15. Der eine Anschluß eines Blockkondensators C₁ ist mit der Spule S₁ und der Speiseschaltung U_B verbunden, während der andere Anschluß mit Masse verbunden ist. Der Source-An­ schluß des VMOS-Feldeffekttransistors 13 ist ebenfalls mit Masse verbunden.

Der Impulsgenerator 9 liefert an den Eingang A Impulse kon­ stanter Impulsbreite t_PP mit der Impulsfolgefrequenz f_P = 1/T_P, die in weiten Grenzen beliebig gewählt werden kann. Die Wahl der Impulsbreite t_PP wird durch die Schaltgeschwin­ digkeit des Impulsverstärkertransistors 13 bestimmt, der Spitzenströme bis zu etwa 1 Ampere im Ausgangskreis erzeu­ gen muß. Daher ist ein VMOS-Feldeffekttransistor 13 beson­ ders geeignet. Alternativ kann auch ein schneller bipolarer Transistor eingesetzt werden. Beim derzeitigen Stand der Technik bei schnellen Halbleitern wird eine Impulsbreite im Bereich von zehn Nanosekunden erzielt. Der Widerstand R₁ verbessert die Anpassung des Eingangs A an die ankommende Leitung. So hat das Gate des VMOS-Feldeffekttransistors 13 eine kapazitive Eingangsimpedanz. Der Blockkondensator C₁ leitet den Impulsstrom nach Masse ab.

Der Koppelkondensator C₂ wirkt als Differenzierer, so daß am Ausgang (Punkt B) des Impuls-Differenzierverstärkers 10 eine einzige, stark gedämpfte Sinusschwingung einer Peri­ odenlänge vorliegt.

Das Anpaßnetzwerk 11 weist einen Breitbandübertrager 15 mit einer Primärwicklung W₁ und einer Sekundärwicklung W₂ auf. Der Breitbandüberträger 15 ist für den Frequenzbereich 50 bis 500 MHz bei einem Impedanzniveau von einigen zehn Ω aus­ gebildet. Er ist als Ferrit-Ringkern-Übertrager realisiert. Das Übersetzungsverhältnis von W₁ zu W₂ liegt im Bereich 2 bis 4. Die Primärwicklung W₁ ist mit dem Koppelkondensator C₂ des Impuls-Differenzierverstärkers 10 verbunden. Die Se­ kundärwicklung W₂ ist über einen Koppelkondensator C₃ mit dem Eingang C eines SRD-Resonators verbunden. Parallel zum Punkt C liegt ein Dämpfungswiderstand R₂ mit einem Wert von einigen zehn Ω. Der andere Anschluß des Dämpfungswiderstan­ des R₂ ist mit Masse verbunden.

Das Anpaßnetzwerk 11 transformiert das Ausgangssignal des Impuls-Differenzierverstärkers 10 auf den niedrigen Ein­ gangswiderstand des nachfolgenden SRD-Resonators.

Block 12, SRD-Resonator und Bandpaßfilter, ist als Mikrowel­ lenschaltung in einer geeigneten Technologie aufgebaut. Von den üblichen Technologien wie Koaxialbauweise, Triplate, Dünnfilm-Hybrid und Microstrip kann jede hier verwendet werden. Die im Schaltbild angegebenen Leitungsstücke L₁ bis L₈ sind TEM-Wellenleiter in einer der genannten Bauweisen.

Am Eingang C ist zum einen ein am anderen Ende offenes Lei­ tungsstück L₁ mit der Länge 1/4 _* l₀ angeschlossen. l₀ be­ zeichnet dabei die Betriebswellenlänge des SRD-Resonators und Bandpaßfilters 12. Weiter führt vom Eingang C eine Leitung L₂ mit der Länge 1/4 _* l₀ zum Verbindungspunkt einer Ladungsspeicherdiode 14 und eines Leitungsstücks L₄. Die Länge des Leitungsstückes L₄ ist kleiner als 1/4 _* l₀. Mit einem Kondensator C₄, der z. B. als Trimmschraube ausge­ bildet ist, ist das offene Leitungsende von L₄ kapazitiv belastbar.

An den anderen Anschluß der Ladungsspeicherdiode 14 ist ein am Ende kurzgeschlossenes Leitungsstück L₃ mit einer elek­ trischen Länge, die sehr viel kleiner als 1/4 _* l ist, angeschlossen.

Der SRD-Resonator setzt sich als Schwingkreis aus Leitungse­ lementen und konzentrierten Elementen wie folgt zusammen:
Das am Ende kurzgeschlossene Leitungsstück L₃ bildet in Reihe mit der Gehäuse-Induktivität der Ladungsspeicherdiode 14 die Schwingkreis-Induktivität L_c. Die Sperrkapazität C_VR der Ladungsspeicherdiode 14 bildet in Reihenschaltung mit dem kapazitiven Leitungsstück L₄ und dem Trimm-Kondensator C₄ die effektive Schwingkreiskapazität C_c. Der SRD-Resona­ tor kann dabei mittels des Trimm-Kondensators C₄ abgestimmt werden.

Der Verbindungspunkt von Ladungsspeicherdiode 14 und Lei­ tungsstück L₄ liegt auf niedrigem Schwingkreis-Potential, weil die Reihenschaltung von Leitungsstück L₄ und Trimm-Kon­ densator C₄ eine größere Kapazität als die Sperrkapazität C_VR der Ladungsspeicherdiode 14 aufweist. Das an diesen Verbindungspunkt angeschlossene Leitungsstück L₂ wirkt als Hochfrequenzsperre, weil der Eingang C durch das am anderen Ende offene Leitungsstück L₁ bei der SRD-Resonatorfrequenz eine niedrige Impedanz aufweist. Auf diese Weise ist der Eingang C vom SRD-Resonator ausreichend entkoppelt.

Alternativ kann auf das Leitungsstück L₁ verzichtet werden. So besitzt der üblicherweise gedrängte Aufbau von Breit­ bandübertrager 15, Verbindungsleitung über C₃ zum Eingang C und Dämpfungswiderstand R₂ eine Massekapazität, die für die SRD-Resonatorfrequenz eine ausreichend niedrige Impedanz darstellt.

Wie bereits erläutert, entsteht nach dem plötzlichen Abbre­ chen des Entladestroms der Ladungsspeicherdiode 14 ein negativer Spannungsimpuls in der vom Ladungsspeicherdi­ odenstrom durchflossenen Induktivität W₂ des Anpaßnetzwer­ kes 11, der über der Sperrkapazität C_VR der Ladungsspeicher­ diode 14 abfällt. Die sprunghafte Änderung des Entladestro­ mes der Ladungsspeicherdiode 14 erregt den SRD-Resonator in seiner Eigenfrequenz f_c. Für die Dauer t_P des negativen Spannungsimpulses ist die Sperrkapazität C_VR wirksam, so daß der SRD-Resonator während der Dauer t_P seine Eigen­ schwingung ausbilden kann. Am Ende des Spannungsimpulses bleibt die Ladungsspeicherdiode 14 im Bereich der Spannung Null, so daß keine neue Ladung in der Ladungsspeicherdiode 14 aufgebaut wird, bis nach Ablauf der Periodendauer T_P ein neuer Zyklus beginnt.

Der SRD-Resonator bildet den ersten Kreis eines dreikreisi­ gen Bandpaßfilters mit annähernder Gauß-Charakteristik. Am Verbindungspunkt von Ladungsspeicherdiode 14 und Leitungs­ stück L₃ wird die Mikrowellenenergie ausgekoppelt und dem zweiten Kreis zugeführt. In der Ersatzschaltung des Bandpaß­ filters ist der Resonator als erster Kreis ein Parallel­ kreis und der zweite Kreis dementsprechend ein Serienkreis, dem am Ausgang ein Parallelkreis folgt.

Wie bei Frequenzen über 500 MHz üblich, ist das Mikrowel­ len-Bandpaßfilter aus einzelnen Leitungsstücken aufgebaut. Der zweite Kreis besteht aus den als T-Glied angeordneten Leitungsstücken L₅, L₆ und L₇, die elektrisch jeweils 1/4 _* l_ß lang sind. L₆ ist dabei kurzgeschlossen. Der dritte Kreis wird durch das kurzgeschlossene Leitungsstück L₈ gebildet.

L₅ und L₇ wirken als Admittanzinverter für das kurzgeschlos­ sene Leitungsstück L₆. So erhält man gemäß der genannten Er­ satzschaltung den erforderlichen Serienkreis zwischen dem ersten Kreis und dem durch das Leitungsstück L₈ gebildeten dritten Kreis. Parallel zu diesem dritten Kreis wird das Ausgangssignal, d. h. der gewünschte Mikrowellen-Impuls der Dauer t_P, am Punkt D erhalten.

Die Berechnung dieses bekannten Mikrowellen-Filtertyps erfolgt entweder nach den Berechnungsgängen der einschlägi­ gen Literatur, z. B. nach George L. Matthaei, Leo Young, E.M.T. Jones, "Microwave Filters, Impedance-Matching Net­ works and Coupling Structures", Mc Graw Hill Book Company und nach Anatol J. Zverev, "Handbook of Filter Synthesis", John Wiley and Sons, Inc., New York, oder mit Hilfe einfach zu handhabender PC-Rechenprogramme.

Die Erfindung beschränkt sich in ihrer Ausführung nicht auf das vorstehend angegebene bevorzugte Ausführungsbeispiel. Vielmehr ist eine Anzahl von Varianten denkbar, welche von dem erfindungsgemäßen Verfahren und dem erfindungsgemäßen Mikrowellen-Impulsgenerator auch bei grundsätzlich anders gearteten Ausführungen Gebrauch machen.

Claims (12)

1. Mikrowellen-Impulsgenerator zur Erzeugung von Mikrowel­ len-Impulsen mit einer Impulsdauer im Nanosekundenbe­ reich mit einem Impulsgenerator, der Impulse konstanter Impulsbreite und mit einer bestimmten Impulsfolgefre­ quenz erzeugt, mit einer Ladungsspeicherdiode und mit einem Mikrowellen-Resonanzkreis zur Erzeugung von Mikro­ wellen-Schwingungen,
gekennzeichnet durch

• a) einen mit dem Ausgang des Impulsgenerators (9) verbun­ denen Impulsverstärker und einer vom Impulsverstärker getriebenen Differenzierschaltung, die jeden eingehen­ den Impuls differenziert und als Ausgangssignal eine stark gedämpfte Sinusschwingung einer Periodenlänge aufweist,
• b) einem mit dem Ausgang der Differenzierschaltung ver­ bundenen Anpaßnetzwerk (11) zum Herabtransformieren des Ausgangssignals der Differenzierschaltung,
• c) einer mit dem Ausgang des Anpaßnetzwerkes (11) verbun­ denen Ladungsspeicherdiode (14), die eine Sperrkapazi­ tät (C_VR) aufweist, die Teil eines Mikrowellen-Reso­ nanzkreises mit kapazitiven und induktiven Elementen ist, wobei der bei Sperren der Ladungsspeicherdiode (14) sich sprunghaft ändernde Entladestrom den Mikro­ wellen-Resonanzkreis anregt und dieser für die Dauer des über der Ladungsspeicherdiode (14) abfallenden, negativen Spannungsimpulses eine Eigenschwingung aus­ bildet, und
• d) einer Resonatorschaltung (12) zur Filterung der aus dem Mikrowellen-Resonanzkreis ausgekoppelten Mikrowel­ len-Schwingungen.

2. Mikrowellen-Impulsgenerator nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Resonatorschaltung (12) zur Filte­ rung der aus dem Mikrowellen-Resonanzkreis ausgekoppel­ ten Mikrowellen-Schwingungen aus einem mehrere Resonanz­ kreise enthaltenden, vorzugsweise gemäß einer Gauß- oder Besselcharakteristik ausgelegten Mikrowellen-Bandpaßfil­ ter besteht, der aus den ausgekoppelten Mikrowellen- Schwingungen das gewünschte Frequenzband aussiebt und die Mikrowellen-Impuls-Hüllkurve geeignet formt.

3. Mikrowellen-Impulsgenerator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Mikrowellen-Resonanz­ kreis der erste Resonanzkreis des mehrkreisigen Mikrowel­ len-Bandpaßfilters ist.

4. Mikrowellen-Impulsgenerator nach Anspruch 1, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Schwingkreiskapazität des Mikrowel­ len-Resonanzkreises durch die Reihenschaltung der Sperr­ kapazität (C_VR) der Ladungsspeicherdiode (14), ein kapazitives TEM-Leitungsstück (L₄) mit einer elektri­ schen Länge, die kleiner als ein Viertel der Betriebswel­ lenlänge ist, und einen Trimm-Kondensator (C₄) gebildet ist.

5. Mikrowellen-Impulsgenerator nach Anspruch 1 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingkreisinduktivität des Mikrowellen-Resonanzkreises durch die Reihenschal­ tung eines am Ende kurzgeschlossenen TEM-Leitungsstücks (L₃) mit einer elektrischen Länge, die wesentlich klei­ ner als ein Viertel der Betriebswellenlänge ist, und der Gehäuse-Induktivität der Ladungsspeicherdiode (14) gebil­ det ist.

6. Mikrowellen-Impulsgenerator nach mindestens einem der An­ sprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Anpaß­ netzwerk (11) einen Breitbandübertrager (15) für den Fre­ quenzbereich von 50 MHz bis 500 MHz aufweist, dessen Pri­ märwicklung (W₁) mit dem Ausgang der Differenzierschal­ tung und dessen Sekundärwicklung (W₂) über einen Koppel­ kondensator (C₃) mit dem Eingang der SRD-Resonatorschal­ tung (12) zur Filterung der aus dem Mikrowellen-Resona­ nzkreis ausgekoppelten Mikrowellen-Schwingungen verbun­ den ist und daß parallel zum Eingang der SRD-Resonator­ schaltung (1) zur Filterung der aus dem Mikrowellen-Re­ sonanzkreis ausgekoppelten Mikrowellen-Schwingungen ein Dämpfungswiderstand (R₂) angeordnet ist.

7. Mikrowellen-Impulsgenerator nach Anspruch 6, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die Größe und die Breite des über der Ladungsspeicherdiode (14) abfallenden negativen Span­ nungsimpulses durch geeignete Wahl der Sperrkapazität (C_VR) der Ladungsspeicherdiode (14), der Sekundärindukti­ vität (W₂) des Breitbandübertragers (15) und des Dämp­ fungswiderstandes (R₂) einstellbar ist.

8. Mikrowellen-Impulsgenerator nach mindestens einem der An­ sprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladungs­ speicherdiode (14) über ein als Hochfrequenzsperre die­ nendes TEM-Leitungsstück (L₂) einer elektrischen Länge, die ein Viertel der Betriebswellenlänge beträgt, mit dem Ausgang des Anpaßnetzwerkes (11) verbunden ist.

9. Mikrowellen-Impulsgenerator nach Anspruch 8, dadurch ge­ kennzeichnet, daß am Ausgang des Anpaßnetzwerkes (11) zusätzlich ein am anderen Ende offenes TEM-Leitungsstück (L₁) einer elektrischen Länge, die etwa ein Viertel der Betriebswellenlänge beträgt, vorgesehen ist.

10. Mikrowellen-Impulsgenerator nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Im­ pulsverstärker einen VMOS-Feldeffekttransistor (13) auf­ weist, dessen Drain-Anschluß zum einen über eine Spule (S₁) mit einer Speiseschaltung (U_B) und zum anderen über einen Koppelkondensator (C₂) mit dem Anpaßnetzwerk (11) verbunden ist.

11. Mikrowellen-Impulsgenerator nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Mi­ krowellen-Resonanzkreis und das Mikrowellen-Bandpaßfil­ ter als gemeinsame Resonatorschaltung (12) in einer geeigneten Technologie wie etwa Koaxialbauweise, Tripla­ te, Dünnfilm-Hybrid oder Microstrip realisiert sind.

12. Mikrowellen-Impulsgenerator nach einem der vorangehen­ den Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sperrka­ pazität (C_VR) der Ladungsspeicherdiode (14) zusammen mit weiteren kapazitiven Elementen (L₄, C₄) die Schwing­ kreiskapazität und die Gehäuseinduktivität der Ladungs­ speicherdiode (14) zusammen mit weiteren induktiven Elementen (L₃) die Schwingkreisinduktivität bildet.