DE4312084A1 - Leistungsversorgung - Google Patents
LeistungsversorgungInfo
- Publication number
- DE4312084A1 DE4312084A1 DE4312084A DE4312084A DE4312084A1 DE 4312084 A1 DE4312084 A1 DE 4312084A1 DE 4312084 A DE4312084 A DE 4312084A DE 4312084 A DE4312084 A DE 4312084A DE 4312084 A1 DE4312084 A1 DE 4312084A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- voltage
- output
- current
- circuit
- converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
- H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
- H01J37/02—Details
- H01J37/24—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the tube and not otherwise provided for
- H01J37/241—High voltage power supply or regulation circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
- H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
Landscapes
- Chemical & Material Sciences (AREA)
- Analytical Chemistry (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electron Beam Exposure (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Electron Sources, Ion Sources (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Leistungsversorgung,
und zwar insbesondere eine Hochspannungsleistungsver
sorgung, die geschaltet werden kann und die ferner ins
besondere im Zusammenhang mit einem Elektronenstrahl (E-
Strahl) verwendet wird.
Allgemein bezieht sich die Erfindung auf für hohe Lei
stungen geeignete Spannungsversorgungen, insbesondere der
Festkörperbauart. Die Erfindung bezieht sich ferner auf
eine derartige Hochleistungsversorgung, die eine steuer
bare konstante hohe Ausgangsspannung bei sich ändernden
und bogenbildenden Lasten erzeugt, wobei diese Leistungs
versorgung insbesondere geeignet ist für die Leistungs
versorgung einer Ionenquelle, beispielsweise einer Elek
tronenstrahlkanone in einem Vakuumofen oder eine Elek
tronenstrahlkanone wie sie in einem Verdampf er eines la
serisotopen Trennsystems oder aber in einer Plasmasprüh
vorrichtung oder dgl. verwendet wird.
Was der Stand der Technik anlangt, so ist bereits eine
Elektronenstrahlkanone bekannt, die in einem Vakuumofen
system oder dergleichen verwendet wird, um einen Hoch
intensitätsstrahl aus Elektronen zu erzeugen, um ein Ziel
oder Targetmaterial zu bombardieren. Die Elektronenkanone
ist typischerweise zusammen mit dem Ziel oder Targetmate
rial in einer evakuierten Kammer angeordnet. Die Elek
tronenkanone oder die E-Strahlkanone verwendet üblicher
weise eine Elektronenquelle, wie beispielsweise eine er
hitzte Kathode oder einen Faden und ferner eine geerdete
Beschleunigungsanode. Die Kathode wird auf einem hohen
negativen Potential bezüglich der Anode gehalten, um ein
hohes elektrostatisches Feld für die Beschleunigung der
Elektronen vorzusehen. Typischerweise kann ein Magnetfeld
vorhanden sein, um die Elektronen auf das Targetmaterial
zu lenken.
Während des Bombardements des Targetmaterials durch den
Elektronenstrahl werden verschiedene ionisierte Materia
lien emittiert. Das Vorhandensein derartiger Materialien
bewirkt oftmals eine beträchtliche Abnahme der Spannungs
widerstandsfähigkeit zwischen den verschiedenen Teilen
der Elektronenstrahlkanone und anderen Elementen. Dies
kann die Bogenbildung zwischen den Elektronenkanonen
teilen und anderen Strukturen zur Folge haben. Die Bogen
bildung bewirkt eine beträchtliche Erhöhung des Elektro
nenkanonenstroms und kann eine Schädigung der Elektronen
kanonenstruktur und der umgebenden Elemente zur Folge ha
ben. Die Bogenbildung kann auch eine Beschädigung der die
Elektronenkanone treibenden Leistungsschaltung hervor
rufen.
Bei Hochleistungsanwendungsfällen und solchen mit hoher
Performance, wie beispielsweise bei dem Verdampfer in
einem laserisotopen Trennsystem, ist der körperliche Ab
stand zwischen der E-Strahlkanone, den umgebenden Kompo
nenten und den Targetmaterialien relativ klein. Infolge
dessen kann die E-Strahlkanone häufig zur Erde einen Bo
gen bilden. Um eine Schädigung zu vermeiden und um lange
Betriebslebensdauern zu erreichen, ist es wichtig, daß
die in der Leistungsversorgungsausgangskapazität gespei
cherte Energie klein ist und daß die während der Bogen
bildung auftretende sogenannte "Leistungsversorgungs
durchlaßenergie" klein ist. Zudem bewirkt der enge kör
perliche Abstand eine größere Chance für den Elektro
nenstrahl auf benachbarte Komponenten und Strukturen
während des stetigen nicht-bogenbildenden Betriebs auf
zutreffen. Um dies zu vermeiden, ist es wichtig, daß die
Leistungsversorgungsausgangsspannung genau mit niedrigem
Fälligkeitsgehalt steuerbar ist.
Konventionelle thyristorgesteuerte Leistungsversorgungen
sind für Elektronenstrahlkanonenanwendungsfälle mit hoher
Leistung und hoher Performance oder Leistungsfähigkeit
nicht adäquat. Thyristorgesteuerte Leistungsversorgungen
arbeiten im allgemeinen beispielsweise in den USA mit
60 Hz Netzfrequenz und erzeugen eine signifikante Aus
gangsspannungswellung oder sie machen eine substantielle
Ausgangskapazität erforderlich, um die Wellung auf an
nehmbare Niveaus abzusenken. Wenn Kanonenbögen häufig
auftreten, kann die Ausgangskapazität eine übermäßige
akkumulierte Energieentladung in die Kanone oder die um
gebenden Komponenten zur Folge haben und somit eine kurze
Lebenszeit bewirken. Thyristorgesteuerte Leistungsversor
gungen besitzen auch ein relativ geringes dynamisches An
sprechen, was einen weiteren "Energiedurchlaß" durch die
Kanone während der Bogenbildung zur Folge hat und einen
langsamen Rampenverlauf nach oben, nachdem der Bogen ge
löscht ist. Thyristorgesteuerte Leistungsversorgungen be
sitzen einen relativ schlechten Eingangsleistungsfaktor
und erzeugen hohe Eingangsharmonische. Dies bewirkt be
trächtliche Kostenerhöhungen bei dem 60 Hz-Nutzleistungs
system bei Anwendungsfällen mit großer Leistung. Thryri
storgesteuerte Leistungsversorgungen sind auch körperlich
groß, weil die Transformator- und Filterkomponenten bei
60 Hz (bzw. 50 Hz) arbeiten und die niedrigeren Harmoni
schen 60 Hz bzw. 50 Hz auftreten. Dies ist ein wichtiger
Faktor bei den Kapitalausrüstungskosten, wo große Zahlen
von Leistungsversorgungen verwendet werden.
Konventionelle Leistungsversorgungen mit Seriendurchlaß
tetrodenvakuumröhren eliminieren viele der Nachteile der
thyristorgesteuerten Leistungsversorgung. Die Regulier
charakteristika der Tetrodenvakuumröhre können dazu ver
wendet werden, um sehr niedrige Ausgangswellungsspan
nungen zu erzeugen, ohne daß eine signifikante Ausgangs
kapazität erforderlich ist. Die Reguliercharakteristika
gestatten auch die Verwendung eines Diodengleichrichters
am vorderen Ende, was den Eingangsleistungsfaktor erhöht
und die Eingangsleitungsharmonischen vermindert. Die
Strombegrenzungsröhrencharakteristika, die Hochgeschwin
digkeitssteuerfähigkeit des Tetrodengitters und die nie
drige Ausgangskapazität führen ein ausgezeichnetes An
sprechen auf die Kanonenbögen vor, was zur Folge hat, daß
geringe Energie in die Kanone gelangt und eine schnelle
Wiederholung auftritt, nach dem der Bogen ausgelöscht
ist.
Konventionelle E-Strahlleistungsversorgungen mit Tetro
denvakuumröhren haben jedoch eigene ernste Nachteile. Die
Effizienz dieser Art einer Leistungsversorgung ist 80%
oder weniger, verglichen mit annähernd 95% für thyri
storgesteuerte Leistungsversorgungen. Dies liegt daran,
daß für die ordnungsgemäße Regulierung die Tetrode kon
tinuierlich substantielle Spannung abfallen muß. Darüber
hinaus verbrauchen sich Tetrodenvakuumröhren infolge Fa
denbruchs und infolge des chemischen Zusammenbruchs des
Überzugs auf der Kathode, was zur Folge hat, daß die Ka
thode ihre Fähigkeit, Elektronen zu emittieren, verliert.
Infolgedessen bildet die Tetrodenvakuumröhre einen be
trächtlichen Wartungskostenpunkt, der mindestens alle
10 000 Stunden ersetzt werden muß.
Leistungsversorgungen, die bei 10 kHz und darüber Gleich
strom/Gleichstrom-Wandler der Schaltbauart verwenden, be
sitzen das Potential, die Nachteile von Leistungsversor
gungen der konventionellen thyristorgesteuerten und der
Seriendurchgangstetrodenbauart zu eliminieren. Leistungs
versorgungen, die Gleichstrom(dc)/Gleichstrom(dc)Wandler
der Schaltungsbauart verwenden, sind wegen kleinerer
Transformator- und Filterkomponenten kompakter und arbei
ten mit einem Diodengleichrichtereingang für einen hohen
Eingangsleistungsfaktor und sie sind effizient, weil sie
nicht als Linearregulatoren arbeiten, weil sie eine ge
ringe Wartung deshalb benötigen, weil sie sämtlich zur
Körperbauart gehören, und schließlich besteht ein weite
rer Vorteil darin, daß sie ein gutes dynamisches Anspre
chen zeigen, weil sie bei hoher Frequenz arbeiten.
Eine Bauart eines schaltenden Gleichstrom/Gleichstrom-
Konverters oder Wandlers, wie er für Leistungsanwen
dungsfälle oberhalb 10 kHz mit Bogenlasten brauchbar ist,
ist derjenige der Serien- oder Reihenresonanzbauart. Lei
stungsversorgungen, welche Gleichstromumrichter (Gleich
strom/Gleichstrom-Umwandler) der Serienresonanzbauart
verwenden, besitzen einen Eingangsgleichrichter und Fil
ter zur Erzeugung einer Gleichspanung, ein aus Thyristo
ren und einem Resonanznetzwerk zur Erzeugung eines Hoch
frequenzstroms bestehenden Inverter, einem Transformator
zur Erzeugung des gewünschten Ausgangsspannungspegels und
einem Gleichrichter und Filter zur Erzeugung des Gleich
stroms zum Anlegen an die Last. Dies ist eine wohlbekann
te Art einer Leistungsversorgung, die für E-Strahlkanonen
eingesetzt wurde und es sei in diesem Zusammenhang auf
US-PS 3 544 913 verwiesen. Die Hauptnachteile dieser Art,
eine Leistungsversorgung für E-Strahlenanwendungen mit
hoher Performance sind die folgenden: die in der Aus
gangsfilterkapazität gespeicherte Energiemenge und die
Unfähigkeit, die Leistung zur Last abzuschalten, ist daß
das Resonanznetzwerk die Polarität umkehrt. Der Ausgangs
strom des Inverters ist sinusförmig und eine beträchtli
che Kapazität ist erforderlich, um nach der Gleichrich
tung eine zufriedenstellende Ausgangsspannungswellung zu
erreichen, obwohl der Inverter oberhalb 10 kHz arbeitet.
Der Gleichstromumrichter liefert darüber hinaus weiterhin
Strom an die Last, nachdem ein Bogen aufgetreten ist, bis
das Resonanznetzwerk die Thyristoren kommutiert. Obwohl
dieses System überlegen gegenüber der konventionellen
Leistungsversorgung der 60 Hz Thyristorbauart bezüglich
der während der Bogenbildung in die Kanone abgegebenen
Energie ist, so ist doch dieses System schlechter als die
Leistungsversorgung der Seriendurchgangstetrodenbauart,
das System ist nicht adäquat für Leistungsversorgungen
für Elektrodenstrahlkanonen hoher Leistungsfähigkeit oder
Performance.
Eine andere Bauart eines schaltenden Gleichstromumrich
ters brauchbar für Niedrigleistungsanwendungsfälle bis zu
einigen wenigen Kilowatt und Bogenbelastungen ist die
Stromquellenbauart mit Impulsbreitenmodulation. Dieser
Gleichstromumrichter besteht aus einem Spannungsregu
lator, einem Induktor, einem nicht-regulierenden Inver
ter, einen Transformator, einen Ausgangsgleichrichter und
einem Ausgangsfilterkondensator, wie in US-PS 3 737 755
beschrieben. Der in diesem Patent beschriebene Induktor
und Inverter erzeugen eine quadratische Stromwellenform
für den Ausgangsgleichrichter und Filter, was eine kleine
Ausgangsfilterkapazität gestattet und daher geringe Ener
gie für die Last während Lastbogenbildung. Die Inverter
spannungsfestleg- und Klemmittel sind jedoch für Hoch
leistungsanwendungsfälle nicht adäquat. Dies liegt daran,
daß der Inverter relativ entfernt gegenüber dem Eingangs
filterkondensator in Hochleistungsanwendungsfällen ange
ordnet ist, was eine substantielle Induktanz oder Induk
tivität in dem Klemm- oder Festlegnetzwerk hervorruft und
exzessive Spannungsspitzen an den Invertertransistoren.
Wie oben beschrieben, treten Probleme bei konventionellen
Leistungsversorgungen und bei geschalteten Leistungsver
sorgungen für Hochleistungs- und Hochperformanceionen
quellen auf und insbesondere auch für Elektronenstrahl
kanonen.
Zusammenfassend kann man sagen, daß konventionelle Thyri
storleistungsversorgungen eine hohe Ausgangskapazität be
sitzen, ein langsames dynamisches Ansprechen gegenüber
Bogenbildung und einen schlechten Eingangsleistungsfaktor.
Leistungsversorgungen der Seriendurchgangstetrodenregu
latorbauart besitzen einen relativ niedrige Effizienz und
benötigen verglichen mit der Vakuumröhre beträchtliche
Wartungskosten. Darüber hinaus sind diese beiden konven
tionellen Bauarten von Leistungsversorgungen auch körper
lich recht groß. Die geschalteten Leistungsversorgungen
unter Verwendung von Gleichstromumrichtern der Serienre
sonanzbauart lösen viele der genannten Probleme, wie sie
bei konventionellen Leistungsversorgungen auftreten, aber
es bleibt noch die übermäßig große Ausgangskapazität und
das zu langsame Ansprechen auf die Bogenbildung. Geschal
tete Leistungsversorgungen unter Verwendung von Gleich
stromumrichtern der Stromquellen, pulsbreitenmodulierten
Bauart (wie im Stand der Technik beschrieben) erfüllen
potentiellerweise die Erfordernisse für die E-Strahlkano
nenleistungsversorgung, arbeiten aber nicht bei hohen
Leistungsniveaus.
Es ist demgemäß ein Ziel der vorliegenden Erfindung,
einen verbesserten Gleichstromumrichter der Stromquellen
pulsbreitenmodulierten-Bauart vorzusehen, und zwar geeig
net für den Betrieb bei 100 Kilowatt oder mehr.
Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, eine Lei
stungsversorgung vorzusehen, die modular aufgebaut ist,
und zwar mit einem oder mehreren Gleichstromrichtermo
dulen von identischer Konstruktion mit einer Nennleistung
von 100 Kilowatt oder mehr, um so die erforderliche Aus
gangsleistung zu erreichen.
Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, eine Lei
stungsversorgung vorzusehen, die eine genaue Spannungs
regulierung vorsieht und eine niedrige Ausgangsspan
nungswellung, und zwar für die präzise Strahlsteuerung,
wobei ferner auch eine kleine Ausgangskapazität vorgese
hen sein soll für wenig Energie in die Last während Last
bogenbildung.
Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, eine Lei
stungsversorgung vorzusehen, die während einer Bogenbil
dung strombegrenzt ist, was die Leistung auf Null inner
halb weniger Mikrosekunden oder weniger zurückschneidet,
nachdem der Bogen initiiert, wobei dann die Leistung ram
penartig wieder zurückgeschaltet wird, und zwar in weni
gen Millisekunden nach dem "Rückschneide"-Intervall.
Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, eine Lei
stungsversorgung vorzusehen, die ohne exzessive Span
nungstransienten oder Einschränkvorgänge oder Kabelrefle
xionen mit Kabellängen arbeitet, vorgesehen zwischen der
Leistungsversorgung und der Last, und zwar von 100 Fuß
(ca. 30 m) oder mehr und nach der Lastbogenbildung.
Die vorliegende Erfindung sieht eine geschaltete Festkör
perleistungsversorgung vor zu Umwandlung einer vom Netz
gelieferten Eingangswechselspannung in eine eine hohe
Spannung besitzende Gleichstromausgangsgröße, die geeig
net ist zum Betreiben einer Elektronenkanone für einen
Hochleistungs- und Hochleistungsfähigkeit-Anwendungsfall,
wie beispielsweise für ein atomdampflaserisotopen Trenn
verfahren oder dergleichen. Die Erfindung kann auch bei
Anwendungsfällen zweckmäßig sein, wie beispielsweise Ra
darsystemen, die sich als eine bogenbildende Last ver
halten.
Die erfindungsgemäße Leistungsversorgung weist einen Ein
gangsdiodengleichrichter und Filter auf, und zwar zum Um
wandeln der Wechselspannungseingangsgröße in eine nicht
regulierte Gleichspannung. Eine Vielzahl von Wechsel
strom/Wechselstrom-Konverter oder Umwandlermodulen der
Schaltbauart (geschaltete Gleichstromumrichter), von
denen jedes eine Nennleistung von 100 Kilowatt oder mehr
besitzt, werden mit ihren Eingängen parallel, mit ihren
Ausgängen in Serie geschaltet und dazu verwendet, um die
se nicht regulierte Gleichspannung in eine regulierte
Gleichstromhochspannungausgangsgröße umzuwandeln.
Die Gleichstromumrichtermodule sind eine verbesserte Ver
sion der bekannten pulsbreitenmodulierten Stromquellen
bauart. Jeder Umrichter besteht aus einem Eingangs-
Entkopplungsnetzwerk, einem Eingangskondensator, einem
Spannungsregulator, einem Rechteckwelleninverter, einem
Hinauftransformator und einem Ausgangsgleichrichter und
Filter. Das Eingangsentkopplungsnetzwerk arbeitet zusam
men mit dem Eingangskondensator, um die Wechselwirkung
zwischen Modulen zu eliminieren und um zu verhindern, daß
ein signifikanter Hochfrequenzstrom in den Kabeln vom
Eingangsgleichrichter und Filter auftritt. Dieses Merkmal
gestattet den Parallelbetrieb der Module von einer
Gleichstromquelle aus. Bipolartransistoren mit isoliertem
Gate (insulated gate bipolar transistors = IGBT) werden
als die Schalter in dem Spannungsregulator und Inverter
verwendet, und zwar wegen ihrer hohen Leistungsfähigkeit
und schnellen Schaltgeschwindigkeiten. Ein verbessertes
Inverterklemmnetzwerk minimiert die induktiven Streu
schleifen und gestattet eine genaue Steuerung der Inver
ter IGBT-Spannungen während Inverterausgangspolaritäts
übergängen. Diese beiden Merkmale gestatten einen Modul
betrieb mit Inverterschaltfrequenzen von 10 kHz und
darüber und Ausgangsleistungspegel von 100 Kilowatt und
darüber. Jedes Gleichstromumrichtermodul (dc/dc-Konver
termodul) besitzt ein Kontroll- oder Steuerschema, um den
Betrieb mit sich stark ändernden und bogenbildenden La
sten zu gestatten. Eine Rückkopplungsschleife reguliert
die Modulausgangsspannung, und zwar durch Steuern des
Ein/Aus-Verhältnisses der Spannungsregulatorschalter. Ein
die Ausgangsspannung repräsentierendes Rückkopplungssig
nal wird erzeugt, und zwar unter Verwendung einer Aus
gangssimulatorschaltung, die von einer eine Windung auf
weisenden Abfühlwicklung des Hinauftransformators ge
speist wird und ferner von einem Gleichstromfühler an dem
Modulausgangsleiter. Dieses Merkmal gestattet die Erzeu
gung eines Rückkopplungssignals auf Erdniveau, und zwar
isoliert getrennt von der Hochspannung, wobei dieses die
Dynamik der Modulausgangsleistungsschaltung und die e-
Strahlkanonenlast reproduziert. Das Steuerschema
blockiert auch den Leistungsfluß zur Last während der
Bogenbildung. Oberhalb normaler Betriebspegel liegende
Ausgangsströme werden durch eine Komparator oder Ver
gleichsschaltung detektiert, die eine "cutback" (Redu
zier-)Zeitsteuerschaltung auslöst oder triggert. Diese
Reduzier-Zeitsteuerschaltung schaltet gleichzeitig beide
Regulatorschalter ab und schaltet alle vier Inverter
schalter für ein vorbestimmtes Zeitintervall ein. Dieses
Merkmal gestattet das schnelle Löschen der Bogenbildung
in der Last.
Die Gesamtleistungsversorgungsausgangsgröße wird gebildet
durch die Verbindung der Ausgänge der Module in Serie und
sodann die Verbindung mit einem Ausgangsentkopplungsnetz
werk und einer Übertragungsleitungsanpassungsimpedanz,
bevor die Verbindung mit der Übertragungsleitung zur Last
erfolgt. Das Ausgangsentkopplungsnetzwerk verhindert, daß
die Ausgangsfilterkondensatoren die Leitungsanpassungs
impedanz kurzschlußartig herausschalten. Dieses Merkmal
hält die Überspannungsschwingungen auf ein Minimum an dem
Leistungsversorgungsausgang und an der Last während des
Lastbogenbildens.
Die Gesamtleistungsversorgung weist eine Steuerschaltung
auf, um die Phasenbeziehung der Zeitsteuerung des Schal
tens des Spannungsregulators und Inverters in jedem Modul
vorzusehen, und zwar bezüglich benachbarter Module um
360°/n für n-Gesamtmodule. Dieses Merkmal reduziert die
Ausgangskapazität, die erforderlich ist, um eine niedrige
Ausgangsspannungswellung zu erreichen und reduziert daher
die an die Last während der Bogenbildung gelieferte Ener
gie. Es ist ferner eine Schaltung vorgesehen für die
Steuerung der Leistungsversorgungsausgangsspannung. Eine
Gesamtspannungsrückkopplungsschleife erzeugt ein Fehler
signal, welches als der Spannungseinstellpunkt für die
individuellen Modulrückkopplungsschleifen dient. Ein Ram
pengenerator steuert die Anstiegsrate der Ausgangsspan
nung während des Einschaltens und nach Rückschritten oder
Zurücknahmen.
Weitere Vorteile, Ziele und Einzelheiten der Erfindung
ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbei
spielen an Hand der Zeichnung; in der Zeichnung zeigt:
Fig. 1 ein Gesamtschaltungsdiagramm der erfindungsgemäßen
Leistungsversorgung, und zwar mit vier dc/dc-Kon
vertermodulen (Gleichstromumrichtermodulen);
Fig. 2 ein Schaltbild eines einzigen Moduls;
Fig. 3 eine Teilschaltung eines einzigen Moduls mit einer
äquivalenten Darstellung der Transformatorprimär
seite;
Fig. 4 ein Zeitsteuerdiagramm, welches den Betrieb und
die Wellenformen der Inverterklemmschaltung dar
stellt.
Es sei nunmehr die Erfindung im einzelnen beschrieben.
Wie man in Fig. 1 erkennt, wird eine Wechselspannung, ty
pischerweise eine dreiphasige 480 Volt-Spannung an eine
Gleichrichter/Filterschaltung 100 angelegt. Die Gleich
richter/Filterschaltung 100 sieht Mittel vor zur Umwand
lung der dreiphasigen Eingangswechselspannung in eine
gefilterte Ausgangsgleichspannung von einem positiven
Knoten 101 bzw. den Bezugsknoten 102. Der Gleichrich
ter/Filter besteht aus sechs Dioden 103, die in einer
Vollwellenbrückenschaltung angeordnet sind. Der Ausgang
der Vollwellenbrückenschaltung ist mit einem Induktor
oder einer Induktivität 104 verbunden, um eine Glättung
für die Stromwellungen vorzusehen. Der Induktor 104 steht
mit einem Seriennetzwerk in Verbindung, welches gebildet
wird durch einen Dämpfungswiderstand 107 und einen Fil
terkondensator 108. Für eine Ausgangsnennleistung von
400 kW hat die Induktivität 104 typischerweise 500 Mikro
hernies, der Dämpfungswiderstand 107 hat typischerweise
0,5 Ohm und der Kondensator 108 hat typischerweise 800
Mikrofarad. Die Gleichrichtung der Wechselspannung und
das Filtern der Spannungswellungen wird in bekannter
Weise erreicht.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung weist die
Leistungsversorgung eine Vielzahl von modularen dc/dc
Konverterschaltungen (Gleichstromumrichtern) oder Modulen
112-1, 112-2, 112-3 . . . 112-n auf, die parallelgeschaltet
sind zu den Ausgangsleitern, den Knoten 101 bzw. 102 des
Gleichrichter/Filters 100. Jedes Gleichstromumrichtermo
dul 112-1 bis 112-n weist Spannungsregulatorschaltungs
mittel 114 auf, um eine Quelle pulsierender Spannung zu
erzeugen, und zwar mit einem gesteuerten Tastverhältnis
oder Arbeitszyklus. Ein Induktor 128 dient zur Umwandlung
der pulsierenden Spannung in einen Gleichstrom und Inver
terschaltungsmittel 118 dienen zur Erzeugung einer Hoch
frequenzrechteckwelle von abwechselnder Polarität aus dem
Gleichstrom. Transformatormittel 150 dienen zur Isolation
oder Trennung und Hinauftransformieren der Inverteraus
gangsgröße und Ausgangs-Gleichrichter/Filter-Schaltungs
mittel 160 dienen zur Gleichrichtung und zur Filterung
des hochfrequenten Rechteckwellenstromes zur Erzeugung
einer hohen Ausgangsgleichspannung.
Jede Spannungsregulatorschaltung 114 ist mit einem ent
sprechenden Entkopplungsnetzwerk 116 und Eingangskon
densator 125 gekoppelt. Das Entkopplungsnetzwerk weist
folgendes auf: einen 0,25 Ohm Widerstand 120 und eine
40 Mikrohenry Induktivität 122 parallel geschaltet und
mit einer Verbindung mit dem positiven Eingangsleiter 101
vom Gleichrichter 100. Die Eingangskapazität 125 beträgt
typischerweise 200 Mikrofarad und eine Seite ist mit dem
Knoten verbunden, der gebildet wird durch das Entkopp
lungsnetzwerk und den positiven Inverterbus 141a. Die
andere Seite des Eingangskondensators 125 stellt die
Verbindung her zur negativen Eingangsleitung 102 vom
Gleichrichter/Filter 100. Das Entkopplungsnetzwerk, die
Induktivität 122 und der Widerstand 120 sehen eine Im
pedanz bei hoher Frequenz vor, welche die durch den Re
gulator 114 gezogenen Stromanstiege dazu zwingt, durch
den Kondensator 125 zu fließen und nicht durch den
Gleichrichter/Filter 100 oder die parallelgeschalteten
Gleichstromumrichtermodule.
Jede Spannungsregulatorschaltung 114 weist zwei Bipolar
transistoren mit isoliertem Gate (IGBT = insulated gate
bipolar transistors) 124 auf, und zwar mit ihren Emit
tern parallelgeschaltet mit dem negativen Leiter des
Eingangskondensators 125 und die Kollektoren dieser Tran
sistoren sind mit der Anode einer Freilaufdiode 26 ver
bunden bzw. mit einem ersten Leiter einer 500 Mikrohenry
Induktivität 128. Die vorliegende Erfindung ist nicht auf
IGBT′s beschränkt. Jedwede gategesteuerten Schaltmittel
können verwendet werden, die geeignete Strom- und Span
nungsnennwerte besitzen und deren Schaltgeschwindigkeit
ausreicht. Aus Gründen der Einfachheit werden solche Vor
richtungen allgemein als IGBT′s bezeichnet. Dies IGBT′s
werden alternativ durch an ihre Gate angelegte Steuer
signale aktiviert. Beide IGBT′s 124a und 124b werden bei
10 kHz aktiviert, aber um 180° bezüglich einander phasen
verschoben. Dies hat netto 20 kHz Schaltfrequenz für das
Paar zur Folge. Dieses Verfahren eliminiert die Strom
teilschwierigkeiten, die dann auftreten könnten, wenn
beide IGBT′s 124a und 124b gleichzeitig aktiviert würden.
Die Aktivierung der IGBT′S 124 und 124b ermöglichen dem
Strom einen Aufbau und einen Abfall durch die Indukti
vität 128 in der Weise, daß die Ausgangsspannung des
Gleichstromumrichtermoduls 112 gesteuert wird. Die Akti
vierung der IGBT′S 124a, 124b bewirkt, daß eine Gleich
spannungswellenform von 0 bis 650 Volt an der Diode 126
auftritt. Die Pulsation der Gleichspannung von 0 bis 650
Volt an der Freilaufdiode 126 wird durch die Induktivität
128 auf einen eine geringe Wellung zeigenden Gleichstrom
geglättet. Die oben genannten Werte für die Komponenten
des Entkopplungsnetzwerkes 116, des Eingangskondensators
125 und der Induktivität 128 gelten für eine 100 kW Mo
dulausgangsnennleistung und für eine Schaltfrequenz von
10 kHz für jeden Spannungsregulator IGBT 124a und 124b.
Die Ausgangsgleichspannung vom Spannungsregulator 114
wird durch den Induktor oder Induktivität 128 geleitet,
um einen im wesentlichen geglätteten Gleichstrom zu er
zeugen, der dann an Invertermittel 118 angelegt wird, um
den Gleichstrom in einen hochfrequenten Rechteckwellen
strom alternierender Polarität umzuwandeln, d. h. einen
hochfrequenten Wechselstrom. Von dem durch das Eingangs
entkopplungsnetzwerk 116 und den Eingangskondensator 125
gebildeten Knoten wird der Strom an den positiven Bus
141a des Inverters geliefert und wird er vom negativen
Bus 141b des Inverters durch den Induktor 128 zu dem
Spannungsregulator 114 zurückgeliefert. Der Inverter 118
weist eine Vielzahl von bipolaren Transistoren mit iso
liertem Gate (IGBT = insulated gate bipolar transistors),
die in Serie geschaltet sind und in zwei Zweigen konfi
guriert sind, welche ihrerseits parallelgeschaltet sind
und eine Brückenschaltung bilden. Auch hier können die
IGBT′S ersetzt werden durch irgendwelche gategesteuerten
Schaltmittel, die geeignet sind für Hochstromanwendungs
fälle. Vorzugsweise werden vier IGBT′s 140 verwendet, und
zwar zwei in jedem parallelen Zweig in Serie geschaltete
IGBT′s die in diagonalen Paaren aktiviert werden. Es gibt
zwei IGBT′s für jede Wechselstromleitung. Der Fachmann
erkennt, daß zwei Wechselstromleitungen erforderlich
sind, um einen zugehörigen Einphasentransformator zu be
treiben.
Die IGBT′s 140 werden in alternierenden diagonalen Paaren
durch an ihre "enable" oder Einschaltleiter angelegte
Signale aktiviert, und zwar auf eine Art und Weise wie
dies dem Fachmann bekannt ist, um so eine Rechteckwelle
alternierender Polarität zu erzeugen. Der Hochfrequenz
rechteckwellenstrom wird über die Primärwicklung eines
zugehörigen Transformators 150 angelegt. Die IGBT′s sind
in der Lage, die erforderliche Hochfrequenzleistung zu
erzeugen, und zwar infolge ihrer Schaltgeschwindigkeiten,
ihrer hohen Stromfähigkeiten und der hohen Durchbruch
spannung. Der durch die Primärseite fließende Hochfre
quenzstrom ist induktiv mit der Sekundärseite des Trans
formators 150 gekoppelt. Ein Transformator 150 ist Teil
jedes entsprechenden Gleichstromumrichtermoduls 112-1 bis
124-n und sieht ein Mittel vor zum Heraufsetzen der an
die Primärseite angelegten Hochfrequenzwechselspannung,
um so die hohe Spannung zu erzeugen, die für die Lei
stungsversorgung der Elektronenkanone erforderlich ist.
Der Transformator 150 sieht auch die elektrische Isola
tion oder Trennung für den Ausgang jedes Gleichstrom
umrichtermoduls vor, was die Verbindung der Ausgänge in
Serie gestattet. Die Leiter der Sekundärseite des Trans
formators 150 werden dann an Ausgangsgleichrichter/Fil
terschaltungsmittel 160 angelegt, um den hochfrequenten
Wechselstrom in eine glatte hohe Gleichspannung umzuwan
deln. Die Ausgangsgleichrichter/Filterschaltung 160 be
steht aus einem Einphasenvollwellenbrückengleichrichter,
der parallel geschaltet ist mit einem 0,05 Mikrofarad
Kondensator 161 und einem Paralleldämpfungsnetzwerk ge
bildet durch ein 2400 Ohm Widerstand 163 in Serie mit
einem 0,15 Mikrofarad Kondensator 162. Die oben angege
benen Werte sind für eine Viermodulleistungsversorgung
mit den Größen von 400 kW und 50 kV sowie mit einer ±5%
Spitze-zu-Spitze Ausgangsspannungswellung, wobei ferner
jeder Inverter bei 10 kHz arbeitet. Die Ausgangsgleich
richter/Filterschaltungsmittel 160 arbeiten in bekannter
Weise.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1 sei ausgeführt, daß ein Aus
gangsentkopplungsnetzwerk 170 einen 100 Ohm Widerstand
172 parallel mit einer 500 Mikrohenry Induktivität 174
aufweist. Eine Seite des Ausgangs des Entkopplungsnetz
werks 170 ist mit der Hochspannungsseite der in Serie
geschalteten Gleichstromumrichterausgänge verbunden. Die
andere Seite des Entkopplungsnetzwerkes ist mit dem Kno
ten verbunden, der gebildet wird durch die Hochspannungs
übertragungsleitung zur Last, das Leitungsanpassungs
netzwerk bestehend aus einem 50 Ohm Widerstand 175 und
einem 0,01 Mikrofarad Kondensator 176 in Serie geschal
tet, und der Hochspannungsseite des Spannungsrückkopp
lungsteiles 180. Für Zeiten im Submikrosekundenbereich,
in denen ein Lastbogen initiiert wird und Übertragungs
leitungsreflexionen auftreten, ist die Impedanz des Ent
kopplungsnetzwerkes viel größer als die Impedanz des Lei
tungsanpassungsnetzwerkes. Infolgedessen ist während der
Bogenbildung die Übertragungsleitung durch ihren Wellen
widerstand angepaßt und wird durch die Ausgangsfilter
kapazität der Gleichstromumrichtermodule nicht kurzge
schlossen oder herausgeschaltet. Dies hat kleine Über
spannungsübergänge oder Einschwingvorgänge an der Last
und Leistungsversorgung zur Folge. Die typischen oben
angegebenen Werte für die Komponenten gelten für eine
Ausgangsgröße von 50 kV bei 400 kW und bei einer Über
tragungsleitungslänge von ca. 30 m (100 Fuß).
Der Fachmann erkennt, daß das Ausgangsentkopplungsnetz
werk 170 gleichmäßig aufgeteilt und verteilt werden kann,
und zwar in jedes Gleichstromumrichtermodul. Dadurch wird
die Funktion des Entkopplungsnetzwerkes nicht geändert.
In einigen Anwendungsfällen ist dies das bevorzugte Aus
führungsbeispiel.
Der Fachmann erkennt, daß die Ausgänge der Gleichstromum
richter statt in Serie parallel geschaltet sein können.
Dies macht erforderlich, daß das Ausgangsentkopplungs
netzwerk 170 im Ausgang jedes Konvertermoduls angeordnet
wird, um Wechselwirkungen zwischen den Ausgängen jedes
Moduls zu vermeiden.
Gemäß der erfindungsgemäßen Vorrichtung sind die Ein-Zei
ten der IGBT′s 140a, b, c, und d des Inverters synchroni
siert mit den Ein-Zeiten der IGBT′s oder Schaltmittel
124a, b jeder Spannungsregulatorschaltung 114 in jedem
Gleichstromumrichtermodul 112. Der Übergang der Inverter
ausgangsstrompolarität tritt auf, wenn ein diagonales
IGBT-Paar der Inverterbrücke abschaltet und das entge
gengesetzte diagonale IGBT-Paar leitet. Diese Zeit tritt
auf am Ende des Leitens von entweder IGBT 124a oder 124b
in der Spannungsregulatorschaltung. Diese Synchronisation
gestattet die Phasensteuerung der Module, was weiter un
ten beschrieben wird.
Man erkennt, daß die Gleichstromumrichtermodule, die als
Abschnitte 112-1, 112-2, 112-3, . . . 112-n in Fig. 1 darge
stellt sind, identische Modularleistungsversorgungsschal
tungen aufweisen, die austauschbar sind. Die Eingänge je
des Gleichstromumrichtermoduls 112 sind parallelgeschal
tet und die Ausgänge liegen in Serie mit einem benachbar
ten Gleichstromumrichtermodul 112.
Die IGBT′s 124a, b jeder Spannungsregulatorschaltung 114
und die IGBT′s 140a, b, c, d der Inverterschaltung 118 in
jedem gesonderten Gleichstromumrichtermodul 112-1 werden
in einer Phasenbeziehung bezüglich eines benachbarten Mo
duls 112-2, . . .112-n eingeschaltet. Für eine Vielzahl von
n-Modulen ist die Phasenbeziehung gleich 360°/n.
Im Falle von vier modularen Gleichstromumrichterabschnit
ten, wie in Fig. 1 gezeigt, schreitet die Aktivation je
des Abschnitts oder Moduls 112-1 112-4 der Aktivierung
eines darauffolgenden Moduls um 900 voraus. Ein Vier-Pha
senoszillator 135 erzeugt die Taktimpulse getrennt um 90°
für die Module. Die "gephaste"-Aktivierung der gesonder
ten Module 112-1, 112-2, 112-3 und 112-4 hat eine Fre
quenz in der gesamten Leistungsversorgungsausgangsspan
nungswellung zur Folge, die viermal höher liegt als die
Frequenz der Modulausgangsspannungswellung. Dies gestat
tet einen viermal niedrigeren Wert für die Kapazität der
Ausgangsfilterkondensatoren 161 und 162, als dies ohne
"gephaste" Aktivierung notwendig wäre.
Eine in Fig. 1 gezeigte Rückkopplungssteuerschaltung 130
steuert die Ausgangsspannung der Gesamtleistungsversor
gung entsprechend bekannter Verfahren. Eine Analogspan
nung wird durch die Steuerschaltung 130 erzeugt, und zwar
basierend auf der Differenz zwischen der gewünschten Aus
gangsspannung (Ausgangssollspannung) oder Leistungsver
sorgungsspannungseinstellpunkt, und der tatsächlichen
Ausgangsspannung (Ausgangsistspannung) gemessen durch
einen Spannungsteiler 180. Diese Analogspannung wird der
Spannungseinstellpunkt für eine weitere Rückkopplungs
steuerschaltung in jedem Gleichstromumrichtermodul. Wie
im einzelnen noch unter Bezugnahme auf Fig. 2 erläutert
werden wird, erzeugt diese Modulrückkopplungssteuerschal
tung eine Fehlerspannung, die abhängt von der Differenz
zwischen ihrem Einstellpunkt und der abgeleiteten Aus
gangsspannung jedes Moduls. Diese Fehlerspannung wird in
der Modulsteuerschaltung in ein "enable" oder Auslösesig
nal umgewandelt, das ein variables Tastverhältnis (Ar
beitszyklus) besitzt, und zwar als eine Funktion der Feh
lerspannung. Dieses enable-Signal wird sodann an die
Steuerschaltung angelegt, um die Leiter der IGBT-Transi
storen 124a, b, einzuschalten (enable). Die Veränderung
der Ein-und Aus-Zeiten der IGBT′s 124a, b halten die Aus
gangsspannung vom Gleichstromumrichter 112-1 auf einem
gesteuerten Niveau oder Pegel, und zwar bei sich ändern
den Lastbedingungen.
Eine Rampenerzeugungsschaltung 131 ist Teil der gesamten
Leistungsversorgungsrückkopplungssteuerschaltung 130. Der
Rampengenerator verlangsamt den Spannungseinstellpunkt
angelegt an die Rückkopplungssteuersummiermittel, um ein
Darüberhinausschießen der Leistungsversorgungsausgangs
spannung zu vermeiden. Der Rampengenerator wird während
Stufenerhöhungen des Leistungsversorgungsspannungsein
stellpunktes benötigt oder nach dem Ende des Rückschalt
der Herunterschaltintervalls, welches auftritt wegen der
Lastbogenbildung. Die Rampenzeit liegt in der Größenord
nung von 10 ms für eine den Ausgangsleistung von 400 kW.
Die Arbeitsweise eines Einzelmodulabschnitts von bei
spielsweise 112-1 wird unter Bezugnahme auf Fig. 2 be
schrieben. Nach dem Gleichrichten und Filtern durch den
Dreiphaseneingangsgleichrichter und Filter 100 gemäß Fig.
1 erscheint eine Gleichspannung von 650 Volt an den Ein
gangsleitungen 201 bzw. 202, wie dies in Fig. 2 gezeigt
ist. Die Leitungen 201 und 202 entsprechen den Knoten 101
bzw. 102 gemäß Fig. 1. Ein Eingangsentkopplungskreis 16
weist einen Induktor (Induktivität) 222 auf, und zwar pa
rallelgeschaltet mit einem Widerstand 220. Der Eingangs
entkopplungskreis 216 sieht Mittel vor, um einen im we
sentlichen glatten Strom mit geringer Wellung aufrechtzu
erhalten, und zwar vom Ausgang der 650 Volt-Quelle, die
an die Knoten 201 und 202 angeschaltet ist. Der Eingangs
entkopplungskreis 216 sieht auch Mittel vor, um Wechsel
wirkungen zu verhindern zwischen den Modulen 112, die pa
rallel an die 650 Volt-Quelle geschaltet sind. Der Ein
gangsentkopplungskreis 216 bildet eine relativ hohe Impe
danz, verglichen mit der Impedanz des Eingangskondensa
tors 225 bei der Regulatorschaltfrequenz und darüber. In
folgedessen zwingt er in effektiver Weise die durch den
Regulator gezogenen Hochfrequenzstrompulse durch den Kon
densator 225 zu fließen, und nicht vom Eingangsgleich
richter/Filter 100 der Fig. 1. Dies vermindert beträcht
lich elektromagnetische Störungen, hervorgerufen durch
die Leistungsversorgung, da die Ströme in den Kabeln zwi
schen dem Eingangsgleichrichter/Filter und den Gleich
stromumrichtermodulen glatt und ohne Wellung sind.
Die Eingangsentkopplungsschaltung 216 dämpft auch ge
dämpfte Schwingungen oder das sogenannte "ringing". Man
erkennt, daß die Eingangsentkopplungsschaltung 216 den
Parallelbetrieb der Module 112-1 . . . 112-4 der Fig. 1 ohne
große Wechselwirkungen gestattet. Die Eingangsentkopp
lungsschaltung 216 sieht ein Mittel vor zum Dämpfen der
Resonanz zwischen den Kabeln und Kondensatoren unter
schiedlicher Module. Der Widerstand 220 sieht eine Dämp
fung vor für das Serienresonanznetzwerk, gebildet durch
die Induktivität der Kabel zwischen Modulen und die Kapa
zität der Eingangskondensatoren in unterschiedlichen
Modulen.
Die Induktivität (Induktor) 222 liegt parallel mit dem
Widerstand 220, der ein Dämpfungsmittel vorsieht, zum Un
terdrücken von Stromschwingungen in den zwei Schaltungs
eingangsleitungen 201 und 202. Die Induktivität 222 sieht
auch ein Mittel vor zur Begrenzung der Stromänderungsra
te. Die Induktivität 222 besitzt ein Eingangsende und ein
Ausgangsende, und zwar eingesetzt in die Schaltungslei
tung von 201. Ein Kondensator 225 sieht ein Ladungsspei
chermittel vor, und zwar geschaltet an die zwei Schal
tungsleitungen 201 und 202 auf der Ausgangsseite der In
duktivität 222 zu den Schaltmitteln 224a, 224b hin. Diese
Konfiguration stellt sicher, daß der Leitungsstrom am
Eingangsende des Stromratenänderungsbegrenzungsinduktors
oder -induktivität mit einer kleinen Geschwindigkeit oder
Rate ansteigt, und zwar von einem ersten Wert aus zu
einem hohen Wert, wenn die Schaltmittel 224a, 224b des
Spannungsregulators Strom leiten. Der Leitungsstrom am
Eingangsende der Stromratenänderungsbegrenzungsindukti
vität 222 nimmt auf einen ersten Pegel zurück ab mit
einer kleinen Rate, wenn die Schaltmittel 224a, 224b des
Regulators nicht leitend sind. Der Kondensator 225 absor
biert sämtlichen Stromfluß durch den Stromratenänderungs
begrenzungsinduktor 222, wenn die Schaltmittel 224a, 224b
nicht leitend sind. Der Kondensator 225 addiert auch
Strom hinzu, und zwar durch den Stromratenänderungsbe
grenzungsinduktor 222, um die Stromerfordernisse der
Spannungsregulatorschaltmittel zu erfüllen, wenn die
Schaltmittel 224a, 224b leitend sind.
Jedes Gleichstromumrichtermodul weist auch Spannungsregu
latorschaltungsmittel 214 auf, um eine pulsierende Span
nung mit gesteuertem Tastverhältnis vorzusehen, und zwar
aus einer nicht regulierten Eingangsgleichspannung auf
den Leitungen, und zwar abhängig von den Knoten 201 bzw.
202. Die Spannungsregulatorschaltungsmittel 214 weisen
eine Freilaufdiode 226 auf, ferner Spannungsregulator
schaltungen 224a, 224b jeweils mit einem Steuerleiter und
einen Emitterleiter verbunden mit einer ersten Ausgangs
klemme der nicht regulierten Eingangsgleichspannung und
ferner mit einem Kollektorleiter verbunden mit der Anode
der Freilaufdiode 226. Die Kathode der Freilaufdiode 226
ist über das Eingangsentkopplungsnetzwerk 216 mit einer
zweiten Klemme des nicht regulierten Gleichstromeingangs
verbunden.
Die Induktivität oder der Induktor 228 wirkt als ein Mit
tel zum Glätten des Stromes und ist mit einem ersten Ende
mit dem gemeinsamen Knoten der Spannungsregulatorschaltmittel
224a, 224b und mit der Anode der Freilaufdiode 226
verbunden. Die Induktivitätsmittel 228 sehen ein Mittel
vor zum Filtern der pulsierenden Spannung, die erzeugt
wird durch die Schaltmittel 224 und es wird ein glatter
Gleichstrom geschaffen für das Anlegen an die Inverter
schaltungsmittel 218.
Wie in Fig. 2 sieht die Inverterschaltung 218 ein Mittel
vor zur Umwandlung des Gleichstroms vom Induktor 228 in
einen hochfrequenten Rechteckwellenstrom in der Primär
seite 252 des Transformators 250. Die Inverterschaltung
218 in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist erste
und zweite Parallelschaltungszweige auf. Der erste Schal
tungszweig weist IGBT′s 240a bzw. 240b, und zwar in Serie
geschaltet auf. Ein zweiter Zweig weist IGBT′s 240c und
240d in Serie geschaltet auf. Beide Schaltungszweige sind
parallelgeschaltet zur Bildung eines Brückennetzwerkes.
Die IGBT′s wirken als Schaltmittel, wobei jedes einen
Kollektorleiter, einen Steuerleiter und einen Emitterlei
ter aufweist. Die IGBT′s 240a und 240c sind mit ihren
Kollektoren mit dem positiven Inverterbus 241a verbunden,
der eine Gleichstromquelle liefert. Die Emitterleiter der
IGBT′s 240b und 240d sind jeweils verbunden mit dem nega
tiven Inverterbus 241b, der den Gleichstrom zum Induktor
228 zurückführt.
Ebenfalls parallelgeschaltet mit der Inverterschaltung
218 zwischen positiven aus 241a und negativen Bus 241b
sind eine in Serie geschalteter Kondensator 243 und eine
Diode 242, die kombiniert mit dem Widerstand 244 die In
verterklemmittel bilden, die weiter unten erläutert wer
den. Die Primärwicklung 252 des Transformators 250 liegt
an den Ausgangsleitern des Inverters. Die vier IGBT′s wer
den alternativ in diagonalen Paaren (IGBT′s 240a, 240d
und IGBT′s 240b, 240 c) aktiviert , und zwar durch Span
nungen angelegt an ihre Steuerleiter derart, daß jeder
Ausgangsleiter des Inverters alternativ verbunden wird
mit positiven und negativen Bussen 141a, 141b der Inver
terschaltung 218. Eine kurze Überlappungszeit von annä
hernd 2 Mikrosekunden tritt bei dem Polaritätsübergang
auf, wo alle vier IGBT′s leitend sind. Durch die Primär
wicklung 252 des Transformators 250 wird ein im wesentli
chen rechteckwellenförmiger Wechselstrom erzeugt.
Unter Bezugnahme auf Fig. 3 sei auf das Inverterklemm
netzwerk hingewiesen, welches gebildet wird durch einen
2 Mikrofarad Kondensator 343, Diode 342 und 8 Ohm Wider
stand 344, wobei dieses Netzwerk die Begrenzungen der
Spannung zwischen den positiven und negativen Bussen, die
den Inverter speisen, bewirken und dadurch die Spannung
an den IGBT-Schaltern begrenzen, und zwar während der Po
laritätsänderung in der Inverterausgangsgröße. Fig. 3
zeigt einen Teil des Inverters und der Regulatorlei
stungsschaltung zum Betreiben einer äquivalenten Darstel
lung der Hinauftransformatorlast. Die Induktivität 355
repräsentiert die Transformatorleckinduktivität oder -induktanz
und die Spannungsquelle 356 repräsentiert die
sekundäre zu der Primärseite reflektierte Spannung. Die
Größe der Spannungsquelle 356 ist im wesentlich gleich
der Größe der Modulausgangsgleichspannung dividiert durch
das Transformatorwindungsverhältnis. Die Polarität der
Spannungsquelle 356 ist in Fig. 3 gezeigt, wenn die Rich
tung des Stromes ip in Fig. 3 gezeigt ist. Sie ändert
sich zur entgegengesetzten Polarität, wenn sich der Strom
ip in entgegengesetzter Richtung ändert.
Die Prinzipien des Inverterklemmnetzwerkes werden am be
sten beschrieben unter Bezugnahme auf die Wellenformen
während der Übergänge der Polarität der Inverterausgangs
größe, wie dies in Fig. 4 gezeigt ist. Für eine Inverter
ausgangsfrequenz von 10 kHz treten diese Wellenformen
alle 100 Mikrosekunden während des Übergangs von der
positiven zur negativen Inverterausgangspolarität auf.
Die gleichen Wellenformen aber von entgegengesetzter Po
larität treten auch alle 100 Mikrosekunden während des
Übergangs vom negativen zum positiven Inverterausgang
auf. Die Übergänge sind mit 50 Mikrosekunden Abstand
angeordnet, um die im wesentlichen Stromrechteckwellen
formen des Inverters zu schaffen. Es sei nunmehr auf Fig. 4
hingewiesen. Vor der Zeit ta sind die IGBT-Schalter
340a und 340d eingeschaltet und leiten und die Transi
storschalter 340b und 3240c sind ausgeschaltet und nicht
leitend. Der Strom IL in der Induktivität 328 fließt
durch die Schalter 340a und 340d, wodurch die äquivalente
Last gebildet durch die Induktivität (Induktor) 355 und
Spannungsquelle 356. Zur Zeit ta werden auch die Schalter
340b und 340c eingeschaltet, was eine Null-Spannung an
der äquivalenten Last zur Folge hat und im Beginn des
Abfalls des Stromes ip auf Null, was zur Zeit tp erfolgt.
Zwischen den Zeiten tp und tc sind alle vier Schalter
340a, 340b, 340c und 340d stromleitend in der Größe IL/2.
Zur Zeit tc werden die Schalter 340a und 330d abgeschal
tet und werden nicht leitend. Der Strom IL in der Induk
tivität 328 wird nunmehr dazu gezwungen, durch den Kon
densator 343 zu fließen, der durch den Widerstand 344 und
Diode 342 auf 650 Volt vorgeladen ist. Dies legt 650 Volt
an die äquivalente Last an, was zur Folge hat, daß ein
stromaufbau das Stromes ip in negativer Richtung erfolgt.
Die Spannung am Kondensator 343 und der Strom ip durch
die äquivalente Last vergrößern sich weiter, bis die
Größe ip den Wert IL zur Zeit td erreicht. Zu dieser Zeit
td wird die Diode 342 umgekehrt vorgespannt und der Kon
densator 343 fängt an, sich zurückzuentladen zu 650 Volt
über Widerstand 344 in Vorbereitung für den nächsten Po
laritätsübergang einen halben Zyklus später.
Man erkennt, daß ein alternativer Strompfad für den
Stromfluß vorgesehen wird, wenn sich der Strom in der
induktiven Last 355 von Null aus aufbaut. Ein Kondensator
343 ist verbunden ausgehend von einer der zwei Eingangs
schaltungensleitungen mit einem Leiter eines Spannungs
quellenkondensators 325 mit einem Schaltungsknoten zwi
schen einem Widerstand 344 und Diode 342, so daß dann,
wenn sich ein Strom von Null aus auf einen Maximalwert
aufbaut Überschußstromfluß von einer der zwei Eingangs
schaltungsleitungen über den Kondensator 343 und Diode
342 zu der anderen der zwei Eingangsschaltungsleitungen
erfolgt. Die Spannung an den zwei Spannungsleitungen ist
auf annähernd die Spannung der Spannungsquelle 325 fest
geklemmt. Dieses Inverterklemmnetzwerk besteht aus Kon
densator 343, Diode 342, Widerstand 344 ist gegenüber dem
stand der Technik überlegen, weil die sich schnell
ändernden Ströme innerhalb Kondensator 343, Diode 342 und
den Inverte-IGBT-Schaltern 340a, 340b, 340c und 340d auf
treten. Kondensator 343 und Diode 342 sind sehr nahe zu
dem Inverter IGBT′s angeordnet, was die Streuinduktivität
oder Induktanz der Schleife minimiert, die gebildet ist
durch Kondensatordiode und IGBT′s. Infolgedessen werden
die Spannungsübergangsspitzen minimiert, die an den
IGBT′s auftreten, und die erzeugt werden durch diese In
duktivität und die sich schnell ändernden Ströme.
Wiederum unter Bezugnahme auf Fig. 2 sei bemerkt, daß die
Inverterschaltung ebenfalls Mittel aufweist zum gleichzeitigen
Anschalten sämtlicher IGBT-Schaltermittel 240a-240d zum
Kurzschließen und dadurch zum Isolieren der Primärseite
252 des Transformators 250, wenn ein anfangender Kanonen
bogen abgefühlt wird. Dies minimiert die Leistungsversor
gungsstromgröße, welche während Lastbogenbildung durch
die Last läuft.
Der Fachmann erkennt, daß Dämpfungsnetzwerke (snubber
networks) verwendet werden können, wobei jedes dieser
Netzwerke aus einem Widerstand, einer Diode und einem
Kondensator besteht, und wobei diese Netzwerke in Ver
bindung mit jedem IGBT im Spannungsregulator 214 und
Inverter 218 benötigt werden können. Diese Dämpfernetz
werke sind in den Fig. 1, 2 und 3 nicht gezeigt, und zwar
aus Gründen der Klarheit. Die Konstruktion der Dämpfer
netzwerke für die IGBT′s ist wohl bekannt.
Eine eine Windung aufweisende Spannungsabfühlwicklung 255
ist auf den gleichen Transformatorkern wie die Primärsei
te 252 und die Sekundärseite 254 gewickelt. Die Span
nungsabfühlwindung 255 sieht Mittel vor zum Abfühlen
einer Wechselspannung proportional zur Wechselspannung an
der Sekundärseite 254 des Transformators 250. Die in der
Abfühlwicklung 255 induzierte Wechselspannung wird sodann
gleichgerichtet und gefiltert, und zwar durch Ausgangssi
mulatormittel 290. Zudem wird der Ausgangsstrom des Mo
duls durch den Gleichstromfühler 280 abgefühlt und ver
wendet zur Steuerung einer Stromquelle parallel mit dem
Filterkondensator 253 im Ausgangssimulator 290. Die
Stromquelle repräsentiert die Stromquellencharakteristik
einer Ionenquelle und speziell einer Elektronenstrahl
kanone. Der Kapazitätswert des Filterkondensators 253 und
der Wert und Bereich der Stromquelle 292 werden maßstabs
mäßig derart bemessen, daß die Ausgangsgröße des Aus
gangssimulators 290 in genauer Weise den Spannungspegel
repräsentiert und die Schaltungsdynamiken der Ausgangs
größe des Gleichstromumrichtermoduls, und sie ist ferner
konsistent mit den für die Rückkopplungssteuerschaltung
verwendeten Spannungspegeln. Die Verwirklichung des Aus
gangssimulators 290 erfolgt mit bekannten elektronischen
Schaltungsverfahren. Die Verwendung der eine Windung auf
weisenden Abfühlwicklung 255 und des Ausgangssimulators
gestatten die Erzeugung des Modulausgangsspannungsrück
kopplungssignals, ohne daß eine Hochspannungsisolations-
oder Trennschaltung erforderlich ist, die dann erforder
lich wäre, wenn die Modulausgangsspannung direkt gemessen
würde.
Der Ausgangssimulator 290 weist Diodengleichrichtermittel
291 auf, welche auf die Wechselspannung ansprechen, die
durch die Abfühlwicklung 255 erzeugt wird, um so eine
Gleichspannung an zwei Ausgangsleitungen zu erzeugen.
Diese Gleichspannung ist proportional zu der Ausgangs
gleichspannung des Leistungsversorgungsmoduls 112. Die
Ausgangssimulatormittel 290 weisen auch einen Filterkon
densator 293 auf, der an den zwei Ausgangsleitungen von
den Gleichrichtermitteln 291 liegt. Gesteuerte Stromquel
lenmittel 292 sind ebenfalls an die zwei Ausgangslei
tungen angeschaltet, um die Ausgangsspannung der Strom
abfühlmittel 280 anzulegen, um so einen Strom zu erzeu
gen, der proportional zum Ausgangsstrom des Leistungs
versorgungsmoduls ist. Die gesteuerten Stromquellenmittel
292 ziehen Strom aus den zwei Ausgangsleitungen und er
zeugen eine genaue Simulation der Leistungsversorgungs
modulausgangsspannung.
Die Ausgangsgröße des Ausgangsimulators 290 wird sodann
an Spannungssummiermittel 266 angelegt. In den Summier
mitteln wird Spannung von dem Ausgangssimulator 290 von
einer Einstellpunktspannung abgezogen. Die Einstellpunkt
spannung ist eine Bezugsspannung für die Steuerung der
Amplitude der Umrichter- oder Konverterausgangsspannung.
Die Einstellpunktspannung ermöglicht die Steuerung der
Amplitude der Konverter - oder Umrichterausgangsspannung
auf ein gewünschtes Niveau. Die Ausgangsgröße der Span
nungssummiermittel 266 ist eine Differenzspannung, d. h.
die Differenz zwischen der Einstellpunktspannung und der
Ausgangsspannung des Simulators.
Die Differenzspannung wird verstärkt und gefiltert, und
zwar entsprechend bekannter Verfahren in dem Kompensator
268. Die verstärkte Spannung vom Kompensator 268 wird
dann mit einer takterzeugten Sägezahnspannung mit einem
Komparator 270 verglichen. Die Sägezahnspannung wird
durch Sägezahngeneratormittel 272 erzeugt und ist mit dem
Taktimpuls des Systems synchronisiert. Die Ausgangsgröße
des Komparators ist ein einen logischen Pegel aufweisen
des enable oder Schaltsignal (beispielsweise +5V), wel
ches einen "enable" (Schalt-) und einen "disable" (Ab
schalt-) Zustand besitzt. Die Ausgangsgröße des Kompara
tors 270 und das logische Taktsignal speisen die Regula
torlogik- und Treiberschaltung 274, welche das enable-
Signal an die Regulator IGBT′s 224a und 224b verteilt.
Die Logik- und Treiberschaltung 274 sieht auch Mittel vor
zum alternativen "enablen" der IGBT′s 224a, 244b. Diese
Logik-und Treiberschaltung 274 wird unter Verwendung be
kannter elektronischer Verfahren implementiert. Das
enable-Signal hat ein variables Verhältnis der Zeit, wäh
rend welcher die Spannung hoch liegt, zu der Zeit, wäh
rend welcher die Spannung niedrig liegt, und zwar als
eine Funktion der Federspannungsausgangsgröße des Kompen
sators 268. Sodann wird das enable-Signal an die enable-
Leiter der IGBT-Schaltmittel 224a, 224b der Spannungsre
gulatorschaltung 214 angelegt. Dies sieht eine dynamische
Regulierung der Gleichspannung am Ausgang der Leistungs
versorgung vor, und zwar entsprechend sich ändernden La
sten, die abgefühlt werden, durch den Ausgangssimulator
290 und die Abfühlwicklung 255.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Leistungsversorgung wer
den Gleichstromabfühlmittel 280 vorgesehen, und zwar an
der negativen Ausgangsleitung der Leistungsversorgung.
Hier wird der abgefühlte Ausgangsstrom mit einer vorbe
stimmten Schwelle verglichen, die eine Anzeige der Strom
bedingungen bildet, und zwar während eines anfangenden
Kanonenbogens. Der abgefühlte Strom und die Stromschwelle
werden in einem Spannungskomparator 282 verglichen. Der
Spannungskomparator erzeugt ein Ausgangssignal dann, wenn
der Strom oberhalb einer vorbestimmten Schwelle abgefühlt
wird und ein anfangender Kanonenbogen vorhanden ist. Dies
wiederum schickt ein Signal zu einer "cutback" (Rückführ)
Zeitsteuerung 284, die einen Impuls erzeugt, der im Be
reich von 50 ms bis 200 ms liegt und der seinerseits die
Inverterlogik und Treiberschaltung 286 aktiviert. Wenn
ein Kanonenbogen abgefühlt wird, so aktiviert die Inver
terlogik und Treiberschaltung 286 gleichzeitig alle vier
IGBT′s 240a-240d zusätzlich, was die Primärseite 252
kurzschließt und dadurch den Strom beendet, der von der
Primärseite zu der Lastseite durchgelassen wird. Die
Rückführzeitsteuerschaltung 284 schickt gleichzeitig auch
ein Signal an die Regulatorlogik und die Treiberschaltung
274, welche die Regulatorschaltermittel 224a und 224b ab
schaltet.
Zusammenfassend sieht die Erfindung folgendes vor:
Eine eine hohe Leistung vorsehende Festkörperleistungs
versorgung zur Erzeugung einer steuerbaren eine kon
stante hohe Spannung besitzenden Ausgangsgröße, bei sich
verändernden und bogenbildenden Lasten, und zwar geeignet
zur Leistungsversorgung einer Elektronenstrahlkanone oder
einer anderen Ionenquelle. Die erfindungsgemäße Lei
stungsversorgung ist außerordentlich brauchbar für Ausgangsgrößen
im Bereich von 100 bis 400 kW oder mehr. Die Leistungsversorgung
weist eine Vielzahl von diskreten Schaltmodulen auf, und zwar
insbesondere der Gleichstromumrichterbauart. Jedes Modul weist
einen Spannungsregulator auf, eine Induktivität, einen Inverter,
zur Erzeugung eines hochfrequenten Rechteckquellenstroms von al
ternierender Polarität, eine verbesserte Inverterspannungsklemm
schaltung, einen Hinauftransformator und ein Ausgleichrichter
zur Erzeugung einer Gleichspannung am Ausgang jedes Moduls. Die
Eingangsgrößen zu den Konvertermodulen werden eingespeist von
einem gemeinsamen Gleichstrom, Gleichrichter/Filter und sind
miteinander parallel geschaltet durch Entkopplungsnetzwerke, um
hochfrequente Eingangswechselwirkungen zu unterdrücken. Die Aus
gangsgrößen der Konvertermodule sind miteinander in Serie ge
schaltet und verbunden mit dem Eingang der Übertragungsleitung
zu der Last, und zwar durch ein Entkopplungs- und Leitungsanpas
sung-Netzwerk. Die Gleichstromumrichtermodule oder dc/dc-
Konvertermodule sind derart phasenaktiviert, daß für n-Module
jedes Modul gleichmäßig 360°/n außer Phase bezüglich eines
darauffolgenden Moduls aktiviert wird. Die gephaste Aktivation
der Konvertermodule kombiniert mit den Rechteckstromwellenformen
der Hinauftransformatoren gestattet, daß die Leistungsversorgung
den stark verminderten Ausgangskapazitätswerten arbeitet, was
die gespeicherte Energie minimiert, die verfügbar ist für die
Entladung in eine Elektronenstrahlkanone oder dgl., während der
Bogenbildung. Die dynamische Leistungsversorgung sieht also ein
dynamisches Ansprechen auf unterschiedliche Lasten vor, und zwar
durch Steuerung des Arbeitszyklus des Spannungsregulators unter
Verwendung von simulierten Spannungsrückkopplungssignalen und
Spannungsrückkopplungsschleifen. Zum Abfühlen beginnender Bo
genströme reflektiert am Ausgang der Leistungsversorgung und zur
gleichzeitigen Entkopplung der Leistungsversorgungsschaltung
von der Bogenbildenden Last sind Schaltungen vorgesehen.
Claims (24)
1. Ein Netzwerk zur Begrenzung von Spannungsspitzen an
zwei Eingangsschaltungsleitungen, wobei folgendes
vorgesehen ist:
ein Kondensator, der verbunden ist von einer der zwei Eingangsschaltungsleitungen und einer Leitung einer Spannungsquelle zu einem Schaltungsknoten zwischen einem Widerstand und einer Diode, wobei sich Strom von Null ausgehend auf einen Maximalwert aufbaut, wobei Überschußstromfluß von einer der beiden Eingangsschaltungsleitungen durch den Konden sator und die Diode zu der anderen der zwei Ein gangsschaltungsleitungen erfolgt und wobei die Span nung an den zwei Schaltungsleitungen auf annähernd die Spannung der Spannungsquelle festgelegt oder festgeklemmt ist, und wobei die Spannungsquelle in Serie liegt mit dem Widerstand, der an dem Konden sator liegt.
ein Kondensator, der verbunden ist von einer der zwei Eingangsschaltungsleitungen und einer Leitung einer Spannungsquelle zu einem Schaltungsknoten zwischen einem Widerstand und einer Diode, wobei sich Strom von Null ausgehend auf einen Maximalwert aufbaut, wobei Überschußstromfluß von einer der beiden Eingangsschaltungsleitungen durch den Konden sator und die Diode zu der anderen der zwei Ein gangsschaltungsleitungen erfolgt und wobei die Span nung an den zwei Schaltungsleitungen auf annähernd die Spannung der Spannungsquelle festgelegt oder festgeklemmt ist, und wobei die Spannungsquelle in Serie liegt mit dem Widerstand, der an dem Konden sator liegt.
2. Inverterklemmschaltung, der folgendem aufweist:
Invertermittel zur Erzeugung von Rechteckstromwel lenformen von alternierender Polarität mit einer Frequenz von mindestens 10 kHz von einer Gleich stromquelle, die positive und negative Eingangsbusse der Invertermittel speist; und
Mittel zur Spannungsbegrenzung zwischen den positi ven und negativen Eingangsbusse und zur Begrenzung der Spannung an den Invertermitteln während der Po laritätsänderung der Inverterausgangsgröße.
Invertermittel zur Erzeugung von Rechteckstromwel lenformen von alternierender Polarität mit einer Frequenz von mindestens 10 kHz von einer Gleich stromquelle, die positive und negative Eingangsbusse der Invertermittel speist; und
Mittel zur Spannungsbegrenzung zwischen den positi ven und negativen Eingangsbusse und zur Begrenzung der Spannung an den Invertermitteln während der Po laritätsänderung der Inverterausgangsgröße.
3. Ein Eingangsentkopplungsnetzwerk, welches folgendes
aufweist:
erste Mittel zur Reduzierung von Stromwellungen in zwei Eingangsschaltungsleitungen hervorgerufen durch schnelle und wiederholte Betätigung eines Schalt kreises in einer der zwei Eingangsschaltungslei tungen, wobei folgendes vorgesehen ist:
zweite Mittel zur Begrenzung der Stromänderungsrate mit einem Eingangsende und einem Ausgangsende einge setzt in eine der zwei Eingangsschaltungsleitungen und dritte Mittel zum Speichern der Ladung verbunden mit den zwei Schaltungsleitungen auf der Ausgangs seite der zweiten Mittel zur Begrenzung der Stromän derungsrate und zu den Schaltmitteln derart, daß der Leitungsstrom an dem Eingangsende der zweiten Mittel zur Begrenzung der Stromänderungsrate mit einer kleinen Rate von einem ersten Wert aus auf einen hö heren Wert ansteigt, wenn der Schaltungskreis Strom führt, und wobei der Leitungsstrom am Eingangsende der zweiten Mittel für eine begrenzte Stromratenän derung zurück auf das erste Niveau abnimmt, und zwar mit einer kleinen Rate, wenn der Schaltungskreis nicht leitend ist;
wobei die dritten Mittel zur Speicherung der Ladung die Absorption sämtlichen Stromflusses durch die zweiten Mittel bewirken, und zwar zur Begrenzung der Stromänderungsrate, wenn der Schaltkreis nicht lei tend ist, und wobei die dritten Mittel zur Ladungs speicherung zu dem Strom durch die zweiten Mittel hinzuaddieren zur Begrenzung der Stromänderungsrate, um den Stromerfordernissen des Schaltkreises zu ent sprechen, wenn der Schaltkreis leitet; und
parallel, mit den Mitteln zur Begrenzung der Stromän derungsrate geschalteten Dämpfungsmittel zum Unter drücken von Stromoszillationen oder Schwingungen in den beiden Schaltungsleitungen.
erste Mittel zur Reduzierung von Stromwellungen in zwei Eingangsschaltungsleitungen hervorgerufen durch schnelle und wiederholte Betätigung eines Schalt kreises in einer der zwei Eingangsschaltungslei tungen, wobei folgendes vorgesehen ist:
zweite Mittel zur Begrenzung der Stromänderungsrate mit einem Eingangsende und einem Ausgangsende einge setzt in eine der zwei Eingangsschaltungsleitungen und dritte Mittel zum Speichern der Ladung verbunden mit den zwei Schaltungsleitungen auf der Ausgangs seite der zweiten Mittel zur Begrenzung der Stromän derungsrate und zu den Schaltmitteln derart, daß der Leitungsstrom an dem Eingangsende der zweiten Mittel zur Begrenzung der Stromänderungsrate mit einer kleinen Rate von einem ersten Wert aus auf einen hö heren Wert ansteigt, wenn der Schaltungskreis Strom führt, und wobei der Leitungsstrom am Eingangsende der zweiten Mittel für eine begrenzte Stromratenän derung zurück auf das erste Niveau abnimmt, und zwar mit einer kleinen Rate, wenn der Schaltungskreis nicht leitend ist;
wobei die dritten Mittel zur Speicherung der Ladung die Absorption sämtlichen Stromflusses durch die zweiten Mittel bewirken, und zwar zur Begrenzung der Stromänderungsrate, wenn der Schaltkreis nicht lei tend ist, und wobei die dritten Mittel zur Ladungs speicherung zu dem Strom durch die zweiten Mittel hinzuaddieren zur Begrenzung der Stromänderungsrate, um den Stromerfordernissen des Schaltkreises zu ent sprechen, wenn der Schaltkreis leitet; und
parallel, mit den Mitteln zur Begrenzung der Stromän derungsrate geschalteten Dämpfungsmittel zum Unter drücken von Stromoszillationen oder Schwingungen in den beiden Schaltungsleitungen.
4. Ein Netzwerk, welches folgendes aufweist:
Schaltungsmittel zum Reduzieren der Stromänderungs rate von einem Ausgangskondensator einer Leistungs versorgung, deren Bogenbildungszuständen an dem Aus gang der Leistungsversorgung, wobei folgendes vorge sehen ist:
Stromänderungsratenunterdrückungsmittel zur Begren zung der Änderungsrate des Kondensatorausgangsstroms während der Einleitung und Erholung und zur auf die se Weise erfolgenden Verhinderung des kurzschluß artigen Herausschaltens des Ausgangsübertragungs leitungsanpassungswiderstands;
wobei die Stromänderungsratenunterdrückungsmittel ferner folgendes aufweisen:
eine Induktivität (Induktor) mit einem Eingangsende, welches mit dem Ausgangskondensator verbunden ist und mit einem Ausgangsende, welches mit dem Ausgang der Leistungsversorgung verbunden ist;
und Widerstandsdämpfungsmittel, die parallel ge schaltet sind mit der Induktivität zur Begrenzung der Oszillation hervorgerufen durch Resonanzen zwi schen dem Ausgangskondensator und der Induktivität.
Schaltungsmittel zum Reduzieren der Stromänderungs rate von einem Ausgangskondensator einer Leistungs versorgung, deren Bogenbildungszuständen an dem Aus gang der Leistungsversorgung, wobei folgendes vorge sehen ist:
Stromänderungsratenunterdrückungsmittel zur Begren zung der Änderungsrate des Kondensatorausgangsstroms während der Einleitung und Erholung und zur auf die se Weise erfolgenden Verhinderung des kurzschluß artigen Herausschaltens des Ausgangsübertragungs leitungsanpassungswiderstands;
wobei die Stromänderungsratenunterdrückungsmittel ferner folgendes aufweisen:
eine Induktivität (Induktor) mit einem Eingangsende, welches mit dem Ausgangskondensator verbunden ist und mit einem Ausgangsende, welches mit dem Ausgang der Leistungsversorgung verbunden ist;
und Widerstandsdämpfungsmittel, die parallel ge schaltet sind mit der Induktivität zur Begrenzung der Oszillation hervorgerufen durch Resonanzen zwi schen dem Ausgangskondensator und der Induktivität.
5. Schaltungsmittel zur Erzeugung eines Erdpegelspan
nungsrückkopplungssignals zur Steuerung der Aus
gangsspannung einer Vielzahl von Gleichstromum
richtermodulen, deren Ausgänge in Serie geschaltet
sind zur Bildung eines Versorgungsausgangsleiters,
wobei jedes Modul Schaltmittel aufweist zur Erzeu
gung einer Pulsationsspannung mit gesteuertem Tast
verhältnis oder Arbeitszyklus, Induktivitätsmittel
zur Umwandlung der gepulsten Spannung in einen ge
glätteten Gleichstrom, Invertermittel zur Erzeugung
aus dem Gleichstrom eines Wechselstromes durch die
Primärseite eines Transformators, wobei der Trans
formator mindestens eine Sekundärwicklung aufweist,
die mit der Primärwicklung induktiv gekoppelt ist,
um eine Ausgangsspannung des Moduls zu erzeugen und
wobei die Schaltungsmittel zur Erzeugung des Aus
gangsspannungsrückkopplungssignals folgendes auf
weist:
eine gesonderte Transformatorwicklung induktiv gekoppelt mit der Primär- und Sekundärseite zur Er zeugung einer Wechselspannung, deren Größe propor tional ist zu der Ausgangsgleichspannung des Gleich stromumrichtermoduls;
Gleichrichtermittel ansprechend auf die Wechselspan nung erzeugt durch die gesonderte Transformator wicklung mit einer Verbindung mit einem Kondensator zur Erzeugung einer Gleichspannung an zwei Ausgangs leitungen, wobei die Spannung proportional ist zu der Ausgangsgleichspannung des Gleichstromumrichter moduls;
Stromabfühlmittel verbunden mit dem Versorgungsaus gangsleiter zur Erzeugung einer Ausgangsspannung proportional zu dem Strom, der durch den Ausgang sämtlicher der in Serie geschalteten Gleichstrom richtermodule fließt;
gesteuerte Stromquellenmittel verbunden mit den zwei Ausgangsleitungen zum Anlegen der Ausgangsspannung der Stromabfühlmittel zur Erzeugung eines Stroms proportional zu dem Ausgangsstrom des Gleichstrom umrichtermoduls, wobei die gesteuerten Stromquellen mittel Strom aus die zwei Ausgangsleitungen ziehen, um eine genaue Simulation der Modulausgangslast zu schaffen.
eine gesonderte Transformatorwicklung induktiv gekoppelt mit der Primär- und Sekundärseite zur Er zeugung einer Wechselspannung, deren Größe propor tional ist zu der Ausgangsgleichspannung des Gleich stromumrichtermoduls;
Gleichrichtermittel ansprechend auf die Wechselspan nung erzeugt durch die gesonderte Transformator wicklung mit einer Verbindung mit einem Kondensator zur Erzeugung einer Gleichspannung an zwei Ausgangs leitungen, wobei die Spannung proportional ist zu der Ausgangsgleichspannung des Gleichstromumrichter moduls;
Stromabfühlmittel verbunden mit dem Versorgungsaus gangsleiter zur Erzeugung einer Ausgangsspannung proportional zu dem Strom, der durch den Ausgang sämtlicher der in Serie geschalteten Gleichstrom richtermodule fließt;
gesteuerte Stromquellenmittel verbunden mit den zwei Ausgangsleitungen zum Anlegen der Ausgangsspannung der Stromabfühlmittel zur Erzeugung eines Stroms proportional zu dem Ausgangsstrom des Gleichstrom umrichtermoduls, wobei die gesteuerten Stromquellen mittel Strom aus die zwei Ausgangsleitungen ziehen, um eine genaue Simulation der Modulausgangslast zu schaffen.
6. Steuerschaltung, die folgendes aufweist:
Mittel zum Synchronisieren des Betriebs einer Viel zahl von n Gleichstromumrichtermodulen, deren jedes Ausgangsanschlüsse hat, die in Serie geschaltet sind und Eingangsanschlüsse, die parallel geschaltet sind an eine einzige Spannungsquelle und wobei folgendes vorgesehen ist:
eine Vielzahl von Taktimpulsleitungen, und zwar eine für jedes Gleichstromumrichtermodul zur Steuerung des Augenblicks des Einschaltens eines Schaltmittels in einem Spannungsregulator der Schalterbetriebsart in einem bestimmten Umrichtermodul relativ zu ande ren Schaltmitteln in anderen der n-Umrichtermodule derart, daß der Nettowellungsstrom der von der Span nungsquelle gezogen wird, durch die Vielzahl der n- Umrichtermodule und die Netto-Wellungsspannung am Ausgang der in Serie geschalteten n-Umrichtermodule ausgemittelt wird, über Zeit hinweg und kleiner ist als der Wellungsstrom und die Spannung eines einzi gen Umrichtermoduls.
Mittel zum Synchronisieren des Betriebs einer Viel zahl von n Gleichstromumrichtermodulen, deren jedes Ausgangsanschlüsse hat, die in Serie geschaltet sind und Eingangsanschlüsse, die parallel geschaltet sind an eine einzige Spannungsquelle und wobei folgendes vorgesehen ist:
eine Vielzahl von Taktimpulsleitungen, und zwar eine für jedes Gleichstromumrichtermodul zur Steuerung des Augenblicks des Einschaltens eines Schaltmittels in einem Spannungsregulator der Schalterbetriebsart in einem bestimmten Umrichtermodul relativ zu ande ren Schaltmitteln in anderen der n-Umrichtermodule derart, daß der Nettowellungsstrom der von der Span nungsquelle gezogen wird, durch die Vielzahl der n- Umrichtermodule und die Netto-Wellungsspannung am Ausgang der in Serie geschalteten n-Umrichtermodule ausgemittelt wird, über Zeit hinweg und kleiner ist als der Wellungsstrom und die Spannung eines einzi gen Umrichtermoduls.
7. Mittel zur Synchronisation der Betriebs einer Viel
zahl von n-Gleichstromumrichtermodulen gemäß An
spruch 6, wobei für die n-Gleichstromumrichtermodule
n-Tanktimpulsleitungen vorgesehen sind, wobei die
Taktimpulsleitungen in einer Sequenz derart ange
ordnet sind, daß die Phasendifferenz zwischen zwei
Taktimpulsen auf zwei aufeinanderfolgenden Taktim
pulsleitungen 360°/n ist.
8. Verfahren zum schnellen Abschalten eines Gleichstrom
umrichters der Schalterbetriebsart, wobei ein Span
nungsregulator vorgesehen ist, der Schaltmittel auf
weist, und mit einem Inverter, der mindestens zwei
parallele Zweige aufweist, mit mindestens zwei in
Serie geschalteten Schaltmitteln zur Erzeugung eines
Wechselstroms durch die Primärseite eines Transforma
tors und wobei folgende Schritte vorgesehen sind;
Abfühlen des Versorgungs-Gleichstromumrichteraus gangsstroms und Erzeugen einer Ausgangsspannung proportional zu dem abgefühlten Ausgangsstrom;
Vergleichen der abgefühlten Ausgangsspannung mit einer konstanten Bezugsspannung zum Vorsehen von einem von zwei logischen Zuständen;
Verwendung der logischen Zustände zum Betreiben von Zeitsteuermitteln, und zwar in einen ersten Zustand zur Erzeugung eines normalen Musters von Impulsen für die Schaltmittel des Spannungsregulators und des Inverters und zum Erzeugen eines zweiten Zustands der Zeitsteuermittel zum gleichzeitigen Abschalten (disabling) der Schaltmittel des Spannungsregu lators, so da die Ausgangsspannung des Spannungsre gulators Null ist und Einschalten (enabling) der Schaltmittel des Inverters derart, daß ein Kurz schluß an der Primärseite des Transformators immer dann erscheint, wenn ein anfangender Bogenstrom abgefühlt wird.
Abfühlen des Versorgungs-Gleichstromumrichteraus gangsstroms und Erzeugen einer Ausgangsspannung proportional zu dem abgefühlten Ausgangsstrom;
Vergleichen der abgefühlten Ausgangsspannung mit einer konstanten Bezugsspannung zum Vorsehen von einem von zwei logischen Zuständen;
Verwendung der logischen Zustände zum Betreiben von Zeitsteuermitteln, und zwar in einen ersten Zustand zur Erzeugung eines normalen Musters von Impulsen für die Schaltmittel des Spannungsregulators und des Inverters und zum Erzeugen eines zweiten Zustands der Zeitsteuermittel zum gleichzeitigen Abschalten (disabling) der Schaltmittel des Spannungsregu lators, so da die Ausgangsspannung des Spannungsre gulators Null ist und Einschalten (enabling) der Schaltmittel des Inverters derart, daß ein Kurz schluß an der Primärseite des Transformators immer dann erscheint, wenn ein anfangender Bogenstrom abgefühlt wird.
9. Stromschaltung zum Abschalten eines Gleichstrom
umrichters oder dergleichen der Schalterbauart immer
dann, wenn ein Bogenstrom abgefühlt wird, wobei fol
gendes vorgesehen ist:
Mittel zum Erzeugen einer gesteuerten Gleichstrom quelle an ersten und zweiten Ausgangsleitern mit Spannungsregulatorschaltmitteln, wobei diese Schalt mittel einen Einschaltleiter aufweist, ferner einen Kollektorleiter mit einer Verbindung mit einer Frei laufdiode und einer Induktivität und ferner mit einem Emitterleiter;
Invertermittel zur Erzeugung eines hochfrequenten Rechteckquellenstroms durch die Primärwicklung eines Transformators aus der erwähnten Gleichstromquelle mit ersten und zweiten parallelen Zweigen, wobei je der Zweig mindestens zwei Schaltmittel aufweist, die in Serie geschaltet sind und eine Brückenschaltung bilden zur Verbindung mit den ersten und zweiten Ausgangsleitern der Mittel zur Erzeugung des Gleich stroms durch die Transformatorprimärwicklung und wo bei ferner jedes Schaltmittel einen Einschaltleiter, einen Kollektorleiter und einen Emitterleiter be sitzt;
Steuermittel zum alternativen Einschalten diagonaler Schaltmittel in jedem der parallelen Zweige der Brückenschaltung derart, daß die "Ein"-Zeit der alt ernativ aktivierten Schaltmittel einen positiven oder negativen Strom durch die Primärseite der Transformatormittel erzeugt;
Mittel zum Abfühlen anfangender Bogenströme an der Ausgangsseite der Versorgung;
Steuermittel ansprechend auf die Mittel zum Abfühlen der anfänglichen Bogenströme und zur wesentlichen gleichzeitigen Abschaltung der Spannungsregulator schaltmittel, um den Induktivitätsstrom dazu zu zwingen, in die freilaufende Diode zu fließen und zum gleichzeitigen Einschalten sämtlicher Konver terschaltmittel in den parallelen Zweigen der Brückenschaltung zur Erzeugung eines Kurzschlusses auf der Primärseite der Transformatormittel für eine vorbestimmte Zeitperiode dann, wenn der anfängliche Bogenstrom abgefühlt wird.
Mittel zum Erzeugen einer gesteuerten Gleichstrom quelle an ersten und zweiten Ausgangsleitern mit Spannungsregulatorschaltmitteln, wobei diese Schalt mittel einen Einschaltleiter aufweist, ferner einen Kollektorleiter mit einer Verbindung mit einer Frei laufdiode und einer Induktivität und ferner mit einem Emitterleiter;
Invertermittel zur Erzeugung eines hochfrequenten Rechteckquellenstroms durch die Primärwicklung eines Transformators aus der erwähnten Gleichstromquelle mit ersten und zweiten parallelen Zweigen, wobei je der Zweig mindestens zwei Schaltmittel aufweist, die in Serie geschaltet sind und eine Brückenschaltung bilden zur Verbindung mit den ersten und zweiten Ausgangsleitern der Mittel zur Erzeugung des Gleich stroms durch die Transformatorprimärwicklung und wo bei ferner jedes Schaltmittel einen Einschaltleiter, einen Kollektorleiter und einen Emitterleiter be sitzt;
Steuermittel zum alternativen Einschalten diagonaler Schaltmittel in jedem der parallelen Zweige der Brückenschaltung derart, daß die "Ein"-Zeit der alt ernativ aktivierten Schaltmittel einen positiven oder negativen Strom durch die Primärseite der Transformatormittel erzeugt;
Mittel zum Abfühlen anfangender Bogenströme an der Ausgangsseite der Versorgung;
Steuermittel ansprechend auf die Mittel zum Abfühlen der anfänglichen Bogenströme und zur wesentlichen gleichzeitigen Abschaltung der Spannungsregulator schaltmittel, um den Induktivitätsstrom dazu zu zwingen, in die freilaufende Diode zu fließen und zum gleichzeitigen Einschalten sämtlicher Konver terschaltmittel in den parallelen Zweigen der Brückenschaltung zur Erzeugung eines Kurzschlusses auf der Primärseite der Transformatormittel für eine vorbestimmte Zeitperiode dann, wenn der anfängliche Bogenstrom abgefühlt wird.
10. Netzwerkmittel zum Entkoppeln einer Leistungsversor
gungsausgansgröße von durch Last erzeugten Bögen,
wobei die Entkopplungsmittel folgendes aufweisen:
Induktivitätsmittel zur Begrenzung der Stromände rungsrate zwischen der Vielzahl von miteinander ver bundenen Gleichstromumrichtermodulen und einer Ver sorgungsausgangsgröße:
Widerstandsdämpfungsmittel parallel geschaltet mit den Induktivitätsmitteln, wobei die Widerstandsdämp fungsmittel dazu dienen, die Oszillation zu reduzie ren, die durch die Resonanz zwischen Induktivität und dem Filterkondensator hervorgerufen wird.
Induktivitätsmittel zur Begrenzung der Stromände rungsrate zwischen der Vielzahl von miteinander ver bundenen Gleichstromumrichtermodulen und einer Ver sorgungsausgangsgröße:
Widerstandsdämpfungsmittel parallel geschaltet mit den Induktivitätsmitteln, wobei die Widerstandsdämp fungsmittel dazu dienen, die Oszillation zu reduzie ren, die durch die Resonanz zwischen Induktivität und dem Filterkondensator hervorgerufen wird.
11. Leistungsversorgung nach Anspruch 10, wobei die In
duktivitätsmittel zur Begrenzung der Stromänderungs
rate und die Widerstandsdämpfungsmittel parallel
geschaltet sind, und zwar mit den Induktivitätsmit
teln und dazu geeignet sind, an jede der Ausgangs
leitungen jedes der Vielzahl von Gleichstromumrich
termodulen eingesetzt zu werden.
12. Leistungsversorgung nach Anspruch 11, wobei die
Vielzahl von Gleichstromumrichter mit Modulen mit
einander parallel an ihren Ausgangsleitungen ver
bunden sind.
13. Schaltungsmittel zum Entkoppeln der Leistungsversor
gungsausgangsgröße von durch Last erzeugten Bögen,
wobei folgendes vorgesehen ist:
eine Leistungsversorgung mit einer Vielzahl von Gleichstromumrichtermodulen, deren jedes zwei Ein gangsleitungen und zwei Ausgangsleitungen aufweist, wobei die Module an ihren Eingangsleitungen parallel geschaltet sind und an ihren Ausgangsleitungen in Serie liegen;
Reguliermittel vorgesehen in jedem Modul zum Erzeu gen einer gesteuerten Quellengleichstroms;
Invertermittel zur Erzeugung eines Rechteckwellen stroms alternierender Polarität aus der gesteuerten Gleichstromquelle;
Transformatormittel zum Hinauftransformieren einer angelegten Spannung und zum Herabtransformieren des Rechteckwellenstroms aus den Invertermitteln;
Ausgangsgleichrichter- und Filterkondensator-Mittel zum Gleichrichten und Filtern eines Rechteckwellen stroms von dem Transformator;
Induktivität oder Induktormittel angeordnet in einer Leistungsversorgungsausgangsleitung zur Begrenzung der Stromänderungsrate zwischen der Vielzahl von in Serie geschalteten Eingangsleitungen der Gleich stromumrichtermodule und einer Versorgungsaus gangsleitung;
Widerstandsdämpfungsmittel geschaltet in parallel mit dem Induktivitätsmitteln, wobei die Wider standsdämpfungsmittel dazu dienen, die Oszillation zu vermindern, die hervorgerufen durch die Resonanz zwischen der Induktivität und dem Fühlerkondensator.
eine Leistungsversorgung mit einer Vielzahl von Gleichstromumrichtermodulen, deren jedes zwei Ein gangsleitungen und zwei Ausgangsleitungen aufweist, wobei die Module an ihren Eingangsleitungen parallel geschaltet sind und an ihren Ausgangsleitungen in Serie liegen;
Reguliermittel vorgesehen in jedem Modul zum Erzeu gen einer gesteuerten Quellengleichstroms;
Invertermittel zur Erzeugung eines Rechteckwellen stroms alternierender Polarität aus der gesteuerten Gleichstromquelle;
Transformatormittel zum Hinauftransformieren einer angelegten Spannung und zum Herabtransformieren des Rechteckwellenstroms aus den Invertermitteln;
Ausgangsgleichrichter- und Filterkondensator-Mittel zum Gleichrichten und Filtern eines Rechteckwellen stroms von dem Transformator;
Induktivität oder Induktormittel angeordnet in einer Leistungsversorgungsausgangsleitung zur Begrenzung der Stromänderungsrate zwischen der Vielzahl von in Serie geschalteten Eingangsleitungen der Gleich stromumrichtermodule und einer Versorgungsaus gangsleitung;
Widerstandsdämpfungsmittel geschaltet in parallel mit dem Induktivitätsmitteln, wobei die Wider standsdämpfungsmittel dazu dienen, die Oszillation zu vermindern, die hervorgerufen durch die Resonanz zwischen der Induktivität und dem Fühlerkondensator.
14. Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Induktivi
tätsmittel zur Begrenzung der Stromänderungsrate und
die Widerstandsdämpfungsmittel zur Verminderung der
Oszillation mit den Induktivitätsmitteln parallel
geschaltet sind und eingesetzt sind in jeder Aus
gangsleitung der Vielzahl von Gleichstromumrich
termodulen.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei die Vielzahl von
Gleichstromumrichtermodulen mit ihren Ausgangs
leitungen parallel geschaltet sind.
16. Gleichstromumrichter zur Erzeugung einer gesteuerten
Gleichspannung bei sich ändernden bogenbildenden La
sten, wobei folgendes vorgesehen ist:
Spannungsregulatormittel zum Vorsehen einer pulsie renden Spannung eines kontrollierten gesteuerten Ar beitszyklus (Tastverhältnis) aus einer nicht regu lierten Eingangsgleichspannung, wobei die Spannungs regulatormittel eine Freilaufdiode aufweisen und Spannungsregulatorschaltmittel mit einem Steuerlei ter, einem ersten Leiter verbunden mit einer ersten Ausgangsklemme des nicht regulierten Gleichstromein gangs und mit einem zweiten Leiter verbunden mit einem ersten Ende der Freilaufdiode, wobei ein zwei tes Ende der Freilaufdiode Verbindung herstellt mit einer zweiten Ausgangsklemme des nicht regulierten Gleichstromeingangs;
Induktor oder Induktivitätsmittel zum Glätten des Stroms, und zwar verbunden mit dem gemeinsamen Knoten der Spannungsregulatorschaltmittel und mit dem zweiten Ende der Freilaufdiode;
ein Inverternetzwerk zur Erzeugung eines hochfre quenten Wechselstroms aus dem geglätteten Gleich strom, und zwar mit einer Vielzahl der Schaltmittel angeordnet in einer Brückenkonfiguration zur Erzeu gung des Rechteckwellenstroms alternierender Polari tät in der Primärseite eines Transformtors, wobei jedes Schaltmittel einen Steuerleiter aufweist, und zwar zum Empfang von Einschalt- und Abschaltsigna len;
Mittel zum Abfühlen von anfänglichen Bogenströmen am Ausgang der Leistungsversorgung und zum gleichzeiti gen Anlegen eines Abschaltsignals an die Steuerlei ter der Spannungsregulatorschaltmittel zum Abschal ten des Leitens der Schaltmittel und zum Anlegen eines Einschaltsignals an die Steuerleiter der In verternetzwerkschaltmittel zum Einschalten des Lei tens der Schaltmittel und zum durch Kurzschluß He rausschalten der Transformatorprimärseite dann, wenn ein Bogen abgefühlt wird;
Steuermittel zum Erzeugen eines Einschalt- oder Aus schaltsignals an dem Steuerleiter der Spannungsre gultorschaltmittel und zum Regulieren der Ausgangs schaltung des Gleichstromumrichters durch selektives Ändern des Verhältnisses der Einschaltzeit und der Ausschaltzeit der Spannungsregulatorschaltmittel als eine Funktion der Differenz zwischen einer gewünsch ten Gleichstromumrichterausgangsspannung und einer simulierten Ausgangsspannung.
Spannungsregulatormittel zum Vorsehen einer pulsie renden Spannung eines kontrollierten gesteuerten Ar beitszyklus (Tastverhältnis) aus einer nicht regu lierten Eingangsgleichspannung, wobei die Spannungs regulatormittel eine Freilaufdiode aufweisen und Spannungsregulatorschaltmittel mit einem Steuerlei ter, einem ersten Leiter verbunden mit einer ersten Ausgangsklemme des nicht regulierten Gleichstromein gangs und mit einem zweiten Leiter verbunden mit einem ersten Ende der Freilaufdiode, wobei ein zwei tes Ende der Freilaufdiode Verbindung herstellt mit einer zweiten Ausgangsklemme des nicht regulierten Gleichstromeingangs;
Induktor oder Induktivitätsmittel zum Glätten des Stroms, und zwar verbunden mit dem gemeinsamen Knoten der Spannungsregulatorschaltmittel und mit dem zweiten Ende der Freilaufdiode;
ein Inverternetzwerk zur Erzeugung eines hochfre quenten Wechselstroms aus dem geglätteten Gleich strom, und zwar mit einer Vielzahl der Schaltmittel angeordnet in einer Brückenkonfiguration zur Erzeu gung des Rechteckwellenstroms alternierender Polari tät in der Primärseite eines Transformtors, wobei jedes Schaltmittel einen Steuerleiter aufweist, und zwar zum Empfang von Einschalt- und Abschaltsigna len;
Mittel zum Abfühlen von anfänglichen Bogenströmen am Ausgang der Leistungsversorgung und zum gleichzeiti gen Anlegen eines Abschaltsignals an die Steuerlei ter der Spannungsregulatorschaltmittel zum Abschal ten des Leitens der Schaltmittel und zum Anlegen eines Einschaltsignals an die Steuerleiter der In verternetzwerkschaltmittel zum Einschalten des Lei tens der Schaltmittel und zum durch Kurzschluß He rausschalten der Transformatorprimärseite dann, wenn ein Bogen abgefühlt wird;
Steuermittel zum Erzeugen eines Einschalt- oder Aus schaltsignals an dem Steuerleiter der Spannungsre gultorschaltmittel und zum Regulieren der Ausgangs schaltung des Gleichstromumrichters durch selektives Ändern des Verhältnisses der Einschaltzeit und der Ausschaltzeit der Spannungsregulatorschaltmittel als eine Funktion der Differenz zwischen einer gewünsch ten Gleichstromumrichterausgangsspannung und einer simulierten Ausgangsspannung.
17. Gleichstromumrichter nach Anspruch 16, wobei die
Steuermittel ferner eine Spannungsrückkopplungs
schleifenschaltung aufweisen, die folgenden umfaßt:
Spannungsabfühlwicklungsmittel induktiv gekoppelt mit der Primärwicklung und der Sekundärwicklung des Transformators zur Erzeugung einer Wechselspannung proportional zur Größe der Rechteckwellenspannungs impulse an der Sekundärwicklung;
Ausgangssimulatormittel zum Gleichrichten der Wech selspannung von der Abfühlwicklung und zur Erzeugung einer Ausgangsgleichspannung proportional zu der Gleichstromumrichterausgangsspannung;
Mittel zum Erzeugen einer Fehlerspannung, die die Differenz ist zwischen einer Bezugsspannung festge legt zum Vorsehen einer gewünschten Ausgangsspannung und der Gleichspannung des Ausgangssimulators;
Mittel zum Umwandeln der Fehlerspannung in das Ein schaltsignal mit einem variablen Tastverhältnis der art, daß das Einschaltsignal ein variables Zeitver hältnis besitzt, während das Signal wahr ist zu der Zeit, während das Signal falsch ist, und zwar als eine Funktion der Fehlerspannung;
Mittel ansprechend auf das Einschaltsignal und ver bunden mit den Einschaltleitern der Spannungsregula torschaltmittel zum Regulieren der Spannung am Aus gang des Gleichstromumrichters.
Spannungsabfühlwicklungsmittel induktiv gekoppelt mit der Primärwicklung und der Sekundärwicklung des Transformators zur Erzeugung einer Wechselspannung proportional zur Größe der Rechteckwellenspannungs impulse an der Sekundärwicklung;
Ausgangssimulatormittel zum Gleichrichten der Wech selspannung von der Abfühlwicklung und zur Erzeugung einer Ausgangsgleichspannung proportional zu der Gleichstromumrichterausgangsspannung;
Mittel zum Erzeugen einer Fehlerspannung, die die Differenz ist zwischen einer Bezugsspannung festge legt zum Vorsehen einer gewünschten Ausgangsspannung und der Gleichspannung des Ausgangssimulators;
Mittel zum Umwandeln der Fehlerspannung in das Ein schaltsignal mit einem variablen Tastverhältnis der art, daß das Einschaltsignal ein variables Zeitver hältnis besitzt, während das Signal wahr ist zu der Zeit, während das Signal falsch ist, und zwar als eine Funktion der Fehlerspannung;
Mittel ansprechend auf das Einschaltsignal und ver bunden mit den Einschaltleitern der Spannungsregula torschaltmittel zum Regulieren der Spannung am Aus gang des Gleichstromumrichters.
18. Leistungsversorgung zur Erzeugung einer gesteuerten
Hochspannungsausgangsgröße bei sich ändernden und
bogenbildenden Lasten, wobei folgendes vorgesehen
ist:
Mittel zum Gleichrichten einer Quelle von mehrphasi ger Wechselspannung, und zur Erzeugung einer nicht regulierten Gleichspannung an positiven und negati ven Ausgangsleitern;
eine Vielzahl von n Gleichstromumrichter oder Wech selrichtermodulen parallel geschaltet an den positi ven und negativen Gleichstromausgangsleitern der Gleichrichtermittel, wobei jedes der Umrichtermodule Regulatormittel aufweist zur Erzeugung einer pulsie renden Spannung mit gesteuertem Tastverhältnis, In duktivitäts- oder Induktormittel zum Glätten der pulsierenden Spannung in einen geglätteten Gleich strom, Inverterschaltmittel zum Umwandeln des Gleichstroms in einen hochfrequenten Rechteckwellen strom alternierender Polarität, Transformatormittel mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung, wobei die Primärwicklung zum Empfang des hochfre quenten Rechteckwellenstroms dient und zum Hinauf transformieren der angelegten Spannung an der Pri märwicklung auf einen hohen Spannungspegel an der zweiten Sekundärwicklung, Ausgangsgleichrichter und Filterkondensatormittel zum Umwandeln der hochfre quenten Hochspannung entwickelt an die erste Sekun därseite in eine hohe Gleichspannung an einem posi tiven bzw. negativen Ausgangsleiter, wobei der posi tive Ausgangsleiter eines ersten Ausgangsgleichrich ters und der Filter eines ersten Gleichstromumrich termoduls die Verbindung herstellt zu dem negativen Ausgangsleiter eines zweiten Ausgangsgleichrichters und Filters eines zweiten Schaltungsmoduls derart, daß die Ausgangsgleichspannung erzeugt durch sämt liche Module addiert wird und die Summe der Spannun gen an einer positiven und negativen Ausgangsleitung der Leistungsversorgung ansteht;
Ausgangssimulatormittel einschließlich Spannungsab fühlwicklungsmitteln induktiv gekoppelt mit jeder Primär- und Sekundärwicklung der Transformatoren in den n Gleichstromumrichtermodulen und zur Erzeugung einer simulierten Ausgangsspannung proportional zu der Gleichstromumrichtermodulausgangsspannung; Steuermittel zum Aktivieren jedes aufeinanderfol genden Gleichstromumrichtermoduls in einer gephasten Beziehung, 360°/n aus der Phase mit einem benach barten Modul und zum Abfühlen in jedem der n-Module der simulierten Spannung und ferner mit Mitteln zum Simulieren der Gleichspannung als eine Funktion der Differenz zwischen der simulierten Spannung und der gewünschten Ausgangsspannung (Ausgangssollspannung).
Mittel zum Gleichrichten einer Quelle von mehrphasi ger Wechselspannung, und zur Erzeugung einer nicht regulierten Gleichspannung an positiven und negati ven Ausgangsleitern;
eine Vielzahl von n Gleichstromumrichter oder Wech selrichtermodulen parallel geschaltet an den positi ven und negativen Gleichstromausgangsleitern der Gleichrichtermittel, wobei jedes der Umrichtermodule Regulatormittel aufweist zur Erzeugung einer pulsie renden Spannung mit gesteuertem Tastverhältnis, In duktivitäts- oder Induktormittel zum Glätten der pulsierenden Spannung in einen geglätteten Gleich strom, Inverterschaltmittel zum Umwandeln des Gleichstroms in einen hochfrequenten Rechteckwellen strom alternierender Polarität, Transformatormittel mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung, wobei die Primärwicklung zum Empfang des hochfre quenten Rechteckwellenstroms dient und zum Hinauf transformieren der angelegten Spannung an der Pri märwicklung auf einen hohen Spannungspegel an der zweiten Sekundärwicklung, Ausgangsgleichrichter und Filterkondensatormittel zum Umwandeln der hochfre quenten Hochspannung entwickelt an die erste Sekun därseite in eine hohe Gleichspannung an einem posi tiven bzw. negativen Ausgangsleiter, wobei der posi tive Ausgangsleiter eines ersten Ausgangsgleichrich ters und der Filter eines ersten Gleichstromumrich termoduls die Verbindung herstellt zu dem negativen Ausgangsleiter eines zweiten Ausgangsgleichrichters und Filters eines zweiten Schaltungsmoduls derart, daß die Ausgangsgleichspannung erzeugt durch sämt liche Module addiert wird und die Summe der Spannun gen an einer positiven und negativen Ausgangsleitung der Leistungsversorgung ansteht;
Ausgangssimulatormittel einschließlich Spannungsab fühlwicklungsmitteln induktiv gekoppelt mit jeder Primär- und Sekundärwicklung der Transformatoren in den n Gleichstromumrichtermodulen und zur Erzeugung einer simulierten Ausgangsspannung proportional zu der Gleichstromumrichtermodulausgangsspannung; Steuermittel zum Aktivieren jedes aufeinanderfol genden Gleichstromumrichtermoduls in einer gephasten Beziehung, 360°/n aus der Phase mit einem benach barten Modul und zum Abfühlen in jedem der n-Module der simulierten Spannung und ferner mit Mitteln zum Simulieren der Gleichspannung als eine Funktion der Differenz zwischen der simulierten Spannung und der gewünschten Ausgangsspannung (Ausgangssollspannung).
19. Leistungsversorgung nach Anspruch 18, wobei die Viel
zahl der Gleichstromumrichtermodule ihre jeweiligen
Ausgangsleiter parallel geschaltet aufweisen.
20. Leistungsversorgung nach Anspruch 18, wobei jedes der
Gleichstromumrichtermodule ferner folgendes auf
weist:
Regulatorschaltmittel mit einem Kollektorleiter, einem Steuerleiter und einem Emitter, wobei der Emitter mit der negativen Gleichstromausgangsseite des Gleichrichters verbunden ist und wobei des Kol lektor mit der Anode einer Freilaufdiode in Verbin dung steht und mit einem ersten Leiter einer Induk tivität;
Invertermittel mit ersten und zweiten Eingangslei tern, wobei der erste Eingangsleiter die Verbindung herstellt mit einem zweiten Eingangsleiter der In duktivität und wobei der zweite Eingangsleiter die Verbindung herstellt mit der Freilaufdiodenkathode und mit dem positiven Gleichstromausgangsleiter des Gleichrichters;
Steuermittel zum sequentiellen Einschalten aufeinan derfolgender Regulatorschaltmittel jedes aufeinan derfolgenden Konvertermodus in gleicher Weise außer Phase mit einem benachbarten Umrichtermodul.
Regulatorschaltmittel mit einem Kollektorleiter, einem Steuerleiter und einem Emitter, wobei der Emitter mit der negativen Gleichstromausgangsseite des Gleichrichters verbunden ist und wobei des Kol lektor mit der Anode einer Freilaufdiode in Verbin dung steht und mit einem ersten Leiter einer Induk tivität;
Invertermittel mit ersten und zweiten Eingangslei tern, wobei der erste Eingangsleiter die Verbindung herstellt mit einem zweiten Eingangsleiter der In duktivität und wobei der zweite Eingangsleiter die Verbindung herstellt mit der Freilaufdiodenkathode und mit dem positiven Gleichstromausgangsleiter des Gleichrichters;
Steuermittel zum sequentiellen Einschalten aufeinan derfolgender Regulatorschaltmittel jedes aufeinan derfolgenden Konvertermodus in gleicher Weise außer Phase mit einem benachbarten Umrichtermodul.
21. Hochspannungsgleichstromumrichter mit einer dynami
schen Spannungsregelung und Mitteln zum Entkoppeln
während einer Bogenbildung erzeugt insbesondere in
einer Last, wobei folgendes vorgesehen ist:
Schalterreguliermittel ansprechend auf Steuersignale zum Vorsehen einer Quelle pulsierender Spannung mit einem gesteuerten Tastzyklus aus einer gleichgerich teten Eingangsspannung;
Induktivitätsmittel zum Filtern der pulsierenden Spannung und zum Erzeugen eines geglätteten Gleich stroms;
Schaltmittel zur Erzeugung eines hochfrequenten Wechselstroms aus dem geglätteten Gleichstrom;
Hinauftransformatormittel einschließlich einer Primärwicklung zum Empfang des hochfrequenten Wechselstroms und mit einer Sekundärwicklung zum Hinauftransformieren der Spannung an der Primär wicklung und zum Ankoppeln der hinauftransformierten Wechselspannung an einen Ausgangsgleichrichter und Filter;
Steuermittel einschließlich Ausgangssimulatormittel zum Erzeugen einer Fehlerspannung repräsentativ für die Differenz zwischen der Gleichstromrichterausgangsspannung von dem Ausgangsgleichrichter und Filter und einer Sollspannung und zur Erzeugung eines Steuersignals mit einem variablen Tastverhält nis als einer Funktion der Fehlerspannung, wobei die Steuermittel das Steuersignal mit variablen Tastver hältnis an die Schaltreguliermittel derart anlegen, daß die Ein- und Aus-Zeiten der Schaltreguliermittel die regulierte Ausgangsgleichspannung im wesentli chen konstant halten bei sich ändernden Lasten, wo bei die Steuermittel ferner Stromabfühlmittel auf weist, zum Abfühlen eines anfänglichen Bogenstromes an einem Ausgang des Ausgangsgleichrichter und Fil ters und zur Erzeugung eines zweiten Steuersignals, um gleichzeitig die Schaltregulatormittel abzuschal ten und um die Schaltmittel einzuschalten, und zwar zur Erzeugung eines hochfrequenten Wechselstromes und um dadurch die Transformatorprimärseite von der Versorgungsausgangsseite zu trennen.
Schalterreguliermittel ansprechend auf Steuersignale zum Vorsehen einer Quelle pulsierender Spannung mit einem gesteuerten Tastzyklus aus einer gleichgerich teten Eingangsspannung;
Induktivitätsmittel zum Filtern der pulsierenden Spannung und zum Erzeugen eines geglätteten Gleich stroms;
Schaltmittel zur Erzeugung eines hochfrequenten Wechselstroms aus dem geglätteten Gleichstrom;
Hinauftransformatormittel einschließlich einer Primärwicklung zum Empfang des hochfrequenten Wechselstroms und mit einer Sekundärwicklung zum Hinauftransformieren der Spannung an der Primär wicklung und zum Ankoppeln der hinauftransformierten Wechselspannung an einen Ausgangsgleichrichter und Filter;
Steuermittel einschließlich Ausgangssimulatormittel zum Erzeugen einer Fehlerspannung repräsentativ für die Differenz zwischen der Gleichstromrichterausgangsspannung von dem Ausgangsgleichrichter und Filter und einer Sollspannung und zur Erzeugung eines Steuersignals mit einem variablen Tastverhält nis als einer Funktion der Fehlerspannung, wobei die Steuermittel das Steuersignal mit variablen Tastver hältnis an die Schaltreguliermittel derart anlegen, daß die Ein- und Aus-Zeiten der Schaltreguliermittel die regulierte Ausgangsgleichspannung im wesentli chen konstant halten bei sich ändernden Lasten, wo bei die Steuermittel ferner Stromabfühlmittel auf weist, zum Abfühlen eines anfänglichen Bogenstromes an einem Ausgang des Ausgangsgleichrichter und Fil ters und zur Erzeugung eines zweiten Steuersignals, um gleichzeitig die Schaltregulatormittel abzuschal ten und um die Schaltmittel einzuschalten, und zwar zur Erzeugung eines hochfrequenten Wechselstromes und um dadurch die Transformatorprimärseite von der Versorgungsausgangsseite zu trennen.
22. Vorrichtung nach Anspruch 21, wobei die Schaltregu
liermittel, die Induktivitätsmittel, die Schaltmit
tel zur Erzeugung eines hochfrequenten Gleichstroms,
die Transformatormittel und die Ausgangsgleichrich
ter und Filtermittel jeweils ein diskretes Schal
tungsmodul bilden, und wobei die Hochspannungslei
stungsversorgung eine Vielzahl derartiger Schaltmo
dule aufweist, die miteinander an ihren Eingängen
parallel und an ihren Ausgängen in Serie geschaltet
sind.
23. Leistungsversorgungsnetzwerk, das folgendes aufweist:
einen Schaltkreis mit mindestens zwei Eingangsschal tungsleitungen;
Netzwerkmittel zur Begrenzung von Spannungsspitzen an den zwei Eingangsschaltungsleitungen, wobei das Netzwerk folgendes aufweist:
einen Kondensator geschaltet von einer der zwei Ein gangsschaltungsleitungen und einem Leiter einer Spannungsquelle zu einem Schaltungsknoten zwischen einem Widerstand und einer Diode, und wobei die Spannungsquelle in Serie liegt mit dem Widerstand verbunden an dem Kondensator.
einen Schaltkreis mit mindestens zwei Eingangsschal tungsleitungen;
Netzwerkmittel zur Begrenzung von Spannungsspitzen an den zwei Eingangsschaltungsleitungen, wobei das Netzwerk folgendes aufweist:
einen Kondensator geschaltet von einer der zwei Ein gangsschaltungsleitungen und einem Leiter einer Spannungsquelle zu einem Schaltungsknoten zwischen einem Widerstand und einer Diode, und wobei die Spannungsquelle in Serie liegt mit dem Widerstand verbunden an dem Kondensator.
24. Leistungsversorgung zur Erzeugung einer gesteuerten
Hochspannungsausgangsgröße bei unterschiedlichen und
bogenbildenden Lasten mit Mitteln zur Gleichrichtung
einer mehrphasigen Wechselspannungsquelle und zur
Erzeugung einer nicht regulierten Gleichspannung an
positiven und negativen Ausgangsleitern, dadurch ge
kennzeichnet, daß eine Vielzahl von Gleichstromum
richtermodulen parallel an den positiven und nega
tiven Gleichstromausgangsleitern der Gleichrichter
mitte geschaltet sind, daß jedes der Umrichtermodule
Regulatormittel aufweist zur Erzeugung einer
pulsierenden Spannung mit gesteuertem Arbeitszyklus
oder Tastverhältnis, ferner mit Induktormitteln zum
Glätten der pulsierenden Spannung in einem geglät
teten Gleichstrom, mit Inverterschaltermitteln zum
Umwandeln des Gleichstroms in einen hochfrequenten
Rechteckwellenstrom alternierender Polarität, und
ferner mit Transformatormitteln, die eine Primär
wicklung besitzen und zum Empfang des hochfrequenten
Rechteckwellenstroms und zum Hinauftransformieren
der angelegten Spannung an der Primärwicklung auf
ein hohes Spannungsniveau einer Sekundärwicklung,
wobei schließlich Ausgangsgleichrichter und Filter
kondensatormittel vorgesehen sind zur Umwandlung der
hochfrequenten Hochspannung an der Sekundärseite in
eine hohe Gleichspannung an einen positiven oder
negativen Ausgangsleiter, wodurch die Leistungsver
sorgung mit stark verminderten Ausgangskapazitäts
werten arbeitet, was die gespeicherte Energie
minimiert, die verfügbar ist zur Entladung in eine
Elektronenkanone oder dergleichen während Bogen
bildung.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/867,639 US5418707A (en) | 1992-04-13 | 1992-04-13 | High voltage dc-dc converter with dynamic voltage regulation and decoupling during load-generated arcs |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4312084A1 true DE4312084A1 (de) | 1993-10-14 |
Family
ID=25350169
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE4312084A Withdrawn DE4312084A1 (de) | 1992-04-13 | 1993-04-13 | Leistungsversorgung |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (3) | US5418707A (de) |
JP (1) | JPH06103952A (de) |
DE (1) | DE4312084A1 (de) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1996024153A1 (en) * | 1995-01-30 | 1996-08-08 | Advanced Energy Industries, Inc. | Multi-phase dc plasma processing system |
WO2008028203A2 (de) | 2006-09-04 | 2008-03-13 | Fronius International Gmbh | Verfahren zur regelung von wechselrichtern |
EP0947048B2 (de) † | 1996-12-20 | 2012-05-02 | ScandiNova Systems AB | Leistungsmodulator |
Families Citing this family (164)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CA2087832C (en) * | 1992-01-24 | 1998-06-23 | Satoshi Miyazaki | Method and apparatus for controlling an inverter |
FR2698743B1 (fr) * | 1992-11-27 | 1995-02-03 | Telemecanique | Module de filtrage pour convertisseur de fréquence. |
US5751566A (en) * | 1993-12-23 | 1998-05-12 | Siemens Aktiengesellschaft | Current stabilizer with step-up transformer |
US5638264A (en) * | 1993-12-27 | 1997-06-10 | Hitachi, Ltd. | Parallelized power supply system providing uninterrupted operation |
JP2833460B2 (ja) * | 1993-12-27 | 1998-12-09 | 株式会社日立製作所 | 電源システム |
JP3113159B2 (ja) * | 1994-11-14 | 2000-11-27 | 富士通株式会社 | 電源装置 |
JP2910616B2 (ja) * | 1995-04-27 | 1999-06-23 | 三菱電機株式会社 | 電圧源型電力変換装置 |
GB9607381D0 (en) * | 1996-04-04 | 1996-06-12 | Council Cent Lab Res Councils | Dc power converter |
GB2327157B (en) * | 1996-04-04 | 2000-06-14 | Council Cent Lab Res Councils | DC power converter |
KR100209505B1 (ko) | 1996-12-23 | 1999-07-15 | 윤종용 | 듀티(duty) 변경 회로 |
US5993615A (en) * | 1997-06-19 | 1999-11-30 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for detecting arcs |
US5825639A (en) * | 1997-10-16 | 1998-10-20 | Magnetek, Inc. | DC bus capacitor arrangement |
JPH11122928A (ja) * | 1997-10-20 | 1999-04-30 | Funai Electric Co Ltd | 整流平滑回路 |
US6055169A (en) * | 1998-04-24 | 2000-04-25 | Lucent Technologies Inc. | Current mode control circuit for paralleled power supply and method of operation thereof |
US6064579A (en) * | 1998-06-15 | 2000-05-16 | Northrop Grumman Corporation | Shifted drive inverter for multiple loads |
DE19841133A1 (de) * | 1998-09-09 | 2000-03-16 | Abb Daimler Benz Transp | Modul einer, vorzugsweise in einem Antrieb für ein Schienenfahrzeug enthaltenen, modular aufgebauten Schaltungsanordnung |
US6741483B1 (en) | 1998-09-16 | 2004-05-25 | Harman International Industries, Incorporated | Circulating current sensing device for amplifiers |
US6297975B1 (en) * | 1998-09-16 | 2001-10-02 | Crown Audio, Inc. | Generalized method of paralleling voltage amplifiers |
US6081437A (en) * | 1998-12-03 | 2000-06-27 | Shin Jiuh Corp. | Load balancer for a power supplying system |
JP4284478B2 (ja) * | 1998-12-28 | 2009-06-24 | 株式会社安川電機 | インバータ装置 |
US6084790A (en) * | 1999-01-07 | 2000-07-04 | Astec International Limited | Circuit to ensure equal current sharing and switching losses between parallel power devices |
NL1011483C2 (nl) * | 1999-03-08 | 2000-09-12 | Hendrik Oldenkamp | Inrichting voor het omzetten van een gelijkstroom in een wisselstroom. |
US6301133B1 (en) * | 1999-04-07 | 2001-10-09 | Astec International Limited | Power supply system with ORing element and control circuit |
JP2000350447A (ja) * | 1999-06-01 | 2000-12-15 | Sony Corp | 電源装置及び電源システム |
DE19927806A1 (de) * | 1999-06-18 | 2001-01-04 | Bosch Gmbh Robert | Vorrichtung und Verfahren zum Hochratenätzen eines Substrates mit einer Plasmaätzanlage und Vorrichtung und Verfahren zum Zünden eines Plasmas und Hochregeln oder Pulsen der Plasmaleistung |
US6181585B1 (en) | 1999-07-12 | 2001-01-30 | Hughes Electronics Corporation | Multiple output power supply circuit for an ion engine with shared upper inverter |
US6304040B1 (en) * | 1999-07-12 | 2001-10-16 | Hughes Electronics Corporation | Starter circuit for an ion engine |
US6154383A (en) * | 1999-07-12 | 2000-11-28 | Hughes Electronics Corporation | Power supply circuit for an ion engine sequentially operated power inverters |
US6184593B1 (en) | 1999-07-29 | 2001-02-06 | Abb Power T&D Company Inc. | Uninterruptible power supply |
US6738275B1 (en) * | 1999-11-10 | 2004-05-18 | Electromed Internationale Ltee. | High-voltage x-ray generator |
US8571179B2 (en) * | 1999-11-10 | 2013-10-29 | Robert Beland | Computed tomography systems |
US6590216B1 (en) * | 2000-01-27 | 2003-07-08 | Nikon Corporation | Servo control for high emittance electron source |
DE60041514D1 (de) * | 2000-02-09 | 2009-03-19 | Mitsubishi Electric Corp | Wechselrichtervorrichtung |
US7615893B2 (en) * | 2000-05-11 | 2009-11-10 | Cameron International Corporation | Electric control and supply system |
DE20115473U1 (de) * | 2001-09-19 | 2003-02-20 | Biester, Klaus, 29342 Wienhausen | Universelles Energieversorgungssystem |
DE20018560U1 (de) * | 2000-10-30 | 2002-03-21 | CAMERON GmbH, 29227 Celle | Steuer- und Versorgungssystem |
DE20115471U1 (de) * | 2001-09-19 | 2003-02-20 | Biester, Klaus, 29342 Wienhausen | Universelles Energieversorgungssystem |
DE20115474U1 (de) * | 2001-09-19 | 2003-02-20 | Biester, Klaus, 29342 Wienhausen | Gleichspannungs-Wandlervorrichtung |
AU2002212993A1 (en) * | 2000-09-28 | 2002-04-08 | Youtility Inc | Local area grid for distributed power |
US6680809B1 (en) | 2000-10-12 | 2004-01-20 | International Business Machines Corporation | Write head current damping with dynamic coupling |
US6304006B1 (en) | 2000-12-28 | 2001-10-16 | Abb T&D Technology Ltd. | Energy management uninterruptible power supply system |
US6791302B2 (en) * | 2001-03-21 | 2004-09-14 | Primarion, Inc. | Methods and apparatus for open-loop enhanced control of power supply transients |
CN100440711C (zh) * | 2001-03-30 | 2008-12-03 | 三菱电机株式会社 | 电功率变换装置 |
KR100878222B1 (ko) * | 2001-07-03 | 2009-01-13 | 삼성전자주식회사 | 액정 표시 장치용 전원 공급 장치 |
DE20115475U1 (de) * | 2001-09-19 | 2003-02-20 | Biester, Klaus, 29342 Wienhausen | Gleichspannungs-Wandlervorrichtung |
US7020271B2 (en) * | 2003-06-12 | 2006-03-28 | Barbara Isabel Hummel | Ring control device |
TWI282658B (en) * | 2001-10-23 | 2007-06-11 | Delta Electronics Inc | A parallel connection system of DC/AC voltage converter |
US6909262B2 (en) * | 2001-11-02 | 2005-06-21 | Honeywell International Inc. | Control system for regulating exciter power for a brushless synchronous generator |
US6600296B2 (en) * | 2001-11-13 | 2003-07-29 | Intel Corporation | Method and semiconductor die with multiple phase power converter |
AU2003203127A1 (en) * | 2002-03-15 | 2003-09-29 | Unaxis Balzers Ag | Vacuum plasma generator |
US6781353B2 (en) | 2002-03-20 | 2004-08-24 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Synchronous regulator with switchable current reference source |
US7622562B2 (en) * | 2002-06-26 | 2009-11-24 | Zimmer Orthobiologics, Inc. | Rapid isolation of osteoinductive protein mixtures from mammalian bone tissue |
JP3641785B2 (ja) * | 2002-08-09 | 2005-04-27 | 株式会社京三製作所 | プラズマ発生用電源装置 |
US6844710B2 (en) * | 2002-11-12 | 2005-01-18 | O2Micro International Limited | Controller for DC to DC converter |
US7042110B2 (en) * | 2003-05-07 | 2006-05-09 | Clipper Windpower Technology, Inc. | Variable speed distributed drive train wind turbine system |
US6903537B2 (en) * | 2003-10-22 | 2005-06-07 | Aimtron Technology Corp. | Switching DC-to-DC converter with multiple output voltages |
US6967854B2 (en) * | 2003-10-30 | 2005-11-22 | Asm Assembly Automation Ltd. | Configurable power supply system for machine components |
US6903946B1 (en) * | 2003-11-04 | 2005-06-07 | Lockheed Martin Corporation | Paralleled power factor correcting AC-to-DC converters with improved current balance |
DE10356515A1 (de) * | 2003-12-03 | 2005-07-14 | Siemens Ag | Antriebssystem |
JP4547231B2 (ja) * | 2004-10-22 | 2010-09-22 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
JP4760000B2 (ja) * | 2004-12-09 | 2011-08-31 | ダイキン工業株式会社 | 多相電流供給回路、駆動装置、圧縮機、及び空気調和機 |
DE102005001680A1 (de) * | 2005-01-13 | 2006-07-27 | Siemens Ag | Analogausgabeeinheit |
US7305311B2 (en) * | 2005-04-22 | 2007-12-04 | Advanced Energy Industries, Inc. | Arc detection and handling in radio frequency power applications |
AU2006306364B2 (en) | 2005-10-24 | 2013-09-05 | Powercast Corporation | Method and apparatus for high efficiency rectification for various loads |
US7522434B2 (en) * | 2005-10-27 | 2009-04-21 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Temperature estimation based on a signal oscillation |
JP2007228447A (ja) * | 2006-02-27 | 2007-09-06 | Hitachi Ltd | スイッチング素子のゲート駆動回路 |
US8217299B2 (en) * | 2007-02-22 | 2012-07-10 | Advanced Energy Industries, Inc. | Arc recovery without over-voltage for plasma chamber power supplies using a shunt switch |
FR2914685B1 (fr) * | 2007-04-05 | 2012-03-23 | Renault Sas | Systeme d'alimentation electrique d'un dispositif de depollution a plasma destine a etre monte sur un vehicule automobile |
JP5606312B2 (ja) * | 2007-07-23 | 2014-10-15 | トゥルンプフ ヒュッティンガー ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング ウント コンパニー コマンディートゲゼルシャフト | プラズマ給電装置 |
US8169081B1 (en) | 2007-12-27 | 2012-05-01 | Volterra Semiconductor Corporation | Conductive routings in integrated circuits using under bump metallization |
US9059632B2 (en) * | 2008-03-24 | 2015-06-16 | O2Micro, Inc. | Controllers for DC to DC converters |
JP5392472B2 (ja) * | 2008-04-08 | 2014-01-22 | 株式会社 ハセテック | 電力制御装置 |
US8044594B2 (en) * | 2008-07-31 | 2011-10-25 | Advanced Energy Industries, Inc. | Power supply ignition system and method |
US8395078B2 (en) | 2008-12-05 | 2013-03-12 | Advanced Energy Industries, Inc | Arc recovery with over-voltage protection for plasma-chamber power supplies |
US8278934B2 (en) * | 2009-02-13 | 2012-10-02 | Bae Systems Controls Inc. | Robust AC chassis fault detection using PWM sideband harmonics |
PL2648209T3 (pl) * | 2009-02-17 | 2018-06-29 | Solvix Gmbh | Urządzenie zasilające do obróbki plazmowej |
JP5711447B2 (ja) * | 2009-02-18 | 2015-04-30 | キヤノン株式会社 | 電源装置及び画像形成装置 |
US20100244773A1 (en) * | 2009-03-27 | 2010-09-30 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Unity power factor isolated single phase matrix converter battery charger |
JP5168603B2 (ja) * | 2010-01-26 | 2013-03-21 | 株式会社デンソー | スイッチング装置 |
TWI413357B (zh) * | 2010-02-24 | 2013-10-21 | Nat Univ Tsing Hua | Integrated Boost Compression Circuit with Integrated Boost Function |
US8536730B2 (en) * | 2010-07-12 | 2013-09-17 | Hamilton Sundstrand Corporation | Electric power generating and distribution system comprising a decoupling filter and a solid state power controller |
ITBG20100040A1 (it) * | 2010-07-21 | 2012-01-22 | Rossini Alberto Luigi | Generatore ad alta tensione per assistenza elettrostatica alla stampa e all'accoppiamento di film, con eliminazione del fenomeno di scariche parassite pericolose in atmosfere esplosive e metodo di produzione del dispositivo di emissione. |
US8552665B2 (en) | 2010-08-20 | 2013-10-08 | Advanced Energy Industries, Inc. | Proactive arc management of a plasma load |
GB2483696B (en) * | 2010-09-17 | 2015-03-25 | Ge Aviat Systems Ltd | An aircraft with a power distribution system |
US8860379B2 (en) * | 2011-04-20 | 2014-10-14 | GM Global Technology Operations LLC | Discharging a DC bus capacitor of an electrical converter system |
US8829858B2 (en) | 2011-05-31 | 2014-09-09 | GM Global Technology Operations LLC | Systems and methods for initializing a charging system |
US8878495B2 (en) | 2011-08-31 | 2014-11-04 | GM Global Technology Operations LLC | Systems and methods for providing power to a load based upon a control strategy |
IN2014KN03122A (de) * | 2012-09-05 | 2015-05-08 | Kyosan Electric Mfg | |
US9137885B2 (en) * | 2012-09-07 | 2015-09-15 | Kyosan Electric Mfg Co., Ltd. | DC power supply device, and control method for DC power supply device |
JP6099951B2 (ja) * | 2012-11-29 | 2017-03-22 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
US9086708B2 (en) | 2012-12-31 | 2015-07-21 | Gazelle Semiconductor Inc. | High slew rate switching regulator circuits and methods |
US9735574B2 (en) | 2012-12-31 | 2017-08-15 | Gazelle Semiconductor, Inc. | Switching regulator circuits and methods |
DE102013202428A1 (de) * | 2013-02-14 | 2014-08-14 | Trumpf Huettinger Sp. Z O. O. | Leistungsversorgungsanordnung zur Versorgung industrieller Prozesse mit Leistung |
US9367111B2 (en) | 2013-03-12 | 2016-06-14 | Alpha And Omega Semiconductor Incorporated | Fault tolerant power supply incorporating intelligent load switch to provide uninterrupted power |
US9106075B2 (en) * | 2013-03-12 | 2015-08-11 | Alpha And Omega Semiconductor Incorporated | Fault tolerant power supply incorporating intelligent gate driver-switch circuit to provide uninterrupted power |
US9770991B2 (en) | 2013-05-31 | 2017-09-26 | GM Global Technology Operations LLC | Systems and methods for initializing a charging system |
US9530611B2 (en) | 2013-07-08 | 2016-12-27 | Carl Zeiss Microscopy, Llc | Charged particle beam system and method of operating a charged particle beam system |
US9577532B2 (en) | 2013-07-25 | 2017-02-21 | Gazelle Semiconductor, Inc. | Switching regulator circuits and methods |
JP5679241B1 (ja) * | 2013-09-27 | 2015-03-04 | 株式会社京三製作所 | 電圧形直流電源装置および電圧形直流電源装置の制御方法 |
JP5729732B2 (ja) * | 2013-09-27 | 2015-06-03 | 株式会社京三製作所 | 直流電源装置、直流電源装置の制御方法 |
US9425706B2 (en) * | 2013-09-27 | 2016-08-23 | Ge Aviation Systems, Llc | Control of a DC-AC inverter with unbalanced loading |
US10892140B2 (en) | 2018-07-27 | 2021-01-12 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | Nanosecond pulser bias compensation |
US10978955B2 (en) | 2014-02-28 | 2021-04-13 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | Nanosecond pulser bias compensation |
US10020800B2 (en) | 2013-11-14 | 2018-07-10 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | High voltage nanosecond pulser with variable pulse width and pulse repetition frequency |
US9706630B2 (en) | 2014-02-28 | 2017-07-11 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | Galvanically isolated output variable pulse generator disclosure |
WO2015073921A1 (en) | 2013-11-14 | 2015-05-21 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | This disclosure relates generally to a high voltage nanosecond pulser. |
US11539352B2 (en) | 2013-11-14 | 2022-12-27 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | Transformer resonant converter |
US9866104B2 (en) | 2013-11-26 | 2018-01-09 | Gazelle Semiconductor, Inc. | Circuits and methods for operating a switching regulator |
US10014771B2 (en) * | 2013-12-06 | 2018-07-03 | Astec International Limited | Switching shunt regulator circuits |
US10483089B2 (en) | 2014-02-28 | 2019-11-19 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | High voltage resistive output stage circuit |
CN106415547B (zh) * | 2014-03-31 | 2020-03-20 | 瑞典爱立信有限公司 | 开关模式电源输出滤波器配置 |
US20160329704A1 (en) * | 2014-04-30 | 2016-11-10 | John Richard Archer | Coil with Shunt Impedance for Arc Suppression using an Alternating Current Power Source or a Direct Current Power Source |
JP6313654B2 (ja) * | 2014-05-21 | 2018-04-18 | Fdk株式会社 | スイッチング電源 |
US9444340B2 (en) | 2014-06-26 | 2016-09-13 | Gazelle Semiconductor, Inc. | Circuits and methods for providing current to a load |
US20160006359A1 (en) * | 2014-07-03 | 2016-01-07 | Tdk-Lambda Ltd | Dc-dc converter with a protection stage |
US20170250610A1 (en) * | 2014-12-16 | 2017-08-31 | Obschestov S Ogranichennoy Otvetstvennostyu "Istok" | Stabilized controlled universal high voltage power supply (variants) |
WO2016109919A1 (zh) * | 2015-01-05 | 2016-07-14 | 东莞励国照明有限公司 | 一种led驱动电路 |
CN104571250B (zh) * | 2015-02-10 | 2016-03-16 | 四川英杰电气股份有限公司 | 一种并联式大功率开关电源 |
CN106300948A (zh) * | 2015-06-03 | 2017-01-04 | 广州汽车集团股份有限公司 | 一种车载三相电机逆变器及其母线电容电路 |
US11004660B2 (en) | 2018-11-30 | 2021-05-11 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | Variable output impedance RF generator |
US11430635B2 (en) | 2018-07-27 | 2022-08-30 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | Precise plasma control system |
US10903047B2 (en) | 2018-07-27 | 2021-01-26 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | Precise plasma control system |
CN110692188B (zh) | 2017-02-07 | 2022-09-09 | 鹰港科技有限公司 | 变压器谐振转换器 |
WO2018183874A1 (en) * | 2017-03-31 | 2018-10-04 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | High voltage resistive output stage circuit |
KR102466195B1 (ko) | 2017-08-25 | 2022-11-11 | 이글 하버 테크놀로지스, 인코포레이티드 | 나노초 펄스를 이용한 임의의 파형 발생 |
AU2018325468B2 (en) | 2017-09-01 | 2023-09-07 | Powercast Corporation | Methods, systems, and apparatus for automatic RF power transmission and single antenna energy harvesting |
US10510575B2 (en) | 2017-09-20 | 2019-12-17 | Applied Materials, Inc. | Substrate support with multiple embedded electrodes |
CN108123466B (zh) * | 2017-12-29 | 2021-01-15 | 南京理工大学 | 一种基于功率串联解耦的储能变流器并联均流控制方法 |
CN108288791B (zh) * | 2018-03-22 | 2020-05-29 | 湖北携康电子股份有限公司 | 延时通电插头 |
US10555412B2 (en) | 2018-05-10 | 2020-02-04 | Applied Materials, Inc. | Method of controlling ion energy distribution using a pulse generator with a current-return output stage |
US20190345426A1 (en) * | 2018-05-11 | 2019-11-14 | Faraday, LLC | Device, System, and Method for Applying High Voltage, High Frequency Electric Field to a Beverage |
US10607814B2 (en) | 2018-08-10 | 2020-03-31 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | High voltage switch with isolated power |
US11532457B2 (en) | 2018-07-27 | 2022-12-20 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | Precise plasma control system |
US11222767B2 (en) | 2018-07-27 | 2022-01-11 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | Nanosecond pulser bias compensation |
US11302518B2 (en) | 2018-07-27 | 2022-04-12 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | Efficient energy recovery in a nanosecond pulser circuit |
EP3834285A4 (de) | 2018-08-10 | 2022-07-20 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | Plasmamantelsteuerung für hf-plasmareaktoren |
CN109275255B (zh) * | 2018-10-29 | 2024-04-26 | 同方威视技术股份有限公司 | 用于电子加速器的灯丝电源和电子加速器 |
US11476145B2 (en) | 2018-11-20 | 2022-10-18 | Applied Materials, Inc. | Automatic ESC bias compensation when using pulsed DC bias |
CN109494996A (zh) * | 2018-12-20 | 2019-03-19 | 中山市博顿光电科技有限公司 | 一种霍尔离子源维持极电压可控装置 |
WO2020146436A1 (en) | 2019-01-08 | 2020-07-16 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | Efficient energy recovery in a nanosecond pulser circuit |
JP7451540B2 (ja) | 2019-01-22 | 2024-03-18 | アプライド マテリアルズ インコーポレイテッド | パルス状電圧波形を制御するためのフィードバックループ |
US11508554B2 (en) | 2019-01-24 | 2022-11-22 | Applied Materials, Inc. | High voltage filter assembly |
US11070026B2 (en) | 2019-07-19 | 2021-07-20 | Analog Devices International Unlimited Company | High current nanosecond laser driver circuit with wide pulse-width adjustment range |
US11075502B2 (en) | 2019-08-29 | 2021-07-27 | Analog Devices, Inc. | Laser diode driver circuit techniques |
KR102292507B1 (ko) * | 2019-09-24 | 2021-08-23 | 주식회사 다원시스 | 듀오 플라즈마트론 이온원에 적용되는 펄스 전원 공급 장치 및 방법 |
TWI778449B (zh) | 2019-11-15 | 2022-09-21 | 美商鷹港科技股份有限公司 | 高電壓脈衝電路 |
EP4082036A4 (de) | 2019-12-24 | 2023-06-07 | Eagle Harbor Technologies, Inc. | Nanosekunden-impulsgeber-hf-isolation für plasmasysteme |
DE102020103218A1 (de) | 2020-02-07 | 2021-08-12 | Leibniz-Institut für Oberflächenmodifizierung e.V. | Vorrichtung und Verfahren zum Schalten einer Ionenstrahlquelle |
CN111952987A (zh) * | 2020-07-24 | 2020-11-17 | 中冶赛迪电气技术有限公司 | 一种直流电弧炉整流电源装置及控制方法 |
US11462388B2 (en) | 2020-07-31 | 2022-10-04 | Applied Materials, Inc. | Plasma processing assembly using pulsed-voltage and radio-frequency power |
RU2747776C1 (ru) * | 2020-09-21 | 2021-05-14 | Открытое акционерное общество "Специальное конструкторское бюро приборостроения и автоматики" | Конвертор напряжения |
US11798790B2 (en) | 2020-11-16 | 2023-10-24 | Applied Materials, Inc. | Apparatus and methods for controlling ion energy distribution |
US11901157B2 (en) | 2020-11-16 | 2024-02-13 | Applied Materials, Inc. | Apparatus and methods for controlling ion energy distribution |
US11495470B1 (en) | 2021-04-16 | 2022-11-08 | Applied Materials, Inc. | Method of enhancing etching selectivity using a pulsed plasma |
US11948780B2 (en) | 2021-05-12 | 2024-04-02 | Applied Materials, Inc. | Automatic electrostatic chuck bias compensation during plasma processing |
US11791138B2 (en) | 2021-05-12 | 2023-10-17 | Applied Materials, Inc. | Automatic electrostatic chuck bias compensation during plasma processing |
US11967483B2 (en) | 2021-06-02 | 2024-04-23 | Applied Materials, Inc. | Plasma excitation with ion energy control |
US11984306B2 (en) | 2021-06-09 | 2024-05-14 | Applied Materials, Inc. | Plasma chamber and chamber component cleaning methods |
US11810760B2 (en) | 2021-06-16 | 2023-11-07 | Applied Materials, Inc. | Apparatus and method of ion current compensation |
US11569066B2 (en) | 2021-06-23 | 2023-01-31 | Applied Materials, Inc. | Pulsed voltage source for plasma processing applications |
KR102608603B1 (ko) * | 2021-06-30 | 2023-12-04 | 울산과학기술원 | 고입출력을 위한 모듈형 입력-병렬 출력-직렬 연결 유도가열 인버터 회로 및 인버터 회로의 동작 방법 |
US11476090B1 (en) | 2021-08-24 | 2022-10-18 | Applied Materials, Inc. | Voltage pulse time-domain multiplexing |
US11694876B2 (en) | 2021-12-08 | 2023-07-04 | Applied Materials, Inc. | Apparatus and method for delivering a plurality of waveform signals during plasma processing |
US11972924B2 (en) | 2022-06-08 | 2024-04-30 | Applied Materials, Inc. | Pulsed voltage source for plasma processing applications |
Family Cites Families (29)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3573508A (en) * | 1968-09-27 | 1971-04-06 | Bell Telephone Labor Inc | Thyristor switch circuit |
US3646395A (en) * | 1970-05-15 | 1972-02-29 | American Optical Corp | High repetition rate laser optical pumping system |
US3781690A (en) * | 1971-08-30 | 1973-12-25 | Westinghouse Electric Corp | Improved pfn voltage regulator |
US3893006A (en) * | 1974-01-14 | 1975-07-01 | Nordson Corp | High voltage power supply with overcurrent protection |
NL7701389A (nl) * | 1977-02-10 | 1978-08-14 | Stichting Fund Ond Material | Gaslaseropstelling. |
US4251857A (en) * | 1979-02-21 | 1981-02-17 | Sperry Corporation | Loss compensation regulation for an inverter power supply |
US4275317A (en) * | 1979-03-23 | 1981-06-23 | Nasa | Pulse switching for high energy lasers |
CA1147048A (en) * | 1979-06-14 | 1983-05-24 | Herb J.J. Seguin | High power laser and cathode structure therefor |
US4245194A (en) * | 1979-07-16 | 1981-01-13 | Gte Products Corporation | Compact pulsed gas transport laser |
US4494236A (en) * | 1979-07-26 | 1985-01-15 | Hughes Aircraft Company | Pulsed rf pumped waveguide laser |
US4398156A (en) * | 1980-11-07 | 1983-08-09 | Kristian Aaland | Switching power pulse system |
NL8103063A (nl) * | 1981-06-25 | 1983-01-17 | Philips Nv | Voedingssysteem. |
US4417197A (en) * | 1981-07-27 | 1983-11-22 | Schwarz Francisc C | Electronic system for simultaneous control of two or more pulse modulators |
US4447841A (en) * | 1982-06-30 | 1984-05-08 | Motorola Inc. | Overcurrent protection circuit for a multiple output switching power supply and method therefor |
GB2152770B (en) * | 1983-11-15 | 1987-04-29 | Yokogawa Hokushin Electric | Dc/dc converter |
US4667636A (en) * | 1985-03-22 | 1987-05-26 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Fuel injection type internal combustion engine |
US4698518A (en) * | 1985-04-29 | 1987-10-06 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Magnetically switched power supply system for lasers |
US4706177A (en) * | 1985-11-14 | 1987-11-10 | Elliot Josephson | DC-AC inverter with overload driving capability |
US4674022A (en) * | 1986-07-01 | 1987-06-16 | Megapulse, Inc. | SCR priming and sweep-out circuit apparatus |
JPS63163612A (ja) * | 1986-12-26 | 1988-07-07 | Toshiba Corp | 制御電源回路 |
US4783714A (en) * | 1987-03-23 | 1988-11-08 | General Dynamics Electronics Division | Switching logic driver with overcurrent protection |
DE3731394C2 (de) * | 1987-09-18 | 1993-12-16 | Euchner & Co | Hochfrequenz-Entstörfilter für eine an eine Leitung anzuschließende Schaltung, insbesondere für Zweidraht-Sensoren |
US4814965A (en) * | 1987-09-30 | 1989-03-21 | Spectra Physics | High power flyback, variable output voltage, variable input voltage, decoupled power supply |
US4868505A (en) * | 1988-06-09 | 1989-09-19 | Stahl G J | High voltage impulse wave generator for testing equipment |
EP0383962A1 (de) * | 1989-02-20 | 1990-08-29 | Hauzer Holding B.V. | Hochspannungsgleichrichter und zugeordnete Steuerelektronik |
US5272612A (en) * | 1989-06-30 | 1993-12-21 | Kabushiki Kaisha Toshiba | X-ray power supply utilizing A.C. frequency conversion to generate a high D.C. voltage |
US5019952A (en) * | 1989-11-20 | 1991-05-28 | General Electric Company | AC to DC power conversion circuit with low harmonic distortion |
US5014177A (en) * | 1989-12-19 | 1991-05-07 | Sundstrand Corporation | DC-link ripple reduction circuit |
SE467384B (sv) * | 1990-10-24 | 1992-07-06 | Ericsson Telefon Ab L M | Saett och kopplingsanordning foer att vid omriktare balansera ingaangs- och/eller utgaangsspaenningsavvikelser |
-
1992
- 1992-04-13 US US07/867,639 patent/US5418707A/en not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-04-12 JP JP5084791A patent/JPH06103952A/ja active Pending
- 1993-04-13 DE DE4312084A patent/DE4312084A1/de not_active Withdrawn
-
1995
- 1995-05-22 US US08/445,827 patent/US5610452A/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-05-22 US US08/445,826 patent/US5566060A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1996024153A1 (en) * | 1995-01-30 | 1996-08-08 | Advanced Energy Industries, Inc. | Multi-phase dc plasma processing system |
EP0947048B2 (de) † | 1996-12-20 | 2012-05-02 | ScandiNova Systems AB | Leistungsmodulator |
WO2008028203A2 (de) | 2006-09-04 | 2008-03-13 | Fronius International Gmbh | Verfahren zur regelung von wechselrichtern |
WO2008028203A3 (de) * | 2006-09-04 | 2008-04-24 | Fronius Int Gmbh | Verfahren zur regelung von wechselrichtern |
US7859871B2 (en) | 2006-09-04 | 2010-12-28 | Fronius International Gmbh | Method for controlling inverters |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5418707A (en) | 1995-05-23 |
US5566060A (en) | 1996-10-15 |
US5610452A (en) | 1997-03-11 |
JPH06103952A (ja) | 1994-04-15 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE4312084A1 (de) | Leistungsversorgung | |
DE69005647T2 (de) | System zum ableiten elektrischer energie von einer hochspannungs-gleichstrom-übertragungsleitung. | |
DE69420672T2 (de) | Leistungsschaltung | |
EP2026457A1 (de) | Wechselrichter mit zwei Zwischenkreisen | |
DE3118554A1 (de) | Stromversorgungsschaltung | |
DE938851C (de) | Kathodenstrahlablenkeinrichtung mit Spartransformator | |
DE112015002279T5 (de) | Energie-umsetzungsvorrichtung | |
EP2026456A1 (de) | Wechselrichter | |
DE3221995C2 (de) | ||
DE4443551A1 (de) | Anordnung zur Leistungsversorgung eines elektrischen Verbrauchers, insbesondere Röntgen-Apparat | |
DE3221851A1 (de) | Halbleiter-spannungsregler und mit einem solchen spannungsregler versehener generator fuer radiologieanwendungen | |
EP0401901B1 (de) | Generator zum Betreiben einer Drehanoden-Röntgenröhre | |
DE3523622C2 (de) | ||
AT519842A1 (de) | Wechselrichter | |
DE2165602C2 (de) | Anordnung zur Erzeugung einer sich mit hoher Frequenz zyklisch stufenweise ändernden hohen Ausgangsgleichspannung | |
EP0270920A2 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur Erzeugung von Sende-Stromsignalen in einem Wechselstromverteilungsnetz | |
DE835478C (de) | Schaltung zur Erzeugung einer hohen Gleichspannung | |
DE2920275A1 (de) | Elektrischer umformer fuer wechselstromgespeiste elektrofahrzeug | |
DE3802231A1 (de) | Einrichtung zum regeln der magnetronleistung eines hhf-haushaltsofens | |
DE69517506T2 (de) | Schaltung für eine lampe bestehend aus 2 armen die mit der lampe verbunden sind | |
DD142785A1 (de) | Schaltungsanordnung fuer roentgeneinrichtungen hoher leistung | |
EP0067156B1 (de) | Schaltungsanordnung zum erzeugen von hochleistungsimpulsen aus einem induktiven energiespeicher | |
DE4033281C2 (de) | ||
DE3724639C2 (de) | Netzgerät für einen Ozonerzeuger | |
DE665379C (de) | Anordnung zur Steuerung von Stromrichtern |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: UNITED STATES ENRICHMENT CORP., BETHESDA, MD., US |
|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8139 | Disposal/non-payment of the annual fee |