DE4033281C2 - - Google Patents
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- G05F1/563—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices including two stages of regulation at least one of which is output level responsive, e.g. coarse and fine regulation
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- H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Hochleistungsnetzgerät für
Leistungen über fünf Kilowatt, zur Umformung einer Dreipha
sen-Wechselspannung in Gleichspannung zwecks Erzeugung eines
einstellbaren hochkonstanten Gleichstromes.
Die Erfindung findet Anwendung bei Hochleistungsnetzgeräten,
wie sie in den Bereichen der Elektromedizin und der Kern
physik zur Speisung von Elektromagneten benötigt werden.
Die Spulen von großen, resistiven Elektromagneten benötigen
zu ihrer Stromversorgung hohe elektrische Leistungen, die
zwischen 10 und 500 Kilowatt liegen. Die in der Größe von
mehreren 100 Ampère fließenden Gleichströme müssen regelbar,
extrem konstant und von minimaler Restwelligkeit sein. Die
Stromkonstanz und die Brummspannungen sollen im ppm-Bereich
liegen.
Es ist üblich, die für große Elektromagneten benötigte Energie
dem gewöhnlichen, dreiphasigen Versorgungsnetz über einen An
paß- und Trenntransformator mit einer nachfolgenden Gleich
richterschaltung zu entnehmen. Die gewünschte hohe Konstanz
des Ausgangsstromes erfordert ein sehr breitbandiges und
hochverstärkendes Regelsystem mit entsprechenden Meßeinrich
tungen. Diese Anforderungen werden - in Verbindung mit ent
sprechenden Regelverstärkern - von Linearreglern erfüllt,
welche Transistor-Stellglieder mit Leistungstransistoren
enthalten.
Werden zur Regelung bzw. Einstellung der elektrischen Lei
stung in den durch die Betriebsweise der Elektromagneten
vorgegebenen Grenzen innerhalb der Gleichrichterschaltungen
Thyristoren mit veränderlicher Ausnutzung der sinusförmigen
Netzspannung - mittels Phasenanschnittsteuerung - verwendet,
dann ergeben sich hierbei oft nicht mehr beherrschbare lokale
und über das gesamte Leitungsnetz verteilte und in die Umge
bung abgestrahlte elektrische Störungen verschiedener Fre
quenzen, die insbesondere auf das Regelsystem einwirken und
dadurch ein Erreichen der zum Betrieb unumgänglichen Stabili
tät des Ausgangsstromes verhindern sowie Apparaturen in der
Umgebung stören.
Ursache für die elektrischen Störungen ist der diskontinuier
liche Betrieb der Stromrichter, gleichgültig, ob es sich um
Dioden oder Thyristoren handelt. Es werden neben den Verzer
rungen mit ganzzahligen Harmonischen der Netzfrequenz durch
die Ein- und Ausschaltvorgänge in den Halbleitern hochfre
quente Schaltspitzen erzeugt. Während die niederfrequenten
Ströme leitungsgebunden die Umgebung stören, werden die hoch
frequenten Ströme durch magnetische Bauelemente und selbst
durch kurze Leitungsstücke als elektromagnetische Störfelder
abgestrahlt. Gerade Thyristoren machen sich in dieser Hin
sicht besonders unangenehm bemerkbar, weil der Strom durch
diese Halbleiterventile nicht sogleich im Nulldurchgang er
lischt, sondern zunächst auch bei bereits negativer Spannung
weiterfließt, bis die Basiszone frei von Ladungsträgern ge
worden ist und Sperrspannung übernommen werden kann - es
existiert eine Sperrträgheit. Die infolgedessen auftretenden
Kommutierungsprobleme bringen die erwähnten Störungen mit
sich. Bei üblichen Thyristorschaltungen wird bei einem hohen
Stromfluß in einer Phase eine andere mit hoher Differenz
spannung gezündet und der stromführende Gleichrichter wird
quasi von hinten zugeschossen. Die extrem steile Abkommu
tierung führt zu einem langen Sperrverzug. Es herrschen
nahezu Kurzschlußbedingungen, bis die Sperrfähigkeit aufge
baut ist.
Es ist bekannt, in die Stromleitung zwischen Brückengleich
richterschaltung und Last durchweg eine Speicherdrossel mit
sehr großer Induktivität einzuschalten, um die Strompulse zu
glätten und den Spannungssprung von der Last fernzuhalten.
Nennenswerte Kapazitäten finden sich erst nach der Speicher
drossel auf der Lastseite und dienen Filterzwecken. Eine
typische Schaltung eines Stromrichters in sechspulsiger Aus
führung findet sich beispielsweise in der Firmenschrift
"Thyristoren in der technischen Anwendung, Band 2: Netzge
führte Stromrichter; Siemens AG, Autor: G. Möltgen, 1967" Bild
72 auf Seite 103 mit zugehöriger Beschreibung.
Die Eigenschaften von Leistungsthyristoren sind beispiels
weise in der Firmenschrift Leistungshalbleiter: Netzthyristo
ren; Datenbuch 1989/90 (Siemens AG) beschrieben, insbesondere
auf den Seiten 26 ff.
Es sind Stromrichtergeräte für die Versorgung von Gleich
strom-Maschinen im Umkehrbetrieb bekannt, deren Leistungsteil
eine vollgesteuerte Drehstrom-Brückenschaltung mit Thyristo
ren aufweist. Zur Erzeugung eines hochkonstanten, einstell
baren Gleichstromes, wie ein solcher zur Speisung von in den
Bereichen der Elektromedizin und der Kernphysik eingesetzten
Elektromagneten benötigt wird, sind diese Geräte ungeeignet
(BBC-Druckschrift D GHS 50 466 D: VERITRON-Stromrichtergeräte
Typenreihe CKD Dreiphasen-Anschluß 45A . . . 700A 1975/76).
Weiterhin ist eine Mehrphasen-Gleichrichterschaltung mit
einem Dreiphasen-Transformator und zwei mit Thyristoren
bestückten Brückengleichrichtern bekannt. Zur Reduzierung von
Oberwellen und Pulsation dienen eine Ausgleichsdrossel und
eine Glättungsdrossel im Lastzweig, ein Ladekondensator ist
nicht vorgesehen (US 44 88 211).
Auch ist ein AC/DC-Wandler zum Schutz eines Bauelementes
gegen Beschädigungen durch das Löschen eines Thyristors in
einem Schaltkreis bekannt geworden, der einen Gleichstrom-
Kondensator am Ausgang einer Gleichrichterschaltung enthält.
Steuer-, Regel- und Trennkreise sind zum Zünden und Löschen
der Thyristoren vorgesehen (JP 1-2 86 777 A).
Auch der Einsatz von Thyristoren auf der Primärseite des An
paß- und Trenntransformators bringt keine Lösung des Pro
blems. Zwar wird die lokale Störfeldstärke verringert, da der
über die Streuinduktivität des Netztransformators abgestrahl
te Anteil entfällt. Jetzt sind die Streuinduktivitäten der
Zuleitungen und die Leitungswiderstände bzw. die entspre
chenden Größen des vorgeschalteten Transformators die begren
zenden Elemente; dadurch werden die hochfrequenten Störungen
über das gesamte Speisenetz verteilt.
Zur Leistungsregelung sind aus den genannten Gründen bislang
ausschließlich mechanisch verstellbare, variable Transforma
toren verwendet worden, wie z. B. in den Netzgeräten der An
melderin vom Typ B-MN 250/310 A, durch welche schnellen Ver
stellmöglichkeiten jedoch Grenzen gesetzt sind und die vor
allem Gewicht, Platzbedarf und die Produktionskosten erhöhen.
Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Konzeption eines
Hochleistungsnetzgerätes, bei welchem unter Verwendung von
Thyristoren bei einer Leistungsregelung Stromstabilitäten von
1 : 100 000 erreicht und hochfrequente Störungen weitgehend
vermieden werden können.
Gelöst wird die Aufgabe durch das gemäß Anspruch 1 ausgebil
dete Hochleistungsnetzgerät.
Der Erfindungsgedanke liegt im wesentlichen darin, daß nicht
- wie allgemein üblich - beim Betrieb der mit Thyristoren
ausgestatteten Brückengleichrichtern eine durch eine
hochinduktive Ladedrossel erzwungene möglichst gleichmäßige
Stromentnahme über einen möglichst großen Ladeanteil ange
strebt ist, sondern ganz im Gegensatz dazu verlangt wird, daß
der Strom in einer Phase möglichst Null wird, bevor auf die
nächstfolgende Phase umgeschaltet wird. Dadurch wird der
starke hochfrequente Störungen erzeugende Kommutierungskurz
schluß praktisch verhindert. Von dem sonst üblichen Einsatz
einer Drossel hoher Induktivität als Energiespeicher wird
bewußt Abstand genommen - der erfindungsgemäß vorgeschlagene,
große Ladekondensator ist hier der Energiespeicher. Dieser
Ladekondensator mit seiner hohen Kapazität muß während einer
Periode des Drehstromnetzes sechsmal kurzzeitig den gesamten
Ausgangsstrom liefern können. Die Streuinduktivität des
Anpaß- und Trenntransformators muß - zusammen mit sonstigen
Induktivitäten - so klein gehalten werden, daß trotz der
geforderten hohen Kapazität des Ladekondensators so kurze und
kräftige Ladeimpulse auftreten, daß die Speicherung
kapazitiver Energie für jeden Strompuls ausreichend ist,
bevor die Phasenspannung unter die Kondensatorspannung
gefallen ist. Der vorgeschaltete Dreiphasen-Anpaß- und
Trenntransformator wird nicht wie allgemein üblich, mit
erheblicher Streuinduktivität sondern jetzt möglichst
streuarm ausgeführt.
Beim Anschluß eines Hochleistungsnetzgerätes nach der Erfin
dung an ein Dreileiter-Drehstromnetz mit einer Frequenz von
50 Hertz, einer Ausgangsleistung von 40 Kilowatt, einer abge
gebenen Gleichspannung von 100 Volt und einem entnehmbaren
Gleichstrom von 400 Ampere, muß der Ladekondensator eine Ka
pazität von wenigstens 10 000 Mikrofarad aufweisen. Eine sol
che Dimensionierung gewährleistet, daß sich der erfindungs
gemäße selbstlöschende Betrieb der in der in der Brücken-
Gleichrichterschaltung eingesetzten Thyristoren einstellt und
sich die Schaltung somit nahezu wie eine solche mit (unge
steuerten) Gleichrichterdioden verhält. Da die Abkommutie
rungssteilheit des Ladestromes gering ist (kleiner als 1 A/
µSek.), bleibt die gefürchtete hochfrequente Verseuchung der
Umgebung des Hochleistungsnetzgerätes in beherrschbaren Gren
zen.
Es kann zweckmäßig sein, wenn zur Begrenzung des Anstiegs des
Ladestroms des Ladekondensators der Brücken-Gleichrichter
schaltung eine Begrenzungsdrossel nachgeschaltet ist, deren
Induktivität einschließlich aller Streuinduktivitäten weniger
als 1 Millihenry beträgt. Damit läßt sich der selbstlöschende
Betrieb gerade noch aufrechterhalten.
Eine vorteilhaft realisierbare Ausführungsform der Erfindung
ergibt sich, wenn bei dem Hochleistungsnetzgerät der Dreipha
sen-Anpaß- und Trenntransformator sechs Sekundärwicklungen
trägt, von welchen drei im Stern und drei im Dreieck geschal
tet sind, an die im Stern und im Dreieck geschalteten Sekun
därwicklungen je eine gleichdimensionierte, sechspulsige, mit
Leistungs-Thyristoren bestückte Brücken-Gleichrichterschal
tung angeschlossen ist, die Ausgänge der beiden Brücken-
Gleichrichterschaltungen mit zwei gleich großen Ladekondensa
toren verbunden sind, jede Brücken-Gleichrichterschaltung von
einer gesonderten Thyristor-Steuerung gesteuert ist, die bei
den Ladekondensatoren mittels zweier Transistor-Stellglieder
parallel geschaltet sind, und die Transistor-Stellglieder in
den jeweiligen Strompfad des Gleichstroms eingesetzt sind und
durch einen Regelverstärker gesteuert werden. Hier arbeiten
je eine im Stern- und im Dreieck geschaltete Brücken-Gleich
richterschaltung auf zwei unabhängige Ladekondensatoren, wo
bei die beiden zunächst getrennten Ausgangsströme ausreichend
rückwirkungsfrei zu einem Gesamt-Ausgangsstrom zusammengefaßt
werden, was mit Hilfe der Transistor-Stellglieder erfolgt.
Diese Schaltung wird gewählt, weil sonst 12 Ladeimpulse auf
eine Periode der Netzfrequenz verteilt und 12 stromlose
Phasen aufrechterhalten werden müßten, wobei die Belastung
in den Ladekondensatoren stark ansteigen würde.
Zur Erzielung hoher Gleichspannungen können selbstverständ
lich zwei völlig voneinander unabhängige Brücken-Gleichrich
terschaltungen mit den jeweils zugehörigen Ladekondensatoren
in Reihe geschaltet werden.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachstehend unter
Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben.
Die Fig. 1 enthält den Schaltplan für ein 12pulsiges Hoch
leistungsnetzgerät für eine Ausgangsleistung von etwa 40 Kilo
watt.
Das Hochleistungsnetzgerät umfaßt im wesentlichen folgende
Bauteile bzw. Baugruppen:
Einen Dreiphasen-Anpaß- und Trenntransformator 1, eine im
Stern geschaltete Brücken-Gleichrichterschaltung 2, eine im
Dreieck geschaltete Brücken-Gleichrichterschaltung 3, eine
erste Thyristor-Steuerung 4 für die im Stern geschaltete
Brücken-Gleichrichterschaltung 2, eine zweite Thyristor-
Steuerung 5 für die im Dreieck geschaltete Brücken-Gleich
richterschaltung 3, einen ersten Ladekondensator 6, einen
zweiten Ladekondensator 7, eine erste Begrenzungsdrossel 8,
eine zweite Begrenzungsdrossel 9, ein erstes Transistor-
Stellglied 10, ein zweites Transistor-Stellglied 11, einen
Regelverstärker 12 und einen Strommesser 13.
An den Ausgangsklemmen 14 des Hochleistungsnetzgerätes liegt
eine gemischte, ohmsche/induktive Last L, beispielsweise der
Elektromagnet eines Kernspintomographen.
Der Dreiphasen-Anpaß- und Trenntransformator 1 besitzt drei
im Stern geschaltete, gleiche Primärwicklungen 15, 16 und 17.
Die Eingangsklemmen 18 dieser Primärwicklungen 15, 16, 17
sind an die drei Phasen R, S und T eines Dreiphasen-Strom
netzes angeschlossen und durch drei Kondensatoren 19 über
brückt, die zur Blindstromkompensation dienen und höher
frequente Störungen kurzschließen.
Der Dreiphasen-Anpaß- und Trenntransformator 1 trägt weiter
hin insgesamt sechs gleiche Sekundärwicklungen 20, 21, 22,
23, 24 und 25, von welchen eine erste Gruppe 20, 22 und 24 im
Stern und eine zweite Gruppe 21, 23 und 25 im Dreieck ge
schaltet sind. Mit 26, 26′ sind die Streuinduktivitäten und
mit 27, 27′ die ohmschen Wicklungswiderstände aller Primär-
und Sekundärwicklungen einschließlich der Eisenverluste ange
deutet.
Die beiden Brücken-Gleichrichterschaltungen 2 und 3 sind iden
tisch aufgebaut und mit gleichen Leistungs-Thyristoren 28 be
stückt. Zur Leistungssteuerung der Leistungs-Thyristoren 28
der Brücken-Gleichrichterschaltungen 2 und 3 nach dem Phasen
anschnittverfahren dienen die beiden Thyristor-Steuerungen 4
und 5. Die drei Brückenzweige x, y, z bzw. u, v, w sind mit
den entsprechenden freien Klemmen x, y, z und u, v, w der
beiden Gruppen von Sekundärwicklungen 20 bis 25 verbunden.
Die Thyristor-Steuerungen 4 und 5 steuern die Leistungs-Thy
ristoren 28 im Takt der Frequenz f des Dreiphasen-Strom
netzes; zu diesem Zweck erhalten sie (auf nicht dargestellte
Weise) einen Bruchteil der Spannung des Dreiphasen-Strom
netzes eingespeist. Als Führungsgröße wird einer Steuerlei
tung 29 die jeweilige Spannung über dem als Feinregler wirk
samen Transistor-Stellglied 10 zugeführt und im Knoten 31 mit
einer Sollspannung verglichen.
Die beiden Ladekondensatoren 6 und 7 liegen parallel zu den
jeweiligen Ausgängen der Brücken-Gleichrichterschaltungen 2
und 3. Bei den beiden Ladekondensatoren 6 und 7 handelt es
sich um zwei große Kondensator-Batterien, die aus parallel
geschalteten Elektrolyt-Kondensatoren mit einer Betriebs
spannung von etwa 200 Volt zu einer Gesamtkapazität von etwa
60 000 Mikrofarad zusammengeschaltet sind.
Die beiden Begrenzungsdrosseln 8 und 9 sind den Brücken-
Gleichrichterschaltungen 2 und 3 nachgeschaltet und sie lie
gen in den zu den Ladekondensatoren 6 und 7 führenden, posi
tiven Strompfaden 30. Die Induktivitäten der Begrenzungs
drosseln 8 und 9 sind jeweils kleiner als 0,5 Millihenry. Die
Begrenzungsdrosseln 8 und 9 dienen dazu, die Anstiegszeiten
für die Ladeimpulse der Ladekondensatoren 6 und 7 zusammen
mit den Streuinduktivitäten 26 der Primär- und Sekundärwick
lungen 15 bis 17 und 20 bis 25 des Dreiphasen-Anpaß- und
Trenntransformators 1 nach oben zu begrenzen. Je nach vorhan
denen Streuinduktivitäten können die Begrenzungsdrosseln 8, 9
auch entfallen.
Die Transistor-Stellglieder 10 und 11 bestehen aus parallel
geschalteten Gruppen von handelsüblichen bipolaren Leistungs
transistoren, von welchen jeweils nur einer dargestellt ist.
Die Enden der beiden positiven Strompfade 30 liegen jeweils
an den Kollektoren C, und an die beiden Emitter E der Lei
stungstransistoren ist eine gemeinsame, die Ausgangsströme zu
einem Gesamt-Ausgangsstrom zusammenfassende Ausgangsleitung
32 angeschlossen, die den Strommesser durchsetzt und an der
positiven Ausgangsklemme 14 endet.
Der Regelverstärker 12 ist zwischen einem Meßausgang 33 des
Strommessers 13 und der die Basen B der beiden Leistungs
transistoren verbindende Ausgangsleitung 32 eingefügt. Es
handelt sich um einen Gleichstromverstärker mit einem Ver
stärkungsfaktor, welcher in einer Größenordnung von 100 000
liegt. Über den Meßausgang 33 wird dem Regelverstärker 12
eine vom Ausgangsstrom abgeleitete, etwa mit Hilfe eines
Nebenwiderstands gewonnene Spannung zugeführt. Weiterhin
steht dem Eingang des Regelverstärkers 12 als Vergleichs
spannung eine extrem konstante Gleichspannung zur Verfügung,
die von einer externen Spannungsquelle 34 erzeugt wird.
Die Funktion des beschriebenen Hochleistungsnetzgerätes be
darf keiner näheren Erläuterung, sie ist dem Fachmann anhand
des wiedergegebenen Schaltplanes geläufig.
In den Fig. 2a, 2b, 2c und 3 sind über einer Periode des
Wechselstromnetzes beispielhaft für ein sechspulsiges Hoch
leistungsnetzgerät nach der Erfindung, bzw. für eine Hälfte
des in Fig. 1 dargestellten zwölfpulsigen Hochleistungsnetz
gerätes, die zeitlichen Verläufe der Ströme in verschiedenen
Leitungsabschnitten dargestellt.
Fig. 2a zeigt den Gesamtstrom, der in der Leitung (35) d. h.
nach der Brückengleichrichterschaltung (2), fließt. Über eine
Periode, im Beispiel 20 ms, werden nacheinander die drei Lei
stungs-Thyristoren-Paare (28) gezündet und liefern sechs
Strompulse. Nachfolgende Leistungs-Thyristorpaare werden erst
gezündet, wenn der Strom durch das zeitlich vorangehende zu
mindest näherungsweise auf Null abgefallen ist, d. h. die Kom
mutierung erfolgt im stromlosen Zustand. Dadurch werden die
an sich für Thyristorschaltungen charakteristischen Rück
stromspitzen weitgehend vermieden. Die verbleibenden An
stiegs- und Abfallzeiten der Strompulse liegen in einem
durchweg unkritischen Zeitbereich. Bei etwa gleicher An
stiegs- und Abfallzeit wird der Maximalstrom jeweils nach
etwa 1,4 ms erreicht. Selbst bei Ladestromspitzen von z. B.
500 A ergeben sich Abkommutierungszeiten für den Ladestrom
von weniger als 0,3 Ampere pro Mikrosekunde, was etwa den
Zeiten bei ungesteuerten Gleichrichtern mit Halbleiterdioden
entspricht. Bei Bedarf kann durch eine kleine Begrenzungs
drossel (8) die Anstiegszeit auf die genannten 1,4 ms bei
Vollast begrenzt werden.
In Fig. 2b ist der Gesamtstrom zum bzw. vom Ladekondensator
(6) dargestellt, der in Leitung (36) gemessen wurde. Es gibt
positive Ladestrompulse und negative Entladestrompulse, die
zeitlich mit den Lücken zwischen den Strompulsen in Fig. 2a
zusammenfallen. In Fig. 2c ist der Strom in Leitung (37) ge
zeigt. Man erkennt keine größeren negativen Rückströme.
Fig. 3 zeigt in einer Darstellung analog zu Fig. 2c die zeit
lichen Stromverläufe, die sich ergeben, wenn die Kommutierung
nicht im stromlosen Zustand erfolgt. Es entstehen scharfe
Stromspitzen, die zu nicht tolerierbaren Störungen führen.
Gegenüber den Verhältnissen in Fig. 2 wurde in Fig. 3 die
übliche Begrenzungsdrossel (8) eingefügt.
Zusammenstellung der verwendeten Bezugsziffern
1 Dreiphasen-Anpaß- und Trenntransformator
2 Brücken-Gleichrichterschaltung
3 Brücken-Gleichrichterschaltung
4 Thyristor-Steuerung
5 Thyristor-Steuerung
6 Ladekondensator
7 Ladekondensator
8 Begrenzungsdrossel
9 Begrenzungsdrossel
10 Transistor-Stellglied
11 Transistor-Stellglied
12 Regelverstärker
13 Strommesser
14 Ausgangsklemmen
L Last
15 Primärwicklung
16 Primärwicklung
17 Primärwicklung
18 Eingangsklemmen
R Phase
S Phase
T Phase
19 Kondensatoren
20 Sekundärwicklung
21 Sekundärwicklung
22 Sekundärwicklung
23 Sekundärwicklung
24 Sekundärwicklung
25 Sekundärwicklung
26, 26′ Streuinduktivitäten
27, 27′ Wicklungswiderstände
28 Leistungs-Thyristoren
29 Steuerleitung
30 Gleichstrompfade
31 Knoten
C Kollektor
E Emitter
32 Ausgangsleistung
33 Meßausgang
B Basis
34 Spannungsquelle
35 Leitung
36 Leitung
37 Leitung
2 Brücken-Gleichrichterschaltung
3 Brücken-Gleichrichterschaltung
4 Thyristor-Steuerung
5 Thyristor-Steuerung
6 Ladekondensator
7 Ladekondensator
8 Begrenzungsdrossel
9 Begrenzungsdrossel
10 Transistor-Stellglied
11 Transistor-Stellglied
12 Regelverstärker
13 Strommesser
14 Ausgangsklemmen
L Last
15 Primärwicklung
16 Primärwicklung
17 Primärwicklung
18 Eingangsklemmen
R Phase
S Phase
T Phase
19 Kondensatoren
20 Sekundärwicklung
21 Sekundärwicklung
22 Sekundärwicklung
23 Sekundärwicklung
24 Sekundärwicklung
25 Sekundärwicklung
26, 26′ Streuinduktivitäten
27, 27′ Wicklungswiderstände
28 Leistungs-Thyristoren
29 Steuerleitung
30 Gleichstrompfade
31 Knoten
C Kollektor
E Emitter
32 Ausgangsleistung
33 Meßausgang
B Basis
34 Spannungsquelle
35 Leitung
36 Leitung
37 Leitung
Claims (4)
1. Hochleistungsnetzgerät für Leistungen über fünf Kilowatt, zur
Umformung einer Dreiphasen-Wechselspannung in Gleichspannung zwecks
Erzeugung eines einstellbaren hochkonstanten Gleichstromes, mit
- - einem Dreiphasen-Anpaß- und Trenntransformator (1);
- - wenigstens einer nachgeschalteten, regelbaren Brücken- Gleichrichterschaltung (2 bzw. 3), welche Leistungs-Thyristoren (28) aufweist;
- - einer Phasenanschnittsteuerung der Leistungs-Thyristoren (28);
- - wenigstens einem am Ausgang der Brücken-Gleichrichterschaltung (2 bzw. 3) vorgesehenen Ladekondensator (6 bzw. 7), dessen Kapazität C so groß bemessen ist, daß die Kommutierung der Leistungs-Thyristoren (28) durch Selbstlöschung in weitgehend stromlosem Zustand erfolgt und während der Kommutierungszeit der Gleichstrom ausschließlich vom Ladekondensator (6 bzw. 7) geliefert wird, wobei
- - der Ladekondensator (6 bzw. 7) nach folgender Dimensionierungsvorschrift bemessen wird: worin P die Ausgangsleistung, U die Ausgangsspannung, f die Frequenz des Dreiphasen-Stromnetzes und C die Kapazität des Ladekondensators ist, und
- - das Verhältnis der im Ladekondensator (6 bzw. 7) gespeicherten Energie zur Energie in induktiven Komponenten, wie Streuinduktivität oder Anpaßinduktivität (26, 26′) des Dreiphasen- Anpaß- und Trenntransformators (1), wenigstens 100 : 1 ist.
2. Hochleistungsnetzgerät nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß der Ladekondensator (6 bzw. 7)
eine Kapazität von wenigstens 10 000 Mikrofarad aufweist.
3. Hochleistungsnetzgerät nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch
gekennzeichnet, daß der Brücken-Gleichrichterschaltung
(2 bzw. 3) eine Begrenzungsdrossel (8) nachgeschaltet ist, deren
Induktivität kleiner als 1 Millihenry ist.
4. Hochleistungsnetzgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 3, da
durch gekennzeichnet, daß
- - Dreiphasen-Anpaß- und Trenntransformator (1) sechs Sekundärwicklungen (20, 21, 22, 23, 24 und 25) trägt, von welchen drei (20, 22, 24) im Stern und drei (21, 23, 25) im Dreieck geschaltet sind;
- - an die im Stern geschalteten Sekundärwicklungen (20, 22, 24) und an die im Dreieck geschalteten Sekundärwicklungen (21, 23, 25) je eine gleichdimensionierte, sechspulsige, mit Leistungs-Thyristoren (28) bestückte Brücken-Gleichrichterschaltung (2 bzw. 3) angeschlossen ist;
- - die Ausgänge der beiden Brücken-Gleichrichterschaltungen (2 und 3) mit zwei gleich großen Ladekondensatoren (6 und 7) verbunden sind;
- - jede Brücken-Gleichrichterschaltung (2 bzw. 3) von einer gesonderten Thyristor-Steuerung (4 bzw. 5) angesteuert ist;
- - die beiden Ladekondensatoren (6 und 7) über zwei Transistor- Stellglieder (10 bzw. 11) parallelgeschaltet sind;
- - die Transistor-Stellglieder (10 bzw. 11) in den jeweiligen Strompfad (30) des Gleichstroms eingesetzt sind und durch einen Regelverstärker (12) gesteuert werden.
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19904033281 DE4033281A1 (de) | 1990-10-19 | 1990-10-19 | Hochleistungsnetzgeraet |
DK91117259T DK0481353T3 (da) | 1990-10-19 | 1991-10-10 | Højeffektstrømforsyning |
EP19910117259 EP0481353B1 (de) | 1990-10-19 | 1991-10-10 | Hochleistungs-Leistungsversorgung |
US08/042,448 US5267137A (en) | 1990-10-19 | 1993-04-02 | High-power power supply |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19904033281 DE4033281A1 (de) | 1990-10-19 | 1990-10-19 | Hochleistungsnetzgeraet |
Publications (2)
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