DE4326538A1 - Analoger Spitzenwertmesser - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen analogen Spitzenwertmesser für periodische Wechsel- und Mischspannungen, dessen Aus­ gangssignal der positiven oder negativen Spitzenspannung der Eingangsgröße entspricht. Spitzenwertmesser dieser Art werden in Breitbandvoltmetern zur Spitzenspannungs­ messung benutzt oder in Verbindung mit Hochfrequenz­ gleichrichtern auch zur Spitzenleistungsmessung, hierbei wird bei modulierten Hochfrequenzsignalen jeweils die Spannung im Modulationsmaximum gemessen und unter Berück­ sichtigung der Übertragungskennlinie des Gleichrichters kann daraus die Spitzenleistung (maximale Hüllkurvenlei­ stung, PEP) berechnet werden.

Spitzenwertmesser dieser Art müssen den nur kurzzeitig auftretenden Spitzenwert einer Spannung oder eines Stro­ mes erfassen und zur Weiterverarbeitung speichern. Fast alle bekannten analogen Spitzenwertmesser verwenden zur Speicherung einen Kondensator. Während die Aufladung sehr schnell erfolgen muß, darf in der Speicherphase nur wenig Ladung verlorengehen, damit keine Meßfehler bei der Aus­ wertung entstehen. Das unterschiedliche Verhalten in der Auf- und Entladephase wird durch eine Diode oder einen entsprechend geschalteten Transistor erreicht.

Auf eine Veränderung des Spitzenwerts reagieren analoge Spitzenwertmesser unterschiedlich. Auf Grund ihrer Funk­ tionsweise können sie einer Vergrößerung relativ schnell, einem sich verkleinernden Spitzenwert nur sehr langsam folgen, wenn keine Vorkehrungen für eine Entladung des Halteglieds getroffen werden.

Es ist daher üblich, den Haltekondensator kontinuierlich zu entladen, und zwar parallel zur Selbstentladung über die gesperrte Diode oder den gesperrten Transistor. Damit der Meßfehler durch den periodischen Ladungsverlust in Grenzen gehalten werden kann, muß die Entladezeitkon­ stante ein Vielfaches der Periodendauer betragen. Dadurch verhält sich die Schaltung für Frequenzen unter 1 kHz re­ lativ träge.

Wenn beispielsweise der Spannungsmittelwert am Haltekon­ densator als Folge der kontinuierlichen Entladung um nicht mehr als 0,5% vom Spitzenwert abweichen darf, ist die Entladezeitkonstante auf 100 Signalperioden einzu­ stellen. Dann benötigt die Schaltung 230 Perioden, um ei­ ner Verkleinerung des Spitzenwerts auf 1/10 des Ausgangs­ werts zu folgen. Bei 100 Hz sind das 2,3 s und bei 10 Hz immerhin 23 s.

Bei digitalen Spitzenwertmessern, bei denen die dem Spit­ zenwert entsprechende Ausgangsspannung nur für eine be­ stimmte Zeit, nämlich die Dauer einer Analog-Digital- Wandlung, zur Verfügung stehen muß, ist es an sich be­ kannt, den Haltekondensator nicht kontinuierlich, sondern nur in ausreichendem zeitlichen Abstand vor der Analog- Digital-Wandlung zu entladen. Dies ist bei analogen Spit­ zenwertmessern nicht anwendbar, da hier der Spitzenwert kontinuierlich zur Verfügung stehen muß.

Es ist Aufgabe der Erfindung, einen analogen Spitzenwert­ messer der eingangs erwähnten Art zu schaffen, der sehr kurze Reaktionszeiten besitzt.

Diese Aufgabe wird ausgehend von einem analogen Spitzen­ wertmesser laut Oberbegriff des Hauptanspruches durch dessen kennzeichnende Merkmale gelöst. Vorteilhafte Wei­ terbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die erfindungsgemäße Schaltung ermöglicht die kontinuier­ liche Messung des Spitzenwerts, ohne die geschilderten Nachteile der Schaltung mit kontinuierlicher Entladung. Die Entladung erfolgt signalgesteuert und wird immer dann eingeleitet, wenn innerhalb einer vorgegebenen Zeitspanne nach dem Ende der letzten Ladephase kein Nachladen des Kondensators erfolgt ist. Sobald die Spannung des Halte­ kondensators kleiner als die momentane Eingangsspannung ist, wird die Entladung wieder abgebrochen. Das den Spit­ zenwert des Eingangssignals repräsentierende Ausgangssi­ gnal steht quasi zeitkontinuierlich zur Verfügung. Die Einbrüche im Spannungsverlauf während der Entladephasen können durch Tiefpaßfilterung beseitigt werden.

Da die Entladeverzögerung nur geringfügig länger als die maximale Periodendauer des Eingangssignals gewählt werden muß, ergeben sich für die erfindungsgemäße Schaltung sehr schnelle Reaktionszeiten. Theoretisch ist ein Einschwin­ gen auf einen beliebigen Spannungswert innerhalb von zwei Signalperioden möglich. In der Praxis muß berücksichtigt. werden, daß viele Kondensatoren ein ausgeprägtes Nachlade­ verhalten durch dielektrische Absorption zeigen, was meh­ rere aufeinanderfolgende Entladevorgänge sowie eine ge­ wisse kontinuierliche Entladung nötig macht. Bei der aus­ geführten Schaltung konnte ein Einschwingen auf 1/10 des. Ausgangswerts innerhalb von 10 Signalperioden erreicht werden. Das ist eine um den Faktor 23 kürzere Einschwing­ zeit als bei einer Schaltung mit ausschließlich kontinu­ ierlicher Entladung. Der Fehler durch kontinuierliche Entladung betrug bei der ausgeführten erfindungsgemäßen Schaltung ebenfalls 0,5%.

Die Erfindung ist auf alle Spitzenwertmesser anwendbar, die einen der analogen Eingangsgröße äquivalenten Spit­ zenwert in Form deiner Ladung auf einem Kondensator spei­ chern, wobei der Ladezustand des Kondensators über ein Vergleichsglied laufend mit der Eingangsspannung vergli­ chen und über eine vom Vergleichsglied gesteuerte Strom­ quelle erhöht wird, wenn er kleiner ist, als es dem Mo­ mentanwert der Eingangsgröße entspricht. Da die detail­ lierten Ausführungsformen solcher Spitzenwertmesser sehr vielfältig sind, wird die Erfindung anhand einer Schal­ tung besprochen, die all diese Merkmale in der einfach­ sten Weise vereinigt.

Die Erfindung wird im folgenden anhand schematischer Zeichnungen an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert.

Fig. 1 zeigt das Prinzipschaltbild eines erfindungsgemä­ ßen Spitzenspannungsmessers.

Fig. 2 zeigt ein praktisches Ausführungsbeispiel für die Realisierung der hierbei verwendeten gesteuerten Strom­ quelle und des Pegelwandlers.

Fig. 1 zeigt einen Spitzenwertmesser für den positiven Spitzenwert einer Spannung u_e mit dem Haltekondensator 3, einer gesteuerten Stromquelle 2 zur Aufladung des Halte­ kondensators und einem Vergleichsglied 1. Das Vergleichs­ glied ist als Operationsverstärker oder Komparator ausge­ führt und schaltet die Stromquelle 2 immer dann ein, wenn die Spannung u_a am Haltekondensator kleiner als die mo­ mentane Eingangsspannung u_e ist. Die Ladestromstromstärke ist um so größer, je höher die Spannungsdifferenz u_e-u_a ist. Die Ausgangsspannung wird am Haltekondensator abge­ nommen.

Die erfindungsgemäße Schaltung enthält zusätzlich zu den aufgeführten Elementen die Möglichkeit zur Schnellentla­ dung, dargestellt durch den elektronischen Schalter 6 und den Entladewiderstand 9, eine retriggerbare monostabile Kippschaltung 5 mit der Verzögerungszeit T_V und einen Pe­ gelwandler 4. Dieser setzt das analoge Ansteuersignal für die Stromquelle 2 auf einen für die Kippschaltung 5 pas­ senden Logikpegel u_t um. Der Pegelwandler ist so ausge­ legt, daß er so lange ein gültiges. Triggersignal erzeugt, wie der Ladestrom größer als ein festgelegter Grenzwert ist. Die Kippschaltung schließt den Schalter 6, wenn in­ nerhalb einer Zeitspanne T_V nach dem Verschwinden des letzten gültigen Triggersignals kein neues Triggersignal erscheint, und sie öffnet den Schalter 6 unmittelbar mit dem Erscheinen eines Triggersignals. Zweckmäßigerweise wird die Verzögerungszeit T_V etwas größer als die größt­ mögliche Periodendauer des Eingangssignals gewählt. Um ein regelmäßiges Einschalten der Stromquelle zu erzwin­ gen, wenn sich der Spitzenwert der Eingangsspannung nicht ändert oder eine konstante Gleichspannung anliegt, muß eine gewisse kontinuierliche Entladung des Haltekondensa­ tors erfolgen, die so stark ist, daß der erwähnte mini­ male Ladestrom zur Auslösung eines gültigen Triggersi­ gnals überschritten wird. Diese kontinuierliche Entladung erfolgt zweckmäßigerweise über einen vom Ladezustand des Haltekondensators unabhängigen Konstantstrom 7, der sich teilweise oder vollständig aus den Leckströmen der La­ destromquelle 2 und des invertierenden Eingangs von 1 zu­ sammensetzen kann, also gar nicht von einem eigenständi­ gen Schaltelement geliefert wird. Es ist aber zusätzlich auch eine dem Ladezustand proportionale Stromentnahme möglich, dargestellt durch den zum Kondensator 3 paral­ lelgeschalteten Widerstand 8.

Wenn sich das Eingangssignal so schnell verkleinert, daß die Spannung des Haltekondensators auf Grund der geringen kontinuierlichen Entladung nicht folgen kann, schaltet das Vergleichsglied 1 die Stromquelle 2 ab. Sobald der Ladestrom unter den festgelegten Grenzwert sinkt, ver­ schwindet das Triggersignal für die Kippschaltung 5, und nach der Verzögerungszeit T_V wird der Schalter 6 ge­ schlossen. Das Schließen des Schalters bewirkt eine schnelle Entladung des Haltekondensators über den Wider­ stand 9. Sobald die Spannung am Haltekondensator den mo­ mentanen Wert der Eingangsspannung unterschreitet, schal­ tet das Vergleichsglied 1 die Stromquelle 2 wieder ein und setzt über den Pegelwandler 4 die Kippschaltung 5 zu­ rück. Daraufhin wird der Schalter 6 geöffnet, und der Haltekondensator kann sich auf den der eingangsseitigen Spitzenspannung entsprechenden Wert aufladen.

Haltekondensatoren mit starker dielektrischer Absorption neigen dazu, sich nach einer Schnellentladung selbsttätig etwas über den neuen Spitzenwert aufzuladen. In diesem Fall bleiben nach kurzer Zeit die Ladeimpulse aus, und die Schaltung entlädt sich von neuem. Um dieses Verhalten zu verbessern, muß zum einen eine gewisse kontinuierliche Entladung proportional zur Höhe der Haltespannung über den Widerstand 8 vorgenommen werden. Zum anderen kann die Schnellentladung über den Widerstand 9 beeinflußt und an das Verhalten des Kondensators angepaßt werden. Beide Maßnahmen bewirken, daß die Anzahl der aufeinanderfolgen­ den Entladungen und damit die Welligkeit der Ausgangs­ spannung verringert wird.

Statt der Schnellentladung über den Widerstand 9, die eine Entladung proportional zum Ladezustand des Haltekon­ densators bewirkt, kann auch eine konstante Entladung un­ abhängig von der Höhe der Ladung des Haltekondensators benutzt werden, dies ist beispielsweise mit einer in der Fig. 1 nicht dargestellten steuerbaren Konstantstrom­ quelle möglich, die ähnlich wie die Konstantstromquelle 7 parallel zum Haltekondensator 3 geschaltet ist und die über die Kippschaltung 5 ein- und ausschaltbar ist. Wenn innerhalb der Verzögerungszeit T_v nach dem Verschwinden des letzten gültigen Triggersignals kein neues Triggersi­ gnal erscheint, so wird diese Konstantstromquelle einge­ schaltet und so der Haltekondensator 3 unabhängig von der Höhe seiner Ladung mit konstantem Strom entladen, er­ scheint wieder ein Triggersignal, wird die Konstantstrom­ quelle wieder ausgeschaltet. Die Schnellentladung propor­ tional zum Ladezustand des Haltekondensators kann gegebe­ nenfalls auch in Kombination mit einer solchen konstanten Entladung angewendet werden, wie dies auch für die konti­ nuierliche Entladung gilt.

Der von der Stromquelle 2 gelieferte Ladestrom überdeckt normalerweise einen Bereich von mehreren Zehnerpotenzen. Für den Fall, daß der Schaltung eine sehr kleine Gleich­ spannung zugeführt wird, liegt er im Bereich des Ruhe­ stroms 7. Während einer Aufladephase ist er gleich dem Produkt aus der Anstiegsgeschwindigkeit von u_a und der Kapazität 3. In der ausgeführten Schaltung wurde z. B. ein Bereich von etwa 10 nA bis 50 mA gemessen. Die Schaltung muß so ausgelegt werden, daß die Kippstufe 5 über den ganzen Ladestrombereich getriggert wird. Zu diesem Zweck ist es günstig, wenn die Stromquelle 2 eine exponentielle Übertragungscharakteristik aufweist. Dann ist das Steuer­ signal für den Pegelwandler 4 proportional zum Logarith­ mus des Ladestroms und der zu verarbeitende Dynamikbe­ reich für den Pegelwandler wesentlich kleiner als der des Ladestroms, was die Dimensionierung wesentlich erleich­ tert.

Fig. 2 zeigt eine praktisch ausgeführte Schaltung für die Stromquelle 2 und den Pegelwandler 4. Die Stromquelle be­ steht aus dem npn-Transistor 11 in Emitterschaltung mit dem Ableitwiderstand 12 parallel zur Basis-Emitter-Strec­ ke. Der Ladestrom wird am Kollektoranschluß entnommen und lädt den Haltekondensator 3 negativ auf. Die Ansteuerung des Transistors 11 erfolgt an dessen Basisanschluß über die Stromquelle 10, deren Stromstärke über das Ver­ gleichsglied 1 proportional zur Spannungsdifferenz u_a-u_e gesteuert ist. Der Ableitwiderstand ist so klein, daß der Basisstrom gegenüber dem Steuerstrom 10 vernachlässigt werden kann. Dann ist der Steuerstrom proportional zum Logarithmus des Ladestroms.

Die Summe aus Steuer- und Ladestrom wird dem Emitter des in Basisschaltung betriebenen pnp-Transistors 13 zuge­ führt, der als Pegelwandler arbeitet. Der Transistor 13 hat die Aufgabe, einerseits den Emitter von 11 auf annä­ hernd konstantem Potential zu halten und andererseits den am Emitter zugeführten Strom mit hohem Innenwiderstand am Kollektoranschluß zur Verfügung zu stellen. Der Strom erzeugt dann am Kollektorwiderstand 14 das zur Triggerung der Kippstufe 5 benötigte Triggersignal u_t. Wenn der Emitterstrom durch 13 so groß wird, daß der Transistor in die Sättigung gerät, fließt der überschüssige Anteil über dessen Basis ab.

Außerhalb des Sättigungsbereichs besteht der Emitterstrom fast nur aus dem Steuerstrom, der Ladestromanteil kann dagegen vernachlässigt werden. Der hierdurch gegebene logarithmische Zusammenhang zwischen Ladestrom und Steu­ erspannung u_t erleichtert die Dimensionierung des Pegel­ wandlers erheblich, da dieser nur noch einen Dynamikbe­ reich des Emitterstroms verarbeiten muß, der dem Verhält­ nis von maximaler zu minimaler Basis-Emitter-Spannung am Transistor 11 entspricht. Damit auch beim kleinsten vor­ kommenden Ladestrom eine Triggerung der Kippstufe 5 er­ reicht wird, ist das Verhältnis der Widerstände 14 und 12 so zu wählen, daß es gleich dem Quotienten aus dem erfor­ derlichen Spannungshub für die Triggerung der Kippstufe 5 und der Basis-Emitter-Spannung von 11 bei minimalem Lade­ strom ist (ca. 0,1 V).

Die Z-Diode 16 mit dem Vorwiderstand 17 erzeugt aus der negativen Versorgungsspannung 15 eine annähernd kon­ stante, negative Vorspannung am Basisanschluß von 13 und legt damit dessen Arbeitspunkt fest. Die Vorspannung ist so hoch zu wählen, daß sich der Haltekondensator 3 unter Berücksichtigung der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung von 11 auf den größtmöglichen Spitzenwert aufladen kann.

Die Steuerung des Entladekreises erfolgt im Sinne der Er­ findung vorzugsweise in Abhängigkeit von dem im Ver­ gleichsglied 1 erzeugten Steuersignal s für die Strom­ quelle 2. Dieses Steuersignal für den Entladekreis kann jedoch auch unmittelbar vom Ladestrom der gesteuerten Stromquelle 2 abgeleitet werden, beispielsweise durch einen geeigneten Stromwandler. Damit kann unmittelbar ab­ geleitet vom Ladestrom festgestellt werden, wenn dieser unter einen vorgegebenen Grenzwert absinkt. Wird dieser Grenzwert nicht innerhalb der Verzögerungszeit T_v erneut überschritten, so wird der Schnellentladekreis wirksam.

Claims (8)

1. Spitzenwertmesser mit einem über eine steuerbare Stromquelle (2) aufladbaren Haltekondensator (3) und einem diese Stromquelle (2) steuernden Vergleichsglied (1), das ein der Differenz zwischen der zu messenden Eingangsspannung (u_e) und der Ladespannung (u_a) des Haltekondensators (3) entsprechendes Steuersignal (s) erzeugt und in Abhängigkeit davon den Ladestrom des Haltekondensators (3) erhöht, wenn die Ladespannung (u_a) kleiner als der Momentanwert der Eingangs-Wech­ selspannung (u_e) ist, wobei dem Haltekondensator (3) eine Einrichtung (7, 8) zum kontinuierlichen Entladen zugeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß dem Haltekondensator (3) ein zusätzlicher ge­ steuerter Entladekreis (6, 9) zugeordnet ist, der über einen Steuerkreis (4, 5) immer dann eingeschaltet wird, wenn nach einer vorbestimmten Verzögerungszeit (T_V), nachdem der Ladestrom einen vorbestimmten Grenz­ wert (G) unterschritten hat, der Ladestrom diesen Grenzwert nicht erneut überschreitet.

2. Spitzenwertmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die kontinuierliche Entladung des Haltekondensators (3) nur so groß gewählt ist, daß der Ladestrom bei einem Eingangssignal mit zeitlich konstantem Spitzenwert mindestens einmal pro Periode der Eingangswechselspannung (u_e) den vorgegebenen Grenzwert (G) überschreitet.

3. Spitzenwertmesser nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der gesteuerte Entladekreis (6, 9) über einen mit dem Ausgang des Vergleichsgliedes (1) verbundenen Steuerkreis (4, 5) in Abhängigkeit vom Steuersignal (s) der gesteuerten Stromquelle (2) immer dann eingeschaltet wird, wenn innerhalb einer vorbestimmten Verzögerungszeit (T_V), nachdem das Steuersignal (s) einen vorbestimmten Grenzwert (G) unterschritten hat, dieses Steuersignal nicht erneut diesen Grenzwert überschreitet.

4. Spitzenwertmesser nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die kontinuierliche Entladung des Haltekondensators (3) nur so groß gewählt ist, daß das Steuersignal (s) bei einem Eingangssignal mit zeitlich konstantem Spitzenwert mindestens einmal pro Periode der Eingangswechselspannung (u_e) den vorgegebenen Grenzwert (G) überschreitet.

5. Spitzenwertmesser nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die gesteuerte Stromquelle (2) so dimensioniert ist, daß ihr Steuersignal (s) proportional zum Logarithmus ihres Ladestromes ist.

6. Spitzenwertmesser nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungszeit (T_V) gleich oder geringfügig großer als die maximale Periodendauer der Eingangs­ wechselspannung (u_e) gewählt ist.

7. Spitzenwertmesser nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der gesteuerte Entladekreis so ausgebildet ist, daß der Entladestrom proportional zur Höhe der Ladung des Haltekondensators (Entladewiderstand 9) und/oder unabhängig von der Höhe dieser Ladung des Haltekon­ densators (Konstantstromquelle) ist.

8. Spitzenwertmesser nach einem der vorhergehenden An­ sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der kontinuierliche Entladestrom unabhängig von der Höhe der Ladung auf dem Haltekondensator (Konstant­ stromquelle 7) und/oder proportional zur Höhe der Ladung auf dem Haltekondensator (Entladewiderstand 8) gewählt ist.