DE4300379C2 - Schaltung für nach dem Hochfrequenzverfahren arbeitende Kondensator-Mikrofone - Google Patents

Description

Im Rahmen der tontechnischen Verbesserungen, die mit der digitalen Signal­ verarbeitung und Signalaufzeichnung erreicht wurden, sind auch die Anforde­ rungen an die Signaldynamik der Kondensatormikrofone gestiegen, die für professionelle Tonaufnahmen verwendet werden. Die Signaldynamik ergibt sich aus dem Quotienten der verfügbaren maximalen Ausgangsspannung zur Geräuschspannung. Weil sich die Geräuschspannung der Mikrofone kaum noch verringern läßt, sind höhere maximale Ausgangsspannungen anzustreben. Die Stromversorgung konventioneller Kondensatormikrofone erfolgt mit einer Tonaderspeisung nach DIN 45595 oder mit einer Phantomspeisung nach DIN 45596. Die normgemäßen Speisespannungen liegen im Bereich von 12 V bis 48 V. Die tatsächlich im Mikrofon verfügbaren Betriebsspan­ nungen sind aus mehreren Gründen stets geringer als die nominellen Speise­ spannungen. So sind Unterspannungstoleranzen zu berücksichtigen und es ergeben sich Spannungsabfälle an den Vorwiderständen auf der Stromversor­ gungsseite. Ferner kommt es zu Spannungsverlusten in mikrofoninternen Speiseweichen. Dies führt in der Praxis zu einer großen Variation der für die Versorgung der mikrofoninternen Verstärkerschaltung verfügbaren Betriebsspannungen.

Für Kondensatormikrofone, die nach dem Hochfrequenzverfahren arbeiten, kommt hinzu, daß außer der mikrofoninternen Verstärkerschaltung zusätzlich noch ein Hochfrequenzoszillator betrieben werden muß. Dazu war bisher stromversorgungsmäßig eine Reihenschaltung oder eine Parallelschaltung beider Schaltungsteile erforderlich. Im Falle einer Reihenschaltung des Verstärkers mit dem Oszillator wird die Betriebsspannung der Verstärker­ schaltung weiter verkleinert mit der Folge, daß sich auch die höchste, vom Mikrofon abgebbare Signalspannung entsprechend verringert. Im Falle einer Parallelschaltung wird der Betriebsstrom des Mikrofons erhöht. Dies führt dazu, daß in Abhängigkeit von der Höhe der Speisespannung von beiden Schaltungsmöglichkeiten Gebrauch gemacht werden mußte; man war darauf angewiesen, einen Kompromiß zwischen einer guten Funktion und einer geringen Betriebsleistung des Mikrofons zu erreichen.

Diese Umstellung auf unterschiedliche Speisespannungen erforderte bisher einen erheblichen Aufwand. Es waren unterschiedliche Ausführungen der Leiterplatten mit unterschiedlicher Bestückung erforderlich. Dennoch ergaben sich bei niedrigen Speisespannungen Einbußen bei der bereits eingangs genannten Signaldynamik. Zur Abtrennung der Gleichspannung vom Signalaus­ gang waren zusätzliche Kondensatoren erforderlich. Um die Verstärkerschal­ tung wechselstrommäßig von der Mikrofonmasse zu entkoppeln, mußte man auch eine Konstantstromquelle vor den Hochfrequenzoszillator schalten.

Bei Schaltungen für Kondensatormikrofone entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist ein Diskriminator zur Umwandlung des modulierten Hochfrequenzsignals in ein tonfrequentes Signal erforderlich. Das wie­ dergewonnene tonfrequente Signal wird in einer nachgeschalteten Ver­ stärkerstufe weiterverarbeitet. Nachteilig war bei den bekannten Schal­ tungen dieser Art, wie sie beispielsweise in radio mentor 6, 1963, S. 524-528 beschrieben wurden, daß der Richtstrom des Diskriminators in den am Ausgang der Schaltung befindlichen Widerständen verbraucht wurde und zu einem unerwünschten Leitungsverlust führte. Außerdem war der Diskri­ minator nur in geringem Maß belastbar, wenn Nichtlinearität vermieden werden sollte. Man mußte, um Filterschaltungen zwischen den Diskrimina­ tor und der Niederfrequenzschaltung einfügen zu können, z. B. einen Hochpaßfilter gegen Infraschallstörungen, eine zusätzliche Verstärker­ stufe vorsehen, um die Belastung des Diskriminators gering zu halten. Alternativ mußte ein solches Hochpaßfilter sehr hochohmig dimensioniert sein, was zu einem zusätzlichen Rauschen führte.

Bei Schaltungen anderer Art, wie sie für Kondensatormikrofone nach dem Niederfrequenzverfahren benutzt wurden (EP-OS 00 96 778), verwendete man einen mikrofoninternen Gleichspannungswandler, um eine von der Speise­ spannung unabhängige Spannungsversorgung der Verstärkerschaltung zu er­ zielen. Dieses Verfahren ist jedoch für Hochfrequenz-Kondensatormikro­ fone nicht anwendbar. Abgesehen von dem sich dadurch ergebenden zusätz­ lichen Schaltungsaufwand kommt es nämlich zu einer Interferenz zwischen den Frequenzen des Gleichspannungswandlers einerseits und des Hochfre­ quenzoszillators andererseits, was zu Störungen des Mikrofonsignals führt.

Weiterhin versuchte man, die Stabilität des elektroakustischen Über­ tragungsfaktors der Hochfrequenz-Kondensatormikrofone zu verbessern, in­ dem man die bereits erwähnten, am Ausgang des Diskriminators befindli­ chen Widerstände durch Zenerdioden ersetzte, um so die Richtspannung des Diskriminators und damit, wie noch näher beschrieben werden wird, den elektroakustischen Übertragungsfaktor des Mikrofons zu stabilisieren. Die Stabilisierungswirkung war jedoch dadurch eingeschränkt, daß der verfügbare Richtstrom des Diskriminators nicht ausreichte, um einen niedrigen differentiellen Widerstand der Zenerdioden einzustellen. Man war deshalb auf einen Kompromiß zwischen der angestrebten Stabilisie­ rungswirkung und dem damit verbundenen unerwünschten Stromverbrauch in den Zenerdioden angewiesen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung für Kondensator­ mikrofone der im Oberbegriff des Anspruches 1 genannten Art zu ent­ wickeln, bei der eine von der Mikrofonspeisung unabhängige Spannungsversor­ gung der internen Verstärkerschaltung erreicht wird und dabei die vorgenann­ ten, bei den bekannten Schaltungen sich ergebenden Nachteile vermieden sind. Dies wird erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Anspruches 1 angeführten Maßnahmen erreicht, deren Vorteile in der nachfolgenden Beschreibung ausführlich erläutert sind und sich kurz wie folgt zusammenfas­ sen lassen:

Im Vergleich mit dem Stand der Technik ergibt sich bei der Erfindung eine wesentliche Vereinfachung der Spannungsversorgung und eine Reduzie­ rung des Schaltungsaufwands. Die Betriebsspannung für die Verstärkerschal­ tung ist weitgehend unabhängig von der Speisespannung. Die Mikrofonschal­ tung läßt sich leicht auf verschiedene Speisespannungen umrüsten. Man erhält eine erhöhte Linearität und größere Belastbarkeit des Diskriminators. Wegen der höheren Leistungsfähigkeit des Diskriminators können bedarfswei­ se Filterschaltungen im Signalweg zwischen dem Diskriminator und der Verstärkerschaltung eingefügt werden. Die sonst zur Entlastung des Diskrimi­ nators nötige Verstärkerstufe kann entfallen und das sich in dieser Verstär­ kerstufe ergebende Rauschen wird vermieden. Durch eine niederohmige Dimensionierung des Filters läßt sich im übrigen auch das vom Filter be­ wirkte Rauschen reduzieren.

Mit den weiteren Maßnahmen der Ansprüche 2 und 3 ergeben sich im Ver­ gleich zum Stand der Technik zusätzliche Vorteile. So können die bisher am Diskriminatorausgang zur Verbesserung der Stabilität des elektroaku­ stischen Übertragungsfaktors vorgesehenen Zenerdioden entfallen. Dennoch wird eine verbesserte Stabilität des elektroakustischen Übertragungs­ faktors des Mikrofons erreicht. Als Folge des Fortfalls der Zenerdioden entfällt auch dem für den Betrieb dieser Elemente aufzuwendende Strom und es wird zugleich auch ein verbesserter elektrischer Wirkungsgrad des Mikrofons erreicht.

Weitere Maßnahmen und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den An­ sprüchen, der nachfolgenden detaillierten Beschreibung und den Zeich­ nungen. In den Zeichnungen ist die Erfindung in mehreren Ausführungsbei­ spielen dargestellt. Es zeigen:

Fig. 1 die dem Stand der Technik entsprechende Schaltung eines nach dem Hochfrequenzverfahren arbeitenden Kondensatormikrofons,

Fig. 2 eine erste Ausführung der Schaltung nach der Erfindung,

Fig. 3 eine gegenüber der Fig. 2 weiter vereinfachte Schaltung nach der Erfindung und

Fig. 4 das Prinzip der bei der Schaltung von Fig. 2 und 3 verwendeten besonderen Verstärkerschaltung.

Die Schaltung betrifft Kondensatormikrofone, die nach dem Hochfrequenzver­ fahren arbeiten. In Fig. 1 ist, wie bereits erwähnt wurde, die bekannte Schaltung dargestellt. Bei Schaltungen dieser Art wird ein Hochfrequenzsig­ nal durch die vom Schallsignal in der Mikrofonkapsel 11 bewirkten Kapazi­ tätsänderungen moduliert und in einem Diskriminator 20 das äquivalente, tonfrequente Signal durch Demodulation zurückgewonnen, der nicht nur die Amplitude des Signals demoduliert, sondern auch die Phasenlage des Signals berücksichtigt. Es liegt also ein Synchrondemodulator bei 20 vor, der nachfolgend kurz Diskriminator genannt werden soll. Vorteilhafterweise ist die Ausgangsimpedanz eines solchen Diskriminators 20 so niedrig, daß noch näher zu beschreibende Verstärkerschaltungen 30 mit bipolaren Tran­ sistoren problemlos angesteuert werden können.

Ausweislich der Fig. 1 bilden die Kapazitäten der als Gegentaktwandler ausgebildeten Mikrofonkapsel 11 mit den Wicklungen 14, 15 einer Hochfre­ quenzspule 13 eine Brückenschaltung. Das Ausgangssignal dieser Brücken­ schaltung wird mittels eines Hochfrequenz-Übertragers 12 von der Mikrofonmasse 10 abgetrennt und dem bereits mehrfach erwähnten Diskrimi­ nator 20 zugeführt. Der Diskriminator 20 besteht aus weiteren Wicklungen 16, 17 der Hochfrequenzspule 13, ferner aus zwei Gleichrichtern 18, 19, drei Kondensatoren 21, 22, 23 sowie zwei Zenerdioden 25, 26. Am Diskriminator 20 ergeben sich zwei Ausgänge 27, 28. Der erste Diskrimina­ torausgang 27 ist mit einem Eingangspol 31 der bereits genannten Verstär­ kerschaltung 30 verbunden. Der Ausgangspol 32 der Verstärkerschaltung 30 ist nur bei der bekannten Schaltung von Fig. 1 über einen weiteren Kondensator 29 mit einem ersten Ausgang 41 der Gesamtschaltung verbun­ den, der nachfolgend kurz "Schaltungsausgang" genannt werden soll.

Gemäß Fig. 1 ist bei der bekannten Schaltung ferner der erwähnte zweite Diskriminatorausgang 28 mit einem ersten, als Bezugspotential dienenden Betriebsspannungspol 33 der Verstärkerschaltung 30 in Verbindung. Dieser erste Betriebsspannungspol 33 ist bei der bekannten Schaltung von Fig. 1 einerseits über einen weiteren Kondensator 35 mit einem zweiten Be­ triebsspannungspol 34 der Verstärkerschaltung 30 verbunden und steht ande­ rerseits über einen weiteren Kondensator 36 mit einem zweiten Ausgang 42 der Gesamtschaltung in Verbindung, der nachfolgend ebenfalls kurz "Schaltungsausgang" genannt werden soll. Außer diesen beiden Ausgängen 41, 42 ist noch ein dritter Mikrofonanschluß 40 vorgesehen, der mit der Mikrofonmasse 10 verbunden ist. Die Schaltung kann noch Filter- und Ent­ zerrungsschaltungen umfassen, die im Signalweg oder Gegenkopplungsweg eingefügt sind, aber aus Gründen der Übersichtlichkeit in Fig. 1 nicht dargestellt wurden.

Im Betriebsfall ist an die Schaltungsausgänge 41, 42 eine nicht näher gezeig­ te normgemäße externe Speisequelle angeschlossen, deren Speisestrom I je zur Hälfte über die beiden Schaltungsausgänge 41, 42 zugeführt wird, wie in Fig. 1 durch die Strompfeile I/2 verdeutlicht ist. Diese beiden Strom­ hälften I/2 werden über zwei zueinander wertgleiche Widerstände 37, 38 in der Schaltung wieder zusammengeführt. Bei der bekannten Schaltung von Fig. 1 tritt der Strom I über den zweiten Betriebsspannungspol 34 in die Verstärkerschaltung 30 ein und verläßt diese wieder über den erwähn­ ten ersten Betriebsspannungspol 33. Dann durchfließt der Speisestrom bei der bekannten Schaltung eine als elektronische Drossel arbeitende Kon­ stantstromschaltung 39 und gelangt von dort zu einem Hochfrequenzoszillator 43. Vom Oszillator 43 aus fließt der Speisestrom I über die Mikrofonmasse 10 und den dritten Mikrofonanschluß 40 zur externen Speisequelle zurück. Bei der bekannten Schaltung ist die Konstantstromschaltung 39 zur wechsel­ strommäßigen Entkoppelung der Verstärkungsschaltung 30 von der Mikrofon­ masse 10 erforderlich, damit eine Symmetrie des Ausgangssignals erreicht wird. Die Konstantstromeinrichtung 39 kann entweder, wie in Fig. 1 gezeigt, separat ausgeführt oder aber in den Hochfrequenzoszillator 43 integriert sein.

Der Hochfrequenzoszillator 43 ist über eine Wicklung 44 mit der bereits erwähnten Hochfrequenzspule 13 gekoppelt. Die Kapazitäten der Mikrofon­ kapsel 11 und die Induktivitäten der bereits erwähnten beiden Spulenwicklun­ gen 14, 15 bilden einen Schwingkreis 60. Infolge einer Rückkoppelung schwingt daher des Oszillator 43 selbsterregt mit der Resonanzfrequenz dieses Schwingkreises 60. Die Zenerdioden 25, 26 wirken dabei spannungssta­ bilisierend, wodurch die Hochfrequenzspannung an den beiden Wicklungen 16, 17 und infolge der Verkoppelung über die Hochfrequenzspule 13 auch an den übrigen Wicklungen konstant gehalten wird. Damit ist der elektroaku­ stische Übertragungsfaktor der bekannten Schaltung des Mikrofons stabilisiert.

Wie bereits erwähnt wurde, zeigt die Fig. 2 ein erstes Ausführungsbeispiel einer gegenüber dem Stand der Technik von Fig. 1 verbesserten Schaltung nach der Erfindung. Zur Bezeichnung übereinstimmender Bauteile sind in Fig. 2 die gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 verwendet, weshalb insoweit die bisherige Beschreibung gilt. Es genügt, auf die Unterschiede einzugehen, die in folgenden wesentlichen schaltungstechnischen Maßnahmen bestehen.

Bei der neuen Schaltung von Fig. 2 wird der über die Widerstände 37, 38 zusammengeführte Speisestrom I unmittelbar dem Hochfrequenzoszil­ lator 43 zugeführt. Ein Umweg des Speisestroms I über die Verstärkerschal­ tung 30 findet bei der Erfindung nicht statt. In Fig. 2 erfolgt die Stromver­ sorgung der Verstärkerschaltung 30, im Gegensatz zur bekannten Schaltung von Fig. 1, mittels der vom Diskriminator 20 an den Zenerdioden 25, 26 erzeugten Gleichspannung U. In Fig. 2 ist der erste Schaltungsausgang 41 direkt mit dem Ausgangspol 32 der Verstärkerschaltung 30 verbunden, während der zweite Schaltungsausgang 42 unmittelbar mit dem zweiten Diskriminatorausgang 28 in Verbindung steht. Die Verstärkerschaltung 30 wird dabei so ausgeführt, daß die Gleichspannung zwischen den beiden Schaltungsausgängen 41, 42 verschwindet.

Wie Fig. 2 erkennen läßt, dient der Hochfrequenzoszillator 43 in Verbindung mit dem Diskriminator 20 zugleich als Gleichspannungswandler, um die Verstärkerschaltung 30 mit einer vom Speisestrom I unabhängigen Betriebs­ spannung zu betreiben. Dadurch sind Nachteile vermieden, die sich andern­ falls beim Einsatz eines separaten Gleichspannungswandlers, wie er eingangs bei bekannten Schaltungen anderer Art beschrieben wurde, die nach dem Niederfrequenzverfahren arbeiten, ergeben würden. Bei der Schaltung von Fig. 2 ergeben sich, im Gegensatz zu diesen bekannten Schaltungen, keine Interferenzsignale, weil nur das Hochfrequenzsignal des Oszillators 43 vorliegt. Außerdem entfällt bei der Erfindung der sonst erforderliche zusätzliche Aufwand für einen separaten Gleichspannungswandler.

Ohne Veränderung der Stromführung ist bei der Schaltung von Fig. 2 eine Umstellung auf unterschiedliche Speisespannungen möglich. Dazu braucht man lediglich die Windungszahl der zum Oszillator 43 gehörenden Wicklung 44 anzupassen. Dies kann einfach mit einem Schalter geschehen, der in Abhängigkeit seiner Schalterstellung die Windungszahl verändert. Die oben erwähnte gewonnene Gleichspannung U zum Betrieb der Verstärker­ schaltung 30 ist unabhängig von der Speisespannung des Mikrofons frei wählbar. Das ermöglicht die Eigenschaften des Mikrofons insbesondere bei niedrigen Speisespannungen zu verbessern. Gegenüber der bekannten Schaltung von Fig. 1 wird aber auch der Bauaufwand aus folgenden Gründen verringert.

Bei der neuen Schaltung von Fig. 2 entfallen zunächst die in Fig. 1 erfor­ derlichen Kondensatoren 29, 36, weil sie in Fig. 2 nicht mehr zur Abtren­ nung der Gleichspannung an den Schaltungsausgängen 41, 42 erforderlich sind. Weiterhin entfällt der bisher erforderliche Kondensator 35, weil bei der Schaltung von Fig. 2 die wechselstrommäßige Verkoppelung der beiden Betriebsspannungspole 33, 34 der Verstärkerschaltung 30 jetzt über die ohnehin vorhandenen Kondensatoren 21, 22 erfolgt. Die bei der Schaltung von Fig. 1 vorgesehene Konstantstromschaltung 39 ist überflüssig, weil bei dem vorgesehenen symmetrischen Anschluß der Schaltungsausgänge 41, 42 keine Signalströme über die Widerstände 37, 38 und den Oszillator 43 abfließen können. Die wechselstrommäßige Entkoppelung durch eine als elektronische Drossel wirkende Konstantstromschaltung wird nicht mehr benötigt. Die Frequenz des Oszillators 43 ist bereits wesentlich höher als die üblichen Betriebsfrequenzen von separaten Gleichspannungswandlern, wie sie eingangs bei den bekannten Schaltungen von Kondensatormikrofonen erwähnt worden ist, die nach dem Niederfrequenzverfahren arbeiten. Dadurch kann bei der Erfindung der Aufwand an Siebmitteln reduziert werden.

Man kann sich, ohne Nachteil, auf die ohnehin im Diskriminator 20 vorhan­ denen Kondensatoren 21, 22 beschränken.

Vorteilhaft ist bei der Schaltung von Fig. 2 auch, daß der durch die Gleich­ richter 18, 19 fließende Strom um ein Vielfaches größer ist als bei der bekannten Schaltung von Fig. 1. Dadurch verringert sich der differentielle Widerstand der Gleichrichter 18, 19. Die Linearität der Demodulation wird verbessert und der an den beiden Diskriminatorausgängen 27, 28 verfüg­ bare Signalstrom erhöht. Dies ermöglicht es beispielsweise, einen am Ein­ gangspol 31 der Verstärkerschaltung eingefügten, nicht näher gezeigten Hochpaß mit niedriger Impedanz auszuführen. Auf diese Weise läßt sich das von einer Hochpaßschaltung erzeugte tieffrequente Rauschen mindern. Beachtenswert ist schließlich, daß die Gleichspannung U für den Diskrimina­ tor 20 bei der Schaltung von Fig. 2 immer eine für die Verstärkerschaltung 30 günstige Größe aufweist, wenn die Spannungsverstärkung der Verstärker­ schaltung 30 etwa 1 beträgt. Dann können sowohl der Diskriminator 20 als auch die Verstärkerschaltung 30 etwa gleich große maximale Signalspan­ nungen verarbeiten.

Die Fig. 3 zeigt eine gegenüber Fig. 2 weiter vereinfachte Schaltung. In der Schaltung von Fig. 3 können auch die in Fig. 2 noch vorgesehenen Zenerdioden 25, 26 entfallen, weil erfindungsgemäß eine Stabilisierung der Betriebsspannung U durch eine Regelung innerhalb der Verstärkerschal­ tung 30 vorgenommen wird. Mit dem Wegfall der Zenerdioden 25, 26 kann der dort verbrauchte Strom ebenfalls der Verstärkerschaltung 30 zugeführt werden und dadurch ihre Leistungsfähigkeit erhöhen.

In Fig. 4 ist der Aufbau der Verstärkerschaltung 30 von Fig. 2 und 3 im Detail gezeigt. Die Schaltung 30 ist zweistufig symmetrisch aufgebaut. In der Eingangsstufe sind dabei zwei Transistoren 45, 46 vorgesehen, die mit zwei weiteren Transistoren 47, 48 der Ausgangsstufe gleichspannungs­ mäßig gekoppelt sind. Der Betriebsstrom der Eingangsstufe 45, 46 ist durch zwei Widerstände 56, 57 festgelegt, während der Betriebsstrom der nachfolgenden Ausgangsstufe 47, 48 nicht durch die Verstärkerschaltung 30 selbst bestimmt wird, sondern sich selbsttätig dem aus dem Diskriminator verfügbaren Strom anpaßt. Für Tonfrequenzsignale besitzt die Verstärker­ schaltung 30, wie bereits erwähnt wurde, die Spannungsverstärkung 1, weil zwischen dem invertierenden Schaltungseingang 49 und dem Ausgangs­ pol 32 der Verstärkerschaltung 30 eine direkte Verbindung 58 besteht. Diese Verbindung 58 kann im allgemeinen durch ein nicht näher gezeigtes Netzwerk ersetzt werden, um eine Entzerrung oder eine Filterung des tonfrequenten Signals vorzunehmen.

Die Betriebsspannung zwischen den beiden Polen 33, 34 der Verstärkerschal­ tung 30 wird stabilisiert. Unabhängig vom Betriebsstrom wird dafür gesorgt, daß diese Betriebsspannung in einem bestimmten Verhältnis zu der zwischen den Basisanschlüssen der beiden Transistoren 45, 46 anstehenden Spannung steht. Dazu dient ein Spannungsteiler 50, der das Spannungsverhältnis durch die in Fig. 4 gezeigten Widerstände 51 bis 55 bestimmt. Durch die zweistufige Ausführung der Verstärkerschaltung 30 ist die Schleifenver­ stärkung hoch und die Stabilisierungswirkung besonders gut.

Von besonderem Vorteil ist es, bei der Verstärkerschaltung 30 das zwi­ schen den Basisanschlüssen der beiden Transistoren 45, 46 angeordnete Widerstandsnetzwerk temperaturabhängig zu machen. Im einfachsten Fall wird einer der beiden Widerstände 54 oder 55 als ein sogenannter NTC- Widerstand ausgebildet, der einen negativen Temperaturkoeffizienten auf­ weist. Damit läßt sich der Einfluß der Temperaturabhängigkeit der Basis- Emitter-Spannung der Transistoren 45, 46 auf die Betriebsspannung der Verstärkerschaltung kompensieren. Damit die Regelung zur Stabiliserung der Betriebsspannung arbeiten kann, sind, wie Fig. 4 zeigt, Kondensatoren 24, 59 vorgesehen, die eine gleichspannungsmäßige Entkopplung der Verstär­ kerschaltung 30 vom vorausgehenden Diskriminator 20 bewirken. Dazu ist üblicherweise kein zusätzlicher Bauaufwand erforderlich, weil am Eingang der Verstärkerschaltung 30 ohnehin Kondensatoren vorgesehen werden, um tieffrequente Signalanteile unterhalb des erwünschten Übertragungsberei­ ches zu unterdrücken.

Eine weitere Ausgestaltung der in Fig. 2 bzw. 3 gezeigten Schaltung sieht vor, die dortigen Widerstände 37, 38, die zum Zusammenführen des bereits im Zusammenhang mit Fig. 1 erläuterten halben Speiseströme I/2 dienen, durch Schaltungselemente zu ersetzen, deren Wechselstromwiderstand größer ist als ihr Gleichstromwiderstand. Der Ausgangspol 32 der Verstärkerschal­ tung 30, der sonst durch die Widerstände 37, 38 beaufschlagt wird, wird nun entlastet. Durch die hohen Wechselstromwiderstände werden außerdem Störsignale unterdrückt, die bei einem etwaigen unsymmetrischen Abschluß der beiden Schaltungsausgänge 41, 42 über den Speiseweg eingekoppelt werden könnten.

Claims (6)

1. Schaltung für nach dem Hochfrequenzverfahren arbeitende Kondensator­ mikrofone,
mit einem die Mikrofonkapsel (11) als veränderliches Element beinhal­ tenden Schwingkreis (60),
mit einem ein Hochfrequenzsignal im Schwingkreis (60) erzeugenden Hochfrequenzoszillator (43), der über eine externe Speisequelle (I) betrieben wird,
wobei die vom Schallsignal bewirkten Kapazitätsänderungen der Mikro­ fonkapsel (11) das Hochfrequenzsignal im Schwingkreis (60) modulieren,
mit einem Diskriminator (20) zur Umwandlung des modulierten Hoch­ frequenzsignals in ein tonfrequentes Signal
und mit einer das tonfrequente Signal verarbeitenden Verstärkerschal­ tung (30),
dadurch gekennzeichnet, daß der Diskriminator (20) zugleich die Betriebsspannung (U) für die Verstärkerschaltung (30) liefert.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebs­ spannung (U) der Verstärkerschaltung (30) durch eine innerhalb der Verstärkerschaltung (30) erfolgende Regelung stabilisiert ist, indem ein Vergleich eines mit einem Widerstandsteiler (50) gewonnenen Teils der Betriebsspannung (U) mit der Basis-Emitter-Spannung einer Transistorstufe (45, 46) der Verstärkerschaltung (30) erfolgt.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Wider­ standsteiler (50) zur Kompensation der Temperaturabhängigkeit der Basis-Emitter-Spannung einen Widerstand (54 oder 55) mit negativem Temperaturkoeffizienten aufweist.

4. Schaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die mikrofoninterne Zusammenführung des von der externen Stromquelle über die Schaltungs-Ausgänge (41, 42, 40) eingespeisten Stroms (I) für den Hochfrequenzoszillator (43) über Elemente (37, 38) erfolgt, deren Wechselstromwiderstand größer als ihr Gleichstromwiderstand ist.

5. Schaltung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Umstellung auf unterschiedliche Speisespannun­ gen der externen Stromquelle durch eine Änderung der Windungszahl der Oszillatorwicklung (44) erfolgt.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Änderung der Windungszahl der Oszillatorwicklung (44) schaltbar ist.