Verfahren zum Erzeugen einer hochfrequenten Wechselspannung sowie Hochfrequenz-Leistungsverstärker dafür
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Erzeugen einer hochfrequenten Wechselspannung, die mittels eines Verstärkers erzeugt wird, der im Resonanzbetrieb mit einer Grundfrequenz arbeitet und mehrere Blindelemente enthaltende Baugruppen aufweist, die zusammengeschaltet bei bestimmten Betriebszustanden einen oder mehrere parasitäre Schwingkreise mit von der Grundfrequenz abweichenden, unerwünschten Frequenzen bilden und wobei an diese Wechselspannung eine Last mit unterschiedlichem Lastwiderstand anschließbar ist. Außerdem bezieht sich die Erfindung auf einen Hochfrequenz- Leistungsverstärker, der im Resonanzbetrieb arbeitet und mehrere, Blindelemente enthaltende Baugruppen aufweist, die zusammengeschaltet bei bestimmten Betriebszustanden einen oder mehrere parasitäre Schwingkreise mit unerwünschten Frequenzen bilden, wobei an dessen Ausgang eine Last mit unterschiedlichem Lastwiderstand anschließbar ist, zur Durchführung des Verfahrens .
Hochfrequenz-Leistungsverstärker im Resonanzbetrieb können Verstärker der Klasse C, E, F oder vergleichbare sein. Es sind damit aber genauso geschaltete Stromversorgungen gemeint, die im Resonanzbetrieb arbeiten. Diese geschalteten Stromversorgungen oder Hochfrequenz-Leistungsverstärker im Resonanzbetrieb sollen im Folgenden der Einfachheit halber "Verstärker" genannt werden.
Die Anwendung von Wechselspannungsenergie zum Beispiel in Plasmaprozessen, Gasentladungsprozessen zur Dünnfilm-
Beschichtung oder zum Ätzen oder zur Laseranregung, also Lasten, deren Lastwiderstand stark variieren kann, ist seit langer Zeit bekannt. Die Anwendung von oben genannten Verstärkern in solchen Anwendungen ist ebenso seit langem bekannt .
Das Grundprinzip eines solchen Verstärkers besteht aus mindestens einem schaltenden Element, das mit einer Grundfrequenz ein- und ausgeschaltet wird und auf diese Weise dafür sorgt, dass Leistung aus einer gleichförmigen Leistungsquelle über einen Schaltkreis getaktet auf einen Resonanzkreis geführt wird, an dessen Ausgang die Last angeschlossen wird. Dieser Resonanzkreis sorgt dafür, dass erstens im Idealfall nur die Grundfrequenz zur Last weitergeleitet wird und dass zweitens das oder die schaltenden Elemente möglichst verlustarm betrieben werden können. Die Ausgangsleistung wird durch die Leistungszufuhr an der gleichförmigen Leistungsquelle gesteuert. Dabei ist die gleichförmige Leistungsquelle üblicherweise eine Gleichspannungsquelle. Ein Schaltkreis zwischen Leistungsquelle und schaltendem Element sorgt dafür, dass sich der Strom über eine Periode der Grundfrequenz nicht ändern kann. Für das schaltende Element werden häufig ein oder mehrere MOS-FETs verwendet .
Solche Verstärker gibt es in unterschiedlichen Ausführungen, sie sind als Klasse C, E und Klasse F Verstärker bekannt, es gibt sie angepasst für unterschiedliche Anwendungen aber auch in leicht abgewandelten Formen. Im Idealfall hat ein solcher Verstärker keine verlustbehafteten Bauteile und arbeitet mit sehr hohen Wirkungsgraden. Bei realen Verstärkern treten geringe Verluste im Resonanzkreis und vor allem im Schalter auf, bei Verstärkern bis hin zu einigen 10 kW können aber trotzdem Wirkungsgrade von 90% und mehr erreicht werden.
Voraussetzung für das korrekte Funktionieren solcher Verstärker ist ein endlicher Lastwiderstand.
Last kann dabei eine einfache Last sein, vorzugsweise ein Plasmaprozess oder Laseranregungsstrecke. Sie kann aber auch als eine Kombination aus einer solchen Last und einem vorgeschaltetem Anpassungsnetzwerk oder einer Übertragungsleitung oder einer Kombination aus beiden oder noch weiteren Teilen verstanden werden. Bei Gasentladungen oder ähnlichen Prozessen ist der Lastwiderstand sehr hoch, solange die Gasentladung nicht gezündet ist, der Verstärker arbeitet dann also praktisch im Leerlauf. Außerdem können bei solchen Prozessen Überschläge auftreten, die einen sehr niederohmigen Lastwiderstand darstellen, was dem Betriebsfall Kurzschluss nahe kommt. Weiterhin muss bei solchen Prozessen ein sehr weiter Leistungsbereich abgedeckt werden, oft von wenigen 10 W bis hin zu einigen 10 kW.
Versuche haben gezeigt, dass sowohl im Leerlauf als auch bei Kurzschluss eines Verstärkers oftmals keine konstante Wechselspannung bei der Grundfrequenz vorlag, vielmehr lag die Grundfrequenz mit einer überlagerten niederfrequenten Amplitudenmodulation am Ausgang an. Die Frequenz des niederfrequenten Signals lag zum Beispiel bei einem 3kW Verstärker, der mit Leerlauf am Ausgang betrieben wurde, zwischen 200kHz und 2MHz und betrug 100% der Ausgangsspannung der Grundfrequenz .
Ein ähnliches Verhalten konnte bei niedrigen Leistungen, beispielsweise 80W am Ausgang und korrektem Abschlusswiderstand ermittelt werden. Ein solches Verhalten ist in Anwendungen höchst unerwünscht.
Die US 5 747 935 beschreibt ein Verfahren und Schaltungen mit geschalteten Verstärkern, mittels dem eine Wechselspannung
kontinuierlich und stabil an ein Plasma geliefert werden soll. Dabei wird von Instabilitäten auf Grund der stark wechselnden Last ausgegangen. Es wird beschrieben, dass die nicht lineare Last Oberschwingungen erzeugt, die sich in den Verstärker fortpflanzen und zu Veränderungen in der Betriebsklasse oder zu Oszillationen führen können. Dementsprechend soll ein geschalteter Verstärker an seinem Ausgang nur dann ein stabiles kontinuierliches Signal liefern können, wenn er selbst in einem stabilen Zustand arbeitet und beispielsweise nicht in eine andere Betriebsklasse wechselt. Um dies zu vermeiden wird vorgeschlagen, mittels eines verlustbehafteten Filters Energien bei anderen Frequenzen als der Grundfrequenz zu absorbieren und somit die Anregung von Schwingkreisen zu verhindern, indem alle Störungen ungleich der Grundfrequenz absorbiert werden. Eine solche Absorbierung mittels verlustbehafteter Filter führt jedoch zu einer zusätzlicher Wärmeentwicklung in den absorbierenden Gliedern und damit zu einer Minderung des Wirkungsgrades. Bei Verstärkern mit hoher Ausgangsleistung von zum Beispiel einigen 10 Kilowatt führt dies zu erheblichen Nachteilen.
Die US 4717884 lehrt den Fachmann, parasitäre Schwingkreise zu vermeiden, was aber in der Praxis meist nicht möglich ist, da funktionsbedingt durch das notwendige Verknüpfen mehrerer verschiedener Baugruppen parasitäre Schwingkreise nicht zu vermeiden sind.
Es ist deshalb Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zu schaffen, womit unerwünschte Subfrequenzen bei unterschiedlichsten Betriebszustanden des Verstärkers, also insbesondere bei offenem oder kurzgeschlossenem Ausgang des Verstärkers sowie jedem Zwischenbetriebszustand und bei unterschiedlichen Ausgangsleistungen unterbunden werden können. Der Wirkungsgrad des Verstärkers soll dabei nicht verringert
werden und der Aufwand für die Stabilisierungsmaßnahmen soll vergleichsweise gering sein.
Weiterhin ist es Aufgabe der Erfindung, einen Hochfrequenz- Leistungsverstärker beziehungsweise Schaltungsvorschläge zur Realisierung der erfindungsgemäßen Verfahrens zu schaffen.
Zur Lösung dieser Aufgabe wird hinsichtlich des erfindungsgemäßen Verfahrens einerseits vorgeschlagen, dass ein oder mehrere bei unterschiedlichen Betriebszustanden mit zumindest jeweils unterschiedlicher Last sich ausbildende, parasitäre Schwingkreise mit gegenüber der Grundfrequenz niederfrequenteren Resonanzfrequenzen bis zur Schwingunfähigkeit bedämpft werden. Weiterhin kann zur Lösung der Aufgabe vorgesehen sein, dass ein oder mehrere bei unterschiedlichen Betriebszustanden mit unterschiedlicher Versorgungsspannung sich ausbildende, parasitäre Schwingkreise mit gegenüber der Grundfrequenz niederfrequenteren Resonanzfrequenzen bis zur Schwingunfähigkeit bedämpft werden. Schließlich kann zur Lösung der Aufgabe vorgesehen sein, dass ein oder mehrere bei unterschiedlichen Betriebszustanden mit unterschiedlicher Ausgangsleistung sich ausbildende, parasitäre Schwingkreise mit gegenüber der Grundfrequenz niederfrequenteren Resonanzfrequenzen bis zur Schwingunfähigkeit bedämpft werden.
Alle drei Lösungsvorschläge hinsichtlich des erfindungsgemäßen Verfahrens können einzeln oder in Kombination vorgesehen sein.
Bezüglich des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers zur Durchführung des Verfahrens wird vorgeschlagen, dass ein oder mehrere Dämpfungsglieder bei parasitären Schwingkreisen mit gegenüber der Grundfrequenz niederfrequenteren Resonanzfrequenzen, die sich bei unterschiedlichen
Betriebszustanden zumindest mit unterschiedlichen Lastwiderständen ausbilden, zur Dämpfung dieser Schwingkreise bis zur Schwingunfähigkeit und zur Unterdrückung niederfrequenter Modulationen der Grundfrequenz angeordnet sind.
Dabei können weiterhin unterschiedliche Betriebszustände solche mit unterschiedlichen Versorgungsspannungen oder solche mit unterschiedlichen Ausgangsleistungen sein.
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden somit in dem Verstärker bei unterschiedlichen Betriebszustanden parasitäre, also unerwünschte Schwingkreise ermittelt und diese soweit bedämpft, dass keine Schwingfähigkeit mehr vorhanden ist. Um die unerwünschten Modulationen zu unterbinden, uss somit zunächst erkannt werden, wie solche Modulationen entstehen.
Unerwünschte Schwingungen können immer dann entstehen, wenn ein Schwingkreis für diese Schwingung mit einer Güte >1 vorhanden ist und dieser angeregt wird. Es wurde herausgefunden, dass aufwendige Versuche, die Anregung solcher Schwingkreise zu unterbinden, dann nicht notwendig sind, wenn diese parasitären Schwingkreise ausfindig gemacht werden und dann deren Güte so eingestellt und herabgesetzt wird, dass sie nicht mehr aufschwingen können, ohne dabei den Wirkungsgrad des Verstärkers zu verringern. Wesentlich ist dabei, dass die dämpfenden Glieder nicht die Aufgabe haben, vorhandene oder erzeugte Energie zu absorbieren, weder bei der erwünschten Grundfrequenz noch bei unerwünschten Frequenzen, sondern diese Glieder bewirken, dass die Güte von parasitären Schwingkreisen mit Resonanzfrequenzen deutlich unterhalb der Grundfrequenz kleiner 1 gehalten werden und damit verhindert wird, dass diese Schwingkreise zu störenden Modulationen am Ausgang führen, auch dann, wenn diese angeregt werden.
Es ist bei dem erfindungsgemäßen Verfahren sowie dem zugehörigen Verstärker nicht erforderlich das schaltende Element immer im stabilen Zustand zu halten, es ist vielmehr durchaus möglich, dass es auf Grund eines fehlenden Abschlusswiderstands oder einer niedrigen Spannung nur noch unregelmäßig arbeitet und beispielsweise für einzelne Periodendauern gar nicht mehr geschlossen wird. Es ist vielmehr Inhalt der vorliegenden Erfindung, mögliche Subfrequenzen und die daraus entstehende niederfrequente Modulationen zu unterbinden. In Versuchen hat sich gezeigt, dass der Schalter keinesfalls völlig stabil arbeiten muss und es trotzdem möglich ist ein kontinuierliches Wechselspannungssignal ohne unerwünschte Modulationen am Ausgang zu erzeugen. Mit Unterbindung von unerwünschten Schwingungen ist hierbei ausdrücklich die Verhinderung der Entstehung im Vorfeld vorgesehen und nicht deren Absorbierung in zusätzlichen Elementen.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, für die selbständiger Schutz beansprucht wird, sieht vor, dass der Verstärker zur Bedämpfung von einem oder mehreren parasitären Schwingkreisen, die sich bei unterschiedlichen Betriebszustanden mit jeweils unterschiedlicher Last und/oder unterschiedlicher Versorgungsspannung und/oder unterschiedlicher Ausgangsleistung ausbilden, an einer Stromquelle oder einer Spannungsquelle mit einem für einen etwa konstanten Strom ausreichend hohem Innenwiderstand betrieben wird.
Auch dies führt zur Lösung der Aufgabe, nämlich der Bedämpfung unerwünschter Schwingkreise und damit zu einem modulationsfreien Ausgangssignal .
Ein wichtiger Aspekt bei der vorliegenden Erfindung besteht
darin, den richtigen Ort und die richtige Dimensionierung der dämpfenden Glieder zu ermitteln, damit nach Möglichkeit
1. die Grundfrequenz nicht bedämpft wird,
2. keine neuen parasitären Schwingkreise entstehen und 3. der Aufbau möglichst einfach ist.
Oftmals ist es besonders vorteilhaft, wenn die Bedämpfung eines parasitären Schwingkreises so ausgelegt wird, dass sich dieser im aperiodischen Grenzfall befindet.
Zusätzliche Ausgestaltungen der Erfindung sind in den weiteren Unteransprüchen aufgeführt.
Nachstehend ist die Erfindung mit ihren wesentlichen Einzelheiten noch näher erläutert.
Es zeigt :
Fig.1a ein schematisches Schaltbild eines im Resonanzbetrieb arbeitenden Verstärkers,
Fig.1b eine erfindungsgemäße Weiterbildung der Fig.1a, symbolisch dargestellt,
Fig.2 ein schematisches Schaltbild eines typischem Klasse E Verstärkers,
Fig.3a ein Schaltbild eines abgewandelten Klasse E Verstärkers mit einem gedämpften Parallelschwingkreis ,
Fig.3b das Schaltbild aus Fig. 3a mit versetzter Leistungszufuhr,
Fig.3c das Schaltbild aus Fig. 3b mit Dämpfungsgliedern zur
erfindungsgemäßen Bedämpfung von Schwingkreisen mit Subfrequenzen,
Fig.4a, 4b Schaltbilder einer Leistungszuführung mit einer Spannungsquelle und einer Bandsperre,
Fig.5 ein Schaltbild eines modifizierten Klasse E Verstärkers mit zwei Anpassungsgliedern,
Fig.6 die in Fig.5 gezeigte Schaltung mit Reduzierung auf die im Leerlauffall wirksamen Bauteile,
Fig.7 ein Schaltbild eines Verstärkers entsprechend Fig.5, hier jedoch mit Dämpfungsmaßnahmen zur Bedämpfung eines parasitären Schwingkreises im Leerlauffall,
Fig.8 die in Fig.5 gezeigte Schaltung mit Reduzierung auf die im Kurzschlussfall wirksamen Bauteile,
Fig.9 ein Schaltbild eines Verstärkers entsprechend Fig.5, hier jedoch mit Dämpfungsmaßnahmen zur Bedämpfung eines parasitären Schwingkreises im Kurzschlussfall,
Fig.10 einen Teil des Schaltbilds eines Verstärkers gemäß
Fig.9 mit mehreren parallel geschalteten Leistungsschaltern und
Fig.11 ein Schaltbild zur Bedämpfung von Schwingkreisen mittels nichtlinearer Bauteile und Entnahme von Energie.
Fig.1a zeigt den prinzipiellen Aufbau eines im Resonanzbetrieb arbeitenden Verstärkers in Form von aneinadergeschalteten Mehrfachpolen. Der Vierpol 105 beinhaltet das schaltende
Element oder die schaltenden Elemente mit parasitären oder direkt hinzugeschalteten Blindelementen. Diese sind in Form eines Schalters, einer Induktivität und einer Kapazität schematisch angedeutet. Diese können auf unterschiedliche Weise einzeln oder mehrfach auftreten und zusammengeschaltet sein, je nach Betriebsart und Bauteilauswahl zum Beispiel für den Schalter. Die schaltenden Elemente werden von einem Signal 104 im Takt der Grundfrequenz ein- und ausgeschaltet . Der Vierpol 105 ist über eine Verbindung 106 gekoppelt an das Netzwerk 107, welches aus idealerweise verlustfreien Blindelementen besteht. Diese sind ebenfalls in Form einer Induktivität und einer Kapazität schematisch angedeutet. Auch hier können diese auf unterschiedliche Weise einzeln oder mehrfach auftreten und zusammengeschaltet sein, je nach gewünschter Betriebsart. Auch können ein oder mehrere Übertrager in diesem Netzwerk oder auch im Vierpol 105 enthalten sein, die nicht symbolisch dargestellt wurden. Am Anschluss 108 des Netzwerks 107 kann die Last angeschlossen werden. Das Netzwerk sorgt dafür, dass erstens im Idealfall nur die Grundfrequenz zur Last weitergeleitet wird und dass zweitens die schaltenden Elemente im Vierpol 104 möglichst verlustarm betrieben werden können. Dabei sind die Blindelemente im Vierpol 104 und im Netzwerk 105 nicht linear voneinander unabhängig und beeinflussen zusammen die Eigenschaften des Verstärkers. Die Leistungszufuhr erfolgt über die Leitung 103 auf das Netzwerk 107. Die Leistungszufuhr besteht aus einer gleichförmigen Leistungsquelle 1 , welche meist eine regelbare Gleichspannungsquelle ist. Über die Leitung 101 wird diese einem Vierpol 102 zugeführt, der die Aufgabe übernimmt, die Leistungszufuhr über die Periodendauer der Grundfrequenz konstant zu halten. Dies wird meistens mit einer Drossel erreicht, wie im folgenden gezeigt wird, kann dies aber auch auf unterschiedliche Weise erfolgen durch ein oder mehrere Blindelemente, die je nach gewünschter Betriebsart
verschaltet werden. Diese sind ebenfalls in Form einer Induktivität und einer Kapazität schematisch angedeutet. Die Ausgangsleistung wird durch die Leistungszufuhr an der gleichförmigen Leistungsquelle 1 gesteuert. Am Ausgang des Vierpols 102 liegt die Leitung 103 zum Netzwerk 107. Auch hierbei sind die Blindelemente vom Netzwerk 107 und vom Vierpol 102 miteinander verbunden und beeinflussen zusammen mit dem Vierpol 104 die Eigenschaften des Verstärkers. Die Verbindungen 106 kann eine einzelne Leitung sein, sie kann aber auch aus mehreren Leitungen bestehen, wenn z.B. mehrere schaltendende Elemente im Vierpol 104 erst im Netzwerk 107 zusammengeschaltet werden. Auch die Verbindungen 101 und 102 sind nicht auf einzelne Leitungen beschränkt. Ein Merkmal der vorliegenden Erfindung ist es auch, dass es gelungen ist, die Zusammenhänge für geschalteten Stromversorgungen in dieser Form verallgemeinert und in dieser neuen Übersichtlichkeit darzustellen. Denn in dieser allgemeinen Darstellung der Zusammenhänge wird dem Fachmann nun klar, dass je nach Ausgestaltung der Blindelemente in den Vierpolen 102, 104 und Netzwerk 107 über die Verbindungen 103 und 106 parasitäre Schwingkreise vorhanden sind oder sein können. Im Normalbtrieb werden diese Schwingkreise in der Regel ausreichend durch die reelle Last am Anschluss 8 bedämpft und in der Regel auch nicht angeregt. Fehlt aber diese Last (z.B. wegen Leerlauf oder Kurzschluss an Ausgang 8) oder ist deren Wirkung nicht mehr ausreichend, können diese Schwingkreise anschwingen. Dazu bedarf es dann noch einer Anregung der Schwingkreise, die weiter unten beschrieben ist. Wie bereits erwähnt wurde, wird in der vorliegenden Erfindung davon ausgegangen, dass sich die Anregung dieser Schwingkreise nicht oder nur schwer verhindern lässt, sondern, dass es vorteilhafter ist, diese parasitären Schwingkreise so zu bedampfen, dass sie nicht mehr aufschwingen können.
Fig. 1b zeigt nun die erfindungsgemäße allgemeine Ausgestaltung des Verfahrens ebenfalls in der Form von aneinandergeschalteten Mehrfachpolen. Die in Fig. 1a genannten Bezeichnungen wurden dabei direkt in Fig. 1b übernommen und durch weitere Bauteile ergänzt. Diese sind: Ein Widerstand und ein Symbol für einen Tiefpass im Vierpol 102, die die Bedämpfung von Schwingkreisen bei Subfrequenzen im Vierpol 102 symbolisieren sollen, die gleichen Bauteile im Vierpol 107, die die Bedämpfung von Schwingkreisen bei Subfrequenzen im Netzwerk 107 symbolisieren sollen, sowie die gleichen Bauteile im Vierpol 105, die die Bedämpfung von Schwingkreisen bei Subfrequenzen im Vierpol 105 symbolisieren sollen. Die Bedämpfung kann an einer oder an mehreren der genannten Stellen erfolgen. Die Bedämpfung kann mit Widerständen, mit verlustbehafteten Blindelementen, mit nichtlinearen Bauteilen erfolgen oder mit Schaltkreisen, die dem Verstärker Energie entziehen, um sie zum Beispiel an anderer Stelle wieder einzuspeisen. Ein Beispiel dazu ist in Fig.11 gezeigt und in der Beschreibung dazu erläutert. Dabei ist wichtig, dass die dämpfenden Glieder so eingesetzt und dimensioniert werden, dass die Grundfrequenz nicht bedämpft wird. Wie dies erfolgen kann, kann an diesem Blockschaltbild nicht näher erläutert werden. Es wird stattdessen anhand der Beschreibungen zu Fig.3c, 7, 8, 9 und 10 beschrieben. Doch zunächst soll anhand der Fig.2 erläutert werden, wie es zu der Anregung solche Schwingungen kommen kann.
Fig.2 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines typischen Klasse E
Verstärkers 100. Die Funktionsweise ist nachstehend näher erläutert.
Ein Schalter 3 schaltet im Takt der Grundfrequenz ein und aus. Ein Resonanzkreis 10 bestehend aus einem Serienkondensator 5 und einer Serieninduktivität 6 ist auf die Grundfrequenz abgestimmt und sorgt dafür, dass nur ein Strom mit der Grundfrequenz zu einem Lastwiderstand 9 abfließen kann. Eine
Drossel 2 sorgt dafür, dass der Strom, der aus einer Spannungsquelle 1 fließt, über eine Periode der Grundfrequenz konstant bleibt. Ein zu dem Schalter 3 parallel geschalteter Kondensator 4 dient als Energiespeicher und zur Kurvenformung. Eine Induktivität 7 stellt die Phasenverschiebung zwischen Strom und Spannung so ein, dass der Schalter 3 zu dem Zeitpunkt eingeschaltet wird, in dem die Spannung über ihm möglichst gleich 0 ist und die Spannungsänderung möglichst gering ist. Im Vergleich mit Fig.1a stellt der Schalter 3 mit der Kapazität 4 den Vierpol 105 dar, die Drossel 2 den Vierpol 102, die Induktivitäten 6 und 7 und die Kapazität 5 stellt das Netzwerk 107 dar. Mit dieser Schaltungsanordnung können sehr verlustarm hohe Leistungen bei hohen Frequenzen erzeugt und Wirkungsgrade um 90% oder besser erzielen werden. Allerdings setzt der korrekte Betrieb eines solchen Verstärkers voraus, dass der Lastwiderstand 9 gleich dem Innenwiderstand 8 der Schaltung ist.
In Versuchen und Simulationen hat sich herausgestellt, dass bei bestimmten Betriebszustanden, beispielsweise bei Kurzschluss oder Leerlauf am Ausgang oder auch bei kleinen Leistungen, also kleinen Spannungen der Versorgungsspannung, der Verstärker in einen Zustand kommt, in dem am Ausgang ein Signal anliegt, das die Grundfrequenz mit einer niedrigeren Frequenz amplitudenmoduliert darstellt. Ein solches Signal ist für viele Anwendungen höchst unerwünscht.
Zur Erklärung dieser Modulationen ist eine genauere Betrachtung des Schalters 3 erforderlich. Der Schalter 3 kann bevorzugt durch einen MOS-FET realisiert sein, der eine Revers-Diode von Drain nach Source beinhaltet, die eine spannungsabhängige Kapazität hat. Außerdem weist ein solcher MOS-FET einen parasitären Transistor auf, der bei sehr steilen Spannungsänderungen in den leitenden Zustand gerät. In
Simulationen kann gezeigt werden, dass es bei einem idealen Schalter und sonst gleichen Bedingungen zu keiner Ausbildung solcher Modulationen kommt.
Bei Kurzschluss und bei Leerlauf am Ausgang wird die Phase des Stroms gegenüber der Spannung im Verstärker verstellt. Dadurch wird die Revers-Diode im MOS-FET-Schalter 3 in den leitenden Bereich getrieben oder der parasitäre Transistor im MOS-FET gezündet. Das hat die folgenden negative Auswirkungen: Eine in dem leitenden Bereich arbeitende Revers-Diode sammelt eine große Zahl an Ladungsträgern zwischen Source und Drain des MOS- FET. Diese Ladungsträger werden wieder entfernt, wenn die Revers-Diode in Sperrstromrichtung betrieben wird. Das Entfernen der Ladungsträger aber bewirkt einen signifikanten Strom, der nicht vernachlässigbar ist. Von außen betrachtet verhält sich der MOS-FET wie ein eingeschalteter Schalter, obwohl er über sein Gate gesperrt ist. Das führt wiederum zu einem sich langsam verändernden Strom von der Spannungsquelle 1 über die Drossel 2 von Periode zu Periode. Die Drossel 2 stellt zwar einen konstanten Strom über eine Periode sicher, aber über mehrere Perioden kann sich der Strom sehr wohl ändern. Das ist auch erwünscht, denn die Ausgangsleistung des Verstärkers soll über die Leistungsquelle regelbar sein. Dadurch können die oben beschriebenen parasitären Schwingkreise angeregt werden. Der Schalter wird weiter bei der Grundfrequenz angetrieben, aber der Strom durch die Drossel schwingt zusätzlich mit der Kapazität bei einer vergleichsweise langsamen, eigenen unerwünschten Frequenz und moduliert diese auf die Grundfrequenz auf. Eine solche Modulation kann auch entstehen im Betrieb bei sehr kleinen Ausgangsleistungen. Das ist bedingt durch die stark spannungsabhängige parasitäre Kapazität im schaltenden Element MOS-FET. Für die Dimensionierung des Verstärkers wird von der
effektiven Kapazität ausgegangen, das ist die Kapazität über eine Periodendauer gemittelt. Da die Kapazität bei kleinen Spannungen höher ist als bei hohen Spannungen, ist die effektive Kapazität bei hohen Spannungsspitzen kleiner, als bei kleinen Spannungsspitzen am MOS-FET. Da die Kapazitätsänderung nicht linear ist, verstärkt sich dieser Effekt bei kleineren Spannungen immer weiter. Zum Erreichen niedriger Ausgangsleistungen wird die Spannung am Schalter 3 erniedrigt. Damit ist eine vergleichsweise hohe effektive Kapazität wirksam. Bei typischen Bauteilen für diese Schalter steigt die effektive Kapazität von ca. 120pF bei Spitzenspannungen um die 400 Volt auf nur 800pF bei Spitzenspannungen um die 80 Volt aber auf ca. 5nF bei Spitzenspannungen um die 20V. Damit ändert ein wichtiges Bauteil im Verstärker vor allem bei sehr kleinen Leistungen seinen Wert um ein Vielfaches, was zu einer signifikanten Verstimmung des Verstärkers führt. Das wiederum führt zu einer Verschiebung der Phase. Diese Verschiebung wiederum bewirkt, dass die Revers-Diode in den leitenden Zustand gerät. Damit kann auf die gleiche Weise wie oben im Kurzschluss- oder Leerlauffall eine langsame Modulationsschwingung angeregt werden.
Betrachtet man zunächst den Fall Leerlauf am Ausgang, so ist der Lastwiderstand 9 unendlich groß. Nun kann die Drossel 2 mit der Kapazität 4 einen unerwünschten Schwingkreis bilden, der durch den sich langsam ändernden Strom in der Drossel angeregt wird. Der Schalter 3 schaltet weiter bei der Grundfrequenz aber der Strom durch die Drossel 2 schwingt zusätzlich mit der Kapazität 4 bei einer vergleichsweise langsamen, eigenen unerwünschten Subfrequenz und moduliert diese auf die Grundfrequenz auf.
Um eine solche Modulation zu unterdrücken, wird erfindungsgemäß vorgeschlagen, diesen Schwingkreis für Subfrequenzen soweit zu bedampfen, dass die Güte kleiner 1 wird, um so ein Aufschwingen
des Schwingkreises zu verhindern. Erreicht werden kann dies zum Beispiel, indem der Innenwiderstand der Spannungsquelle 1 erhöht wird, also die Spannungsquelle durch eine Stromquelle ersetzt wird. Tatsächlich lässt sich durch Simulationen und auch durch praktische Versuche zeigen, dass eine Anordnung mit Stromquelle ein modulationsfreies Ausgangssignal aufweist. Wird die Spannungsquelle durch eine Stromquelle ersetzt, so kann die Drossel 2 entfallen. Zusätzlich oder anstatt dieser Maßnahme bestehen weitere Möglichkeiten zur Bedämpfung von Schwingkreisen, die weitere zusätzliche Vorteile aufweisen. So ist es beispielsweise von Vorteil, durch relativ einfache, überschaubare Änderungen an bestehenden Verstärkern Modulationen bei Fehlanpassung unterdrücken zu können ohne größere Veränderungen vornehmen zu müssen, wie dies nachstehend noch beschrieben ist.
FIG.3a zeigt den prinzipiellen Aufbau eines modifizierten Klasse E Verstärkers 100a. Die Stromversorgung mittels Spannungsquelle 1, die Drosselspule 2, das Schaltelement 3 und die Kapazität 4 entsprechen der Anordnung gemäß Fig.2. Die Induktivität 7 stellt die korrekte Phasenlage des Stroms ein und sorgt so dafür, dass die Bedingungen für das Ein- und Ausschalten des Schalters 3 erfüllt werden.
Bei dieser Schaltung ist der Resonanzkreis 10 als gedämpfter Parallelschwingkreis ausgebildet, der auf die Grundfrequenz abgestimmt ist und bei ausreichender Güte für eine Bevorzugung des Stroms bei der Grundfrequenz in der Induktivität 18 sorgt. Damit ist eine wesentliche Bedingung des Klasse E Verstärkers erfüllt, nämlich der sinusförmige Strom bei der Grundwellenfrequenz durch diese Induktivität 18. Weiterhin erfolgt eine Widerstandstransformation, wobei eine Aufwärtstransformation von einem relativ kleinem Innenwiderstand der treibenden Schaltung zu einem größerem Lastwiderstand 9.
Bei dieser Schaltung gemäß Fig.3a kann die Stromzufuhr gegebenenfalls anstatt am schalterseitigen Ende am Knoten 27 an das lastseitige Ende der aus der Induktivität 7 zur Phasenverschiebung und der zum Resonanzkreis gehörenden Induktivität 18 bestehenden Kombination bei dem Knoten 28 angeschlossen werden.
Da die Induktivitäten 7 und 18 reine Blindelemente sind, und die Stromversorgung im Bereich der Grundfrequenz einen konstanten Strom (DC-Strom) liefert, hat diese Maßnahme keine nachteiligen Auswirkung auf die Funktionalität der Schaltung. Ein Vorteil dieser Maßnahme besteht unter anderem darin, dass ersatzweise zu Schalter 3 und Kapazität 4 und Induktivität 7 mehrere Schalter mit jeweils einer Kapazität über jeweils eine Induktivität an den Knoten 28 angeschlossen werden können. Ein weiterer Vorteil der Verschiebung des Einspeiseknotens besteht darin, dass die Drosselspule 2 ersetzt werden kann durch eine Bandsperre für die Grundfrequenz, weil an Knoten 28 die Drossel für Frequenzen oberhalb der Grundfrequenz nicht mehr wirksam sein muss, weil an dieser Stelle keine Oberwellen mehr anliegen. Eine genauere Beschreibung findet sich bei der Beschreibung der Fig.4a und 4b.
Betrachtet man Fig.3b für den Fall des Leerlaufs, so kann die Drossel 2 mit der Kapazität 19 einen Schwingkreis für Subfrequenzen darstellen, der nicht bedämpft ist und bei Anregung aufschwingen wird.
Auch bei dieser Schaltung können durch Erhöhung des Innenwiderstands der Spannungsquelle oder durch direkte Bedämpfung des parasitären Schwingkreises unerwünschte Modulationen verhindert werden. Fig.3c zeigt beispielhaft eine solche Bedämpfung für diese Schaltung. Dazu wird die Kapazität 19 aus Fig.3b aufgeteilt in zwei Kapazitäten 19a und 19b. In Serie zu diesen Kapazitäten wird eine Induktivität 21 geschaltet. Der Serienkreis bestehend
aus 19b und 21 wird aus die Grundfrequenz abgeglichen. Parallel zu diesem Serienkreis wird ein dämpfendes Glied, in Fig.3c als Widerstand 17 dargestelltes Bauteil geschaltet. Für die Grundfrequenz ist dieses dämpfende Glied wirkungslos, da der Serienkreis 19b und 21 die Grundwelle ungehindert durchlässt. Aber der parasitäre Schwingkreis bestehend aus Drossel 2 und Kapazität 19 wird bei geeigneter Wahl des Widerstands hinreichend bedämpft, so dass er nicht anschwingen kann. Fig.4a und 4b zeigen zwei mögliche Ausgestaltungsformen der oben bereits angesprochenen Bandsperren, die zu der Hochfrequenz-Drossel 2 alternativ eingesetzt werden können. Diese Bandsperre 74 ist an den Knoten 28 zwischen der Induktivität 18 und der Kapazität 19 des Resonanzkreises 10 angeschlossen. Die Bandsperre wird auf die Grundwelle abgestimmt. Damit lässt sich der Wert der Induktivität 71 gegenüber der Drossel 2 deutlich verringern und die Induktivität kann eisenlos, also ohne Ferritkern aufgebaut werden. Die Bandsperre 74 in Fig.4a ist aus einem Parallelschwingkreis aufgebaut, der aus der Kapazität 75 und der Induktivität 71 besteht. Die Bandsperre 74 in Fig.4b besteht ebenfalls aus einem Parallelschwingkreis bestehend aus eine Induktivität 71 und zwei Kondensatoren 72 und 73. Vorteilhaft ist die Ausführung des Parallelschwingkreises mittels zwei gegen Masse geschalteten Kondensatoren 72,73, weil hierdurch auch hochfrequente Störungen gefiltert werden.
Fig.5 zeigt einen geschalteten, modifizierten Klasse E Leistungs-Verstärker 100b. Der Leistungsverstärker weist einen Parallel-Resonanzkreis , vergleichbar mit dem Resonanzkreis 10 in Fig.3a auf und bildet damit gleichzeitig ein erstes Anpassungsglied 24. Es ist hier eine Widerstandsanpassung in zwei Stufen realisiert, wobei sich an das erste Anpassungsglied 24 ein zweites Anpassungsglied 25 über einen zur
Gleichstromentkopplung dienenden Kondensator 16 anschließt. In dieser Anordnung ist die Spannungsquelle zusammen mit der Drossel 2 an den Knoten 28 innerhalb des Anpassungsglieds 24 verlagert. Anstatt der Drossel 2 kann eine Bandsperre 74 wie in Fig.4 gezeigt, verwendet werden.
Das erste Anpassungsglied 24 und Parallelfilter beinhaltet die Bauteile: Induktivität 18 und Kapazität 19. Das erste Anpassungsglied 24 ist auf die Grundfrequenz abgestimmt. Das zweite Anpassungsglied 25 beinhaltet die Induktivität 22 und die Kapazität 23. An das zweite Anpassungsglied 25 ist der Lastwiderstand 9 angeschlossen.
Bei einem Fehlanpassungsfall mit praktisch unendlichem Lastwiderstand, also bei Leerlauf, kann die Schaltung auf die in Fig. 6 gezeigten Elemente reduziert werden. Für niedrige Frequenzen wirkt die Serienschaltung aus Kapazität 4 und Induktivität 7 und 18 kapazitiv, das gleiche gilt für den Kreis mit dem Koppel-Kondensator 16, der Kapazität 23 und der Induktivität 22. Wird die Schaltung weiter auf die für niedrige Frequenzen wesentlichen Bauteile reduziert, so entsteht ein Schwingkreis mit der Drossel 2 und den Kapazitäten 4, 19, 16 und 23, wobei die Werte für die effektiv wirksamen Kapazitäten durch die in Serie liegenden Induktivitäten noch erhöht werden. Erfindungsgemäß wird nun dieser Schwingkreis bedämpft. Wie eingangs erwähnt, kann dies durch eine Bedämpfung in der Spannungsquelle erfolgen, jedoch schließt die Erfindung weitere Möglichkeiten ein, die sich unter bestimmten Umständen einfacher und kostengünstiger realisieren lassen. Eine Bedämpfung dieses Schwingkreises kann demnach, wie anhand der Figur 7 beschrieben, folgendermaßen erzielt werden: Die Kapazität 19 wird aufgeteilt in zwei Kapazitäten 19a, 19b, so dass ein Serienkreis bestehend aus der Kapazität 19b und der Induktivität 21 auf die Grundfrequenz abgestimmt ist. Dieser Serienkreis bildet einen niederohmigen Pfad für die
Grundf equenz. Für die unerwünschten Subfrequenzen ist dieser Serienkreis 19b, 21 aber hochohmig.
Der aus der Drossel 2 mit Kapazität 19a' gebildete, unerwünschte Schwingkreis ist mit einem Widerstand 17 als dämpfendes Glied beschaltet und dadurch so stark bedämpft, dass die Güte knapp unter 1 liegt. Der Widerstand ist so auszulegen, dass dies erreicht wird. Wählt man die Dämpfung zu hoch, so bed mpft sie zwar den parasitären Schwingkreis sehr gut, es werden sich aber andere Schwingkreise ausbilden wie z.B. mit dem Kondensator 4 oder den Kapazitäten 16 und 23.
Figur 8 zeigt ausgehend von Fig.7 einen Betriebszustand, bei dem der Ausgang kurzgeschlossen ist, der Lastwiderstand 9 somit praktisch gleich 0 Ohm ist. Die Kapazität 23 (Fig.5) ist somit kurzgeschlossen und es kann sich wiederum ein unerwünschter Schwingkreis für Modulationsfrequenzen ausbilden im Zweig der Drossel 2, des Kondensators 16 und der Induktivität 22.
FIG.9 zeigt für diesen Betriebszustand mit kurzgeschlossenem Ausgang die erfindungsgemäß vorgesehenen Maßnahmen zu Vermeidung von unerwünschten Modulationen. Der parasitäre Schwingkreis wird hierbei mit einer einfachen Maßnahme bedämpft .
Dazu wird die zu dem zweiten Anpassungsglied 25 gehörende Induktivität 22 aufgeteilt in zwei Teilinduktivitäten 22a, 22b. Außerdem wird die Kapazität 16 zur Gleichspannungsabtrennung aufgeteilt in zwei Kapazitäten 16a und 16b. An die Verbindung der beiden Teilinduktivitäten ist ein Widerstand 29 als dämpfendes Glied angeschlossen, dessen anderes Ende an die Verbindung der beiden Teilkapazitäten 16a, 16b angeschlossen ist.
Die Aufteilung der Induktivität 22 in zwei Teilinduktivitäten 22a, 22b kann durch Anzapfen der Induktivität 22 erfolgen, wobei der Dämpfungs-Widerstand an den Anzapfungspunkt gelegt
wird .
Der Anzapfungspunkt wird so gewählt, dass die Kapazität 16b und die Induktivität 22a einen Serienkreis für die Grundfrequenz darstellen und diese ungehindert an dem Widerstand 29 vorbeiführt.
Der Widerstand 29 und 17 sind nur beispielhaft für dämpfende Maßnahmen gewählt und können jederzeit durch andere dämpfende Maßnahmen ersetzt werden. Anstatt eines Schalters 3 mit Kapazität 4 können mehrere Schalter mit jeweils kleineren Kapazitäten über jeweils eine
Kombination von Induktivitäten parallel geschaltet werden
(Fig.10). Die Parallelschaltung ermöglicht das Verstärken von sehr großen Leistungen mit deutlich günstigeren Bauteilen für die Schaltelemente. Allerdings ergeben sich in der Praxis selbst bei synchron ansteuernden Treiberstufen durch Unterschiede in den Schaltern in Schaltgeschwindigkeit, Einschaltspannung am Gate und den Unterschieden an den parasitären Bauteilen Phasenunterschiede in den einzelnen Zweigen. Die Zusammenschaltung dieser leicht unterschiedlich schaltenden Schaltelemente über die Induktivitäten hat nun den großen Vorteil, dass Widerstände 26c,d,e,f zur Phasenkorrektur von jeweils der Induktivität 7c,d,e,f zu einem Sternpunkt 29 eingefügt werden können. Fig.10 zeigt anhand eines Beispiels für vier Zweige, wie allgemein mehrere Zweige der Bauteile 3, 4, 7 und 18 parallel verschaltet werden können mittels der Bauteile 3c,d,e,f, 4c,d,e,f, 7c,d,e,f und 18c,d,e,f. An Knoten 28 werden sie zusammengeschaltet.
In Fig.5 bis 10 kann die Drossel jeweils ersetzt werden durch eine Bandsperre aus Fig.4. Fig.11 zeigt einen Ausschnitt aus Fig.3c oder Fig.7 bis Fig.10 mit Kapazitäten 19a, 19b und Induktivität 21. Der Widerstand 17 wurde ersetzt durch eine Schaltung 84 mit nichtlinearem Bauelementen, in diesem Beispiel eine Diode 82 als
gleichrichtendes Element, einer Drossel 83 zur Wechselspannungstrennung und einer Kapazität 81 zur Glättung. Anteile der Grundfrequenz werden auch hier nicht über den Kreis 84 fließen, da der Serienkreis bestehend aus Kapazität 19b und Induktivität 21 die Grundfrequenz ungehindert vorbeileitet. Um eine dämpfende Wirkung zu haben, wird dem Kreis an Anschluss 85 Energie entzogen, die einer Gleichspannungsquelle zugeführt werden kann. Dadurch kann der Wirkungsgrad der Schaltung zusätzlich verbessert werden. Alle beschriebenen Maßnahmen, die beispielhaften Charakter für eine Vielzahl von Ausgestaltungsmöglichkeiten haben, dienen dem Zweck, die Güte von parasitären Schwingkreisen für niederfrequente Schwingungen herabzusetzen. Mit derzeitig verfügbaren Bauteilen und vertretbarem Aufwand ist es weitaus günstiger, die Entstehung von niederfrequenten Schwingungen zu unterbinden, als zu versuchen bereits entstandene Schwingungen an bestimmten Stellen zu absorbieren. Die Unterbindung der Schwingungen erreicht man, indem man die entsprechenden Schwingkreise im Verstärker aufspürt und durch sinnvolles Herabsetzen der Güte dieser Schwingkreise dafür sorgt, dass diese keine Schwingung ausbilden können, wobei gleichzeitig die Eigenschaften für die Grundfrequenz in der Schaltung nicht verändert werden. Mit einer so bedämpften Schaltung muss nun nicht mehr dafür gesorgt werden, dass der Schalter so betrieben wird, dass die parasitäre Diode oder der parasitäre Transistor nicht in den leitenden Zustand kommt. Es werden sich keine niederfrequenten Schwingungen mehr ausbilden, weil die entsprechenden Schwingkreise nicht mehr aufschwingen können. Bei real ausgeführten Verstärkern, die versuchsweise bei Leerlauf oder Kurzschluss betrieben wurden, konnte gezeigt werden, dass sich mit oben beschriebenen Maßnahmen keine niederfrequenten Modulationen am Ausgang zeigen, auch wenn der MOS-FET in
Zuständen betrieben wird, in denen er für Teile von Perioden oder für ganze Perioden aus oben beschriebenen Gründen leitend bleibt. Die oben beschriebenen Schaltungen stellen nur exemplarisch wenige Möglichkeiten der Bedämpfung dieser unerwünschten Schwingkreise dar und es ist wichtig zu erkennen, dass nicht nur diese Beispiele Inhalt der Erfindung sind, sondern alle möglichen Ausgestaltungen einer solchen Bedämpfung. Außerdem ist die beschriebene Anregung von Subfrequenzen nicht auf geschaltete Stromversorgungen mit MOS- FETs beschränkt. Schwingkreise für Subfrequenzen können auf die unterschiedlichsten Arten angeregt werden und das erfindungsgemäße Verfahren ist wirksam gegen alle möglichen Anregungen, weil es anders als bisher bekannt, nicht versucht diese Anregung zu verhindern, sondern das Aufschwingen der Schwingkreise verhindert.