DE4321970A1

DE4321970A1 - Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator zur Verwendung in einem Kraftfahrzeug

Info

Publication number: DE4321970A1
Application number: DE4321970A
Authority: DE
Inventors: Atsushi Kanke; Katsuji Marumoto; Keiichi Mashino; Yuuji Maeda; Shouju Masumoto; Naoyuki Takahashi; Shuuichi Kokubun
Original assignee: Hitachi Automotive Engineering Co Ltd; Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Automotive Systems Engineering Co Ltd
Priority date: 1992-07-03
Filing date: 1993-07-01
Publication date: 1994-01-05
Anticipated expiration: 2013-07-02
Also published as: US5448154A; DE4321970C2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator zur Verwendung in einem Kraftfahrzeug und im Besonderen bezieht sie sich auf eine Halbleitersteuervorrichtung zum Steuern einer Ausgabespannung eines Batterielade-AC-Generators, der von einer Verbrennungskraftmaschine über einen Riemen in einem Kraftfahrzeug angetrieben wird.

Kraftfahrzeuge, die eine Verbrennungskraftmaschine als ihre antreibende Energiequelle verwenden, wie Automobile, benötigen vielerlei elektrische Ausrüstung. Bei der elektrischen Ausrüstung gibt es einiges, wie einen Starter, von dem gefordert wird, selbst dann betrieben zu werden, wenn die Verbrennungskraftmaschine sich im Stillstand befindet.

Es ist daher allgemeine Praxis in solchen Kraftfahrzeugen, eine Batterie bereitzustellen und die Batterie durch einen Generator zu laden, der von der Verbrennungskraftmaschine angetrieben wird, um elektrische Energie an die jeweiligen elektrischen Ausrüstungsvorrichtungen zu liefern, und aus diesem Grund wird in solchen Kraftfahrzeugen eine Batterielade- Steuervorrichtung verwendet, die eine Ausgabespannung des Generators steuert, so daß eine Batterie immer in einem richtigen Ladezustand gehalten wird.

In solch einer Batterielade-Steuervorrichtung wird eine Generatorspan nungssteuerung bei einem richtigen Pegel durch Steuern eines Stromes ausgeführt, nämlich eines Feldstromes, der durch eine Feldwicklung des Generators für das Kraftfahrzeug fließt.

JP-A-1-2 83 030(1989) offenbart ein Beispiel herkömmlicher Halbleiter- Batterielade-Steuervorrichtungen, in denen ein Halbleiter-Leistungsschalt element verwendet wird und der Feldstrom mittels Pulsbreitenmodulation (PWM) über eine Ein-Aus-Steuerung des Halbleiter-Leistungsschaltelemen tes gesteuert wird.

JP-A-63-18 933(1988), die US-PS 4,754,212 entspricht, offenbart ein ande res Beispiel herkömmlicher Halbleiter-Batterielade-Steuervorrichtungen, in denen eine erzeugte Ausgabespannung reguliert wird, indem man eine Ausgabebedingung eines Halbleiter-Leistungsschaltelements verwendet, die in einer Flip-Flop-Schaltung gehalten ist.

JP-A-62-64 299(1987), die US-PS 4,636,706 entspricht, und W-A-2- 1 84 300(1990), die US-PS 5,140,253 entspricht, offenbaren weitere Bei spiele herkömmlicher Halbleiter-Batterielade-Steuervorrichtungen, in denen eine ähnliche Flip-Flop-Schaltung eingesetzt wird und ein Gattersignal für ein Halbleiter-Leistungsschaltelement durch einen Zeitgabe-Impuls zwi schengespeichert wird.

In den oben erwähnten herkömmlichen Halbleiter-Batterielade-Steuervor richtungen wurde keine Maßnahme getroffen gegen einen solchen un erwünschten Betrieb, daß das Halbleiter-Leistungsschaltelement zusätzli chem Ein-Aus-Betrieb unterworfen ist aufgrund von Rauschen und Stö rungen, die z. B. von einer Schutzschaltung hervorgerufen sind, und eine Frequenz des tatsächlichen Ein-Aus-Betriebs in dieser Schaltfrequenz des Halbleiterschaltelements überschreitet eine PWM-Frequenz in der Fre quenz einer Trägerwelle für PWM, wodurch Probleme aufgetreten sind, wie eine Zunahme von Schaltverlusten und eine Zunahme von elek tromagnetischem Induktionsrauschen aufgrund des Hochgeschwindigkeits- Schaltens.

Bei der oben erklärten herkömmlichen Halbleiter-Batterielade-Steuervor richtung, in der das Gattersignal in Antwort auf einen Zeitgabe-Impuls unter Verwendung der Flip-Flop-Schaltung zwischengespeichert wird, ist die Ein-Aus-Frequenzschwankung vergleichsweise unterdrückt, jedoch nimmt wegen eines Erfordernisses für die Zeitgabe-Impulserzeugungs schaltung der Schaltungsgröße der Halbleiter-Batterielade-Steuervorrichtung zu, was eine Zunahme an Kosten der Vorrichtung hervorruft.

Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator, der in einem Kraftfahrzeug verwendet wird, mit einem einfachen Schaltungsaufbau und geringen Kosten bereit zustellen, die eine Ein-Aus-Frequenz eines darin enthaltenen Halbleiter- Leistungsschaltelements stabilisiert, um dadurch die Schaltverlustzunahme sowie die Erzeugung elektromagnetischen Induktionsrauschens wirksam zu unterdrücken.

Zum Erreichen des obigen Ziels ist die Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator; der in einem Kraftfahrzeug verwendet wird, mit einer Synchronisiereinrichtung versehen, die die Ein-Aus-Frequenz eines Schaltsignals zum Steuern eines Halbleiter-Leistungsschaltelements mit einer Frequenz des PWM-Trägerwellensignals abgleicht.

Die Synchronisiereinrichtung arbeitet, um die Ein-Aus-Frequenz des Schaltsignals aufgrund von Rauschen zu unterdrücken und um die Ein- Aus-Frequenz des Schaltsignals mit der PWM-Frequenz zwangsmäßig abzugleichen.

Demgemäß stimmt die Frequenz des tatsächlichen Ein-Aus-Betriebs des Halbleiter-Leistungsschaltelements mit der PWM-Frequenz überein, wo durch der Schaltverlust und die Erzeugung elektromagnetischen Induk tionsrauschens zuverlässig unterdrückt wird.

Weiterhin sind während einer Anlaufperiode des Batterielade-AC-Genera tors die Wicklungen in einem thermischen Gleichgewichtszustand bei einer niedrigen Temperatur, wobei der Widerstand der Wicklungen niedrig ist, so daß eine Schaltfrequenz des Halbleiter-Leistungsschalt elements, das den Strom steuert, der durch die Feldwicklung fließt, herkömmlicherweise zunimmt. Der tatsächliche Feldstrom, der durch das Halbleiter-Leistungsschaltelement gesteuert wird, ist eine Summe aus einem Strom, der durch das Halbleiter-Leistungsschaltelement während einer Periode davon fließt, und eines Schwungradstroms, der durch eine Schwungraddiode fließt, die parallel mit der Feldwicklung zu dem Zeit punkt verbunden ist, wenn das Halbleiter-Leistungsschaltelement ausge schaltet ist. Demgemäß, wenn die Schaltfrequenz während der Anlauf periode des Batterielade-AC-Generators zunimmt, nimmt der Feldstrom im Vergleich zu einem anderen thermischen Gleichgewichtszustand bei einer hohen Temperatur zu, wobei der Widerstand der Feldwicklung hoch ist, so daß der Batterielade-AC-Generator auf die Verbrennungs kraftmaschine ein höheres Drehmoment ausübt, was eine Verteilung des Drehmoments aus dem Gleichgewicht bringt, das von der Verbrennungs kraftmaschine erzeugt ist, und ein Schlupfgeräusch eines Riemens, der die Verbrennungskraftmaschine mit dem Batterielade-AC-Generator mecha nisch koppelt, ein Verkürzen einer Lebensdauer des Riemens und manch mal ein Absterben der Maschine verursacht.

Jedoch ist mit der vorliegenden Erfindung die Schaltfrequenz des Halb leiter-Leistungsschaltelements gesteuert, um mit der PWM-Frequenz von der PWM-Signalerzeugungsschaltung bei irgendwelchen Bedingungen synchronisiert zu sein, wobei die obigen herkömmlichen Nachteile, wie das Schlupfgeräusch des Riemens, die verkürzte Lebensdauer des Rie mens und das Absterben der Maschine während einer Anlaufperiode des Batterielade-AC-Generators ebenso verhindert wird.

Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegen den Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Aus führungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm, das ein erstes Ausführungsbei spiel von Steuerschaltungen für einen Batterielade-AC- Generator; der in einem Kraftfahrzeug verwendet wird, gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;

Fig. 2(a) bis Fig. 2(e) Wellenformdiagramme zum Erklären eines Betriebs des ersten Ausführungsbeispiels;

Fig. 3 ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Schaltfrequenzen eines Halbleiter-Leistungsschaltele ments, das in dem ersten Ausführungsbeispiel enthalten ist, und einen dadurch hervorgerufenen Schaltverlust und ein dadurch hervorgerufenes elektromagnetisches Induktionsrauschen veranschaulicht;

Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm, das ein zweites Ausführungs beispiel von Steuerschaltungen für einen Batterielade- AC-Generator veranschaulicht, der in einem Kraftfahr zeug verwendet wird, gemäß der vorliegenden Erfin dung;

Fig. 5 ein Systemdiagramm, das ein leicht abgeändertes Aus führungsbeispiel des zweiten Ausführungsbeispiels zeigt;

Fig. 6(a) bis Fig. 6(e) sind jeweils beispielhafte spezielle Schaltungsdiagramme für eine Leistungsschaltung, eine Spannungserfassungs schaltung, eine Referenzspannungsschaltung, eine Span nungsabweichungsschaltung, eine Dreieckwellen-Erzeu gungsschaltung und eine Stromerfassungsschaltung, die in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 5 enthalten sind;

Fig. 7 ein beispielhaftes spezielles Schaltungsdiagramm für eine Zwischenspeicherschaltung, die in dem Ausfüh rungsbeispiel von Fig. 5 enthalten ist;

Fig. 8 eine Betriebsfunktionstabelle der Zwischenspeicherschal tung, die in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 5 enthal ten ist;

Fig. 9 ein beispielhaftes spezielles Schaltungsdiagramm für eine Rotationserfassungsschaltung und eine Ladelampen- Treiberschaltung, die in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 5 enthalten sind;

Fig. 10 ein Betriebszeitdiagramm zum Erklären eines Betriebs der in Fig. 7 gezeigten Zwischenspeicherschaltung;

Fig. 11 ein Schaltungsdiagramm, das ein drittes Ausführungsbei spiel von Steuervorrichtungen für einen Batterielade- AC-Generator veranschaulicht, der in einem Kraftfahr zeug verwendet wird, gemäß der vorliegenden Erfin dung;

Fig. 12 ein Schaltungsdiagramm, das ein viertes Ausführungsbei spiel von Steuervorrichtungen für einen Batterielade- AC-Generator veranschaulicht, der in einem Kraftfahr zeug verwendet wird, gemäß der vorliegenden Erfin dung;

Fig. 13 ein Schaltungsdiagramm, das ein fünftes Ausführungsbei spiel von Steuervorrichtungen für einen Batterielade- AC-Generator veranschaulicht, der in einem Kraftfahr zeug verwendet wird, gemäß der vorliegenden Erfin dung;

Fig. 14 ein Schaltungsdiagramm, das eine Gatter-Treiberschal tung für ein sechstes Ausführungsbeispiel von Steuervor richtungen für einen Batterielade-AC-Generator ver anschaulicht, der in einem Kraftfahrzeug verwendet wird, gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 15(a) bis Fig. 15(c) jeweils Wellenformdiagramme zum Erklären eines Be triebs des Ausführungsbeispiels von Fig. 14 im Ver gleich mit einer herkömmlichen Vorrichtung; und

Fig. 16 ein beispielhaftes Layout-Diagramm einer Steuervor richtung für einen Batterielade-AC-Generator; der in einem Kraftfahrzeug verwendet wird, gemäß der vor liegenden Erfindung, wenn diese in einer Leistungs-IC- Schaltung ausgebildet ist.

Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel, wenn die vorliegende Erfindung auf ein Automobil angewendet wird, und in der Zeichnung bezeichnet Be zugszeichen 6 einen AC-Generator oder eine Drehstromlichtmaschine, Bezugszeichen 9 ist eine Batterie und Bezugszeichen 10 ist ein IC-Regu lierer oder eine Halbleiter-Batterielade-AC-Generatorsteuervorrichtung.

Der AC-Generator 6 weist, wie wohl bekannt, eine Feldwicklung 61, eine Ankerwicklung 62 und Gleichrichterdioden 64 auf, und ist angepaßt, um von einer Verbrennungskraftmaschine, nicht gezeigt, für das Automobil angetrieben zu werden.

Die Batterie 9 wird von dem AC-Generator 6 geladen und liefert elek trische Energie an jeweilige elektrische Ausrüstungsvorrichtungen in dem Automobil, wie in der Technik wohl bekannt.

Der IC-Regulierer 10 weist eine Zwischenspeicherschaltung 1, eine PWM- Signalerzeugungsschaltung 2, eine Spannungsabweichungsschaltung 3, eine Stromerfassungsschaltung 4, ein Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 und eine Antriebsschaltung 52, die ein Schaltsignal an das Halbleiter-Lei stungsschaltelement 51 liefert, auf und weist weiterhin ein anderes Halb leiter-Leistungsschaltelement 55 zum Steuern eines Stromes, der durch eine Ladelampe 66 fließt, und eine andere Antriebsschaltung 56, die ein Steuersignal an das Halbleiter-Leistungsschaltelement 55 liefert, auf. Es ist die Funktion des IC-Regulierers 10, eine PWM-Steuerung für einen Strom, der durch die Feldwicklung 61 des AC-Generators 6 fließt, durch einen Betrieb eines Einschaltens und Ausschaltens des Halbleiter-Lei stungsschaltelements 51 auszuführen, um eine Spannung der Batterie 9 bei einem vorbestimmten Pegel zu halten. Bezugszeichen 65 ist ein Schlüsselschalter.

Ein detaillierter Schaltungsaufbau und -betrieb des IC-Regulierers 10 wird unten beschrieben.

Die Spannungsabweichungsschaltung 3 funktioniert, um eine Spannung der Batterie 9 zu erfassen und um ein Fehlerspannungssignal auszugeben, das eine Differenz zwischen der erfaßten Spannung und einem Referenzspan nungswert darstellt, und weist einen Komparator 31 auf, worin eine Spannung von der Batterie 9 aufgenommen wird, nachdem sie bei einem vorbestimmten Verhältnis durch Widerstände 57 und 58 geteilt wurde, wobei die geteilte Spannung mit einer Spannung von einer Spannungs quelle verglichen wird, die einen eingestellten Referenzwert liefert, und eine Differenz von dem eingestellten Wert wird erfaßt und nach Ver stärkung ausgegeben.

Widerstände 33 und 34 sind jeweils ein Rückkopplungswiderstand und ein Eingangswiderstand für den Komparator 31, und ein Kondensator 59 ist für eine Rauschabsorption.

Die PWM-Signalerzeugungsschaltung 2 weist einen Oszillator 21, der eine Rechteckwelle mit einer vorbestimmten Oszillationsfrequenz, z. B. 1 kHz, erzeugt, und einen Komparator 22 auf, gibt einen Impuls, wie Ausgabe 2a, mit anderen Worten ein Rechteckwellensignal des Oszillators 21 aus wie er ist, und funktioniert weiterhin, um einen PWM-Impuls 2d, mit anderen Worten ein PWM-Steuersignal zu erzeugen, nachdem in dem Komparator 22 eine Referenz-Dreieckwellenausgabe 2b, mit anderen Worten ein PWM-Trägerwellensignal, das nach einem Umwandeln des Rechteckwellensignals in ein Dreieckwellensignal mit einem Kondensator 23 herausgenommen wird, mit einer Ausgabe 2c von der Spannungs abweichungsschaltung 3 verglichen wird.

Wenn der PWM-Impuls 2d an die Treiberschaltung 52 eingegeben wird, wie er ist, arbeitet der IC-Regulierer 10 auf die gleiche Weise wie die herkömmliche Batterielade-AC-Generatorsteuervorrichtung, die durch eine PWM-Steuerung betrieben wird. Jedoch ist in dem vorliegenden Aus führungsbeispiel die Zwischenspeicherschaltung 1 zwischen der PWM- Signalerzeugungsschaltung 2, die den PWM-Impuls 2d erzeugt, und der Treiberschaltung 52 für das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 bereitge stellt, was ein Merkmal des vorliegenden Ausführungsbeispiels ist.

Eine Diode 53 ist eine Schwungraddiode, die einen Stromfluß von der Feldwicklung 61 erlaubt, wenn das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 ausgeschaltet ist.

In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist, um eine Funktion eines Begrenzens eines Ausgabestroms von dem AC-Generator 6 bereitzustellen, die Stromerfassungsschaltung 4 vorgesehen, worin ein Strom, der durch die Feldwicklung 61 fließt und von einem Serienwiderstand 54 zur Stromerfassung erfaßt wird, in einem Komparator 41 mit einem Refe renzstromwert verglichen, der von einer Spannungsquelle 42 bereitgestellt wird und weiterhin ist eine AND-Logikschaltung 16 bereitgestellt, worin eine Logikoperation auf den PWM-Impuls 2d und eine Ausgabe 4a des Komparators 41 ausgeführt wird und ein resultierendes Logikoperations signal 1b an die Zwischenspeicherschaltung 1 ausgegeben wird.

Die Zwischenspeicherschaltung 1 wird von einer Flip-Flop-Schaltung vom Setz-Rücksetz-Typ aufgebaut, die aus zwei NAND-Logikschaltungen 11 und 12, einer OR-Schaltung 13 und einer NAND-Logikschaltung 14 gebildet ist, und funktioniert, um ein invertiertes Signal 1a eines Recht eckwellensiguals von dem Oszillator 21, das über eine Inverterschaltung 15 gemäß den Setz- und Rücksetzzeitgaben des resultierenden Logik operationssignals 1b der PWM-Impulsausgabe 2d und der Ausgabe 4a geformt wird.

Ein Betrieb des vorliegenden Ausführungsbeispiels, insbesondere ein Betrieb der Zwischenspeicherschaltung 1 wird im Detail mit Bezug auf Fig. 2(a) bis Fig. 2(e) erklärt.

Wie veranschaulicht in Fig. 2(a), kehrt eine Referenz-Dreieckwellenausga be 2b, die an einen negativen Eingangsanschluß des Komparators 22 eingegeben wird, ihre Änderungsrichtung bei Spannungspegeln VH und VL um. Eine Impulsausgabe 2a, wie veranschaulicht in Fig. 2(c), zeigt einen hohen Pegel während einer Periode, wenn die Referenz-Dreieck ausgabe 2b von VL auf VH ansteigt, und einen niedrigen Pegel während einer Periode, wenn die Referenz-Dreieckausgabe 2b von VH nach VL abfällt, und synchronisiert mit der Referenz-Dreieckwellenausgabe.

Die Impulsausgabe 2a von dem Oszillator 21 ist eine Fundamentalwellen form der PWM-Frequenz und stellt eine Schaltfrequenz des Halbleiter- Leistungsschaltelements 51 dar.

Der PWM-Impuls 2d, der eine Ausgabe des Komparators 22 darstellt, erzeugt häufig einen hochfrequenten Impuls in Antwort auf die Ausgabe 2c von der Spannungsabweichungsschaltung 3. Dies passiert, da eine Ein gangsverstärkung des Komparators 22 im allgemeinen hoch ist und die Ausgabe 2c der Spannungsabweichungsschaltung 3 leicht einer Welligkeits spannung des Generators 6 und einem Schaltrauschen ausgesetzt ist. Das gleiche gilt bezüglich des Komparators 41 in der Stromerfassungsschaltung 4.

Wenn daher die Ausgabe 2c von der Spannungsabweichungsschaltung 3, die eine Eingabe für den Komparator 22 darstellt, eine starke Schwan kung zeigt, wie veranschaulicht in Fig. 2(a), wird ein Impulszug, der schmale Impulse enthält, als die Ausgabe 2d der PWM-Sigualerzeugungs schaltung 2 erzeugt, wie veranschaulicht in Fig. 2(b), so daß die Schalt frequenz des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51 vorübergehend eine hohe Frequenz zeigt. Das gleiche gilt, wenn ein Impulszug, der schmale Impulse enthält, als die Ausgabe 4a der Stromerfassungsschaltung 4 erzeugt wird.

Fig. 3 zeigt ein Ausmaß eines elektromagnetischen Induktionsrauschens und eines Schaltverlusts bezüglich der Schaltfrequenz des Halbleiter- Leistungsschaltelements 51. Wie aus Fig. 3 ersichtlich ist, nehmen sowohl das elektromagnetische Induktionsrauschen als auch der Schaltverlust abhängig von der Zunahme der Schaltfrequenz zu.

Zum Unterdrücken des Schaltverlustes wird es bevorzugt, den Schaltbe trieb bei einer so niedrig wie möglichen Frequenz auszuführen. Wenn weiterhin ein Pegel einer modulierten Frequenz des elektromagnetischen Induktionsrauschens einen vorbestimmten Pegel in einem für den Men schen hörbaren Frequenzband von 20 Hz bis 20 kHz überschreitet, enthält die modulierte Frequenz ein Funkrauschen, was dem Fahrer ein unbehagliches Gefühl gibt, wenn ein Radio in dem Automobil eingeschal tet ist. Wenn jedoch die Schaltfrequenz auf unter 1 kHz begrenzt ist, wird der Pegel des elektromagnetischen Induktionsrauschens unterdrückt, und es treten keine Probleme auf.

Wie von der Fig. 1 und von den Fig. 2(a) bis Fig. 2(e) verstanden werden wird, nimmt die Zwischenspeicherschaltung 1 nur einmal bei einem führenden Zeitpunkt auf, bei dem sich die Ausgabe 1b des AND- Gatters 16 von einem niedrigen Pegel zu einem hohen Pegel ändert, wobei an das AND-Gatter 16 die Ausgabe 2d der PWM-Signalerzeu gungsschaltung 2 und die Ausgabe 4a der Stromerfassungsschaltung 4 eingegeben werden, während einer Periode, wenn die Ausgabe 2a des Oszillators 21 in einem niedrigen Pegel ist und die Ausgabe 1e in einem hohen Pegel hält, und nimmt im Gegensatz dazu nur einmal in einem nachlaufenden Zeitpunkt der Ausgabe 1b des AND-Gatters 16 auf, während einer Periode, wenn die Ausgabe 2a des Oszillators 21 in einem hohen Pegel ist, und hält die Ausgabe 1e in einem niedrigen Pegel.

Während einer Periode, wenn die Ausgabe 1e der Zwischenspeicher schaltung 1 in einem niedrigen Pegel gehalten wird, so wie die Ausgabe 2a des Oszillators 21 in einem hohen Pegel ist, wenn ein führender Zeitpunkt der Ausgabe 1b des AND-Gatters 16 erzeugt wird und wenn die Hochpegel-Bedingung der Ausgabe 1b aufrechterhalten wird, nimmt die Ausgabe 1e der Zwischenspeicherschaltung 1 eine Hochpegelbedin gung zu dem Zeitpunkt an, wenn die Ausgabe 2a des Oszillators 21 sich von einem hohen Pegel zu einem niedrigen Pegel ändert, und wird in einem hohen Pegel gehalten. Auf die gleiche Weise während einer Periode, wenn die Ausgabe 1e der Zwischenspeicherschaltung 1 an einem hohen Pegel gehalten wird, so wie die Ausgabe 2a des Oszillators 21 in einem niedrigen Pegel gehalten wird, nimmt die Ausgabe 1e der Zwi schenspeicherschaltung 1 eine Niedrigpegel-Bedingung zu dem Zeitpunkt an, wenn die Ausgabe 2a des Oszillators 21 sich von einem niedrigen Pegel zu einem hohen Pegel ändert und wird in einem niedrigen Pegel gehalten.

Demzufolge synchronisiert sich die Ausgabe 1e der Zwischenspeicher schaltung 1 mit der Ausgabe 2a des Oszillators 21, und die Schaltfre quenz des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51 wird gesteuert, um nicht die PWM-Frequenz zu überschreiten, d. h. Änderungen im Synchronismus der PWM-Frequenz, und das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 führt einen stabilen Betrieb aus.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird, selbst wenn ein Rauschen in einer Erfassungsspannung erzeugt ist, eine Schwankung der Schaltfrequenz verhindert, und ein stabiler Schaltbetrieb bei einer kon stanten Frequenz wird erreicht, und eine Halbleiter-Batterielade-AC- Generatorsteuervorrichtung ohne elektromagnetisches Induktionsrauschen sowie mit weniger Schaltverlust wird erhalten. Weiterhin wird gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel keine Zeitgeberschaltung benötigt, was den Schaltungsaufbau vereinfacht, wodurch eine Halbleiter-Batterielade- AC-Generatorsteuervorrichtung erhalten wird, die einfach in einen IC integriert werden kann.

Ein zweites Ausführungsbeispiel gemäß der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 4 erklärt.

Das in Fig. 4 gezeigte Ausführungsbeispiel ist besonders geeignet, wenn ein Einfluß des Rauschens, das von der Stromerfassungsschaltung 4 hervorgerufen wird, signifikant ist. In dem vorliegenden Ausführungsbei spiel ist, um eine Schwankung in der PWM-Frequenz aufgrund der Ausgabe 4a von der Stromerfassungsschaltung 4 zu verhindern, die Zwischenspeicherschaltung 1 zwischen der Stromerfassungsschaltung 4 und einem AND-Gatter 17 bereitgestellt. Das AND-Gatter 17 führt eine Logikoperation an der Ausgabe 2d der PWM-Signalerzeugungsschaltung 2 und der Ausgabe der Zwischenspeicherschaltung 1 aus, und das resul tierende Logikoperationssignal 1f steuert die Schaltoperation des Halblei ter-Leistungsschaltelements 51 über die Treiberschaltung 52.

Weiter wird in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ein Rauschen, das zu der PWM-Signalerzeugungsschaltung 2 gehört, unterdrückt, indem entweder eine Kapazität 35 in der Spannungsabweichungsschaltung 3 bereitgestellt wird oder indem die Ausgabe der PWM-Signalerzeugungs schaltung 2 durch Bereitstellen einer Hysterese in dem Komparator 22 stabilisiert wird.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist, selbst wenn die Strom erfassungsschaltung 4 in Betrieb ist und eine Strombegrenzung des Halb leiter-Leistungsschaltelements 51 bewirkt ist, eine Halbleiter-Batterielade- AC-Generatorsteuervorrichtung realisiert, die stabil bei einer konstanten PWM-Frequenz betrieben wird.

Fig. 5 zeigt ein Systemdiagramm eines leicht modifizierten Ausführungs beispiels des oben erklärten zweiten Ausführungsbeispiels, und in Fig. 5 werden die gleichen Bezugszeichen für die gleichen oder äquivalenten Elemente wie in den vorherigen Ausführungsbeispielen verwendet. Die Feldwicklung 61 des AC-Generators 6 ist an einen Rotor, nicht gezeigt, montiert und drehend von einer Verbrennungskraftmaschine eines Kraft fahrzeugs angetrieben und erzeugt ein rotierendes Magnetfeld, wenn ein Leistungstransistor 412, der mit einem Anschluß F der Feldwicklung 61 verbunden ist, gesteuert wird, um eingeschaltet zu sein, um einen Erre gerstrom an die Feldwicklung 61 zu liefern.

Die Schwungraddiode 53, die parallel mit der Feldwicklung 61 verbunden ist, stellt einen Durchgang für einen Schwungradstrom dar; der hervor gerufen wird, wenn der Leistungstransistor 412 ausgeschaltet ist, und arbeitet, um ein Schaltrauschen zu absorbieren.

Die Ankerwicklung 62 ist um einen Statorkern, nicht gezeigt, gewickelt, der dem Rotor mit einem vorbestimmten Abstand gegenübersteht, und erzeugt eine Dreiphasen-Wechselspannung abhängig von einer Größe des rotierenden Magnetfelds, das von der Feldwicklung 61 erzeugt wird. Die erzeugte Wechselspannung wird durch den Dreiphasen-Vollweg-Gleichrich ter 64 Vollweg-gleichgerichtet und in einen Gleichstrom umgewandelt.

Eine Ausgabe des Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters 64 wird an die Batterie 9 über einen Ausgangsanschluß B des AC-Generators 6 geliefert, um die Batterie 9 zu laden. Zur gleichen Zeit wird die Ausgabe des Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters 64 von dem Ausgangsanschluß B über einen Ladeschalter 40 an eine elektrische Last 30 geliefert, mit anderen Worten an elektrische Ausrüstungsvorrichtungen, wie eine Lampe.

Der Ausgangsanschluß B, an welchen eine Plusklemme der Batterie 9 verbunden ist, ist weiterhin mit einer Leistungsschaltung 413 in dem IC- Regulierer 10 verbunden. Die Leistungsschaltung 413 stabilisiert die Batteriespannung und liefert eine konstante Spannung Vcc an jeweilige Schaltungen in dem IC-Regulierer.

Fig. 6(a) zeigt ein Detail der Leistungsschaltung 413, die aus einer Zener-Diode 4130, einem Transistor 4133, bei dem das Basispotential durch die Zener-Diode 4130 konstant gehalten wird, und Widerständen 4131 und 4132 aufgebaut ist, um eine stabilisierte konstante Spannung Vcc vom Kollektor des Transistors 4133 auszugeben.

Eine Pulsbreitenmodulations-(PWM)-Spannungssteuerschaltung 425 ist aus einer Spannungserfassungsschaltung 414, einer Referenz-Spannungsschal tung 415, einer Spannungsabweichungsschaltung 416, einer Dreieckwellen- Erzeugungsschaltung 417 und einem Komparator 423 aufgebaut, und die Ausgabe der Batterie 9 ist mit der Spannungserfassungsschaltung 414 über einen Anschluß S verbunden.

Fig. 6(b) zeigt ein Detail der Spannungserfassungsschaltung 414, die aus einer Spannungsteilerschaltung mit zwei Widerständen 4140 und 4141 aufgebaut ist, um eine Erfassungsausgabe 414a auszugeben, die durch Teilen einer Spannung der Batterie 9 erhalten wird, die von dem An schluß S bei einem vorbestimmten Teilungsverhältnis eingegeben ist.

Die Ausgabe 414a der Spannungserfassungsschaltung 414 wird an die Spannungsabweichungsschaltung 416 eingegeben, wobei eine Abweichung zwischen der Ausgabe 414a und einer Referenzspannung 415a, die durch die Referenz-Spannungsschaltung 415 eingestellt ist, berechnet wird, und das Ergebnis wird als Abweichungssignal 416a ausgegeben.

Fig. 6(c) zeigt ein Detail der Referenz-Spannungsschaltung 415, die aus einem Widerstand 4159 und einer Zener-Diode 4151 aufgebaut ist, in Serie mit dem Widerstand 4150 verbunden ist, und die Referenzspannung 415a ausgibt, die eine konstante Spannung ist, die von der Zenerspan nung der Zener-Diode 4151 bestimmt ist.

Fig. 6(d) zeigt ein Detail der Spannungsabweichungsschaltung 416, die aus einem Komparator 4162, einem Rückkopplungswiderstand 4160 und einem Eingangswiderstand 4161 aufgebaut ist, und das Abweichungssignal 416a ausgibt, das durch eine Abweichung zwischen der Erfassungsausgabe 414a von der Spannungserfassungsschaltung 414 und der Referenzspan nung 415a von der Referenz-Spannungsschaltung 415 bestimmt ist.

Die Ausgabe 416a der Spannungsabweichungsschaltung 416 wird an den Komparator 423 eingegeben, dessen Referenzspannung durch ein Dreieck wellensignal 417a, das von der Dreieckwellen-Erzeugungsschaltung 417 ausgegeben wird, bestimmt ist. In der Spannungsabweichungsschaltung 416 wird ein PWM-Signal 423a vorbereitet und an die Basis des Leistungs transistors 412 über eine AND-Schaltung 424 geliefert.

Fig. 6(e) zeigt ein Detail der Dreieckwellen-Erzeugungsschaltung 417, die aus einem Komparator 4174, einer Kapazität 4175, Transistoren 4177 und 4178, einer Diode 4171, einer Zener-Diode 4172 und Widerständen 4170, 4173 und 4176 aufgebaut ist, und Taktimpulse CLK in einer Rechteck wellenform mit einem vorbestimmten Pegel und das Dreieckwellensignal 417a erzeugt.

Wenn eine Ausgabe 420a von einer Zwischenspeicherschaltung 420, die später im Detail beschrieben wird, an einem hohen Pegel ist, wird ein PWM-Signal 423a von dem Komparator 423 an die Basis des Leistungs transistors 412 über die AND-Schaltung 424 geliefert, und somit wird der Strom, der durch die Feldwicklung 61 fließt, Pulsbreiten-gesteuert, und eine Spannungsregulierfunktion wird erhalten, die die Spannung an dem Anschluß B bei einer vorbestimmten konstanten Spannung von z. B. 14 V hält.

Ein Widerstand 418, der zwischen dem Emitter des Leistungstransistors 412 und Erde verbunden ist, arbeitet, um den Strom, der durch die Feldwicklung 61 fließt, in ein Spannungssignal 418a umzuwandeln, das an die Stromerfassungsschaltung 419 eingegeben wird.

Fig. 6(f) zeigt ein Detail der Stromerfassungsschaltung 419, die aus einem Glättungswiderstand 4190, einer Kapazität 4191, Widerständen 4192 und 4193 zur Spannungsteilung und einem Komparator 4194 aufgebaut ist, und von dem Komparator 4194 eine Abweichungsausgabe 419a ausgibt, die durch das Spannungssignal 418a und eine Referenzspannung bestimmt ist, die durch Teilung der Energiequellen-Spannung Vcc mit den Widerständen 4192 und 4193 erhalten ist.

Die Ausgabe 419a der Stromerfassungsschaltung 419 wird an die Zwi schenspeicherschaltung 420 eingegeben, die konstruiert ist, um unter Verwendung der Taktimpulse CLK von der Dreieckwellen-Erzeugungs schaltung 417 als ein Zwischenspeichersignal zu arbeiten.

Fig. 7 zeigt ein Detail der Zwischenspeicherschaltung 420, die aus zwei Inverterschaltungen 4201 und 4206 zur Pegelinversion, zwei NAND-Schal tungen 4202 und 4203, die als ein Gatter dienen, und zwei NAND- Schaltungen 4204 und 4205, die ein Flip-Flop bilden, aufgebaut ist. Die Funktion, die von der Zwischenspeicherschaltung 420 ausgeführt wird, ist in Fig. 8 in Form einer Betriebsfunktionstabelle veranschaulicht.

Weiterhin sind in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel Schaltungen, die für eine Leuchtsteuerung der Ladelampe 66 notwendig sind, enthalten. Aus diesem Grund ist der neutrale Punkt des Dreiphasen-Vollweg-Gleich richters 64 mit dem Eingang einer Rotationserfassungsschaltung 421 über einen Anschluß P verbunden, und die Ausgabe der Rotationserfassungs schaltung 421 wird an eine Ladelampen-Treiberschaltung 422 eingegeben. Weiterhin ist der Schlüsselschalter 65 zwischen der Batterie 9 und der Ladelampe 66 verbunden, die mit der Ladelampen-Treiberschaltung 422 über einen Anschluß L verbunden ist.

Fig. 9 zeigt ein Detail der Rotationserfassungsschaltung 421 und der Ladelampen-Treiberschaltung 422, die aus Widerständen 4210 und 4211 zur Spannungsteilung, ähnlich Widerständen 4216 und 4217 zur Span nungsteilung, einer Diode 4213 zur Gleichrichtung, einem Glättungskon densator 4214, Transistoren 4215, 4218 und 4221 und einem Widerstand 4220 zum Basis-Vorspannen aufgebaut ist, und auf eine solche Weise arbeitet, daß, wenn eine Spannung an den neutralen Punkt des Dreipha sen-Vollweg-Gleichrichters 64, die von dem Anschluß P geliefert wird, unterhalb eines vorbestimmten Wertes ist, der Transistor 422 in einem Ein-Zustand gehalten wird, und wenn eine Spannung an dem neutralen Punkt des Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters 64 den vorbestimmten Wert überschreitet, der Transistor 4221 abgeschaltet wird.

Demgemäß ist die Ladelampe 66 konstruiert, um während einer Periode eingeschaltet zu sein, bevor eine vorbestimmte Spannung an der Anker wicklung 62 erzeugt ist, nachdem der Schlüsselschalter 65 eingeschaltet ist und der AC-Generator gestartet ist, um drehend durch die Verbrennungs kraftmaschine angetrieben zu werden.

Nun wird ein Feldstrom-Begrenzungsbetrieb, d. h. ein Drehmoment-Begren zungsbetrieb, von dem vorliegenden Ausführungsbeispiel erklärt.

Die Abweichungsausgabe 419a von der Stromerfassungsschaltung 419 wird in der Zwischenspeicherschaltung 420 zu einer Ausgabe 420a modifiziert, die mit dem Zwischenspeichersignal synchronisiert ist, mit anderen Wor ten Taktimpulse CLK, und wird an die AND-Schaltung 424 zusammen mit der Ausgabe 423a von dem Komparator 423 eingegeben. Die Aus gabe von der AND-Schaltung 424 wird an die Basis des Leistungstransi stors 412 geliefert.

Angenommen nun, daß ein notwendiger Strom für die Feldwicklung 61 I_F (warm) ist, wenn die Temperatur des AC-Generators hoch wird, d. h., wenn der AC-Generator seinen thermischen Gleichgewichtszustand nach dem Motor-Aufwärmbetrieb erreicht. Der Strom I_F (warm) wird wie folgt ausgedrückt:

I_F(warm) = I_F1 + I_F2,

wobei I_F1 der Kollektorstrom ist, der durch den Leistungstransistor 412 fließt und
wobei I_F2 der Strom ist, der durch die Schwungraddiode 53 fließt.

Da der Strom I_F2 durch eine elektromotorische Gegenkraft erzeugt wird, die durch eine induktive Komponente in der Feldwicklung 61 induziert wird, variiert die Größe des Stromes I_F2 abhängig von einer Ein- und Aus-Frequenz des Leistungstransistors.

Daher wird das Stromsignal I_F1 an die Stromerfassungsschaltung nach Umwandlung derselben in einen Spannungspegel über den Widerstand 418 eingegeben.

Die Stromerfassungsschaltung 419 ist aus den Widerständen 4190, 4192 und 4193, der Kapazität 4191 und dem Komparator 4194 aufgebaut, wie veranschaulicht in Fig. 6(f), wobei die Widerstände 4192 und 4193 in Serie zwischen der Spannungsquelle Vcc und Erde verbunden sind, und wobei der Teilungspunkt dieser Widerstände 4192 und 4193 mit einem nicht-invertierten Eingangsanschluß des Komparators 4194 verbunden ist und wobei das Potential an dem Teilungspunkt eine Referenzspannung darstellt.

Auf der anderen Seite stellen der Widerstand 4190 und die Kapazität 4191 eine Integrierschaltung dar; die das Spannungssignal 418a, das an dem Widerstand 418 erfaßt ist, mittelt und den Strom darstellt, der durch den Leistungstransistor 412 fließt, und die Ausgabe von der Inte grierschaltung ist mit einem invertierten Eingangsanschluß des Kompara tors 4194 verbunden. Die Abweichungsausgabe 419a von dem Komparator 4194 wird an die Zwischenspeicherschaltung 420 eingegeben, die in Fig. 7 im Detail veranschaulicht ist, die aus NAND-Schaltungen 4292, 4293, 4204 und 4205 und den Inverterschaltungen 4201 und 4206 aufgebaut ist und in die die Abweichungsausgabe 419a als Daten D eingegeben wird und in die die Rechteckwellenausgabe, die von der Dreieckwellen-Erzeu gungsschaltung 417 erzeugt ist und eine konstante Frequenz hat, als Taktimpulse CLK eingegeben wird, und die die Operation ausführt, wie veranschaulicht in der Form einer Betriebsfunktionstabelle in Fig. 8.

Die Ausgabe 420a von der Zwischenspeicherschaltung 420 wird an die AND-Schaltung 424 eingegeben, wobei eine AND-Logikoperation mit der Ausgabe 423a ausgeführt wird, die eine weitere Eingabe von der PWM- Spannungssteuerschaltung 425 darstellt.

Die Ausgabe der AND-Schaltung 424 ist mit der Basis des Leistungs transistors 412 verbunden. Demzufolge ist der Strom I_F1 durch den Leistungstransistor 412 gesteuert.

Angenommen nun, daß die Größe des Stromes I_F1 geringer als der vorbestimmte Wert ist und der mittlere Wert des Spannungssignals 418a geringer als die an den nicht-invertierten Eingangsanschluß des Kom parators 4194 in der Stromerfassungsschaltung 419 angelegte Spannung ist, wird die Ausgabe 419a des Komparators 4194 auf Pegel "1" gemacht und demgemäß wird die Ausgabe 420a der Zwischenspeicherschaltung 420 ebenso auf Pegel "1" gemacht, und dadurch erscheint in der Ausgabe der AND-Schaltung 424 das PWM-Signal 423a von der PWM-Spannungs steuerschaltung 425, wodurch eine Spannungssteuerung durch eine Puls breitenmodulation ausgeführt wird.

Wenn die Größe des Stromes I_F1 den vorbestimmten Wert überschreitet und der mittlere Wert des Spannungssignals 418a die Spannung, die an den nicht-invertierten Eingangsanschluß des Komparators 4194 in der Stromerfassungsschaltung 419 angelegt ist, überschreitet, wird die Ausgabe 419a des Komparators 4194 auf Pegel "0" gemacht, und die Ausgabe 420a der Zwischenspeicherschaltung 420 wird zu Pegel "0" gemacht, und dadurch wird die Ausgabe der AND-Schaltung 424 auf Pegel "0" festge legt. Demzufolge wird verhindert, daß das PWM-Signal 423a von der PWM-Spannungssteuerschaltung 425 von der AND-Schaltung 424 ausgege ben wird, wodurch der Leistungstransistor 412 abgeschaltet wird und der Strom I_F1 unterbrochen wird.

Nun wird die Ein- und Aus-Frequenz des Leistungstransistors 412 durch die Ausgabe 419a von der Stromerfassungsschaltung 419 untersucht, wenn der obige Betrieb fortlaufend wiederholt wird. Durch den Betrieb der Zwischenspeicherschaltung 420, deren Betriebszeitablauf in Fig. 10 ver anschaulicht ist, wird die Frequenz des Schaltens des Leistungstransistors 412, was durch die AND-Schaltung 424 ausgeführt wird, bei der gleichen Frequenz wie bei der PWM-Steuerung gesteuert, selbst wenn der Dreh momentbegrenzungsbetrieb bewirkt ist. Demzufolge ist der Strom I_F1 immer bei einem vorbestimmten konstanten Wert gesteuert.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Strom, der durch die Schwungraddiode 53 fließt, konstant gehalten, und somit wird ein korrektes Begrenzen des Feldstromes ermöglicht, wodurch der Anstieg der Ausgabe des AC-Generators 6 während einer Niedrigtemperaturbedin gung zuverlässig unterdrückt wird, wohingegen die Ausgabe des AC- Generators 6 während einer Hochtemperaturbedingung garantiert wird und eine übermäßige Drehmomentanforderung des AC-Generators 6 vor Erreichen eines hohen thermischen Gleichgewichtszustandes verhindert wird. Demzufolge wird die Lebensdauer des Riemens, der die Verbren nungskraftmaschine und den AC-Generator 6 koppelt, erhöht, das laute Schlupfgeräusch des Riemens wird verhindert, und ein weiterhin mögli ches Absterben des Motors während einer Startphase wird ausreichend unterdrückt.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird die oberste Frequenz des Ein- und Aus-Betriebs des Feldstromes während des Drehmomentbe grenzungsbetriebs auf die Frequenz der PWM-Steuerung für die Span nungssteuerung begrenzt, und somit wird der Strom, der durch die Schwungraddiode fließt, unverändert gehalten, und demgemäß wird ein korrektes Begrenzen des Feldstromes ermöglicht.

Weiterhin wird gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel das Fre quenzsignal, das gültig ist, um die oberste Frequenz des Ein- und Aus- Betriebs des Feldstromes während des Drehmomentbegrenzungsbetriebs zu bestimmen, von dem Frequenzsignal des PWM-Spannungssteuersystems erhalten, wodurch der Schaltungsaufbau des vorliegenden Ausführungsbei spiels vereinfacht wird und dessen Produktionskosten ebenso reduziert werden.

Ein drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 11 erklärt.

Das vorliegende Ausführungsbeispiel ist konstruiert, um einen mittleren Strom des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51, mit anderen Worten einen mittleren Strom der Feldwicklung 61, konstant zu steuern, wobei die Ausgabe 3a der Spannungsabweichungsschaltung 3 und die Ausgabe der Stromerfassungsschaltung 4 weiterhin in einer Stromabweichungs schaltung 7 für eine Addier- und Subtrahieroperation verarbeitet werden und wobei das Ergebnis durch den Komparator 22 in der PWM-Signal erzeugungsschaltung 2 verglichen wird.

Die Stromerfassungsschaltung 4 verstärkt die Spannung, die durch die Widerstände 54 erfaßt wird, mit einem Verstärker 41 und Widerständen 43, 44, 45 und 46 und gibt das Spannungssignal 4a aus. Da das ausgege bene Spannungssignal 4a eine unterbrochene Form zeigt, wird das Span nungssignal durch eine Spitzenhalteschaltung, die eine Diode 47 und eine Kapazität 48 aufweist, gemittelt und an einen invertierten Eingangsan schluß des Verstärkers 71 in der Stromabweichungsschaltung 7 über einen Widerstand 74 eingegeben. Die Stromabweichungsschaltung 7 führt eine analoge Verarbeitung an der Ausgabe 3a der Spannungsabweichungs schaltung 3 und der Ausgabe der Stromabweichungsschaltung 4 aus und verstärkt die Differenz dazwischen. Die Ausgabe 2c der Stromabwei chungsschaltung 7 wird an einen nicht-invertierten Eingangsanschluß des Komparators 22 in der PWM-Signalerzeugungsschaltung 2 eingegeben, um ein PWM-Signal zu bilden. Die Stromerfassungsschaltung 4 gibt eine verstärkte Ausgabe aus, abhängig von einem Widerstandsverhältnis der Widerstände 44 und 43 und der Widerstände 45 und 46, die einen Verstärkungsfaktor des Verstärkers 41 festlegen. Auf die gleiche Weise gibt die Stromabweichungsschaltung 7 eine verstärkte Ausgabe aus, abhängig von einem Widerstandsverhältnis der Widerstände 74 und 73, und der Widerstände 75 und 76, die einen Verstärkungsfaktor des Ver stärkers 71 festlegen. Eine Kapazität 72, die parallel mit dem Widerstand 73 verbunden ist, dient der Phasenkompensation.

Die Zwischenspeicherschaltung 1 ist zwischen der PWM-Signalerzeugungs schaltung 2 und der Treiberschaltung 52 angeordnet, und der Schaltbe trieb des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51 wird über die Treiber schaltung 52 gesteuert.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel, worin, wenn die Strom erfassungsschaltung 4 in den Betriebszustand gebracht wird, der mittlere Strom, der durch das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 fließt, gesteuert wird, wird auch eine Halbleiter-Batterielade-AC-Generatorsteuervorrichtung realisiert, die bei einer konstanten und stabilen PWM-Frequenz arbeitet.

Ein viertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 12 erklärt.

Das vorliegende Ausführungsbeispiel ist konstruiert, um eine PWM-Steue rung an dem Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 unter Verwendung einer digitalen Verarbeitungseinrichtung 80, wie sie durch einen Mikro computer dargestellt wird, auszuführen, wobei die Batteriespannung in einen A/D-Wandler 81 eingegeben wird, nachdem sie durch die Wider stände 57 und 58 geteilt ist, und wobei weiterhin der Strom, der durch das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 fließt, d. h. der Strom, der durch die Feldwicklung 61 fließt, ebenso in den A/D-Wandler 81 eingegeben wird, nachdem er in ein Spannungssignal über einen Erfassungswiderstand 94 umgewandelt ist.

Digitalisierte Daten der Erfassungswerte in dem A/D-Wandler 81 und ein PWM-Muster; das in einem ROM 82 gespeichert ist, werden in eine Verarbeitungsschaltung 83 synchron mit Zeitgabeimpulsen von einer Taktschaltung 84 eingegeben, wobei ein Arbeitspegel der PWM-Impulse bestimmt ist, um die Batteriespannung und den Strom, der durch das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 fließt, zu optimieren.

Hierbei wird, wenn die Verarbeitungsschaltung 83 konstruiert ist, um maximale PWM-Frequenzen entsprechend den jeweiligen PWM-Mustern zu begrenzen, die PWM-Frequenz immer stabilisiert, und eine Zunahme der Schaltfrequenz des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51 über die PWM-Frequenz aufgrund von Rauschen wird verhindert.

Die Stabilität der Schaltfrequenz gemäß dem vorliegenden Ausführungs beispiel wird allein durch die Taktfrequenz und ihre Genauigkeit der Taktschaltung 84 bestimmt.

Da die digitale Verarbeitungseinrichtung 80 aus digitalen Logikelementen aufgebaut sein kann, die geeignet zur Integration sind, wird demgemäß mit dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Halbleiter-Batterielade- AC-Generatorsteuervorrichtung realisiert, die geeignet zur Integration ist und eine hochgenaue PWM-Steuerung erlaubt.

Ein fünftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 13 erklärt.

In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist eine weitere Zwischenspei cherschaltung 110 zum Steuern einer Treiberschaltung 56 für ein weiteres Halbleiter-Schaltelement 55 bereitgestellt, das die Ladelampe 66 über den Schlüsselschalter 65 einschaltet, und bereitgestellt zum Stabilisieren der Schaltfrequenz des Halbleiter-Schaltelements 55. Der andere Schaltungs aufbau ist der gleiche wie jener von Fig. 1, und der Schaltungsaufbau der Zwischenspeicherschaltung 110 ist ebenso der gleiche wie jener der Zwischenspeicherschaltung 1 in Fig. 1.

Der Strom, der durch das Halbleiter-Schaltelement 55 fließt, wird in ein Spannungssignal über einen Widerstand 57 umgewandelt und mit einer eingestellten Spannung einer Spannungsquelle 142 durch den Komparator 141 in der Stromerfassungsschaltung 140 verglichen. Wenn das umgewan delte Spannungssignal den eingestellten Spannungspegel überschreitet, wird die Ausgabe des Komparators 141 invertiert, und das Halbleiter-Schalt element 55 wird über die Zwischenspeicherschaltung 110 und die Treiber schaltung 56 unterbrochen, um den Betriebsstrom zu begrenzen.

Demgemäß arbeitet, selbst wenn ein hochfrequentes Rauschen der Aus gabe des Komparators 141 überlagert ist, die Zwischenspeicherschaltung 110, um keine Impulseingabe zu akzeptieren, die ein Intervall von weni ger als einem vorbestimmten Intervall hat, was durch den Taktimpuls 2a, der von dem Oszillator 21 in der PWM-Signalerzeugungsschaltung 2 geliefert wird, bestimmt wird.

Anstelle des Taktimpulses 2a von dem Oszillator 21 kann die Zwischen speicherschaltung 110 irgendwelche anderen Taktimpulssignale verwenden, weil das Halbleiter-Schaltelement 55 nicht PWM-gesteuert ist. Obwohl das vorliegende Ausführungsbeispiel in Verbindung mit einer Strombe grenzungssteuerung für das Halbleiter-Schaltelement 55 erklärt ist, ist das vorliegende Ausführungsbeispiel ebenso effektiv für eine schützende Steuerung gegen Überspannung oder Überhitzen des Halbleiter-Schalt elements 55.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird eine Halbleiter-Batte rielade-AC-Generatorsteuervorrichtung realisiert, die das Auftreten eines Flackerns der Ladelampe 66 unterdrückt sowie einen stabilen Betrieb ohne Erhöhen des elektromagnetischen Induktionsrauschens in der glei chen Weise bewirkt wie in dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel.

Ein sechstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 14 erklärt.

In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird ein Leistungs-MOSFET für das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 verwendet, und anstelle des Bereitstellens der separaten Zwischenspeicherschaltung 1 wie in den vorigen Ausführungsbeispielen ist die Treiberschaltung 52 konstruiert, um eine Funktion der Zwischenspeicherschaltung 1 unter Verwendung der Charakteristik des MOSFETs aufzuweisen.

In dem Halbleiter-Leistungsschaltelement 51, wie einem Leistungs-MOS FET und IGBT, erscheint zwischen dem Gate und der Source eine elektrostatische Kapazität 250, wie veranschaulicht durch ein äquivalentes Element, und daher ist, um den Leistungs-MOSFET einzuschalten und auszuschalten, es nötig, die elektrostatische Kapazität 250 zwischen dem Gate und der Source zu laden und zu entladen.

Zu diesem Zweck ist die Treiberschaltung 52 aus Konstantstromquellen 201 und 202, Halbleiter-Schaltelementen 203 und 204 und Invertern 206, 207 und 208 aufgebaut. Die elektrostatische Kapazität 250 zwischen dem Gate und der Source des Leistungs-MOSFET der das Halbleiter-Lei stungsschaltelement 51 darstellt, wird durch die Konstantstromquelle 201 geladen, wobei der Ladestrom unterhalb einem vorbestimmten Wert begrenzt wird, und das Entladen der elektrostatischen Kapazität wird durch die Konstantstromquelle 202 gesteuert, wobei der Entladestrom unterhalb einem vorbestimmten Wert begrenzt wird, um dadurch die Arbeitsgeschwindigkeit zu drücken, mit anderen Worten die Antwortge schwindigkeit des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51, und um eine Nicht-Antwort auf eine Frequenz zu erhalten, die höher als die PWM- Frequenz ist, und somit wird die Funktion der Zwischenspeicherschaltung 1 eingebaut.

Der Ein- und Aus-Betrieb des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51, mit anderen Worten der Betrieb des Ladens und Entladens der elektrostati schen Kapazität 250 zwischen dem Gate und der Source, wird ausgeführt durch positives Invertieren des PWM-Signals von der PWM-Signalerzeu gungsschaltung 2 mit den Invertern 207 und 208, durch negatives Inver tieren desselben mit dem Inverter 206 und durch komplementäres Schal ten desselben mit den Schaltelementen 203 und 204.

Demgemäß wird durch Einstellen des Stromwerts von den Konstant stromquellen 201 und 202 auf einen vorbestimmten Wert die Betriebs geschwindigkeit des Leistungs-MOSFET, der das Halbleiter-Leistungs schaltelement 51 darstellt, variiert, wodurch die Schaltfrequenz des Halb leiter-Leistungsschaltelements 51 unterhalb der PWM-Frequenz gehalten wird.

Ein Betrieb des Ausführungsbeispiels von Fig. 14 wird mit Bezug auf Fig. 15(a), Fig. 15(b) und Fig. 15(c) erklärt. Wenn ein hochfrequentes Rauschen in dem PWM-Signal erzeugt wird, wie veranschaulicht in Fig. 15(a), antwortet die Gate-Spannung des Leistungs-MOSFET, der das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 in einer herkömmlichen Vorrichtung darstellt, schnell, wie angezeigt durch eine gestrichelte Kurve in Fig. 15(b), wodurch, wie von der an der Last 60 angelegten Spannung V_F gesehen wird, der Leistungs-MOSFET einen Schaltbetrieb bei einer höheren Frequenz als der PWM-Frequenz ausführt gemäß der Hoch geschwindigkeitsveränderung der Gate-Spannung, wie veranschaulicht durch die gestrichelte Kurve in Fig. 15(c), wobei tf die Abfallzeit der Lade spannung V_F darstellt und tr deren Anstiegszeit darstellt.

Auf der anderen Seite wird in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 14 das Laden und Entladen bei einer konstanten Stromflußrate ausgeführt, wodurch die Antwort der Gate-Spannung V_G verzögert wird und die Gate-Spannung V_G nicht ausreichend ansteigt und abfällt in Antwort auf das hochfrequente Rauschen, wie veranschaulicht durch eine durchgehen de Kurve in Fig. 15(b). Demzufolge wird verhindert, daß das Halbleiter- Leistungsschaltelement 51 auf das hochfrequente Rauschen und die Frequenz der Ladespannung V_F antwortet, und mit anderen Worten ist die Schaltfrequenz unterhalb der PWM-Frequenz ausreichend stabilisiert. Die Anstiegszeit tr und die Abfallzeit tf können geändert werden durch Variieren des eingestellten Stromwertes der Konstantstromquellen 201 und 202. Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist eine Halbleiter- Batterielade-AC-Generatorsteuervorrichtung realisiert, die insbesondere ein elektromagnetisches Induktionsrauschen verringert, welches durch das Ansteigen und Abfallen des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51 ver ursacht wird.

Fig. 16 ist ein Layout-Beispiel, wenn die Halbleiter-Batterielade-AC- Generatorsteuervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung in einen Leistungs-IC 300 integriert ist, der gebildet ist durch Einbauen eines Leistungselements 301, das z. B. die Schaltungen außer der Zwischen speicherschaltung 1 und der PWM-Signalerzeugungsschaltung 2 in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1, eine PWM-Signalerzeugungsschaltung 302, die eine analoge Schaltung darstellt, und eine Zwischenspeicherschaltung 303, die eine digitale Schaltung darstellt, aufweist, und entlang der Grenze der PWM-Signalerzeugungsschaltung 302 und der Zwischenspei cherschaltung 303 ist ein Abschirmband 304 zur Rauschabschirmung bereitgestellt, um zu verhindern, daß digitales Rauschen in die analoge Schaltung mischt.

Die Gestalt des Abschirmbandes 304 ist nicht eingeschränkt, wenn es sich um einen leitenden Körper handelt, jedoch hat es vorzugsweise eine Breite von mehr als 10 µm und ist mit einem Punkt verbunden, der ein gemeinsames Potential, wie Erde, hat, um dessen Potential konstant zu halten.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist eine Halbleiter-Batterie lade-AC-Generatorsteuervorrichtung realisiert, die ausreichend einen fehlerhaften PWM-Betrieb verhindert, einen stabilen Betrieb ausführt und geeignet zur Reduzierung der Größe ist.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird mit dem einfachen Schaltungs aufbau der Schaltverlust des Halbleiter-Leistungsschaltelements, das in der Halbleiter-Batterielade-AC-Generatorsteuervorrichtung enthalten ist, die auf der Grundlage einer PWM-Steuerung arbeitet, und das elektromagne tische Induktionsrauschen, das durch dessen Hochgeschwindigkeitsschalten induziert wird, reduziert, und weiterhin sind mit dem einfachen Schal tungsaufbau sowohl die Größe der Vorrichtung als auch die Produktions kosten der Vorrichtung reduziert.

Claims

1. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraft fahrzeug, das einen AC-Generator; eine Gleichrichtervorrichtung, das zwischen Ausgangsklemmen des AC-Generators verbunden ist, eine Batterie, die von dem AC-Generator über das Gleichrichterelement geladen wird, eine Feldwicklung des AC-Generators und eine Schwungraddiode, die parallel mit der Feldwicklung verbunden ist, aufweist, wobei die Vorrichtung aufweist:
ein Halbleiter-Leistungsschaltelement, das in Reihe mit der Feldwick lung verbunden ist, zum Ausführen einer Einschalt- und Ausschalt steuerung eines Stromes, der durch die Feldwicklung fließt;
einen Widerstand, der parallel mit der Batterie verbunden ist, zum Erfassen einer Spannung der Batterie;
eine Einrichtung zum Bestimmen einer Spannungsabweichung der erfaßten Spannung von dem Spannungserfassungswiderstand von einer Referenzspannung;
eine Einrichtung zum Erzeugen eines PWM-Signals auf der Grundla ge des Spannungsabweichungssignals von der Spannungsabweichungs- Bestimmungseinrichtung zum Veranlassen eines Einschalt- und Aus schalt-Betriebs des Halbleiter-Leistungsschaltelements; und
eine Einrichtung zum Begrenzen einer Frequenz des Einschalt- und Ausschalt-Betriebs des Halbleiter-Leistungsschaltelements unterhalb einer vorbestimmten Frequenz.

2. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraft fahrzeug nach Anspruch 1, wobei die Vorrichtung weiterhin aufweist:
einen Widerstand, der in Reihe mit dem Halbleiter-Leistungsschalt element verbunden ist, zum Erfassen eines Stromes, der durch die Feldwicklung fließt; und
eine Einrichtung zum Bestimmen, ob der erfaßte Strom von dem Stromerfassungswiderstand einen Referenzstrom überschreitet, und
zum Erzeugen eines Ausschaltsignals für das Halbleiter-Leistungs schaltelement, wenn von dem erfaßten Strom bestimmt ist, daß der Referenzstrom überschritten ist.

3. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraft fahrzeug nach Anspruch 2, wobei die Frequenzbegrenzungseinrichtung eine Zwischenspeicherschaltung ist, die auf der Grundlage eines Taktsignals von der PWM-Signalerzeugungseinrichtung arbeitet.

4. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraft fahrzeug nach Anspruch 3, wobei die Vorrichtung weiterhin eine Logikverarbeitungseinrichtung aufweist, die das PWM-Signal von der PWM-Signalerzeugungseinrichtung und das Ausschaltsignal von der Strombestimmungseinrichtung verarbeitet und ein verarbeitetes Signal an die Zwischenspeicherschaltung ausgibt.

5. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraft fahrzeug nach Anspruch 3, wobei die Vorrichtung weiterhin eine Logikverarbeitungseinrichtung aufweist, die das PWM-Signal von der PWM-Signalerzeugungseinrichtung und ein Zwischenspeichersignal von der Zwischenspeicherschaltung, an die das Ausschaltsignal von der Strombestimmungseinrichtung eingegeben ist, verarbeitet und ein Ein- und Aussignal an das Halbleiter-Leistungsschaltelement ausgibt.

6. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraft fahrzeug nach Anspruch 3, wobei die Vorrichtung weiterhin eine Verarbeitungseinrichtung aufweist, die das Spannungsabweichungs signal von der Spannungsabweichungs-Bestimmungseinrichtung und das Ausschaltsignal von der Strombestimmungseinrichtung verarbeitet und ein verarbeitetes Signal an die PWM-Signalerzeugungseinrichtung ausgibt.

7. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraft fahrzeug nach Anspruch 3, wobei die Vorrichtung weiterhin aufweist:
eine Reihenschaltung aus einem Schlüsselschalter; einer Ladelampe, einem Halbleiter-Schaltelement und einem weiteren Stromerfassungs widerstand, der zwischen den Ausgangsanschlüssen der Gleichrichter vorrichtung verbunden ist;
eine weitere Einrichtung zum Bestimmen, ob der erfaßte Strom von dem weiteren Stromerfassungswiderstand einen anderen Referenz strom überschreitet, und zum Erzeugen eines anderen Ausschalt signals für das Halbleiter-Schaltelement, wenn von dem erfaßten Strom bestimmt ist, daß der andere Referenzstrom überschritten ist; und
eine weitere Zwischenspeicherschaltung, die auf der Grundlage eines Taktsignals von der PWM-Signalerzeugungseinrichtung arbeitet, die das andere Ausschaltsignal von der weiteren Stromerfassungseinrich tung empfängt, und die ein Zwischenspeichersignal zum Ein- und Ausschalten des Halbleiter-Schaltelements ausgibt.

8. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraft fahrzeug nach Anspruch 2, wobei die Spannungsabweichungs-Bestim mungseinrichtung, die PWM-Signalerzeugungseinrichtung, die Fre quenzbegrenzungseinrichtung und die Strombestimmungseinrichtung in einer Digitalverarbeitungseinrichtung gebildet sind, die aufweist:
einen A/D-Wandler; der die erfaßte Spannung von dem Spannungs erfassungswiderstand und den erfaßten Strom von dem Stromerfas sungswiderstand in digitale Signale umwandelt, einen ROM, der PWM-Muster speichert, eine Verarbeitungsschaltung, die eine optima le Einschaltdauer eines PWM-Impulses für das Halbleiter-Leistungs schaltelement auf der Grundlage der umgewandelten digitalen Signale von dem A/D-Wandler und von einem PWM-Muster; das von dem ROM eingegeben ist, bestimmt, und eine Taktschaltung, die eine Eingabe-Zeitgabe der umgewandelten digitalen Signale von dem A/D-Wandler und des PWM-Musters von dem ROM an die Ver arbeitungsschaltung steuert.

9. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraft fahrzeug nach Anspruch 1, wobei das Halbleiter-Leistungsschaltele ment ein MOSFET ist und wobei die Frequenzbegrenzungseinrich tung eine Einrichtung zum Begrenzen eines Lade- und Entladestro mes für ein Gate des MOSFET ist.

10. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraft fahrzeug nach Anspruch 3, wobei das Halbleiter-Leistungsschaltele ment, der Spannungserfassungswiderstand, die Spannungsabweichungs- Bestimmungseinrichtung, die PWM-Signalerzeugungseinrichtung, die Zwischenspeicherschaltung, der Stromerfassungswiderstand und die Strombestimmungseinrichtung in einem IC integriert sind und wobei die PWM-Signalerzeugungseinrichtung von der Zwischenspeicherschal tung durch ein Abschirmband zum Abschirmen von Rauschen ge trennt ist.

11. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraft fahrzeug nach Anspruch 1, wobei die vorbestimmte Frequenz 1 kHz ist.