DE4326538A1 - Analoger Spitzenwertmesser - Google Patents
Analoger SpitzenwertmesserInfo
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Description
Die Erfindung betrifft einen analogen Spitzenwertmesser
für periodische Wechsel- und Mischspannungen, dessen Aus
gangssignal der positiven oder negativen Spitzenspannung
der Eingangsgröße entspricht. Spitzenwertmesser dieser
Art werden in Breitbandvoltmetern zur Spitzenspannungs
messung benutzt oder in Verbindung mit Hochfrequenz
gleichrichtern auch zur Spitzenleistungsmessung, hierbei
wird bei modulierten Hochfrequenzsignalen jeweils die
Spannung im Modulationsmaximum gemessen und unter Berück
sichtigung der Übertragungskennlinie des Gleichrichters
kann daraus die Spitzenleistung (maximale Hüllkurvenlei
stung, PEP) berechnet werden.
Spitzenwertmesser dieser Art müssen den nur kurzzeitig
auftretenden Spitzenwert einer Spannung oder eines Stro
mes erfassen und zur Weiterverarbeitung speichern. Fast
alle bekannten analogen Spitzenwertmesser verwenden zur
Speicherung einen Kondensator. Während die Aufladung sehr
schnell erfolgen muß, darf in der Speicherphase nur wenig
Ladung verlorengehen, damit keine Meßfehler bei der Aus
wertung entstehen. Das unterschiedliche Verhalten in der
Auf- und Entladephase wird durch eine Diode oder einen
entsprechend geschalteten Transistor erreicht.
Auf eine Veränderung des Spitzenwerts reagieren analoge
Spitzenwertmesser unterschiedlich. Auf Grund ihrer Funk
tionsweise können sie einer Vergrößerung relativ schnell,
einem sich verkleinernden Spitzenwert nur sehr langsam
folgen, wenn keine Vorkehrungen für eine Entladung des
Halteglieds getroffen werden.
Es ist daher üblich, den Haltekondensator kontinuierlich
zu entladen, und zwar parallel zur Selbstentladung über
die gesperrte Diode oder den gesperrten Transistor. Damit
der Meßfehler durch den periodischen Ladungsverlust in
Grenzen gehalten werden kann, muß die Entladezeitkon
stante ein Vielfaches der Periodendauer betragen. Dadurch
verhält sich die Schaltung für Frequenzen unter 1 kHz re
lativ träge.
Wenn beispielsweise der Spannungsmittelwert am Haltekon
densator als Folge der kontinuierlichen Entladung um
nicht mehr als 0,5% vom Spitzenwert abweichen darf, ist
die Entladezeitkonstante auf 100 Signalperioden einzu
stellen. Dann benötigt die Schaltung 230 Perioden, um ei
ner Verkleinerung des Spitzenwerts auf 1/10 des Ausgangs
werts zu folgen. Bei 100 Hz sind das 2,3 s und bei 10 Hz
immerhin 23 s.
Bei digitalen Spitzenwertmessern, bei denen die dem Spit
zenwert entsprechende Ausgangsspannung nur für eine be
stimmte Zeit, nämlich die Dauer einer Analog-Digital-
Wandlung, zur Verfügung stehen muß, ist es an sich be
kannt, den Haltekondensator nicht kontinuierlich, sondern
nur in ausreichendem zeitlichen Abstand vor der Analog-
Digital-Wandlung zu entladen. Dies ist bei analogen Spit
zenwertmessern nicht anwendbar, da hier der Spitzenwert
kontinuierlich zur Verfügung stehen muß.
Es ist Aufgabe der Erfindung, einen analogen Spitzenwert
messer der eingangs erwähnten Art zu schaffen, der sehr
kurze Reaktionszeiten besitzt.
Diese Aufgabe wird ausgehend von einem analogen Spitzen
wertmesser laut Oberbegriff des Hauptanspruches durch
dessen kennzeichnende Merkmale gelöst. Vorteilhafte Wei
terbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die erfindungsgemäße Schaltung ermöglicht die kontinuier
liche Messung des Spitzenwerts, ohne die geschilderten
Nachteile der Schaltung mit kontinuierlicher Entladung.
Die Entladung erfolgt signalgesteuert und wird immer dann
eingeleitet, wenn innerhalb einer vorgegebenen Zeitspanne
nach dem Ende der letzten Ladephase kein Nachladen des
Kondensators erfolgt ist. Sobald die Spannung des Halte
kondensators kleiner als die momentane Eingangsspannung
ist, wird die Entladung wieder abgebrochen. Das den Spit
zenwert des Eingangssignals repräsentierende Ausgangssi
gnal steht quasi zeitkontinuierlich zur Verfügung. Die
Einbrüche im Spannungsverlauf während der Entladephasen
können durch Tiefpaßfilterung beseitigt werden.
Da die Entladeverzögerung nur geringfügig länger als die
maximale Periodendauer des Eingangssignals gewählt werden
muß, ergeben sich für die erfindungsgemäße Schaltung sehr
schnelle Reaktionszeiten. Theoretisch ist ein Einschwin
gen auf einen beliebigen Spannungswert innerhalb von zwei
Signalperioden möglich. In der Praxis muß berücksichtigt.
werden, daß viele Kondensatoren ein ausgeprägtes Nachlade
verhalten durch dielektrische Absorption zeigen, was meh
rere aufeinanderfolgende Entladevorgänge sowie eine ge
wisse kontinuierliche Entladung nötig macht. Bei der aus
geführten Schaltung konnte ein Einschwingen auf 1/10 des.
Ausgangswerts innerhalb von 10 Signalperioden erreicht
werden. Das ist eine um den Faktor 23 kürzere Einschwing
zeit als bei einer Schaltung mit ausschließlich kontinu
ierlicher Entladung. Der Fehler durch kontinuierliche
Entladung betrug bei der ausgeführten erfindungsgemäßen
Schaltung ebenfalls 0,5%.
Die Erfindung ist auf alle Spitzenwertmesser anwendbar,
die einen der analogen Eingangsgröße äquivalenten Spit
zenwert in Form deiner Ladung auf einem Kondensator spei
chern, wobei der Ladezustand des Kondensators über ein
Vergleichsglied laufend mit der Eingangsspannung vergli
chen und über eine vom Vergleichsglied gesteuerte Strom
quelle erhöht wird, wenn er kleiner ist, als es dem Mo
mentanwert der Eingangsgröße entspricht. Da die detail
lierten Ausführungsformen solcher Spitzenwertmesser sehr
vielfältig sind, wird die Erfindung anhand einer Schal
tung besprochen, die all diese Merkmale in der einfach
sten Weise vereinigt.
Die Erfindung wird im folgenden anhand schematischer
Zeichnungen an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert.
Fig. 1 zeigt das Prinzipschaltbild eines erfindungsgemä
ßen Spitzenspannungsmessers.
Fig. 2 zeigt ein praktisches Ausführungsbeispiel für die
Realisierung der hierbei verwendeten gesteuerten Strom
quelle und des Pegelwandlers.
Fig. 1 zeigt einen Spitzenwertmesser für den positiven
Spitzenwert einer Spannung ue mit dem Haltekondensator 3,
einer gesteuerten Stromquelle 2 zur Aufladung des Halte
kondensators und einem Vergleichsglied 1. Das Vergleichs
glied ist als Operationsverstärker oder Komparator ausge
führt und schaltet die Stromquelle 2 immer dann ein, wenn
die Spannung ua am Haltekondensator kleiner als die mo
mentane Eingangsspannung ue ist. Die Ladestromstromstärke
ist um so größer, je höher die Spannungsdifferenz ue-ua
ist. Die Ausgangsspannung wird am Haltekondensator abge
nommen.
Die erfindungsgemäße Schaltung enthält zusätzlich zu den
aufgeführten Elementen die Möglichkeit zur Schnellentla
dung, dargestellt durch den elektronischen Schalter 6 und
den Entladewiderstand 9, eine retriggerbare monostabile
Kippschaltung 5 mit der Verzögerungszeit TV und einen Pe
gelwandler 4. Dieser setzt das analoge Ansteuersignal für
die Stromquelle 2 auf einen für die Kippschaltung 5 pas
senden Logikpegel ut um. Der Pegelwandler ist so ausge
legt, daß er so lange ein gültiges. Triggersignal erzeugt,
wie der Ladestrom größer als ein festgelegter Grenzwert
ist. Die Kippschaltung schließt den Schalter 6, wenn in
nerhalb einer Zeitspanne TV nach dem Verschwinden des
letzten gültigen Triggersignals kein neues Triggersignal
erscheint, und sie öffnet den Schalter 6 unmittelbar mit
dem Erscheinen eines Triggersignals. Zweckmäßigerweise
wird die Verzögerungszeit TV etwas größer als die größt
mögliche Periodendauer des Eingangssignals gewählt. Um
ein regelmäßiges Einschalten der Stromquelle zu erzwin
gen, wenn sich der Spitzenwert der Eingangsspannung nicht
ändert oder eine konstante Gleichspannung anliegt, muß
eine gewisse kontinuierliche Entladung des Haltekondensa
tors erfolgen, die so stark ist, daß der erwähnte mini
male Ladestrom zur Auslösung eines gültigen Triggersi
gnals überschritten wird. Diese kontinuierliche Entladung
erfolgt zweckmäßigerweise über einen vom Ladezustand des
Haltekondensators unabhängigen Konstantstrom 7, der sich
teilweise oder vollständig aus den Leckströmen der La
destromquelle 2 und des invertierenden Eingangs von 1 zu
sammensetzen kann, also gar nicht von einem eigenständi
gen Schaltelement geliefert wird. Es ist aber zusätzlich
auch eine dem Ladezustand proportionale Stromentnahme
möglich, dargestellt durch den zum Kondensator 3 paral
lelgeschalteten Widerstand 8.
Wenn sich das Eingangssignal so schnell verkleinert, daß
die Spannung des Haltekondensators auf Grund der geringen
kontinuierlichen Entladung nicht folgen kann, schaltet
das Vergleichsglied 1 die Stromquelle 2 ab. Sobald der
Ladestrom unter den festgelegten Grenzwert sinkt, ver
schwindet das Triggersignal für die Kippschaltung 5, und
nach der Verzögerungszeit TV wird der Schalter 6 ge
schlossen. Das Schließen des Schalters bewirkt eine
schnelle Entladung des Haltekondensators über den Wider
stand 9. Sobald die Spannung am Haltekondensator den mo
mentanen Wert der Eingangsspannung unterschreitet, schal
tet das Vergleichsglied 1 die Stromquelle 2 wieder ein
und setzt über den Pegelwandler 4 die Kippschaltung 5 zu
rück. Daraufhin wird der Schalter 6 geöffnet, und der
Haltekondensator kann sich auf den der eingangsseitigen
Spitzenspannung entsprechenden Wert aufladen.
Haltekondensatoren mit starker dielektrischer Absorption
neigen dazu, sich nach einer Schnellentladung selbsttätig
etwas über den neuen Spitzenwert aufzuladen. In diesem
Fall bleiben nach kurzer Zeit die Ladeimpulse aus, und
die Schaltung entlädt sich von neuem. Um dieses Verhalten
zu verbessern, muß zum einen eine gewisse kontinuierliche
Entladung proportional zur Höhe der Haltespannung über
den Widerstand 8 vorgenommen werden. Zum anderen kann die
Schnellentladung über den Widerstand 9 beeinflußt und an
das Verhalten des Kondensators angepaßt werden. Beide
Maßnahmen bewirken, daß die Anzahl der aufeinanderfolgen
den Entladungen und damit die Welligkeit der Ausgangs
spannung verringert wird.
Statt der Schnellentladung über den Widerstand 9, die
eine Entladung proportional zum Ladezustand des Haltekon
densators bewirkt, kann auch eine konstante Entladung un
abhängig von der Höhe der Ladung des Haltekondensators
benutzt werden, dies ist beispielsweise mit einer in der
Fig. 1 nicht dargestellten steuerbaren Konstantstrom
quelle möglich, die ähnlich wie die Konstantstromquelle 7
parallel zum Haltekondensator 3 geschaltet ist und die
über die Kippschaltung 5 ein- und ausschaltbar ist. Wenn
innerhalb der Verzögerungszeit Tv nach dem Verschwinden
des letzten gültigen Triggersignals kein neues Triggersi
gnal erscheint, so wird diese Konstantstromquelle einge
schaltet und so der Haltekondensator 3 unabhängig von der
Höhe seiner Ladung mit konstantem Strom entladen, er
scheint wieder ein Triggersignal, wird die Konstantstrom
quelle wieder ausgeschaltet. Die Schnellentladung propor
tional zum Ladezustand des Haltekondensators kann gegebe
nenfalls auch in Kombination mit einer solchen konstanten
Entladung angewendet werden, wie dies auch für die konti
nuierliche Entladung gilt.
Der von der Stromquelle 2 gelieferte Ladestrom überdeckt
normalerweise einen Bereich von mehreren Zehnerpotenzen.
Für den Fall, daß der Schaltung eine sehr kleine Gleich
spannung zugeführt wird, liegt er im Bereich des Ruhe
stroms 7. Während einer Aufladephase ist er gleich dem
Produkt aus der Anstiegsgeschwindigkeit von ua und der
Kapazität 3. In der ausgeführten Schaltung wurde z. B. ein
Bereich von etwa 10 nA bis 50 mA gemessen. Die Schaltung
muß so ausgelegt werden, daß die Kippstufe 5 über den
ganzen Ladestrombereich getriggert wird. Zu diesem Zweck
ist es günstig, wenn die Stromquelle 2 eine exponentielle
Übertragungscharakteristik aufweist. Dann ist das Steuer
signal für den Pegelwandler 4 proportional zum Logarith
mus des Ladestroms und der zu verarbeitende Dynamikbe
reich für den Pegelwandler wesentlich kleiner als der des
Ladestroms, was die Dimensionierung wesentlich erleich
tert.
Fig. 2 zeigt eine praktisch ausgeführte Schaltung für die
Stromquelle 2 und den Pegelwandler 4. Die Stromquelle be
steht aus dem npn-Transistor 11 in Emitterschaltung mit
dem Ableitwiderstand 12 parallel zur Basis-Emitter-Strec
ke. Der Ladestrom wird am Kollektoranschluß entnommen und
lädt den Haltekondensator 3 negativ auf. Die Ansteuerung
des Transistors 11 erfolgt an dessen Basisanschluß über
die Stromquelle 10, deren Stromstärke über das Ver
gleichsglied 1 proportional zur Spannungsdifferenz ua-ue
gesteuert ist. Der Ableitwiderstand ist so klein, daß der
Basisstrom gegenüber dem Steuerstrom 10 vernachlässigt
werden kann. Dann ist der Steuerstrom proportional zum
Logarithmus des Ladestroms.
Die Summe aus Steuer- und Ladestrom wird dem Emitter des
in Basisschaltung betriebenen pnp-Transistors 13 zuge
führt, der als Pegelwandler arbeitet. Der Transistor 13
hat die Aufgabe, einerseits den Emitter von 11 auf annä
hernd konstantem Potential zu halten und andererseits den
am Emitter zugeführten Strom mit hohem Innenwiderstand
am Kollektoranschluß zur Verfügung zu stellen. Der Strom
erzeugt dann am Kollektorwiderstand 14 das zur Triggerung
der Kippstufe 5 benötigte Triggersignal ut. Wenn der
Emitterstrom durch 13 so groß wird, daß der Transistor in
die Sättigung gerät, fließt der überschüssige Anteil über
dessen Basis ab.
Außerhalb des Sättigungsbereichs besteht der Emitterstrom
fast nur aus dem Steuerstrom, der Ladestromanteil kann
dagegen vernachlässigt werden. Der hierdurch gegebene
logarithmische Zusammenhang zwischen Ladestrom und Steu
erspannung ut erleichtert die Dimensionierung des Pegel
wandlers erheblich, da dieser nur noch einen Dynamikbe
reich des Emitterstroms verarbeiten muß, der dem Verhält
nis von maximaler zu minimaler Basis-Emitter-Spannung am
Transistor 11 entspricht. Damit auch beim kleinsten vor
kommenden Ladestrom eine Triggerung der Kippstufe 5 er
reicht wird, ist das Verhältnis der Widerstände 14 und 12
so zu wählen, daß es gleich dem Quotienten aus dem erfor
derlichen Spannungshub für die Triggerung der Kippstufe 5
und der Basis-Emitter-Spannung von 11 bei minimalem Lade
strom ist (ca. 0,1 V).
Die Z-Diode 16 mit dem Vorwiderstand 17 erzeugt aus der
negativen Versorgungsspannung 15 eine annähernd kon
stante, negative Vorspannung am Basisanschluß von 13 und
legt damit dessen Arbeitspunkt fest. Die Vorspannung ist
so hoch zu wählen, daß sich der Haltekondensator 3 unter
Berücksichtigung der Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung
von 11 auf den größtmöglichen Spitzenwert aufladen kann.
Die Steuerung des Entladekreises erfolgt im Sinne der Er
findung vorzugsweise in Abhängigkeit von dem im Ver
gleichsglied 1 erzeugten Steuersignal s für die Strom
quelle 2. Dieses Steuersignal für den Entladekreis kann
jedoch auch unmittelbar vom Ladestrom der gesteuerten
Stromquelle 2 abgeleitet werden, beispielsweise durch
einen geeigneten Stromwandler. Damit kann unmittelbar ab
geleitet vom Ladestrom festgestellt werden, wenn dieser
unter einen vorgegebenen Grenzwert absinkt. Wird dieser
Grenzwert nicht innerhalb der Verzögerungszeit Tv erneut
überschritten, so wird der Schnellentladekreis wirksam.
Claims (8)
1. Spitzenwertmesser mit einem über eine steuerbare
Stromquelle (2) aufladbaren Haltekondensator (3) und
einem diese Stromquelle (2) steuernden Vergleichsglied
(1), das ein der Differenz zwischen der zu messenden
Eingangsspannung (ue) und der Ladespannung (ua) des
Haltekondensators (3) entsprechendes Steuersignal
(s) erzeugt und in Abhängigkeit davon den Ladestrom
des Haltekondensators (3) erhöht, wenn die Ladespannung
(ua) kleiner als der Momentanwert der Eingangs-Wech
selspannung (ue) ist, wobei dem Haltekondensator (3)
eine Einrichtung (7, 8) zum kontinuierlichen Entladen
zugeordnet ist, dadurch gekennzeichnet,
daß dem Haltekondensator (3) ein zusätzlicher ge
steuerter Entladekreis (6, 9) zugeordnet ist, der
über einen Steuerkreis (4, 5) immer dann eingeschaltet
wird, wenn nach einer vorbestimmten Verzögerungszeit
(TV), nachdem der Ladestrom einen vorbestimmten Grenz
wert (G) unterschritten hat, der Ladestrom diesen
Grenzwert nicht erneut überschreitet.
2. Spitzenwertmesser nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die kontinuierliche
Entladung des Haltekondensators (3) nur so groß gewählt
ist, daß der Ladestrom bei einem Eingangssignal mit
zeitlich konstantem Spitzenwert mindestens einmal
pro Periode der Eingangswechselspannung (ue) den
vorgegebenen Grenzwert (G) überschreitet.
3. Spitzenwertmesser nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß der gesteuerte
Entladekreis (6, 9) über einen mit dem Ausgang des
Vergleichsgliedes (1) verbundenen Steuerkreis (4, 5)
in Abhängigkeit vom Steuersignal (s) der gesteuerten
Stromquelle (2) immer dann eingeschaltet wird, wenn
innerhalb einer vorbestimmten Verzögerungszeit (TV),
nachdem das Steuersignal (s) einen vorbestimmten
Grenzwert (G) unterschritten hat, dieses Steuersignal
nicht erneut diesen Grenzwert überschreitet.
4. Spitzenwertmesser nach Anspruch 2, dadurch
gekennzeichnet, daß die kontinuierliche
Entladung des Haltekondensators (3) nur so groß gewählt
ist, daß das Steuersignal (s) bei einem Eingangssignal
mit zeitlich konstantem Spitzenwert mindestens einmal
pro Periode der Eingangswechselspannung (ue) den
vorgegebenen Grenzwert (G) überschreitet.
5. Spitzenwertmesser nach Anspruch 3 oder 4, dadurch
gekennzeichnet, daß die gesteuerte
Stromquelle (2) so dimensioniert ist, daß ihr
Steuersignal (s) proportional zum Logarithmus ihres
Ladestromes ist.
6. Spitzenwertmesser nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Verzögerungszeit (TV) gleich oder geringfügig
großer als die maximale Periodendauer der Eingangs
wechselspannung (ue) gewählt ist.
7. Spitzenwertmesser nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß der gesteuerte Entladekreis so ausgebildet ist,
daß der Entladestrom proportional zur Höhe der Ladung
des Haltekondensators (Entladewiderstand 9) und/oder
unabhängig von der Höhe dieser Ladung des Haltekon
densators (Konstantstromquelle) ist.
8. Spitzenwertmesser nach einem der vorhergehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß
der kontinuierliche Entladestrom unabhängig von der
Höhe der Ladung auf dem Haltekondensator (Konstant
stromquelle 7) und/oder proportional zur Höhe der
Ladung auf dem Haltekondensator (Entladewiderstand 8)
gewählt ist.
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