DE1903518B2 - Hochfrequenzoszillator - Google Patents
HochfrequenzoszillatorInfo
- Publication number
- DE1903518B2 DE1903518B2 DE19691903518 DE1903518A DE1903518B2 DE 1903518 B2 DE1903518 B2 DE 1903518B2 DE 19691903518 DE19691903518 DE 19691903518 DE 1903518 A DE1903518 A DE 1903518A DE 1903518 B2 DE1903518 B2 DE 1903518B2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- frequency
- oscillator according
- oscillator
- circuit
- diode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 12
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 claims description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 8
- 238000010276 construction Methods 0.000 claims description 2
- 239000011248 coating agent Substances 0.000 claims 1
- 238000000576 coating method Methods 0.000 claims 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 25
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 25
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 25
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 3
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 239000004809 Teflon Substances 0.000 description 2
- 229920006362 Teflon® Polymers 0.000 description 2
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 2
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 2
- 229910001369 Brass Inorganic materials 0.000 description 1
- 229910001374 Invar Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
- XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N aluminium Chemical compound [Al] XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 229910052782 aluminium Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010951 brass Substances 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 238000005266 casting Methods 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 239000000919 ceramic Substances 0.000 description 1
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000011521 glass Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 239000000523 sample Substances 0.000 description 1
- 238000005476 soldering Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B9/00—Generation of oscillations using transit-time effects
- H03B9/12—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices
- H03B9/14—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices and elements comprising distributed inductance and capacitance
- H03B9/145—Generation of oscillations using transit-time effects using solid state devices, e.g. Gunn-effect devices and elements comprising distributed inductance and capacitance the frequency being determined by a cavity resonator, e.g. a hollow waveguide cavity or a coaxial cavity
Landscapes
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft einen Hochfrequenz-Oszillator mc einem Hochfrequenz-Resonanzkreis, mit einem
Festkörper-Bauelement das mit dem Hochfrequenz-Resonanzkreis
gekoppelt ist und nach Anlegen einer Vorspannung des Resonanzkreis einen negativen
Widerstand bietet und mit einer Vorspannungsschaltung, welche diese Sorspannung dem Festkörper-Bauelement
zuführt.
Es ist bereits ein Mikrowellenoszillator mit IMPATT-Diode
vorgeschlagen worden (veröffentlicht als DT-OS 17 66 965). Eine IMPATT-Diode ist ein Beispiel für ein
Festkörper-Bauelement mit negativem Widerstand; sie wird später näher erläutert.
Bei diesem älteren Oszillator wies der Mikrowellenkreis eine kurzgeschlossene Sektion eines rechteckigen
Hohlleiters auf, von dem ein leitender Stempel von einer Breitwand zur anderen über den Hohlleiter ragte. Der
Stempel war hohl und enthielt in seinem hohlen Teil einen koaxialen Hohlraumresonator, bei dem die Diode
leitend in Reihe mit dem Mittelleiter des koaxialen Resonators geschaltet war. Der Stempel war quer
segmentiert, so daß ein ringförmiger kapazitiver Spalt entstand, der die Außenwand des koaxialen Hohlraumresonators
umgab, so daß sich eine kapazitive Kopplung vom koaxialen Resonator zum Hohlleiter ergab. Ein
solcher Mikrowellenoszillator liefert bei Betrieb im X-Band eine merkliche Ausgangsleistung von beispielsweise
60 Milliwatt, solche Oszillatoren sind jedoch typischerweise rauschbehaftet so daß sie in vielen
Fällen als lokale Oszillatoren nicht brauchbar sind.
Bei dem älteren Oszillator erlaubte der kapazitive Spalt im Stempel auch, daß die Vorspannung über die
Diode gelegt wurde, weil die beiden Anschlüsse der Diode leitend je mit einem Stempelsegment verbunden
waren. Hochfrequenzdrosseln waren dem Stempel zugeordnet, so daß die Vorspannungen dem Stempel
zugeführt werder konnten, ohne den Hochfrequenzkreis zu stören. Diese Drosseln und Vorspannungsanordnungen
sind relativ kompliziert, und es soll deshalb eine vereinfachte Anordnung verfügbar gemacht
werden, mit der die Vorspannung an das Festkörper-Bauelement gelegt werden kann.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen verbesserten Hochfrequenzoszillator mit einem Festkörper-Bauelement
mit negativem Widerstand verfügbar zu machen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das Festkörper-Bauelement mit den hochfrequenten
Strömen des Hochfrequenz-Resonanzkreises verschiebungsstromgekoppelt
ist.
Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind den
Ausführungsbebpiele der Erfindung sind in der
Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben; es zeigt
F i g. 1 einen Querschnitt durch einen Mikrowellenoszillator mit Merkmalen der Erfindung;
Fig.2 eine Ansicht des Oszillators nach Fig.i
entsprechend der Linie 2-2;
Fig.3 ein Ersatzschaltbild für den in Fig. 1 mit der
Linie 3-3 umschlossenen Teil des Oszillators;
Fig.4 einen Fig. 1 entsprechenden Schnitt durch
eine andere Aus^ührungsform eines Mikrowellenoszillators;
Fig.5 eine Ansicht des Oszillators nach Fig.4
entsprechend der Linie 5-5 in F i g. 4;
Fig.6 einen Längsschnitt durch eine weitere
Ausföhrungsform eines erfindungsgemäßen Oszillators;
Fig.7 und 8 Oszillographen-Aufzeichnungen des
Ausgangsspektrums des älteren Oszillators bzw. des erfindungsgemäßen Oszillators;
Fi g. 9 die Rauschzahl in dB in Abhängigkeit von der
Frequenz in GHz für einen Empfänger, bei dem in einem Falle ein lokaler Oszillator nach der Erfindung in
Verbindung mit einem abgeglichenen Mischer und im anderen Falle ein üblicher Rückwärtswellen-Lokaloszillator
verwendet worden ist:
Fig. 10 einen Schnitt durch eine andere Vorspannungsschaltung
entsprechend dem in Fig.4 mit der Linie 10-10 umschlossenen Teil:
Fig. Π eine weitere Ausführungsform einer Vor-Spannungsschaltung
entsprechend dem in F i g, 4 mit der Linie 11-11 umschlossenen Teil:
F i g. 12 einen Schnitt längs der Linie 12-12 in F i g. 11;
Fig. 13 ein teilweise als Blockschaltbild ausgeführtes
Schaltbild einer Diode, die erfindungsgemäß in einen Hohlraumresonator eingebettet ist;
Fig. H ein Ersatzschaltbild für den Hohlraumkreis
nach F ig. 13;
F i g. 15 die Abhängigkeit des Oszillatorwirkungsgrades
von der Eingangsleistung als Funktion der Ausgangskopplung (Lastgütefaktor Ql und Kreiswirkungsgrad
nc);
Fig. 16 die Abhängigkeit der Oszillatorausgangsleistung
und oes Wirkungsgrades von der Eingangsleistung für stark unterschiedliche Werte von Qf,
Fig. 17 die Abhängigkeit des Amplitudenmodulationsrauschens von der Frequenzversetzung vom
Träger bei verschiedenen Last-Gütefaktoren, und
Fig. 18 die Abhängigkeit des Frequenzmodulationsrauschens
des Oszillators von der Frequenzversetzung vom Träger für verschiedene Last-Gütefaktoren.
In Fig. 1 und 2 ist ein X-Band-Mikrowellenoszillator
1 mit Merkmalen der Erfindung dargestellt. Der Oszillator 1 weist einen Körperblock 2 aus Kupfer,
Aluminium oder Invar auf. der einen rechteckigen Hohlraum 3 enthält, so daß ein Hohlraumresonator
gebildet wird. Ein Flansch 4 ist an einer Seite des Blockes 2 befestigt, um den Oszillator 1 mit einem nicht
dargestellten X-Band-Hohlleiter über vier Schrauben zu verbinden, die in vier Löcher 5 in den Ecken des
Flansches 4 eingeschraubt werden.
Ein leitender Stempel 6 ragt von einer Breitwand 7 in den Hohlraumresonator 3 zur gegenüberliegenden
Breitwand 8 herein, und das Ende des leitenden Stempels bei 9 hat von der oberen leitenden Wand 8
einen Abstand, so daß zwischen diesen beiden Teilen ein kapazitiver Spalt 11 gebildet wird. Ein Festkörper-Bauelement
12 mit negativem Widerstand, beispielsweise eine ΪΜΡΑΤΤ-Diode, ist im kapazitiven Spalt 11
angeordnet, wobei ein Anschluß der Diode 12 leitend mit der oberen Wand 8 des Hohlraumresonators
verbunden ist Der andere Anschluß der Diode 12 ist kapazitiv mit dem Ende 9 des Stempels 6 gekoppelt
Eine solche IMPATT-Diode weift eine lokal gebildete
Lawinenzone auf, der ein zusätzlicher Driftraum folgt, so daß ein geeigneter Träger-Laufwinkel gebildet wird.
Solche Dioden werden beispielsweise als Mesa-Dioden aufgebaut und sind gewöhnlich in Metall-Keramik-Pakkungen montiert, wobei die Oberfläche der Mesa mit
dem Innenteil eines Diodenzapfens 13 verbunden ist,
der dazu verwendet wird. Wärme von der Diodenpakkung zur oberen Wand 8 des Hohlraumresonators
abzuleiten.
Eine Gleichspannungs-Vorspannungsschaltung ist an
den anderen Anschluß der Diode 12 angeschlossen, um an diese eine Gegenspannung anzulegen.
Die Vorspannungsschaltung weist einen gewendelten Leiter 14 auf, der an einem Ende an das freie Ende der
Diode 12 angeschlossen ist und am anderen Ende durch einen hochfrequenzmäßig als Überbrückung wirkenden
Durchführungskondensator 15 zu einem Anschiuß 16 außerhalb des Blockes 2 führt, an den die Vorspannung
gegen den geerdeten Block 2 angelegt wird.
In F i g. 3 ist ein Ersatzschaltbild für die Vorspannungsschaltung
dargestellt. Die Wendel 14 ist über eine Erdebene angeordnet, die durch die obere Wand 8 des
Hohlraums 1 gebildet wird. Die Wendel 14 hat vorzugsweise eine Länge gleich einer ungeraden Anzahl
von elektrischen Viertelwellenlängen bei der Betriebsfrequenz des Gerätes, so daß die Vorspannungsschaltung
eine sehr hohe Impedanz für HF-Ströme am an die Diode 12 angeschlossenen Ende bietet. Der Kondensator
15 schließt praktisch das andere Ende der Wendel 14 hochfrequenzmäßig kurz. In einem typischen Ausführungsbeispiel
für das X-Band weist die Wendel 14 zwischen 8 und 10 Windungen Draht von 0,38 mm
Durchmesser auf. so daß eine Spule mit einem Außendurchmesser von 1,52 mm gebildet wird, die etwa
2,5 mm Abstand von der Erdebene 8 hat. Der Kondensator 15 hat eine Kapazität von etwa 50 pF, und
der Hohlraumresonator und Mikrowellenoszillator kann im Bereich von 8-12 GHz arbeiten.
Es ist zwar eine Wendel 14 beschrieben worden, es können jedoch auch verschiedene andere Strukturen
dazu verwendet werden, eine große Reiheninduktivität in der Vorspannungsleitung zu erhalten. Viele dieser
Aiternativstrukturen können leicht durch Techniken nach Art einer gedruckten Schaltung hergestellt
werden, und werden später in Verbindung mit F i g. 10 — 12 noch beschrieben.
Der Stempel 6 ist am äußeren Erde mit Gewinde 21 versehen, so daß er in den Resonator 3 eingeschraubt
und aus diesem herausgeschraubt werden kann, um die Kapazität und Induktivitä' des Resonators zu ändern
und damit seine Resonanzfrequenz, und zwar innerhalb des Abstimmbereich von etwa 8—12GHz. Ein länglicher
Koppelschlitz 22 ist in der Seitenwand 23 des Resonators 3 vorgesehen, die dem Flansch 4 benachbart
ist. Der Koppelschlitz 22 ist zentral in einer Hohlleiteröffnung 24 im Flansch 4 angeordnet, um HF-Energie
vom Hohlraum 3 über den Flansch 4 zu nicht dargestellten Ausgangshohlleiter zu koppeln.
Im Betrieb ist die Diode 12 in Gegenrichtung zurr Durchbruch vorgespannt, indem zwischen 60 unc
90 Volt Gegenspannung und 30—50 Milliampere Ge
genstmni zur Diode 12 geliefert werden. Unter dieser
Bedingungen bietet die Diode 12 einen breiten Bereich negativen Widerstandes bei X-Band-Mikrowellenfrequenzen
dem Hohlraumresonator 3 dar, und der Kreis beginnt zu schwingen, so daß X-Band-Mikrowellen-Ausgangsleistung
erzeugt wird, die vom Resonator 3 s über den Koppelschlitz 22 an eine nicht dargestellte
Last gekoppelt wird. Im allgemeinen arbeiten IMPATT-Dioden 12 vorzugsweise in einem Resonanzkreis, der
einen belasteten Gütefaktor Q in der Nähe von 1000 hat und einen Kreiswirkungsgrad in der Nähe von
40—50%. Typische X-Band-Ausgangsleistungen mit solchen Strömen und Spannungen liegen zwischen 40
und 120 Milliwatt mit Wirkungsgraden zwischen 1 und 3%. Genauer gesagt, bei 50 Milliampere Diodenstrom
liefert der Oszillator typischerweise etwa 115 Milliwatt Leistung bei etwa 3% Wirkungsgrad.
Jn F i g. 4 und 5 ist eine andere Ausführungsform der
Erfindung dargestellt Die Struktur nach F i g. 4 und 5 ist im wesentlichen gleich der nach F i g. 1 und 2, nur daß
die Diode 12 nicht mit dem leitenden Stempel 6 ausgefluchtet ist, sondern statt dessen an der Seite des
Stempels an einer Wand 28 des Hohlraumresonators 3 montiert ist. Die Wand 28 des Hohlraums 3 ist durch
eine Platte gebildet an die die Diode 12 und die Vorspannungsschaltung montiert sind. Die Platte ist an
dem offenen Ende des Blockes 2 befestigt, um die Wand 28 des Hohlraumresonators 3 zu bilden. Der Flansch 4
ist als ein Teil des Blockes 2 geformt, beispielsweise durch Gießen, und der Koppelschlitz 22 ist durch den
Flansch 4 in den Resonator 3 eingeschnitten, um Energie vom Resonator 3 zu einem nicht dargestellten
Hohlleiter zu koppeln.
Der Stempel 6 ist ähnlich dem nach Fig. 1, nur daß ein leitender Stift 29 axial durch eine axial segmentierte
Hülse 31 verschiebbar ist die eine Anzahl leitender Finger bildet die den axial bewegbaren Stift 29
ergreifen. Die Hülse 31 ist fest am Boden 7 des Resonators 3 befestigt und der leitende Stift 29 weist
einen mit Gewinde versehenen Verlängerungsteil auf. der durch eine Überwurfmutter greift um eine axiale
Bewegung des Stiftes 29 hervorzurufen. Der Stempel 6 bildet einen kapazitiven Spalt zwischen dem Stempel 6
und den Innenwänden des Resonators 3. In diesem Spalt fließt ein Verschiebungsstrom, der durch die elektrischen
Feldlinien zwischen dem Stempel 6 und den Wänden des Resonators 3 dargestellt ist Die Diode 12
ist in der Nähe der Seite des Stempels 6 montiert und damit kapazitiv mit dem Stempel 6 gekoppelt und erhält
einen Teil des Verschiebungsstroms, der vom Stempel 6
zum restlichen Teil des Resonators 3 fließt Bei der Ausfühnmgsform nach F i g. 4 und 5 kann dieser Teil des
Verschiebungsstroms, der zur Diode 12 fließt relativ zu dem Verschiebungsstrom justiert werden, der zu dem
anderen Teil des Resonators fließt Die Kopplung zwischen der Diode 12 und den Mikrowellenströmen
des Resonators kann also gegenüber leitungsstromgekoppelten Kreisen wesentlich herabgesetzt werden.
Der Hohlraumresonator 3 wird durch Axialbewegung des Stiftes 29 abgestimmt
In Fig.6 ist eine weitere Ausführungsform der te
Erfindung dargestellt Bei dieser Ausführungsform weist der Oszillator 1 einen Körperblock 2 mit einer
zylindrischen Bohrung 33 auf, die die Seitenwinde des Hohlraumresonators bildet Ein leitender Stempel 6 ist
axial im Resonator 3 angeordnet Der Stempel 6 weist ein Gewinde 34 auf. das in ein Innengewinde im Körper
2 eingeschraubt ist, so daß der Stempel axial innerhalb
des Hohlraums 3 bewegt werden kann, um diesen abzustimmen. Das innere Ende des Stempels 6 bildet
einen kapazitiven Spalt zwischen dem Ende 9 des Stempels 6 und einer Endwand 36 des Hohlraumresonators
3. Die Diode 12 ist auf die Endwand 36 im kapazitiven Spalt montiert, so daß eine Verschiebungsstromkopplung
mit der Diode 12 erreicht wird.
Die Vorspannungsschaltung ist im wesentlichen die gleiche wie sie in Verbindung mit F i g. 1 bis 5
beschrieben worden ist, und weist einen Wendelleiter 14, einen Kondensator 15 und einen Anschluß 16 auf.
Mikrowellenleistung wird vom Hohlraum 3 über eine Koaxialleitung 37 zu einer Last gekoppelt. Die
Koaxialleitung 37 hat einen verlängerten Mittelleiter, der in den Hohlraum 3 ragt, so daß eine Koppelsonde in
Form einer Antenne gebildet wird, mit der die Energie kapazitiv zur Koaxialleitung 37 gekoppelt wird. Im
Betrieb arbeiten die Oszillatoren 1 nach F i g. 4 bis 6 im wesentlichen in der gleichen Weise wie der Oszillator 1
nach F i g. 1 und 2.
Ein Vorteil von erfindungsgemäßen Oszillatoren, die mit Verschiebungsstromkopplung zwischen den Strömen
des Hohlraumresonators 3 der Diode 12 arbeiten, besteht darin, daß die Rauschzahl des Oszillators 1
wesentlich verbessert wird. Das Ausgangsspektrum des älteren Oszillators mit Leitungskopplung oder direkter
Kopplung der HF-Ströme des Hohlraums mit der Diode ist als Oszillographenaufzeichnung 41 in F i g. 7
dargestellt Aus dieser Aufzeichnung ist zu erkennen, daß das Ausgangsspektrum des Oszillators erhebliche
Rauschkomponenten enthält.
In F i g. 8 ist in etwa gleichem Abbildungsmaßstab die oszillographische Aufzeichnung 42 des Ausgangsspektrums
eines Oszillators mit Merkmalen der Erfindung dargestellt, bei dem die Diode 12 mit den Strömen des
Hohlraumresonators 3 verschiebungsstromgekoppelt ist. Aus der Oszillographenaufzeichnung 42 ist 7U
erkennen, daß die Rauschkomponenten des Ausgangs spektrums wesentlich verringert worden sind, verglichen
mit der mittleren Ausgangsfrequenz des Spektrums nach Fig. 7. Das Amplitudenmodulationsrauschen,
gemessen in dB unter dem Trägerpegel eines Oszillators 1 nach der Erfindung, der bei 10.5 G H 7
arbeitet und eine Ausgangsleistung von 50 Milliwatt liefert, variiert zwischen - 100 dB bei 1 kHz Versetzung
gegen den Träger bis etwa -IHdB bei 100 kHz
Versetzung gegen den Träger; diese Messunger beziehen sich auf eine Bandbreite von 1 kHz. Da:
Frequenzmodulationsrauschen des Ausgangsspektrum· scheint relativ eng auf Bereiche neben der Trägerfre
quenz konzentriert zu sein. Genauer gesagt da! Äquivalent des geometrischen Mittels der statistischer
Frequenzabweichung für die obengenannte Frequen; und Ausgangsleistung liegt etwa bei 135 Hz bei 2 kHi
Versetzung gegen den Träger und bei etwa 60 Hz be 4 kHz Versetzung gegen den Träger und bei etwa 45 Hi
bei 1 MHz Versetzung gegen den Träger; all« Messungen sind mit einer Abfragebandbreite von 1 kH;
durchgeführt
In F i g. 9 ist die Abhängigkeit der Rauschzahl in dl
von der Frequenz in GHz für einen Mikroweflenetnp fänger dargestellt bei dem ein Oszillator t nach de
Erfindung in einem abgeglichenen Mischer verwende wird, verglichen nut der Verwendung eines übliche
RückwärtsweHen-Oszülators als lokalen Oszillator. Ao
der Kurve 51 für den Oszillator 1 and der Kurve 52 fö den RückwärtsweHenosziflaior ist zu erkennen, daß dl·
Rauschzahl für den Rückwärtswellenoszfllator und fü den Oszillator 1 nach der Erfindung im wesentliche;
gleich ist, wenn der letztere in einem abgeglichenen
Mischer verwendet wird. Der abgeglichene Mischer dient dazu, Amplitudenmodulations-Rauschkomponenten
im Signal des lokalen Oszillators im wesentlichen auszulösen. Die Frequenzmodulations- Rauschkomponenten
werden jedoch nicht ausgelöscht, so daß die gemessene Rauschzahl im wesentlichen gleich dem
Frequenzmodulationsrauschen des lokalen Oszillators ist. Wie aus F i g. 9 zu ersehen ist, ergibt sich nur eine
sehr kleine Differenz der Rauschzahl des Systems zwischen dem Oszillator 1 nach der Erfindung und dem
Rückwärtswellenoszillator als Bezug für das Frequenzintervall, in dem der Mischerabgleich gut ist und die
Amplitudenmodulationssperre hoch ist. Aus F i g. 8 und 9 kann der Schluß gezogen werden, daß bei einem
Frequenzabstand vom Träger von wenigstens 30 MHz der Hauptbeitrag zum Rauschen auf Amplitudenmodulations-Seitenbänder
des Oszillators 1 zurückzuführen ist und nicht auf Frequenzmodulationsrauschen, das bei
diesen Frequenzen auf einen sehr niedrigen Wert abgesunken ist.
In Fig. 10 ist eine andere Nebenschluß-Schaltung dargestellt, mit der die Vorspannung an das Festkörper-Bauelement
12 mit negativem Widerstand angelegt werden kann. Eine Hochfrequenz-Koaxialleitung 61 ist
an die Endwand 28 des Hohlraums 3 montiert, so daß der Mittelleiter 62 der Koaxialleitung durch eine
öifnung 63 in der Endwand 28 hindurchführt und an den inneren Anschluß des Festkörper-Bauelementes 12
angeschlossen ist. Ein ringförmiger Hohlkern 64, beispielsweise aus Kupfer oder Messing, ist axial auf
dem Mittelleiter 62 verschiebbar, um eine einstellbare Nebenschlußkapazität für die Koaxialleitung zu bilden.
Der Hohlkern 64 dient dazu, einen hochfrequenzmäßigen Kurzschluß in der Koaxialleitung 61 zu erzeugen.
Zwei Isolierhülsen 65 und 66. beispielsweise aus Teflon, sind koaxial zwischen den leitenden Abstimmkern 64
und die Innen- und Außenleiter der Koaxialleitung 61 eingesetzt, um den Abstimmkern daran zu hindern,
einen gleichstrommäßigen Kurzschluß für die Koaxialleitung 61 zu bilden. Die Gleich-Vorspannung wird bei
16 an den Mittelleiter gelegt, um die Diode 12 vorzuspannen.
Der Abstimmkern 64 ist in einem solchen Abstand von der Diode in der Koaxialleitung 61 positioniert, daß
die Entfernung längs der Koaxialleitung 61 zwischen dem Abstimmkern 64 und der Diode 12 gleich einer
ungeraden Anzahl von elektrischen Viertelwellenlängen ist, so daß an der Diode 12 ein offener Kreis für
Mikrowellenenergie bei der Betriebsfrequenz des Hohlraums 3 dargeboten wird. Die Vorspannungsschaltung nach F i g. 10 hat den Vorteil daß sie relativ einfach
konstruiert ist und einstellbar «st so daß eine minimale hochfrequenzmäßige Kopplung zwischen dem Hohlraum 3 und der Vorspannungsschaltung erhalten wird.
Im Betrieb wird der kapazitive Abstimmkern 64 so eingestellt daß die Kopplung bei der Mikrowellenfrequenz zwischen dem Anschluß 16 der Koaxialleitung 61
and dem Hohlraum 3 klein ist Auf diese Weise werden hochfrequente Rauschkomponenten, die in der Vorspannungsschaltung vorhanden sind, nachdem sie durch
die Lawineneffekte der Diode 12 erzeugt worden sind, nicht merklich mit dem Hohlraum 3 gekoppelt um
Rauschen in der Ausgangsspannung, die vom Hohlraum 3 abgeleitet wird, zu erregen.
In F i g. 11 ist eine bevorzugte Ausführungsform einer
erfindungsgemäßen Vorspannungsschaltung dargestellt Bei dieser Schaltung ist die Diode 12 in einer Bohrung in
einer dielektrischen Platte 67 einer gedruckten Schaltung, beispielsweise aus Glas, Teflon oder dergleichen,
an der Wand 28 des Hohlraums 3 befestigt. Ein Vorspannungsleiter 68 ist aufmetallisiert oder in
anderer Weise auf der Platte 67 gebildet oder an diese gebunden, um eine Verbindung zwischen der Diode 12
und einer Vorspannungsleitung 69 zu schaffen, die durch eine Bohrung 71 in der Wand 28 hindurchführt. Ein
Kondensator 15 ist in der Vorspannungsschaltung an
to der Stelle vorgesehen, an der die Leitung 69 durch die Bohrung 71 hindurchführt. Die metallisierte Leitung 68
weist einen Ring 72 auf, der elektrischen Kontakt mit einer Seite der Diode 12 herstellt und der, beispielsweise
durch Löten, mit der Leitung 69 am anderen Ende der metallisierten Leitung 68 verbunden ist. Die elektrische
Länge der Vorspannungsschaltung von der Diode 12 zum Kondensator 15 ist etwa eine Viertelwellenlänge
lang, um für Mikrowellenenergie an der Diode 12 eine hohe Impedanz darzubieten, so daß die Vorspannungsschaltung
im wesentlichen von den hochfrequenten zirkulierenden Strömen im Hohlraum 3 entkoppelt ist.
Der Grad der hochfrequenzmäßigen Kopplung bei der Resonanz-Betriebsfrequenz des Hohlraums 3 zwischen
der Klemme 16 und dem Ausgang 2 des Hohlraums 3 ist klein. Dadurch wird die Kopplung von hochfrequenten
Rauschkomponenten, die durch die Vorspannungsschaltung erzeugt werden, durch den Hohlraum 3 zum
Ausgang 22 reduziert.
Ein Vorteil der Oszillatorausführungsform nach der Erfindung ist die Einfachheit der Vorspannungsschaltung
nach Fig. 11 und 12. Genauer gesagt, der metallisierte Leiter 68 ist sehr leicht herzustellen, und
sein Anschluß an die Diode 12 und an den Durchführungskondensator 15 bildet eine sehr einfache Vorspannungsschaltung,
die die Herstellung von Mikrowellenschaltungen mit solchen Dioden 12 erheblich vereinfacht.
In diesem Zusammenhang ist zu erwähnen, daß die Vorspannungsleitung 68 in der bei der Herstellung
von gedruckten Schaltungen üblichen Technik hergestellt werden kann.
Der Grund, warum der Oszillator 1 nach der Erfindung eine wesentlich bessere Rauschzahl ergibt,
besteht darin, daß die Verschiebungsstromkopplung eine geschwächte Hochfrequenzkopplung mit der
Diode 12 bewirkt, weil nur ein Bruchteil der gesamten hochfrequenten elektrischen Feldlinien auf der Diode
enden. Dementsprechend ist der Hohlraumresonator 3 wie ein großes Schwungrad zu betrachten, das durch
den relativ kleinen Strom in Schwingung gehalten wird, der durch die Diode 12 hinzugefügt wird. Der
Schwungradeffekt dient dazu, das von der Diode 12 erzeugte Rauschen auszulöschen.
Mikrowellenschaltungen, wie sie oben beschrieben
worden sind, weisen alle einen Fundamentalmodusreso nator auf, in dem Vorkehrungen dafür getroffen sind
daß ein Teil des zirkulierenden Stromes um die Diode 12
herumgeleitet wird, so daß die Kopplung zwischen dei
Diode 12 und dem Hohlraum 3 verringert wird verglichen mit älteren Anordnungen, bei denen en großer Teil des zirkulierenden Stromes durch die Diodi 12 hindurchfloß. Der Nebenschluß ist in Fig. Γ
angedeutet und weist eine Teilerschaltung auf, die un die Diode 12 herum angeordnet ist und aus Reinen- un«
Nebenschluß-Impedanzen Zu Zi und Z3 besteht Durcl
Einstellen der Reihen- und Nebenschluß-lmpedanze
Zi, Zi und Zj kann die hochfrequenzmäßige Kopphn*
der Diode 12 mit den zirkulierenden Strömen de Hohlraumresonators leicht einjustiert werden.
709 509/1
ίο
Diese Teilerschaltung ist zwar bei weitem kein idealer
Impedanztransformator, er bildet jedoch eine Möglichkeit, die Diodenkopplung leicht zu verändern und einen
beträchtlichen Bereich für eine Impedanzvariation zu erreichen. In der Praxis werden die Reihen- und
Nebenschluß-Impedanzen als konzentrierte Elemente eingesetzt, um die Schaltung einfach zu halten.
Selbst dann sind die Verteilungseffekte beträchtlich, und derzeit gibt es keine exakte Messung der Impedanz,
die diese Schaltungen zur Diode reflektieren.
Grundsätzlich kann deshalb die vorliegende Schaltung schematisch gemäß F i g. 14 betrachtet werden. Die
Diode kann als durch einen Transformator mit dem Hohlraumresonator gekoppelt betrachtet werden,
durch den der Impedanzpegel ausgewählt werden kann, und der Hohlraum seinerseits ist durch einen weiteren
Impedanztransformator mit der außen befindlichen Last gekoppelt Bei einer solchen Anordnung ist es
theoretisch möglich, effektiv die Diode 12 über irgendeinen willkürlichen Wert des Gütefaktors für den
Hohlraum an die Last anzupassen. In der Praxis sind vergleichbare Leistungen und Wirkungsgrade für
belastete Gütefaktoren Ql im Bereich zwischen 50 und 1200 erreicht worden, es waren jedoch einige
Justierungen in der Teilerschaltung notwendig. F i g. 15
zeigt den typischen Ausgangswirkungsgrad eines Oszillators mit konstanter Kopplung Diode-Kreis und
variabler Kopplung zwischen dem Hohlraum 3 und der Last. Da der Eingangstransformator festliegt, würde
man erwarten, daß der Leistungsübergang optimal ist, wenn die Ausgangskopplung einen Wert erreicht, bei
dem die kombinierten Hohlraum- und Lastverluste an die Generatorimpedanz angepaßt sind. Bei dem
dargestellten Ausführungsbeispiel trat das bei einem Ql- 1000 und einem Kreiswirkungsgrad von 50% auf.
In Fig. 16 sind die Ausgangsleistungen und der Wirkungsgrad der gleichen Diode für grundsätzlich
andersartige Einbettungen der Diode in den Hohlraum dargestellt. Eine ergab ein Ql-50 und die andere ein
Ql-650. Die sehr gute Wirkung der Anpassung zeigt
sich in der nahezu identischen Wirkungsgrad- und Ausgangsleistungs-Charakteristik.
Um die Differenz zu erhalten, die sich durch höhere Gütefaktoren beim Rauschverhalten ergibt, sind
Fig. 17 und 18 heranzuziehen. Fig. 17 zeigt das Amplitudenmodulationsrauschen in einem Band von
1 kHz Breite in Abhängigkeit von der Versetzung gegen den Träger für einen Oszillator, bei dem der belastete
Gütefaktor durch die Ausgangskopplung in einem Bareich von etwa 600—1200 verändert worden ist.
Erwartungsgemäß ergibt sich eine dauernde Verbesserung des Rauschverhaltens bei wachsendem Gütefaktor.
Der geringfügige Anstieg des Rauschens im Bereich von 1OkHz bis 100 kHz ist normalerweise bei solchen
Geräten nicht vorhanden, bei dem speziellen Lauf ergab er sich aber.
Fig. 18 zeigt die äquivalenten Messungen des Frequenzmodulationsrauschens für die gleiche Diode
und die gleiche Schaltung im gleichen Seitenbandbereich, wo sich die fortgesetzte Verbesserung des
Frequenzmodulationsrauschens bei höheren Gütefaktoren noch deutlicher ergibt
Das Festkörper-Bauelement 12 mit negativem Widerstand ist zwar als IMPATT-Diode beschrieben worden,
es können jedoch auch andere Festkörper-Bauelemente mit negativem Widerstand bei Mikrowellenfrequenzen
im Rahmen der Erfindung verwendet werden. Diese anderen Festkörper-Bauelemente mit negativem
Widerstand sind beispielsweise Gunneffekt-Dioden, LSA-Modus-Dioden und andere Laufzeit-Bauelemente.
Hierzu 5 Blatt Zeichnungen
Claims (15)
1. Hochfrequenz-Oszillator mit einem Hochfrequenz-Resonanzkreis, mit einem Festkörper-Bau-
element, das mit dem Hochfrequenz-Resonanzkreis gekoppelt ist und nach Anlegen einer Vorspannung
dem Resonanzkreis einen negativen Wiederstand bietet, und mit einer Vorspannungsschaltung, welche
diese Vorspannung dem Festkörper-Bauelement zuführt, dadurch gekennzeichnet, daß das
Festkörper-Bauelement mit den hochfrequenten Strömen des Hochfrequenz-Resonanzkreises verschiebungsstromgekoppeh
ist
2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Hochfrequenz-Resonanzkreis einen Teil aufweist, der einen kapazitiven Spalt
bildet, und das Bauelement in diesem kapazitiven Spalt angeordnet ist. so daß ein Teil des hochfrequenten
kapazitiven Verschiebungsstromes des Hochfrequenzkreises über den kapazitiven Spalt zu
dem Bauelement fließt
3. Oszillator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Hochfrequenz-Resonanzkreis
einen Hohlraumresonator enthält.
4. Oszillator nach Anspruch 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Hohlraum einen leitenden
Stempel enthält der den kapazitiven Spalt mit wenigstens einer Innenwand des Hohlraumresonators
bildet.
5. Oszillator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß der leitende Stempel axial innerhalb des Hohlraumresonators bewegoar ist, um die
Resonanzfrequenz des Hohlraumresonators abzustimmen und danvt die Ausgangsfrequenz des
Hochfrequenzoszillators.
6. Oszillator nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet daß das Festkörper-Bauelement
axial mit dem leitenden Stempel ausgefluchtet ist
7. Oszillator nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Festkörper-Bauelement an
der Seite des leitenden Stempels zwischen einer Seite des leitenden Stempels und einer Innenwand
des Hohlraumresonators angeordnet ist.
8. Oszillator nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Nebenschluß
vorgesehen ist, der dafür sorgt daß der überwiegende Teil der hochfrequenten, zirkulierenden Ströme
des Hohlraumresonators um das Bauelement herum geleitet wird, so daß das Bauelement nur schwach
mit dem Hohlraumresonator gekoppelt ist.
9. Oszillator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß der Hohlraumresonator, wie er mit dem Bauelement gekoppelt ist, einen belasteten
Gütefaktor Q größer als 800 hat.
10. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Festkörper-Bauelement
mit negativem Widerstand eine Avalanche-Diode ist.
11. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Festkörper-Bauelement
eine IMPATT-Diode ist.
12. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 11,
dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsschallung eine große Reiheninduktivität in einem
Leiter der Vorspannungsschaltung aufweist und die große Reiheninduktivität einen Teil aufweist, der in
den Hochfrequenz-Resonanzkreis hineinragt.
13. Oszillator nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet,
daß die große Reiheninduktivhät eine ungerade Anzahl von elektrischen Viertelwellenlängen
der hohen Ausgangsfrequenz lang ist
14. Oszillator nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet daß ein Ende der großen Reiheninduktivität
über einen Kondensator mit dem anderen Leiter der Vorspannungsschaltung verbunden ist
um die große Reiheninduktivität der Vorspannungsschaltung für die hochfrequente Energie zu überbrückea
15. Oszillator nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet daß das Ende der großen Reiheninduktivität
einen Belag des Kondensators darstellt
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US70054368A | 1968-01-25 | 1968-01-25 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1903518A1 DE1903518A1 (de) | 1970-08-13 |
DE1903518B2 true DE1903518B2 (de) | 1977-03-03 |
Family
ID=24813899
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19691903518 Withdrawn DE1903518B2 (de) | 1968-01-25 | 1969-01-24 | Hochfrequenzoszillator |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3474351A (de) |
DE (1) | DE1903518B2 (de) |
FR (1) | FR2000758A1 (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2734397A1 (de) * | 1977-07-29 | 1979-02-01 | Siemens Ag | Baugruppe fuer elektrische schaltkreise mit einem mikrowellenoszillator |
DE2931428A1 (de) * | 1979-08-02 | 1981-02-05 | Siemens Ag | Mikrowellenoszillator |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3533017A (en) * | 1968-10-14 | 1970-10-06 | Sylvania Electric Prod | Avalanche diode oscillator with reduced noise |
US3597703A (en) * | 1968-11-29 | 1971-08-03 | Prd Electronics Inc | Impatt diode oscillators |
US3624555A (en) * | 1970-03-02 | 1971-11-30 | Johnson Service Co | Microwave cavity oscillator |
US3735286A (en) * | 1972-05-01 | 1973-05-22 | Associates V | Varactor tuned coaxial cavity negative resistance diode oscillator |
US3789322A (en) * | 1972-11-24 | 1974-01-29 | United Aircraft Corp | Microwave cavity tuning loop including a varactor |
JPS56123106A (en) * | 1980-03-05 | 1981-09-28 | Nec Corp | Oscillator |
EP2144080B1 (de) * | 2007-04-02 | 2020-03-18 | National Institute of Information and Communications Technology | Mikrowellen-/millimeterwellen-sensorvorrichtung |
FR3113471B1 (fr) | 2020-08-18 | 2022-12-09 | Epur | Dispositif d’usinage d’une pièce à usiner equipé d’un système d’air |
FR3117058B1 (fr) | 2020-12-04 | 2023-02-24 | Epur | Machine-outil d’usinage d’une pièce en bois |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3254309A (en) * | 1962-03-22 | 1966-05-31 | Bell Telephone Labor Inc | Microwave amplifier or oscillator employing negative resistance devices mounted a cross slots in wavepath wall |
-
1968
- 1968-01-25 US US700543A patent/US3474351A/en not_active Expired - Lifetime
-
1969
- 1969-01-24 FR FR6901449A patent/FR2000758A1/fr not_active Withdrawn
- 1969-01-24 DE DE19691903518 patent/DE1903518B2/de not_active Withdrawn
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2734397A1 (de) * | 1977-07-29 | 1979-02-01 | Siemens Ag | Baugruppe fuer elektrische schaltkreise mit einem mikrowellenoszillator |
DE2931428A1 (de) * | 1979-08-02 | 1981-02-05 | Siemens Ag | Mikrowellenoszillator |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FR2000758A1 (de) | 1969-09-12 |
DE1903518A1 (de) | 1970-08-13 |
US3474351A (en) | 1969-10-21 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE3129306C2 (de) | Mikrowellen-Oszillator mit Feldeffekt-Transistor | |
DE4002160A1 (de) | Probenkopf fuer kernresonanzmessungen und verfahren zur messung von kernresonanzen | |
DE1903518B2 (de) | Hochfrequenzoszillator | |
DE1282102C2 (de) | Einrichtung zur Verarbeitung elektrischer Signalenergie fuer Frequenzen bis einschliesslich des Millimeter- und Submillimeterwellen-laengengebietes | |
EP0303095B1 (de) | Probenkopf für NMR-Spektrometer | |
DE3117080A1 (de) | Mikrowellen-gegentaktmischerschaltung in streifenleitungstechnik | |
DE3202329C2 (de) | ||
DE2828928A1 (de) | Einrichtung zur kombination von hochfrequenzenergie | |
DE1286585C2 (de) | Frequenzvervielfacher mit mindestens einem ein nichtlineares Element enthaltenden Leitungskreis | |
DE2828874A1 (de) | Einrichtung zur kombination von hochfrequenzenergie | |
DE2253710A1 (de) | Festkoerper-mikrowellenoszillator | |
DE2503850A1 (de) | Hohlleiterantenne mit aperturschalter | |
DE2331500B2 (de) | Frequenzwandler für Mikrowellen | |
DE3833696C2 (de) | Signalverarbeitungsvorrichtung und Verfahren zum Ausdehnen des flachen Frequenzgangs einer Komponente | |
DE2032595A1 (de) | Mikrowellenoszillator für Halbleiter vorrichtungen mit negativem Widerstand | |
DE2828821A1 (de) | Hochfrequenzsender | |
WO1983003309A1 (en) | Doppler radar area monitor | |
DE3209093A1 (de) | Vorrichtung zur raumueberwachung mittels doppler-radar | |
DE1137775B (de) | Parametrische Einrichtung | |
DE19821382A1 (de) | Verfahren zum Abgleichen der Resonanzfrequenz eines Ringresonators | |
DE2235695C3 (de) | Einrichtung zur 0 Grad und 180 Grad-Phasenmodulation | |
DE1936746B2 (de) | Halbleiteroszillatof | |
DE2400488A1 (de) | Mikrowellen-leistungsgenerator mit festkoerperdioden | |
DE3428594C2 (de) | ||
DE1591572C3 (de) | Para metrische Einrichtung, insbesondere parametrischer Verstärker |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
BGA | New person/name/address of the applicant | ||
BHN | Withdrawal |