DE4306489A1

DE4306489A1 - Ladegeneratorsteuerung für Fahrzeuge

Info

Publication number: DE4306489A1
Application number: DE4306489A
Authority: DE
Inventors: Naoyuki Takahashi; Yuuji Maeda; Shoujyu Masumoto; Atsushi Kanke
Original assignee: Hitachi Automotive Engineering Co Ltd; Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Automotive Systems Engineering Co Ltd
Priority date: 1992-03-02
Filing date: 1993-03-02
Publication date: 1993-12-02
Anticipated expiration: 2013-03-03
Also published as: US5444354A; DE4306489B4

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Ladegeneratorsteuerungs einrichtung für Fahrzeuge, insbesondere Fahrzeuge, um angemessen von einem Motor mit einer breiten Lastvariation angetrieben zu werden.

Jedes Auto hat eine Batterie und einen Batterieladegenerator; um Lei stung zu den elektrischen Belastungen, wie z. B. Lampen, Stellgliedern usw., zuzuführen. Im allgemeinen ist der Generator gesteuert, so daß die rotierende magnetische Feldspule erregt wird durch die Rotationskraft des Antriebsmomentes, das durch den Motor erzeugt wird, und die Batteriespannung, die in der Feldspule durch das rotierende magnetische Feld erzeugt ist, wird bei einem spezifizierten Wert gehalten.

Jedoch muß, wenn die elektrische Belastung stark wird, aufgrund z. B. des Anschaltens eines Lampenschalters, die Leistungsausgabe des Generators auch angehoben werden. Um diesem Erfordernis zu entsprechen, ist der Generator gesteuert, so daß der Strom, der in der Feldspule fließt, steil ansteigen kann, wenn die elektrische Belastung groß wird. Als ein Ergebnis steigt die Leistungsausgabe des Generators an, das Antriebs moment wird groß und das Gleichgewicht zwischen dem Antriebsmoment und dem Motormoment ist verloren. Die Motorgeschwindigkeit fällt daher bis das Motormoment dem gleich ist, das erfordert wird, um den Generator anzutreiben. Im schlimmsten Falle kann der Motor stecken bleiben. Besonders im Leerlaufzustand wird ein schneller Momentwech sel, der größer ist als die Antwortgeschwindigkeit der Motordrehsteue rung, ein Problem werden, weil die Motorgeschwindigkeit an einem festen Wert gesteuert ist, der annimmt, daß das Gleichgewicht zwischen den Motor- und Antriebsmomenten der Hilfsvorrichtungen, einschließlich dem Generator, aufrecht erhalten wird.

Um ein derartiges Phänomen zu unterdrücken, wurde ein Steuerungsver fahren in Betracht gezogen, um das schnelle Anwachsen des Stroms, der in der Feldspule fließt, zu reduzieren und demgemäß den plötzlichen Wechsel des Generatormomentes für den Motor zu minimieren, wenn die elektrische Belastung plötzlich anwächst. Dieser Typ von Steuerung, der als auf Belastung reagierende Steuerung bezeichnet wird, ist in dem japanischen offengelegten Patent Nr. 27280/1985 beschrieben. Die Steuerungstechnologie, um das plötzliche Anwachsen des Stromes, der in einer Feldspule fließt zu unterdrücken, wenn das Stetigkeitsverhältnis der Schalterelemente, die seriell mit der Feldspule verbunden sind, mehr als der spezifizierte Wert anwächst, ist auch in dem japanischen offengeleg ten Patent 60328/1991 gegeben.

Bei der konventionellen Technologie, die oben beschrieben wurde, ist das Steuerungsgerät so konfiguriert, daß das Stetigkeitsverhältnis der Schalter elemente erfaßt wird, und eine unterlagerte Schleifenregelung ist immer betätigt, um den anwachsenden Fluß von Feldstrom in der Feldspule zu verzögern. Dieser Betrieb wird sogar in eingeschwungenem Zustand fortgesetzt, in dem die Motorgeschwindigkeit und der ausgegebene Strom stabil sind. Jedoch, obwohl das Verhältnis des Anwachsens im Fluß des magnetischen Feldstromes langsamer ist, bleibt das Verhältnis des Ab nehmens gleich zu dem der konventionellen Schaltung ohne unterlagerte Schleifenregelung.

Ähnlich wird auch der Sprung der Ausgabespannung, der durch das schnelle Ansteigen des Feldstromes verursacht wird, langsamer, aber das Verhältnis der Spannungsabnahme bleibt gleich zu dem der konventionel len Schaltung ohne unterlagerte Schleifenregelung. Der Durchschnittswert der Ausgabespannung ohne unterlagerte Schleifenregelung ist fast gleich dem Mittenwert des Ausgabespannungssprunges. Im Gegensatz, mit einer unterlagerten Schleifenregelung geht die durchschnittliche Ausgabespan nung unter den Mittenwert des Ausgabespannungsprunges. Mit den oben genannten Effekten werden die Spannungsabnahmecharakteristiken, in denen die Ausgabespannung abnimmt wie der Ausgabestrom zunimmt, viel größer, als die der konventionellen Schaltung ohne unterlagerte Schleifenregelung, was bewirkt, daß das Lade-/Entladegleichgewicht von Fahrzeugen sich verschlechtert.

Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Ladegeneratorsteuerung für Fahrzeuge bereitzustellen, die dem magnetischen Feldstrom erlaubt, unmittelbar auf die Ausgabespannung zu antworten, und demgemäß die Ausgabespannung präzise zu steuern.

Ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Ladegeneratorsteuerung für Fahrzeuge bereitzustellen, bei der die integrierte Schaltung, die für eine der Belastung entsprechenden Steuerung im eingeschwunge nen Zustand (d. h., wenn der Ausgabestrom stabil ist, oder wenn eine kleine elektrische Belastung angelegt ist) benutzt wird, überhaupt nicht die Spannungsregelungsschleifen beeinflußt.

Diese und andere Ziele werden erreicht gemäß der vorliegenden Erfin dung, die Einrichtungen um die Batteriespannung oder die Gleichrichter spannung mit einem vorbestimmten Referenzwert zu vergleichen, Ein richtungen, um den magnetischen Feldstrom zu steuern, der der magneti schen Feldspule zugeführt wird gemäß dem Resultat des Vergleichs, und Einrichtungen, um eine Belastungsfähigkeit gemäß der Schaltung, die durch das Stromsteuerungsverfahren gesteuert wird, auszuwählen, wobei sie eine größere Antwortzeitkonstante benutzen, wenn der magnetische Feldstrom den festgelegten Wert überschreitet, bereitstellt.

In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die Ausgabe einer Ab weichungssignalausgabeschaltung stabil, wenn die Batteriespannung stabil ist. In diesem Zustand ist die Eingabespannung zu einer integrierenden Schaltung gleich der Ausgabespannung. Ein Paar Komparatoren sind bereitgestellt, die die Ausgabe von dem gleichen Sägezahnsignalgenerator als eine Referenzspannung benutzen. Ein erster der Komparatoren ist gespeist mit der Ausgabe von der Integratorschaltung, während der zweite Komparator das Ausgabesignal von der Abweichungssignalausgabeschaltung empfängt, das zuerst durch einen Spannungsteiler gelaufen ist. Die Ausgaben von diesen Komparatoren werden zu den jeweiligen Eingängen einer UND-Schaltung eingegeben, die wiederum gekoppelt ist, um einen Leistungsschalter zu steuern. Die Ausgaben der jeweiligen Komparatoren sind betrieben, um ein OFF-Signal bereitzustellen, wenn die Spannungs ausgabe von der integrierenden Schaltung (in dem einen Fall), oder die geteilte Abweichungssignalausgabe (in dem anderen Fall) durch die Sägezahneingabe erreicht ist. Demgemäß ist der Arbeitszyklus der Ausgabe der UND-Schaltung gesteuert durch die niedrigere von diesen zwei Spannungen.

Bei dieser Anordnung ist der magnetische Feldstrom im Leerlaufzustand durch die Spannung V_b gesteuert, die durch Teilen des Abweichungs signals in der Teilerschaltung erhalten wird. Wenn jedoch die elektrische Belastung eines Fahrzeugs zu einer Zeit t0 angelegt ist und die Ausgabe der Batterie abnimmt, nimmt die Ausgabe der Abweichungssignalausgabe schaltung unmittelbar zu, und die Ausgabe der integrierenden Schaltung nimmt in einem Verhältnis zu, das durch seine Zeitkonstante bestimmt ist. Auf der anderen Seite, da die Spannung V_b, die durch Teilen des Abweichungssignals in dem Teiler erhalten wird, augenblicklich anwächst, ist der Betrieb des POWER-Schalters gesteuert durch die Ausgabe der integrierenden Schaltung V_a nachdem der ΔV-Wert (der Unterschied zwischen den Ausgabespannungen der integrierenden Schaltung und der Spannungsteilerschaltung) überschritten ist. Der magnetische Feldstrom nimmt dann langsam zu.

Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegen den Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeich nung zeigen:

Fig. 1 eine Systemkonfiguration der Ladegeneratorsteuerungsein richtung für Fahrzeuge gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2(a) und 2(b) Blockdiagramme von alternativen Ausführungsbeispielen der Reguliereinrichtungsschaltung des oben gezeigten Steuerungs einrichtungssystems;

Fig. 3(a) und 3(b) Wellenformen, die Merkmale der elektrischen Belastung der vorliegenden Erfindung und jeder Klemmenspannungsantwort veranschaulichen;

Fig. 4 die Details des Spannungsdetektors in Fig. 2;

Fig. 5 die Details der Spannungsvorgabeschaltung in Fig. 2;

Fig. 6 die Details der Abweichungssignalausgabeschaltung in Fig. 2;

Fig. 7 die Details der integrierenden Schaltung in Fig. 2;

Fig. 8 die Details der Betriebswellenform in Fig. 7;

Fig. 9 die Details der Sägezahnsignalerzeugungsschaltung in Fig. 2;

Fig. 10(a) und 10(b) alternative Ausführungsbeispiele der Spannungsteilerschaltung 15 in den Fig. 2(a) und 2(b);

Fig. 11 eine schematische Darstellung eines alternativen Ausfüh rungsbeispieles der Regulierschaltung von Fig. 1;

Fig. 12 Spannungswellenformen, die den Betrieb des Ausführungs beispieles der Fig. 11 veranschaulichen; und

Fig. 13 ein Schaltungsdiagramm eines Dreieckwellenformgenerators passend zum Gebrauch in Fig. 11.

Fig. 1 zeigt die Steuerungsschaltung des Generatorladesystems für Fahr zeuge und Fig. 2 zeigt die Details der Reguliereinrichtung 9, gezeigt in Fig. 1. Die Feldspule 2 des Ladegenerators 1 (Fig. 1) ist auf einen Rotor montiert (nicht gezeigt), und rotiert synchron mit der Rotation des Motors, um ein rotierendes magnetisches Feld zu erzeugen. (Die Schwungraddiode 3, die parallel zu der Feldspule 2 verbunden ist, wird benutzt, um Schaltstörungen zu absorbieren.)

Die Läuferspule 4, die auf einen befestigten Eisenkern (nicht gezeigt) montiert ist, der dem Rotor gegenüberliegt, gibt eine Spannung aus mit einer Wechselstromwellenform, die von der Stärke des rotierenden Ma gnetfeldes, das durch die Feldspule 2 erzeugt wird, abhängt. Die Wech selstromausgabe wird vollständig gleichgerichtet in der Dreiphasen-Voll wellen-Gleichrichterschaltung 5, und wird zu der Batterie 6 zugeführt durch die Ausgangsklemme "B" des Ladegenerators 1, wobei die Batterie 6 geladen wird, und zu der elektrischen Belastung 8 für Lampen usw. durch den Belastungsschalter 7. Die Ausgabespannung, die von der Batterie 6 geliefert wird, ist über den Schlüsselschalter 21 (Fig. 1) und die Ladelampe 22, mit der Ladelampenbetriebsschaltung 23 verbunden, die durch die Signale gesteuert wird, die von dem Rotationsdetektor 24 ausgegeben sind.

Die Batterie 6 ist mit der Leistungszuführungsschaltung 10 der Regulier einrichtung 9 (Fig. 2(a)) verbunden. Die Ausgabe von der Regulier einrichtung 9 empfangend stellt die Batterie 6 eine feste Spannung bereit, die zu jeder Schaltung des Ladegenerators 1 zugeführt wird. Die Ausgabe von der Batterie 6 ist auch mit dem Spannungsdetektor 11 (Fig. 2(a)) verbunden, dessen Ausgabe zu der Abweichungssignalausgabeschal tung 13 eingegeben ist, wo sie mit der Ausgabe von der Spannungsvor gabeschaltung 12 verglichen wird, die bereitgestellt ist, um die Referenz spannung zu erzeugen. Die Ausgabe von der Abweichungssignalausgabe schaltung 13, die gleich dem Unterschied zwischen der Referenzspannung, die durch die Spannungsvorgabeschaltung 12 bereitgestellt ist, und der Ausgabe des Spannungsdetektors 11 ist, wird dann der integrierenden Schaltung 14 bereitgestellt, die eine große Zeitkonstante hat, genauso wie zu der Spannungsteilerschaltung 15. Die Spannung V_a, die von der integrierenden Schaltung 14 ausgegeben wird, und die Spannung V_b, die von der Abweichungssignalausgabeschaltung 13 in dem Spannungsteiler 15 ausgegeben wird, werden zu den Komparatoren 17 Bzw. 18 eingegeben, wo sie verglichen werden mit der Ausgabe von dem Sägezahnsignalgene rator 16. Die Ausgaben der jeweiligen Komparatoren werden von einem ON-Zustand zu einem OFF-Zustand betrieben, wenn die Sägezahnwellen form, die bei ihren negativen Eingaben vorhanden ist, gleich der Span nung ist oder sie übersteigt, die an ihren jeweiligen positiven Eingängen vorhanden ist. Die Ausgaben von den Komparatoren 17 und 18 werden dann zu der UND-Schaltung 19 eingegeben, die mit dem Tor des Lei stungs-MOS-FET′s 20 verbunden ist, der den magnetischen Feldstrom steuert, der zu der Feldspule über die Klemmen E und F eingespeist werden soll. (Siehe Fig. 1.)

Fig. 2(b) zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Reguliereinrichtung 9, die sich von jener der Fig. 2(a) darin unterscheidet, daß ein PNP-Transi stor 40 zwischen der Leistungszufuhrschaltung 16 und der Ausgabe der integrierenden Schaltung 14 verbunden ist, und die in Übereinstimmung mit der Ausgabe der Rotationserfassungsschaltung 24 gesteuert wird. Wenn die Rotationsgeschwindigkeit des Motors einen vorgegebenen Wert überschreitet, wird der PNP-Transistor 40 angeschaltet, und hält demge mäß die Ausgabe der integrierenden Schaltung 14 bei einem Wert, der höher ist als die maximale Ausgabespannung der wellenformerzeugenden Schaltung 16. Daher ist es in dieser Ausführungsform versichert, daß, wenn die Motorgeschwindigkeit den voreingestellten Wert überschreitet, die Ausgabe des Komparators 17 nicht von einem ON- zu einem OFF- Zustand getrieben werden kann, wie oben erwähnt.

Fig. 3(a) und 3(b) sind Darstellungen der jeweiligen Wellenformen, die den Betrieb der Reguliereinrichtung 9 in Fig. 2(a) veranschaulichen, wenn eine Belastung angebracht ist zu dem System. Zuerst auf Fig. 3(a) bezogen, zeigt die erste Zeile das Sägezahnsignal von dem Sägezahngene rator 16 überlagert zu der Integriererausgabe V_a und der Spannungs teilerausgabe V_b. Die zweite und dritte Zeile zeigen die Ausgaben der Komparatoren 18a bzw. 17a, während die vierte Zeile die Ausgabe des UND-Gatters 19 darstellt, und die letzte Zeile ist die Ausgabespannung an Klemme F. Beim Vergleichen dieser Wellenformen kann gesehen werden, daß während dem Betrieb im eingeschwungenen Zustand die Spannungen V_a und V_b konstant sind, wobei V_b niedriger ist aufgrund des Betriebs der Spannungsteilerschaltung 15. Demgemäß, wenn die Sägezahnspannung anwächst, erreicht sie zuerst das Niveau V_b, bei wel chem Punkt die Ausgabe 18a des Komparators 18 zu Null getrieben wird, oder zu einem OFF-Zustand. Zu dieser Zeit ist auch das UND- Gatter 19 abgeschaltet, so daß die Spannung an der Klemme F an wächst, wie in der letzten Zeile gezeigt. Wenn das Sägezahnsignal zurück zu seiner Anfangsspannung geht, die niedriger ist als sowohl V_b als auch V_a, wird das UND-Gatter wieder einmal angeschaltet, und die Spannung an der Klemme F geht zu Null. Demgemäß kann gesehen werden, daß der Arbeitszyklus der Spannung an der Klemme F gesteuert ist durch die Spannung V_b.

Fig. 3(b) zeigt die Wellenformen von den ersten und letzten Zeilen in Fig. 3(a), im Kontext des Gesamtbetriebs der Erfindung. Wie durch einen Vergleich der Figuren gesehen werden kann, entspricht die dritte Zeile von Fig. 3(b) der ersten Zeile von Fig. 3(a), die sowohl die Spannungen V_a und V_b zeigt, als auch die Sägezahnwellenform. Die vierte Zeile von Fig. 3(b) zeigt die Spannung an der Klemme F, und entspricht der letzten Zeile von Fig. 3(a).

In Fig. 3(b) zeigt die erste Zeile das Anlegen einer Belastung zu dem elektrischen System des Fahrzeugs zu einer Zeit t₀, das die Batteriespan nung dazu veranlaßt nach unten zu fallen, wie in der zweiten Zeile gezeigt. Wenn die Batteriespannung abfällt, wächst die Ausgabe von der Abweichungssignalausgabeschaltung 13 (nicht gezeigt) unmittelbar an, genauso wie die geteilte Abweichungsspannung V_b, gezeigt in der dritten Zeile. Wie in Fig. 3(a) gezeigt, steigt jedoch die Integriererausgabe V_a langsamer an, abhängig von ihrer Zeitkonstante. Demgemäß wird auf Anbringen einer solchen elektrischen Belastung zur Zeit t₀, die geteilte Abweichungsausgabe V_b größer als die Integriererausgabe V_a, so daß, wenn die Sägezahnausgabe anwächst, sie zuerst das Niveau V_a erreicht, das dann den Arbeitszyklus der Spannung an Klemme F steuert, genauso wie den magnetischen Feldstrom I_f, und damit an den Ladegenerator ausgabestrom, wie in den letzten zwei Zeilen von Fig. 3(b) gezeigt. Wenn das Fahrzeug in diesem Modus betrieben wird während einer ausreichenden Zeitdauer; steigt natürlich die Spannung V_a schließlich an, bis sie wieder einmal größer als V_b ist. (Siehe Zeile 3, unmittelbar vorgehend der Zeit t₁.) An diesem Punkt steuert wiederum die Span nung V_b, die niedriger ist, den Arbeitszyklus des Systems.

Wenn die elektrische Belastung von dem System entfernt wird zum Zeitpunkt T₁ steigt die Batteriespannung steil nach oben an, um demge mäß sowohl V_a als auch V_b zu ihren Niveaus im eingeschwungenen Zustand zurückzubringen, so daß Bv wieder einmal niedriger ist als V_a und den Arbeitszyklus der Spannung an Klemme F steuert (und folglich die Feldstromladegeneratorausgabe). Wieder einmal wird die elektrische Belastung zur Zeit t₂ angelegt und entfernt zu t3, mit den gleichen Auswirkungen.

Wie es aus dem vorhergehenden gesehen werden kann, ist der Arbeits zyklus des Leistungs-MOS-FET′s 20 (Fig. 2(a)) angetrieben durch die niedrigere der Spannung V_a von der integrierenden Schaltung 14 oder der Spannung V_b vom Teiler 15.

In dem Ausführungsbeispiel der Fig. 2(b), um weiter das Leben der Batterie 6 zu verlängern, wird die obige der Belastung entsprechende Steuerung nur bei niedriger Motorgeschwindigkeit durchgeführt, die ein kleines Motormoment hat. Wie in Fig. 2(b) gezeigt ist die Basis des PNP-Transistors 40 mit der Ausgabe 24b der Rotationserfassungsschaltung 24 verbunden, der Emitter des PNP-Transistors 40 ist mit VCC ver bunden und der Kollector des PNP-Transistors 40 ist mit der Ausgabe der integrierenden Schaltung 14 verbunden. Wenn die Motorgeschwindig keit (und folglich die Rotationsgeschwindigkeit des Ladegenerators 1) die gegenwärtige Referenzgeschwindigkeit überschreitet, wechselt die Ausgabe 24b des Rotationsdetektors 24 vom niedrigen Niveau zu einem hohen Niveau, und der PNP-Transistor 40 schaltet von dem nichtleitenden zum leitenden Zustand. Demgemäß wird die Ausgabe V_a der integrierenden Schaltung 14 zur Spannung VCC getrieben, und die Ausgabe 17a des Komparators 17 bleibt auf dem hohen Niveau. Bei diesem Ausführungs beispiel ist daher; wenn die Motorgeschwindigkeit unter das voreingestell te Niveau fällt, der Arbeitszyklus des Leistungs-MOS-FET′s 20, zum Steuern des magnetischen Feldstromes, gesteuert durch die Ausgabe 18a des Komparators 18, und als ein Ergebnis, tritt er niemals in die der Belastung entsprechende Steuerungsbedingung ein.

Die Fig. 4 bis 8 zeigen die Details von einigen der Blöcke, die in den schematischen Diagrammen der Fig. 2 gezeigt sind. Der Spannungs detektor 11, gezeigt in den Fig. 2 und 4, erhält Ausgabesignale von einem Punkt, wo die Spannung, die an der S-Klemme erfaßt ist, geteilt ist in Widerständen 111 und 112. Die Spannungsvorgabeschaltung 12, wie in den Fig. 2 und 5 gezeigt, besteht aus einer Zenerdiode 121 und einem Widerstand 122. Sie klemmt die Referenzspannung Vcc, wobei sie die Zenerspannung der Zenerdiode 121 benutzt, und gibt das Ergeb nis als die Vorgabespannung aus. Die Abweichungssignalausgabeschaltung 13 in den Fig. 2 und 6 besteht aus einem Verstärker 131 und Wider ständen 132 und 133. Die Schaltung kehrt um und verstärkt die Diffe renz zwischen den Eingabesignale 13a und 13b, gibt dann das Ergebnis aus, das wie folgt bestimmt ist:

In der integrierenden Schaltung 14, gezeigt in den Fig. 2 und 7, ver bindet die konstante Leistungszufuhr 146 mit dem Kondensator 141 durch den Leistungsschalter SW1, während die Basis der NPN-Transistoren 142 und 143 mit einem Ende des Kondensators 141 verbindet. Wenn die Eingabespannung Vin von VL zu VH wechselt, wie in Fig. 8 gezeigt, ist der Schalter SW1 angeschaltet, um den Kondensator 141 mit dem Durch schnittsstrom von I_cc zu laden. Die Ladespannung ist gesättigt, wenn die Ladespannung des Kondensators 141 VH + VBE (Basis-Emitter-Span nung des NPN-Transistors 142) erreicht. Wenn die Eingabespannung Vin von VH zu VM wechselt, wird der Kondensator 141 von der Basis des NPN-Transistors 142 durch den Emitter entladen. Wenn die Spannung des Kondensators 141 VM + VBE erreicht, endet das Entladen. Die Ausgabespannung (Kondensator 141 Spannung - VBE) wird von VBE des NPN-Transistors 143 erhalten.

Angenommen, daß VL = 0 V, VH = 5 V und eine Kondensatorkapazi tät = 0,4µF, wenn das SW1-Stetigkeitsverhältnis = 1/16 ist, mit einer konstanten Leistungszufuhr = 4µA, kann die Ladezeit TC gefunden werden mit dem folgenden Ausdruck:

Wie oben erklärt kann eine Zeitkonstante von 8 Sekunden erhalten werden durch Benutzen eines 0,4µF-Kondensators.

In der Sägezahnsignalgeneratorschaltung in Fig. 9, wenn die Ausgabe des Komparators 162 auf hohem Niveau ist, ist der Analogschalter 165 angeschaltet, um den Minuseingang des Komparators zu VH zu treiben, und der Kondensator 161 ist durch den Widerstand 163 geladen gemäß der Zeitkonstante von CR bis die Ladespannung VH erreicht. Die Ausgabe des Komparators 162 wechselt dann zu Niedrigniveau und der Minus-Eingang des Komparators wird zu VL gesetzt durch den Analog schalter 166, so daß der Kondensator in einem Augenblick entladen wird durch die Diode 164 bis die Kondensatorspannung unter VL geht.

Die Fig. 10(a) und 10(b) zeigen alternative Konfigurationen für die Spannungsteilerschaltung 15 der Fig. 2(a) und 2(b), in welchen die Differenz ΔV zwischen den Spannungen V_a und V_b festgelegt ist durch verschiedene Einrichtungen. In Fig. 10(a), veranlaßt der Stromgenerator 152 einen konstanten Strom durch den Widerstand 151 zu fließen, um demgemäß ΔV bei R₁₅₁ × I₁₅₂ zu etablieren. In Fig. 10(b) ersetzt eine Diode 153 den Widerstand 151, die ΔV bei der maximalen vorwärts betriebenen ( Knie-)-Spannung der Diode festlegt, die 0,7 V ist.

Wenn die elektrische Belastung des Fahrzeugs vollständig angelegt ist, ist der magnetische Feldstrom langsam angewachsen und die Ausgabe des Ladegenerators ist zu diesem Zeitpunkt genauso angewachsen, dann fließt ein großer Strom aus der Batterie, der das Leben der Batterie verkürzt. Besonders sind wiederholte Belastungen der Blinkersignale, des Warnlich tes, der elektrischen Scheibenwischer usw. ein Problem in diesem Fall. In der Schaltung gemäß der Erfindung kann jedoch die Größe des Anwachsens des magnetischen Feldstromes ΔIf, der einen Wechsel, der den magnetischen Feldstrom steuernden Spannung von V_b (erhalten durch Teilen des Abweichsignales in dem Teiler 15) zu V_a (Ausgabe von der integrierenden Schaltung 14) triggern wird, eingestellt werden durch Wechseln des ΔV-Wertes gemäß dem Teilverhältnis des Teilers. Daher kann der magnetische Feldstrom und folglich die Ausgabe des Ladegene rators unmittelbar eingestellt werden, wenn die wiederholten Belastungen kleiner Leistung der Blinkersignale, des Warnlichtes, der elektrischen Scheibenwischer usw. angelegt sind, wobei die Lebensdauer der Batterie davor bewahrt wird sich zu verschlechtern, genauso wie Unterdrücken der Schwankung der erzeugten Spannung und Flackern der Lampen. Im eingeschwungenen Zustand, in dem der Motor-RPM-Wert und der Aus gabestrom stabil sind, genauso wie, wenn eine kleine elektrische Bela stung angebracht ist, wird demgemäß eine Spannungssteuerungsschaltung, die ein gutes Gleichgewicht von Laden/Entladen von Fahrzeugen hält, erhalten.

Fig. 11 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das eine Minimalstromdurchflußraten-Durchgangsschaltung realisiert mit einer Schaltungskonfiguration, die etwas einfacher ist, als die der Fig. 2(a) und 2(b), darin, daß ein einzelner Komparator benutzt ist, um den MOS-FET 20 direkt anzutreiben, wobei das UND-Gatter 19 gänzlich weggelassen ist. Zusätzlich wird anstelle der Sägezahnwellenform, gezeigt in den Fig. 3(a) und (b), eine Dreieckswellenform eingesetzt als Refe renzspannung in dem Komparator 36. In diesem Ausführungsbeispiel sind die Ausgaben der integrierenden Schaltung 14 und der Spannungs teilerschaltung 15 verbunden zu den jeweiligen Basen eines Paares von PNP-Transistoren 31 und 32, deren Kollektoren geerdet sind und deren Emitter verbunden sind mit einer Konstantstromquelle 24 und mit dem Plus-Eingang des Komparators 36. Die Ausgabe 26a der eine Dreiecks wellenform erzeugenden Schaltung 26 ist eingegeben zu der Basis des PNP-Transistors 33, dessen Kollektor geerdet ist und dessen Emitter mit der Konstantstromquelle 35 verbunden ist und mit dem Minus-Ausgang des Komparators 36. Der Leistungs-MOS-FET 20 ist direkt durch die Ausgabe des Komparators 36 betrieben.

Die Fig. 12(a) und 12(b) zeigen die Eingabespannungswellenformen, die jeweils an den Minus- und Plus-Eingängen des Komparators 36 angelegt sind. Wie in Fig. 12(b) gezeigt, mit der Konfiguration von Fig. 11, folgt die Spannung V+ an dem positiven Eingang zu dem Komparator 36 der niedrigeren der beiden Spannungen V_a und V_b, die sich nur durch die Basis-Emitter-Spannung V_BE der Transistoren 31, 32 unterscheiden. Ähnlich wie in Fig. 12(a) gezeigt, folgt die Spannung V- an dem negati ven Eingang eng der Ausgabe des Dreieckswellengenerators 26, sich auch nur unterscheidend durch V_BE des Transistors 33. Der Komparator 36 vergleicht demgemäß die niedrigere der beiden Spannungen V_a und V_b mit der Dreieckwellenform und gibt ein OFF-Signal aus, sobald das letztere das vorhergehende überschreitet, wobei er den MOS-FET 20 öffnet.

Durch Benutzen einer dreieckigen Referenzwellenform anstelle der Sägezahnwellenform der Fig. 3(a) und 3(b), ist der Arbeitszyklus des MOS-FET 20 insoweit geändert, daß nachdem die Referenzspannung ihre Spitze erreicht, sie schrittweise sich vermindert, anstatt augenblicklich abzufallen. Wenn sie unter die niedrigere der beiden Spannungen V_a und V_b fällt, schaltet der Komparator 36 wieder den MOS-FET zu einem OFF-Zustand. Es ist daher offensichtlich, daß durch Ändern der Gestalt der dreieckigen Referenzwellenform die Antwortcharakteristiken der Schaltung variiert werden können. Natürlich ist es auch offensicht lich, daß eine Sägezahnreferenzwellenform genauso bei diesem Ausfüh rungsbeispiel benutzt werden kann.

Fig. 13 ist eine detaillierte Ansicht, der die Dreieckswellenform erzeu genden Schaltung 26 der Fig. 11. Wenn die Ausgabespannung des Kom parators 266 an einem hohen Niveau ist, wird der Kondensator 265 durch den Widerstand 263 geladen, bis die Spannung des Kondensators 265 VH wird, an welchem Punkt er entladen wird über den Widerstand 263, bis die Spannung 26 VL wird. Die Referenzstandardspannungen VH und VL sind durch folgende Formeln ausgedrückt, in welchen die Ausgabespannung des Komparators 266 V_cc bei der Hochniveaubedingung ist und 0V bei der Niedrigniveaubedingung.

Obwohl die Erfindung beschrieben und im Detail veranschaulicht wurde, ist es klar zu verstehen, daß dies durch Veranschaulichung und Beispiel getan ist und nicht als Beschränkung zu nehmen ist. Der Geist und der Schutzbereich der vorliegenden Erfindung sind nur durch die Begriffe der beigefügten Ansprüche beschränkt.

Claims

1. Verfahren zum Steuern des Ladens einer Batterie, das die Schritte aufweist:
Vergleichen einer Ausgabespannung der Batterie mit einer Referenz spannung und Erzeugen einer Differenzspannung, die eine Differenz angibt zwischen der Ausgabespannung und der Referenzspannung;
Erzeugen einer ersten Vergleichsspannung, die gleich einem Ab schnitt der Differenzspannung ist;
Erzeugen einer zweiten Vergleichsspannung, die gleich einem Zeitin tegral der Differenzspannung ist; und
Benutzen der niedrigeren von Augenblickswerten der ersten und zweiten Vergleichsspannungen zum Steuern eines Ladeverhältnisses der Batterie.

2. Verfahren gemäß Anspruch 1, worin der niedrigerere der Augen blickswerte der ersten und zweiten Vergleichsspannungen benutzt wird, um einen Arbeitszyklus eines Torschalters zu steuern, der das Laden der Batterie steuert.

3. Verfahren gemäß Anspruch 1, worin der Torschalter einen Stromfluß zu einem Generator zum Laden der Batterie steuert.

4. Verfahren gemäß Anspruch 1, worin der Schritt des Benutzens des niedrigeren der Augenblickswerte der ersten und zweiten Vergleichs spannungen zum Steuern des Ladens der Batterie die Schritte auf weist:
Vergleichen der ersten und zweiten Vergleichssignale jeweils mit einer zeitvariablen Referenzspannung; und
Erzeugen eines Steuersignals zum Steuern des Ladens der Batterie, wenn das zeitvariable Signal einen Wert erreicht, der gleich dem niedrigeren der Augenblickswerte ist.

5. Verfahren gemäß Anspruch 1, worin Ergebnisse des Vergleichens der ersten und zweiten Vergleichssignale jeweils mit dem zeitvariablen Referenzsignal zu jeweiligen Eingängen eines UND-Gatters eingege ben sind.

6. Verfahren gemäß Anspruch 1, worin eine Ausgabe des UND-Gatters benutzt wird, zum Steuern des Torschalters.

7. Verfahren gemäß Anspruch 1, worin das zeitvariable Referenzsignal eine Sägezahnwellenform ist.

8. Gerät zum Steuern des Ladens einer Batterie, das aufweist:
eine Referenzspannungsquelle;
eine Abweichungssignalausgabeschaltung, die mit der Referenzspan nungsquelle und mit einer Ausgabe der Batterie verbunden ist, und die ein Ausgabesignal hat, das eine Differenz zwischen der Referenz spannung und einer Ausgabespannung der Batterie anzeigt;
eine Spannungsskalierschaltung, die verbunden ist, um das Ausgabesi gnal von der Abweichungssignalausgabeschaltung zu empfangen;
eine Integriererschaltung, die verbunden ist, um das Ausgabesignal von der Abweichungssignalausgabeschaltung zu empfangen; ein Generator für ein variables Referenzsignal;
Einrichtungen zum Erzeugen eines Steuersignals, wenn eine Ausgabe von dem Generator für ein variables Referenzsignal ein Niveau erreicht, das gleich oder größer einem niedrigereren der Augenblicks werte der Ausgabesignale von der Spannungsskalierschaltung und der Integriererschaltung ist;
ein Batterieladegerät zum Laden der Batterie; und
Einrichtungen, die auf das Steuersignal antworten, zum Steuern eines Arbeitszyklusses des Batterieladegerätes.

9. Gerät gemäß Anspruch 8, worin die Einrichtung zum Erzeugen eines Steuersignals aufweist:
einen ersten Komparator, der gekoppelt ist, um die Ausgabe von der Spannungsskalierschaltung und die Ausgabe von dem Generator für ein variables Referenzsignal zu empfangen;
einen zweiten Komparator, der gekoppelt ist, um eine Ausgabe von der Integriererschaltung und der Ausgabe von dem Generator für ein variables Referenzsignal zu empfangen; und
ein UND-Gatter, das gekoppelt ist, um Ausgaben von dem ersten und zweiten Komparator zu empfangen.

10. Gerät gemäß Anspruch 8, worin der Generator für ein variables Referenzsignal ein Sägezahnwellenformgenerator ist.

11. Gerät gemäß Anspruch 9, worin der Generator für ein variables Referenzsignal ein Sägezahnwellenformgenerator ist.

12. Gerät gemäß Anspruch 9, worin eine Ausgabe des UND-Gatters verbunden ist mit einem Toreingang eines Torschalters, der einen Feldstromfluß zu einem elektrischen Generator des Batterieladegerä tes steuert.

13. Gerät gemäß Anspruch 12, worin der Torschalter ein MOS-FET ist.

14. Gerät gemäß Anspruch 8, worin die Einrichtung zum Erzeugen eines Steuersignals aufweist:
eine erste Emitterfolgerschaltung, die verbunden ist, um eine Aus gabe von der Spannungsskalierschaltung zu empfangen;
eine zweite Emitterfolgerschaltung, die verbunden ist, um eine Aus gabe von der Integriererschaltung zu empfangen;
einen Komparator; der erste und zweite Eingänge hat;
wobei Ausgaben von der ersten und zweiten Emitterfolgerschaltung mit dem ersten Eingang des Komparators verbunden sind;
wobei eine Ausgabe von dem Generator für ein variables Referenz signal zu dem zweiten Eingang des Komparators gekoppelt ist.

15. Gerät gemäß Anspruch 14, worin der Generator für ein variables Referenzsignal ein Sägezahnwellenformgenerator ist.

16. Gerät gemäß Anspruch 14, worin eine Ausgabe des Komparators verbunden ist mit einem Toreingang eines Torschalters, der einen Stromfluß steuert zu einem elektrischen Generator des Batterielade gerätes.

17. Gerät gemäß Anspruch 16, worin der Torschalter ein MOS-FET ist.

18. Verfahren zum Steuern des Ladens einer Batterie, das die Schritte aufweist: Erzeugen eines Abweichungssignals, das eine Differenz zwischen einer Ausgabespannung der Batterie und einer Referenzspannung anzeigt;
Skaleren des Abweichungssignals in einer Spannungsskalierschaltung; Integrieren des Abweichungssignals;
Vergleichen von Augenblickswerten der Resultate des skalierenden Schrittes und des integrierenden Schrittes; und
Benutzen der niedrigeren der Augenblickswerte zum Steuern eines Arbeitszyklusses des Feldstromes in einem Batterieladegerät, das verbunden ist, um die Batterie zu laden.

19. Verfahren gemäß Anspruch 18, worin der niedrigere der Augen blickswerte den Betrieb eines Torschalters steuert, durch welchen der Feldstrom fließt.

20. Verfahren gemäß Anspruch 19, worin der Torschalter ein MOS-FET ist.

21. Ladesteuerungseinrichtung für Fahrzeuge, die aufweist:
eine Feldspule zum Erzeugen eines rotierenden magnetischen Feldes, wobei die Feldspule angetrieben wird in Übereinstimmung mit der Rotation eines Motors;
eine Läuferspule zum Erzeugen eines Stromes in Antwort auf das rotierende magnetische Feld und zum Laden einer Batterie durch einen Gleichrichter;
eine Spannungserfassungsschaltung zum Erfassen einer von: Span nung der Batterie und Spannung des Gleichrichters;
eine Spannungsvorgabeschaltung zum Erzeugen einer Referenzspan nung;
eine Differentialsignalausgabeschaltung zum Ausgeben eines Signals, das eine Differenz zwischen einer Ausgabespannung der Spannungs erfassungsschaltung und der Referenzspannung anzeigt;
eine Wellenformerzeugungsschaltung zum Erzeugen einer Spannungs wellenform, die anwächst und fällt zu einem voreingestellten Zyklus innerhalb eines festgelegten Spannungsbereiches;
eine integrierende Schaltung, die gekoppelt ist zu einer Ausgabespan nung der Differentialsignalausgabeschaltung, wobei die integrierende Schaltung eine Zeitkonstante hat, die länger als eine Zeitkonstante eines Rotors des Läufers ist;
eine Spannungsteilerschaltung zum Teilen einer Ausgabespannung der Differentialsignalausgabeschaltung;
ein Vergleicher; der gekoppelt ist, um an einem Eingang eine niedri gere von einer Ausgabespannung der integrierenden Schaltung und einer Ausgabespannung der Spannungsteilerschaltung zu empfangen, und um an seinem anderen Eingang eine Ausgabe der Wellenformerzeugerschaltung zu empfangen; und
eine Stromsteuerschaltung zum Steuern des Stromes, der zu der Feldspule gespeist wird in Antwort auf eine Ausgabe des Kompara tors.

22. Ladesteuerungseinrichtung für Fahrzeuge, die aufweist:
eine Feldspule zum Erzeugen eines rotierenden magnetischen Feldes, wobei die Feldspule in Übereinstimmung mit der Rotation eines Motors angetrieben ist;
eine Läuferspule zum Erzeugen eines Stromes in Antwort auf das rotierende magnetische Feld und zum Laden einer Batterie durch einen Gleichrichter;
eine Spannungserfassungsschaltung zum Erfassen einer von: Span nung der Batterie und Spannung des Gleichrichters;
eine Spannungsvorgabeschaltung zum Erzeugen einer Referenzspan nung;
eine Differentialsignalausgabeschaltung zum Ausgeben eines Signals, das eine Differenz zwischen einer Ausgabespannung der Spannungs erfassungsschaltung und der Referenzspannung anzeigt;
eine Sägezahnsignalgeneratorschaltung zum Ausgeben eines Sägezahn signales bei voreingestellten Zyklen innerhalb eines festgelegten Spannungsbereiches;
eine integrierende Schaltung, die gekoppelt ist, um eine Ausgabe spannung der Differentialsignalausgabeschaltung zu empfangen, wobei die integrierende Schaltung eine Zeitkonstante hat, die länger als eine Zeitkonstante eines Rotors des Läufers ist;
eine Spannungsteilerschaltung zum Teilen einer Ausgabespannung der Differentialsignalausgabeschaltung;
einen ersten Komparator; der gekoppelt ist, um eine Ausgabespan nung der integrierenden Schaltung und das Sägezahnsignal zu emp fangen;
einen zweiten Komparator; der gekoppelt ist, um eine Ausgabespan nung der Spannungsteilerschaltung und das Sägezahnsignal zu emp fangen;
eine Minimalstromdurchflußraten-Durchgangsschaltung zum Ausgeben einer reduzierten Stromdurchflußrate in Antwort auf das Vergleichen der Ausgabe des ersten Komparators mit der Ausgabe des zweiten Komparators; und
eine Stromsteuerungsschaltung zum Steuern des Stromes, der zu der Feldspule gespeist werden soll in Antwort auf die Ausgabe der Minimalstromdurchflußraten-Durchgangsschaltung.

23. Ladesteuerungseinrichtung für Fahrzeuge gemäß Anspruch 21, worin die Ladesteuerungseinrichtung weiter eine Einrichtung zum Festlegen der Ausgabe der integrierenden Schaltung mit einem höheren Wert als einem Maximalwert der Ausgabespannung der Wellenformerzeu gerschaltung, wenn die Motorgeschwindigkeit einen voreingestellten Wert überschreitet, aufweist.

24. Ladesteuerungseinrichtung für Fahrzeuge gemäß Anspruch 22, worin die Ladesteuerungseinrichtung weiter eine Einrichtung zum Festlegen der Ausgabespannung der integrierenden Schaltung auf einen Wert aufweist, der höher ist als ein maximaler Wert des Sägezahnsignales, wenn die Motorgeschwindigkeit einen voreingestellten Wert über schreitet.

25. Ladesteuerungseinrichtung für Fahrzeuge gemäß Anspruch 23, worin die Einrichtung zum Festlegen angeordnet ist zwischen einer Lei stungszufuhrschaltung und einer Ausgabe der integrierenden Schal tung, und wobei die Festlegeeinrichtung einen Schalter aufweist, der in Antwort auf eine Ausgabe einer Rotationserfassungsschaltung gesteuert ist.

26. Ladesteuerungseinrichtung für Fahrzeuge gemäß Anspruch 24, worin die Einrichtung zum Festlegen angeordnet ist zwischen einer Lei stungszufuhrschaltung und einer Ausgabe der integrierenden Schal tung, und wobei die Einrichtung einen Schalter aufweist, der in Antwort auf eine Ausgabe einer Rotationserfassungsschaltung gesteu ert ist.