DE4136514C2 - Schaltungsanordnung zur Drehzahlsteuerung eines als Zentrifugenantrieb dienenden dreiphasigen Induktionsmotors - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Drehzahlsteuerung eines als Zentrifugenantrieb dienenden dreiphasigen InduktionsmotorsInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Drehzahlsteuerung eines als
Zentrifugenantrieb dienenden dreiphasigen Induktionsmotors mit einem vorge
schalteten Transistor-Brücken-Wechselrichter. Ein solcher Antrieb ist
aus den Mitteilungen AEG-Telefunken, 1979, Heft 5/6, S. 197-201
bekannt.
Bei Zentrifugen, wie sie auch aus dem Prospekt 2C2.85/VN Ku der Heraeus Christ
GmbH, Osterode bekannt sind, besteht der Zentrifugenantrieb aus einem Asyn
chron-Motor, dem ein Dreiphasenwechselrichter mit drei Halbleiter-Brücken
vorgeschaltet ist. Der prinzipielle Aufbau solcher Wechselrichter ist bei
spielsweise aus dem Buch "Leistungselektronik" von Rudolf Lappe, Springer
Verlag Berlin, Heidelberg, New York, 1988, S. 267 sowie S. 276-280 bekannt.
Die Ansteuerung des für den Zentrifugenantrieb genannten Motors erfolgt aus
einer Steuerlogik mit Impulsgenerator, Frequenzteiler und programmierbarem
Zähler, wobei jeder der sechs Feldeffekt-Transistoren über einen Treiber und
eine eigene Transformator-Kopplung angesteuert wird. Die mit Hilfe von Fre
quenzteilern erzielbare Drehzahlverstellung wird mittels eines Drehzahlvor
wahlreglers eingestellt und mit Hilfe eines Anzeigeinstrumentes kontrolliert.
Nach Abschluß des Zentrifugiervorganges wird der Asynchron-Motor als Generator
betrieben und die erzeugte Bremsenergie in einem separaten, durch Lüfter ge
kühlten Bremswiderstand vernichtet.
Als problematisch erweist sich der verhältnismäßig aufwendige Aufbau der be
kannten Vorrichtung, wobei die sechs elektronisch gesteuerten Schalter eine
ebenso große Anzahl von Ansteuerungselementen mit galvanischer Trennung, d. h.
Transformatoren, erfordern. Die Ansteuerungselektronik wird insbesondere dann
sehr aufwendig, wenn verschiedene Drehzahlbereiche nach einem vorgegebenen
Programm eingestellt werden sollen.
Aus der US-PS 4,651,079 ist ein Antrieb mit einem Kondensatormotor bekannt,
der in Brückenschaltung zwischen einem Zweigpaar aus Feldeffekt-Transistoren
und einem Zweigpaar aus Kondensatoren angeordnet ist; die beiden Feldeffekt-
Transistoren werden durch eine gegenphasige Impulsfolge mit einer sinusförmigen
Impulsweitenmodulation angesteuert, wobei die Modulation mittels Kompara
tor aus einer Sinuswelle und einer Dreieckwelle gewonnen wird. Mittels dieser
Anordnung soll ein konstantes Amplituden-/Frequenzverhältnis erzielt werden.
Weiterhin ist aus den eingangs genannten Technischen Mitteilungen der AEG-TELEFUNKEN 1979,
Heft 5, 6, S. 197-201 unter dem Titel "Miniverter - ein Pulsumrichter-System
mit Leistungstransistoren" ein drehzahlgesteuerter Zentrifugenantrieb mit
Impulsweitenmodulation bekannt, wobei die Stromversorgung über Drehstromeinspeisung
erfolgt und als Antrieb ein Drehstrommotor dient. Die zugehörige
Drehstromeinspeisung schränkt den Gebrauch der Zentrifuge auf eine entsprechende
Netzstromversorgung ein.
Aus der Zeitschrift "Industrie-Elektrik und Elektronik", 1982, Heft 4, S. 56-63
ist es bekannt, Feldeffekt-Transistoren für Leistungsstromkreise durch Opto
koppler mit Signalen aus einem mit Mikrocomputer versehenen Steuerstromkreis
anzusteuern, wobei durch Einsatz von Optokopplern Rückwirkungen vom Lei
stungs-Stromkreis in den Steuerstromkreis wirksam unterbunden werden.
Beim Einsatz solcher Feldeffekt-Transistoren für Schaltungen zum Zentrifugen
antrieb treten Probleme mit der Gate-Kapazität der Feldeffekt-Transistoren
auf, die so rasch wie möglich entladen werden muß, um die Verlustleistung der
Transistoren gering zu halten und um eine möglichst hohe Schaltfrequenz zwecks
hoher Drehzahl erzielen zu können.
Weiterhin ist es aus der Zeitschrift "Industrie-Elektrik und Elektronik",
1990, Heft 1, S. 50, 51 bekannt, einen Antrieb mit Frequenzumrichter zu schaf
fen, wobei zur Gleichstrombremsung eine Gleichspannung an die Wicklung des
Antriebsmotors gelegt wird und der Antriebsmotor nach dem Prinzip der Wirbel
strombremse verzögert wird.
Aus der DE-OS 34 05 936 ist eine beschleunigte Entladung der Gate-Source-
Strecke von Feldeffekt-Transistoren bekannt, wobei mittels Hilfstransistor in
Verbindung mit induktiver Last und Freilauf-Diode negative Löschimpulse
generiert werden, die sich nicht direkt an einen Steuerimpuls anschließen.
Eine solche Anordnung ist verhältnismäßig aufwendig aufgrund einer geregelten
Spannungsquelle sowie eines induktiven Schaltorganes (Speicherdrossel) mit
Freilauf-Diode zur Erzeugung der negativen Vorspannung. Die beschleunigte
Entladung der Gate-Source-Strecke wird mittels Hilfstransistor generiert,
wobei jedoch bei Abschaltung des Transistors mit Kommutierungsproblemen gerechnet
werden muß, da der jeweilige Abschalt-Vorgang in der Brücke zu einem
Spannungssprung an dem bisher gesperrten entsprechenden Gegen-Transistor
führt; es muß damit gerechnet werden, daß solch ein Spannungssprung als Fehlansteuerung
interpretiert wird, woraus sich dann ein Querstrom ergeben kann,
der im ungünstigsten Fall zur Zerstörung der Wechselrichter-Brücke führen
kann. Darüber hinaus entsteht beim Aufbau einer solchen Schaltung ein zusätzlicher
Aufwand durch die geregelte Spannungsquelle sowie das induktive
Schalt-Organ als Speicherdrossel mit der Freilauf-Diode.
Die EP-OS 39 952 beschreibt einen Schalter mit einem als Source-Folge betriebenen
MIS-FET. Nach der dort angegebenen Schaltungsanordnung werden mittels
Hilfstransistor 12 zwei Löschimpulse erzeugt, die jedoch über Kondensator 18
übertragen werden müssen, wobei dies nur bei höheren Frequenzen möglich ist;
eine Löschimpulsansteuerung auf quasistationärem Potential - wie sie beispielsweise
für den Anlauf einer Zentrifuge erforderlich ist - ist hierdurch
nicht möglich. Darüber hinaus ist ein verhältnismäßig hoher Aufwand an Bauteilen
zur Erzeugung der Hilfsspannung erforderlich.
Aus der JP 59-230470 A ist eine potentialfreie Foto-Dioden-Kopplung mit
nachgeschaltetem Transistorschalter bekannt; aufgrund einer Serienschaltung
mit einer Vielzahl von Foto-Dioden zur Erzeugung einer ausreichenden Steuerspannung
ergibt sich ein verhältnismäßig ungünstiges Zeitverhalten. Dies bedeutet,
daß die zeitliche Änderung der Spannung aufgrund des ungünstigen Zeitverhaltens
für Zentrifugen-Antriebe mit einem hierbei erforderlichen weitverstellbaren
Drehzahlbereich ungeeignet ist.
Ferner ist es aus dem Siemens Datenbuch, November 1980, "Sipmos-Leistungstransistoren",
Best. Nr. 8/2398, Seite 16 bis 24, bekannt, die Gate-Source-Strecke
von Feldeffekttransistoren kurzzuschließen, wobei neben einem Kurzschlußtransistor
ein Ansteuertransistor in Gegentaktschaltung vorgesehen ist.
Weiterhin ist aus dem Siliconix Applications-Handbuch "MOS POWER-Applications"
1985, ISBN 0-930519-00-0, Seite 5-1 bis 5-8, eine Ansteuerschaltung mit Optokoppler
für Wechselrichter bekannt.
Fig. 16 aus diesem Applikations-Handbuch zeigt einen Wechselrichter in
H-Brückenschaltung, dessen Brückenzweige als steuerbare elektronische Schalter
MOS-Feldeffekttransistoren enthalten. Die Ansteuerung der Gatter der MOS-Feldeffekttransistoren
erfolgt über Treiberstufen, wobei die Steuereingänge der
oberen Feldeffekttransistoren jeweils über einen Optokoppler mit einer vorgeschalteten
Steuereinrichtung verbunden sind, so daß eine vom Ansteuerpotential
der Steuereinrichtung unabhängige Ansteuerung der oberen MOS-Feldeffekttransistoren
ermöglicht wird. Hierbei entsteht ein erhöhter Leistungsbedarf durch
eine eigene Spannungsversorgung der Treiberstufen.
Ferner ist aus der DE-OS 40 14 448 eine Schaltungsanordnung zur Drehzahlsteuerung
eines als Zentrifugenantrieb dienenden Wechselstromantriebs in Form
eines Kondensatormotors bekannt, wobei dieser im Brückenzweig eines einphasigen
Wechselrichters geschaltet ist. Der Brückenzweig ist an seinen Enden jeweils
mit den Mittelpunkten einer Reihenschaltung zweier Kondensatoren und
zweier Feldeffekt-Transistoren geschaltet, wobei diese Reihenschaltungen zueinander
parallel geschaltet und am Ausgang eines am Wechselspannungsnetz beschriebenen
Gleichrichters angeschlossen sind; während des Betriebes werden
die Kondensatoren mittels Ansteuerung der Feldeffekt-Transistoren wechselweise
über den Kondensatormotor entladen, wobei die Ansteuerung über einen als Impulsgenerator
dienenden Mikroprozessor erfolgt.
Die Erfindung stellt sich die Aufgabe, eine Verringerung der Elemente zur
galvanischen Entkopplung sowie der Verlustleistungen zu erzielen; dabei
soll eine hohe Schaltfrequenz zwecks hoher Drehzahl erzielt werden.
Die Aufgabe wird
durch die kennzeichnenden
Merkmale des Anspruchs 1
gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen des Gegenstandes der Erfindung sind in den Unteransprüchen
angegeben.
Jedem Steuersignalausgang eines vorgeschalteten
Steuergerätes ist ein Löschimpulsausgang zugeordnet; die Steuereingänge
der Feldeffekt-Transistoren sind jeweils mit dem Verbindungspunkt zweier
in Serie geschalteter Halbleiterschalter der Steuerlogik verbunden, von denen
der erste Halb
leiterschalter zur Ansteuerung des Feldeffekt-Transistors vorgesehen ist,
während der zweite Halbleiterschalter zur Entladung des Gate-Bereiches des
Feldeffekt-Transistors dient. Das Steuergerät weist in einer bevorzugten
Ausführungsform einen Mikroprozessor auf, dessen Taktgeber als
Impulsgenerator für die Erzeugung der Steuer- und Löschimpulse dient.
Als vorteilhaft erweist sich neben einem preisgünstigen Aufbau die einfache
Verstellmöglichkeit von Drehzahlen oder Drehzahl-Zeitfunktionen (Frequenz
profil), durch einfache Umprogrammierung des im Steuergerät befindlichen Mi
kroprozessors. Auf eine zusätzliche kostenintensive Stromversorgung für die
Ansteuerungsstufen kann verzichtet werden, da die für den als Impulsgenerator
dienenden Mikroprozessor erforderliche Stromversorgung auch für die Ansteue
rung der Feldeffekt-Transistoren verwendbar ist. Durch Programmabänderung des
Mikroprozessors ist die Schaltungsanordnung für Motoren verschiedener Lei
stungsklassen einsetzbar.
Im folgenden ist der Gegenstand der Erfindung anhand der Fig. 1a, 1b, 1c
und 2 näher erläutert.
Fig. 1a zeigt im Blockschaltbild eine Schaltungsanordnung für einen als
Zentrifugenantrieb dienenden dreiphasigen Induktionsmotor,
wie er symbolisch in Fig. 1b dargestellt ist.
Fig. 1b zeigt schematisch einen dreiphasigen Induktionsmotor mit seinen in
Dreieck geschalteten Wicklungen und dem Läufer L und seinen
Anschluß.
Fig. 1c zeigt im Zeitdiagramm die Ansteuerung der Feldeffekt-Transistoren.
Fig. 2 zeigt eine modifizierte Schaltungsanordnung zur Ansteuerung der
Feldeffekt-Transistoren.
Gemäß Fig. 1a werden die Wicklungen 1, 2, 3 des in Fig. 1b dargestellten
Asynchron-Motores 4 durch Wechselrichter 5 mit Strom versorgt. Wechsel
richter 5 ist an eine Gleichspannungsversorgungsquelle 6 angeschlossen, die
vom üblichen einphasigen oder dreiphasigen Wechselspannungsnetz versorgt wird.
Die in Dreieckschaltung verbundenen Wicklungen sind an ihren Anschlußpunkten
jeweils mit den Verbindungspunkten 41, 42, 43 angeschlossen, welche zwei in
Serie geschaltete Feldeffekt-Transistoren 11 und 12, 13 und 14, sowie 15 und
16 miteinander verbinden. Die Eingänge 17, 18 der Feldeffekt-Transistoren 11,
12 sind an die Steuerlogik 10′ angeschlossen, während die Eingänge 19, 20 der
Feldeffekt-Transistoren 13, 14 an die Steuerlogik 10′′ angeschlossen sind und
die Steuereingänge 21, 22 der Feldeffekt-Transistoren 15, 16 mit der Steuer
logik 10′′′ verbunden sind. Die innere Schaltung der Steuerlogiken 10′, 10′′,
10′′′ ist identisch aufgebaut, so daß deren innere Bauteile die gleichen Be
zugszeichen führen. Im folgenden wird daher lediglich die Steuerlogik 10′
näher erläutert. Die Steuereingänge 17, 18 der Feldeffekt-Transistoren 11, 12
sind jeweils an die Ausgänge 38, 40 der Steuerlogik 10′ angeschlossen, welche
mit den Verbindungspunkten 44, 45 der Serienschaltung der Halbleiterschalter
24, 25 beziehungsweise 26, 27 verbunden sind. Die Serienschaltungen der Halbleiterschalter
24, 25 beziehungsweise 26, 27 sind jeweils mit einem Konden
sator 46, 47 parallel geschaltet, wobei diese Parallelschaltung jeweils mit
einer Serienschaltung eines Widerstandes 30, 32 und einer Diode 29, 31 in
Reihe geschaltet ist. Die Halbleiterschalter 24, 25, 26, 27 sind als Photo
transistoren ausgebildet, deren Basis sich jeweils im Bereich einer Leucht
diode 34, 35, 36 und 37 befindet, welche über Eingänge 48′, 49′, 50′, 51′,
52′, 53′, 54′, 55′ mit den Ausgängen 56′, 57′, 58′, 59′, 60′, 61′, 62′ und 63′
des Steuergerätes 9 verbunden sind. Die Eingänge 48′′ bis 55′′ der zweiten
Steuerlogik 10′′ sind entsprechend mit Ausgängen 56′′ bis 63′′ des Steuer
gerätes verbunden, ebenso wie die Steuereingänge 48′′′ bis 55′′′ mit den
Ausgängen 56′′′ bis 63′′′ des Steuergerätes verbunden sind; auf eine Darstellung
der Verbindungen zur zweiten Steuerlogik 10′′ und dritten Steuerlogik
10′′′ wird zwecks besserer Übersichtlichkeit der Fig. 1a verzichtet. Die Ver
bindungspunkte 41, 42 und 43 sind jeweils mit den Ausgängen 39′, 39′′ und
39′′′ der Steuerlogiken verbunden, wobei gemäß Fig. 1a diese Ausgänge mit dem
Emitter eines als steuerbarer elektronischer Schalter ausgebildeten
Phototransistors 25 verbunden sind. Die aus Dioden 29, 31 und Widerständen 30,
32 sowie Parallelschaltungen von Phototransistoren 24, 25 und 26, 27 mit
Kondensatoren 46 und 47 bestehenden Reihenschaltungen sind jeweils mit den
Klemmen 7, 8 der Stromversorgung 6 verbunden. Die an den entsprechenden Ein
gängen der Steuerlogiken 10′, 10′′, 10′′′ anliegenden Signale des Steuerge
rätes 9 sind jeweils um 120° phasenverschoben. Das Steuergerät 9 enthält
hierzu einen nicht näher dargestellten Impulsgenerator als Taktgeber sowie
Zählerbausteine zur Frequenzteilung, um die Phasenverschiebung darzustellen.
Das Steuergerät 9 ist zwecks Bedienung mit einer Tastatur 65, einer Anzeige 69
des Betriebszustandes, eines Signaleingangs für die Deckel-Schloß-Verriegelung
67 sowie einem weiteren Eingang 68 für die Ansteuerung mittels externer Daten
verarbeitungsgeräte wie beispielsweise Mikroprozessoren beziehungsweise PC
versehen.
Zur Inbetriebnahme wird Steuergerät 9 mittels Tastatur 65 oder mittels exter
ner Ansteuerung 68 in Betrieb genommen, welches die Steuersignale und Löschimpulse
für die Steuerlogiken 10′, 10′′ und 10′′′ der drei Phasen des Induktionsmotors
4 erzeugt. Um unnötige Wiederholungen zu vermeiden, wird im fol
genden lediglich die mit 10′ beschriebene Steuerlogik und die zugehörige Phase
erläutert.
Der grundsätzliche Aufbau solcher dreiphasigen Stromwechselrichter ist dem
Fachmann beispielsweise aus dem vorstehend genannten Buch "Leistungselektro
nik" von R. Lappe, H. Konrad, M. Kronberg (Springer Verlag 1988), Seite 276 ff
bekannt, wo auch ausführlich auf die zugehörigen Strom- und Spannungsverläufe
thyristor- und transistor-bestückter Schaltungsanordnungen verwiesen wird, so
daß sich hier eine weitere Erörterung des Wechselrichter-Prinzips für Dreh
strom-Asynchron-Motoren erübrigt. Aus dem mit Impulsgenerator und Phasen
schieber versehenen Steuergerät 9 wird von den Ausgängen 56′, 57′ die Leucht
diode 34 angesteuert, welche die Basis des Phototransistors 24 bestrahlt,
wodurch dessen Kollektor-Emitter-Strecke durchgeschaltet wird, so daß das Gate
des Feldeffekt-Transistors 11 über Widerstand 30 und Diode 29 mit der positi
ven Klemme 7 der Stromversorgung verbunden wird. Somit liegt am Ausgang 38 der
Steuerlogik 10′ eine positive Spannung an, die dem Steuereingang (Gate) des
Feldeffekt-Transistors 11 zugeführt wird. Die nunmehr hohe Gatespannung Ugs
sorgt für einen Durchlaßstrom ID, durch den Feldeffekt-Transistor 11 über eine
Drittelperiode, durch Wicklung 1 und Feldeffekt-Transistor 14 für eine erste
Sechstelperiode und anschließend durch Wicklungen 1 und 2 über Feldeffekt-
Transistor 16 für eine zweite Sechstelperiode gemäß dem Zustandsdiagramm der
Ansteuerung der Feldeffekt-Transistoren mit Impulsen der Amplitude A nach
Fig. 1c. Zur näheren Erläuterung des Verlaufes wird auf Seite 277 des vor
stehend erwähnten Buches verwiesen, in dem eine entsprechende Schaltung mit
Thyristoren und einem in Sternschaltung angeschlossenen Drehstrom-Verbraucher
verwiesen wird; dieses Diagramm ist mit entsprechenden Abänderungen für einen
in Dreieck-Schaltung angeschlossenen Drehstrom-Verbraucher umzuwandeln. Gemäß
Fig. 1a und 1c wird somit Feldeffekt-Transistor 11 innerhalb einer Periode
von 0 bis 120° mittels Steuerimpuls I durchgeschaltet, während im Bereich von
0 bis 60° Feldeffekt-Transistor 14 durchgeschaltet ist und ab 60° mittels des
negativ dargestellten Löschimpulses II gesperrt wird, während ab 60° Feld
effekt-Transistor 16 durchgeschaltet ist und bis 180° der Periode durchge
schaltet bleibt, so daß im Bereich von 60 bis 180° die Wicklung 3 vom Strom
durchflossen wird. Die Darstellung der Steuerimpulse I mittels positiver Am
plitude und der Löschimpulse II mittels negativer Amplitude erfolgt zwecks
besserer Übersichtlichkeit des Diagramms 1c.
Im Anschluß an Steuerimpuls I wird unmittelbar darauffolgend über die
Ausgänge 58′, 59′ des Steuergerätes 9 ein Löschimpuls II abgegeben, welche
über die Klemmen 50, 51 der Steuerlogik 10′ die Leuchtdiode 35 speist, welche
die Basis des Löschtransistors 25 belichtet. Aufgrund des Löschimpulses II
wird die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 25 leitend und verursacht
einen Kurzschluß zwischen Steuereingang (Gate) 17 und der an den Verbindungs
punkt 41 angeschlossenen Source des Feldeffekt-Transistors 11, so daß der
Gate-Bereich schlagartig entladen wird. Die Dauer des Löschimpulses erstreckt
sich von 120° (2/3) bis 360° (2) der Periode, so daß mit hoher Sicherheit
eventuelle Fehlansteuerungen des Feldeffekt-Transistors vermieden werden kön
nen. Zwischen dem Löschimpuls und dem nachfolgenden Steuerimpuls ist ein ge
ringfügiger Zeitabstand im Bereich weniger Mikrosekunden vorgesehen. Es ist
jedoch auch möglich, kürzere Löschimpulse anzuwenden. Feldeffekt-Transistor 11
wird somit bei Erreichen von 120° der Periode abgeschaltet und aufgrund des
Kurzschlusses zwischen Gate und Source für eine neue Ansteuerung nach Beendi
gung des Löschimpulses vorbereitet. Wie Fig. 1c zu entnehmen ist, wird im
Bereich von 180 bis 300° Feldeffekt-Transistor 12 mittels eines Steuersignals
I über die Ausgänge 60′, 61′ und den aus Leuchtdiode 36 und Phototransistor 26
bestehenden Optokoppler angesteuert und über einen Periodenzeitraum von 120°
durchgeschaltet, wobei der Strom dann im Bereich von 180 bis 240° über Feld
effekt-Transistor 13 Wicklung 1 und Feldeffekt-Transistor 12 geführt wird,
während er von 240 bis 300° über Feldeffekt-Transistor 15, Wicklung 3 und
Feldeffekt-Transistor 12 geführt wird. Nachdem das Steuersignal I an den Klem
men 60, 61′ beendet ist, wird über die Ausgänge 62′, 63′ ein Löschsignal II
über die Klemmen 54′, 55′ der Steuerlogik 10′ an die Leuchtdiode 37 geleitet,
welche - wie bereits oben beschrieben - mittels des Phototransistors 27 einen
Kurzschluß zwischen Gate und Source des Feldeffekt-Transistors 12 verursacht
und den Gate-Bereich von Ladungsträgern räumt, so daß dieser Feldeffekt-Tran
sistor - wie alle übrigen Feldeffekt-Transistoren - wiederum nach einer
äußerst kurzen Freiwerdezeit ansteuerbar ist. Aufgrund der periodisch wieder
kehrenden Schaltvorgänge erübrigen sich weitere Erläuterungen.
Fig. 2 zeigt eine weitere bevorzugte Ausführungsform, die den gleichen prin
zipiellen Aufbau aufweist wie die anhand der Fig. 1a erläuterte. Im Gegensatz
zu Fig. 1a erfolgt jedoch hier die Ansteuerung der Feldeffekt-Transistoren
11, 12, 13, 14, 15 und 16 über erste Halbleiterschalter 84, 86, die als Opto
koppler ausgebildet sind und jeweils aus einer Leuchtdiode als Lichtsender und
zwei Photodioden 70, 71 als Lichtempfänger aufweist. Bei Ansteuerung der Pho
todioden 70, 71 beziehungsweise 72, 73 mittels der Leuchtdiode 94 beziehungs
weise 96, wird die Gate-Source-Strecke der Feldeffekt-Transistoren 11, 12
angesteuert. Aufgrund der Reihenschaltung der Photodioden wird eine verhält
nismäßig hohe Steuerspannung erzielt, so daß die Strecke zwischen Gate und
Source durchgeschaltet und die Feldeffekt-Transistoren 11, 12 somit leitend
werden. Nach dem Ende des Steuerimpulses I wird ebenso wie bei der anhand
Fig. 1a erläuterten Schaltungsanordnung ein Löschimpuls II vom Steuergerät
über die als zweite Optokoppler eingesetzten Leuchtdioden 95, 97 und Photo-Transistoren
85, 87 an die Gate-Source-Strecke der Feldeffekt-Transistoren 11,
12 weitergeleitet. Die vorstehenden Erläuterungen betreffen selbstverständ
lich auch die Steuerlogiken 10′′, 10′′′, welche ebenfalls mit Serienschaltun
gen zweier Photodioden im Ansteuerungsbereich der Feldeffekt-Transistoren 13,
14, 15, 16 ausgestattet sind.
Ein wesentlicher Vorteil der Erfindung ist darin zu sehen, daß der Kurzschluß
der Gate-Source-Strecke mittels Löschimpulsen zu einer außerordentlich kurzen
Freiwerdezeit des Gatebereiches führt, so daß die Feldeffekt-Transistoren
unmittelbar nach Beendigung des Löschimpulses wieder ansteuerbar sind, so daß
ohne Einsatz von Zwischengetrieben hohe Drehzahlen für Zentrifugenantriebe
erreichbar sind. Ein weiterer Vorteil ist darin zu sehen, daß die Löschimpulse
mit hoher Sicherheit Fehlansteuerungen außerhalb der (für die Steuerimpulse
vorgesehenen) Ansteuerzeiten der Feldeffekt-Transistoren verhindern können.
Claims (3)
1. Schaltungsanordnung zur Drehzahlsteuerung eines als Zentrifugenantrieb
dienenden dreiphasigen Induktionsmotors mit einem vorgeschalteten Transistor-
Brücken-Wechselrichter, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren
Feldeffekttransistoren (11, 12, 13, 14, 15, 16) oder IGBT-Schaltelemente
sind, wobei zur Ansteuerung jedes der Feldeffekttransistoren oder
IGBT-Schaltelemente jeweils
ein erster Optokoppler (24, 34, 26, 36) vorgesehen ist, der eingangsseitig einen Steuerimpuls erhält und dessen Photo-Transistor (24, 26) einen Kondensator (46, 47) der Gate-Source-Strecke des Feldeffekttransistors oder des IGBT-Schaltelements parallel schaltet,
ein zweiter Optokoppler (25, 35, 27, 37) vorgesehen ist, der eingangsseitig einen Löschimpuls erhält und dessen Photo-Transistor (25, 27) die Gate-Source-Strecke bis zum Beginn des nächsten Steuerimpulses kurzgeschlossen hält, und
der Kondensator (46, 47) über eine Reihenschaltung einer Diode (29, 31) und eines Widerstandes (30, 32) zwecks Ladung mit den Klemmen (7, 8) der zugehörigen Stromversorgung (6) verbunden sind.
ein erster Optokoppler (24, 34, 26, 36) vorgesehen ist, der eingangsseitig einen Steuerimpuls erhält und dessen Photo-Transistor (24, 26) einen Kondensator (46, 47) der Gate-Source-Strecke des Feldeffekttransistors oder des IGBT-Schaltelements parallel schaltet,
ein zweiter Optokoppler (25, 35, 27, 37) vorgesehen ist, der eingangsseitig einen Löschimpuls erhält und dessen Photo-Transistor (25, 27) die Gate-Source-Strecke bis zum Beginn des nächsten Steuerimpulses kurzgeschlossen hält, und
der Kondensator (46, 47) über eine Reihenschaltung einer Diode (29, 31) und eines Widerstandes (30, 32) zwecks Ladung mit den Klemmen (7, 8) der zugehörigen Stromversorgung (6) verbunden sind.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen dem Löschimpuls und einem nachfolgenden Steuerimpuls ein
geringfügiger Zeitabstand im Bereich weniger Mikrosekunden liegt.
3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet,
daß ein vorgeschaltetes Steuergerät (9) einen Mikroprozessor enthält.
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DE19914136514 DE4136514C2 (de) | 1991-11-06 | 1991-11-06 | Schaltungsanordnung zur Drehzahlsteuerung eines als Zentrifugenantrieb dienenden dreiphasigen Induktionsmotors |
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DE19914136514 DE4136514C2 (de) | 1991-11-06 | 1991-11-06 | Schaltungsanordnung zur Drehzahlsteuerung eines als Zentrifugenantrieb dienenden dreiphasigen Induktionsmotors |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS59230470A (ja) * | 1983-06-13 | 1984-12-25 | Kazuaki Miyake | 電力変換装置 |
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1991
- 1991-11-06 DE DE19914136514 patent/DE4136514C2/de not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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DE19932721C1 (de) * | 1999-07-16 | 2001-01-18 | Eppendorf Geraetebau Netheler | Laborzentrifuge mit Kühlaggregat |
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