DE4041863C2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- DE4041863C2 DE4041863C2 DE19904041863 DE4041863A DE4041863C2 DE 4041863 C2 DE4041863 C2 DE 4041863C2 DE 19904041863 DE19904041863 DE 19904041863 DE 4041863 A DE4041863 A DE 4041863A DE 4041863 C2 DE4041863 C2 DE 4041863C2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- input
- active
- connection
- pole
- feedback
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 240000008881 Oenanthe javanica Species 0.000 claims 1
- 229910052729 chemical element Inorganic materials 0.000 claims 1
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 9
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 8
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 8
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 8
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 7
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 3
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000006735 deficit Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 238000010438 heat treatment Methods 0.000 description 1
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000002787 reinforcement Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000005728 strengthening Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
- 230000017105 transposition Effects 0.000 description 1
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine Antennenverstärkerschaltung für
aktive hochlineare Empfangsantennen mit eingangsseitiger
Rauschanpassung mit mindestens zwei aktiven Dreipolen nach dem
Oberbegriff des Anspruchs 1.
Eine derartige Antennenverstärkerschaltung ist bekannt z. B.
aus DE 35 14 052 A1. Die dort angegebene aktive Antenne verwendet
ebenfalls zwei aktive Dreipole. Eine derartige Verstärkerschal
tung weist mehrere Vorzüge im Zusammenhang mit aktiven Empfangs
antennen auf wie z. B. eine hohe Empfindlichkeit, wichtig für den
Empfang schwacher Nutzsignale, sowie eine hervorragende Lineari
tät der Schaltung im Hinblick auf Kreuz- und Intermodulations
verhalten, eine wichtige Eigenschaft für einen störungsfreien
Empfang in Gebieten mit mehreren starken Sendern.
In der speziellen Ausführung nach der Zusatzanmeldung
DE 36 35 603 A1 zu DE 35 14 052 A1 ist darüber hinaus, bei der Signalaus
kopplung am Punkt A2 nach Fig. 2, eine hervorragende Entkopplung
zwischen dem Antennenverstärkerausgang und dem Antennenverstär
kereingang an den Klemmen 1-1′ typisch und besonders vorteilhaft
für diese Schaltung, so daß die Eingangs- und die Ausgangsanpas
sung im technischen Sinne praktisch unabhängig voneinander
dimensioniert werden kann.
In manchen Anwendungsfällen ist darüber hinaus bei solchen
Schaltungen eine weitere Eigenschaft von Vorteil: Die für die
eingangsseitige Rauschanpassung erforderliche Quellimpedanz, die
in der Praxis bei aktiven Antennen durch geeignete Ausgestaltung
des passiven Antennenteils eingestellt wird, weicht erheblich ab
von der für eingangsseitige Leistungsanpassung erforderlichen
Quellimpedanz, also der konjugiert komplexen Eingangsimpedanz
des Verstärkers. Ein in Rauschanpassung betriebener Verstärker
entzieht daher dem passiven Antennenteil nur wenig Leistung, wo
durch sich geringe Rückwirkungen auf das Feld und auf benach
barte Antennen ergeben. Bei Quellimpedanzen des passiven Anten
nenteils mit einer geringen Frequenzabhängigkeit innerhalb des
Nutzfrequenzbereichs, z. B. bei Antennenstrukturen in Windschutz
scheiben nach DE 33 15 458 A1 oder in Fahrzeugheckscheiben mit Heiz
feld nach DE 38 20 229 C1, ist es trotzdem problemlos möglich, die
Anforderungen im Hinblick auf eine geringe Welligkeit der Ver
stärkung von z. B. maximal 3 dB einzuhalten, so daß das Ausgangs
signal der aktiven Antenne um einen nahezu frequenzunabhängigen
Wert im Vergleich zum Ausgangssignal des passiven Antennenteils
angehoben ist.
Andere Antennenstrukturen besitzen hingegen ein vergleichs
weise schmalbandiges Impedanzverhalten. Dies gilt in der Regel
für Antennenstrukturen, deren Abmessungen unter einem Viertel
der mittleren Betriebswellenlänge liegen, z. B. für Strukturen,
wie sie in DE 36 19 704 A1, Fig. 1a oder Fig. 2 angegeben sind sowie
für Kurzstabantennen, die für den UKW-Bereich z. B. Stablängen
von nur 40 cm besitzen.
Derartige Antennenstrukturen mit einem vergleichsweise
schmalbandigen Impedanzverlauf können daher mit Verstärkern nach
dem Stand der Technik nicht eingesetzt werden, weil die selbst
bei optimaler Gestaltung des passiven Antennenteils sich
ergebenden Impedanzschleifen um die Rauschanpassungsimpedanz
herum eine sehr große Impedanzvariation ergeben. Dies führt dann
zu großen Schwankungen des Leistungsflusses in den Verstär
kereingang innerhalb des abzudeckenden Frequenzbandes und unzu
lässig großen Schwankungen im Verstärkungsgang, so daß die übli
cherweise geforderte Welligkeit von maximal 3 dB nicht eingehal
ten werden kann.
Der 1. Verstärkerstufe nachgeschaltete Filtermaßnahmen sind
zwar grundsätzlich geeignet, um den Verstärkungsverlauf ohne Be
einträchtigung des Rauschzahlverlaufs zu korrigieren. Dadurch
steigt jedoch der Schaltungsaufwand beträchtlich, vor allem wird
der Abgleich komplizierter und aufwendiger, da in einem ersten
Schritt die Eingangstransformation auf einen optimalen Verlauf
der Rauschzahl abgeglichen werden muß und dann in einem zweiten
Schritt mit den Ausgangsfiltern der Verstärkungsgang korrigiert
werden muß. Um außerdem eine ausreichende Anpassung an den Wel
lenwiderstand des Kabels zum Empfänger sicherzustellen, ist oft
eine weitere Verstärkerstufe erforderlich, wodurch sich der
technische Aufwand nochmals erhöht.
In manchen Fällen kann bei Impedanzverläufen des passiven An
tennenteils, die noch nicht zu schmalbandig sind, ein für die
Praxis noch akzeptabler Kompromiß in der Weise gefunden werden,
daß zugunsten einer geringeren Schwankung des Verstärkungsgangs
die Charakteristik der Rauschzahl verschlechtert wird. Damit
wird jedoch zwangsweise die grundsätzlich mit dem jeweiligen
passiven Antennenteil erreichbare Empfindlichkeit der aktiven
Antenne in unerwünschter Weise zumindest einem Teil des Fre
quenzbereichs verschlechtert. Oft ist auf diese Weise jedoch
überhaupt kein geeigneter Kompromiß möglich.
Eine aktive Antenne mit Rückkopplungsschaltung und virtueller Er
dung des Steuereingangs des ersten aktiven Elementes des Verstär
kers ist aus der DE 31 24 331 A1 bekannt. Durch diese virtuelle Erdung
wird mit Hilfe der Rückkopplung ein extrem niederohmiger Eingangs
widerstand des rückgekoppelten Verstäkers erreicht, so daß das
Antennenelement (1) praktisch mit einem Kurzschluß belastet ist.
Die Erzwingung des Kurzschlusses ist jedoch im Hinblick auf die
Breitbandigkeit des Signalverhaltens in Verbindung mit der Forde
rung nach einem gleichzeitig optimalen Signal-Rauschverhältnis
keineswegs günstig. Vielmehr sollte die Eingangsimpedanz in weiten
Grenzen frei wählbar sein, um bei den unterschiedlichen Antennen
strukturen auch bei vergleichsweise schmalbandigem Verlauf der
Antennenimpedanz einen breitbandigen Signalverlauf zu erzielen.
Daher besteht in manchen Anwendungsfällen der Wunsch nach
Verstärkerschaltungen, bei denen zwischen Rauschanpassung und
Leistungsanpassung nur ein geringer Unterschied besteht, so daß
bei schleifenförmig um die Rauschanpassung verlaufender Impedanz
des passiven Antennenteils und großer Impedanzvariation inner
halb der Schleifen die breitbandige Charakteristik des Verlaufs
der Rauschzahl sich auch für den Verstärkungsverlauf ergibt.
Andererseits ist man bei Anwendung von Antennendiversity häu
fig bestrebt, die Antennen, die auf Grund ihrer Nachbarschaft
miteinander strahlungsverkoppelt sind, durch Leistungsfehl
anpassung voneinander möglichst zu entkoppeln. In diesen Fällen
soll die Eingangsimpedanz des Verstärkers möglichst unterschied
lich von der für Leistungsanpassung notwendigen Impedanz sein.
Häufig reicht hierfür die Leistungsfehlanpassung, die sich bei
Rauschanpassung der ersten Transistorstufe ergibt, nicht aus.
Die Aufgabe der Erfindung ist es daher, für Antennenverstär
kerschaltungen nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 Verstärker
schaltungen anzugeben, die die Verwendung von Antennenstrukturen
mit vergleichsweise schmalbandigem Impedanzverlauf dadurch
ermöglichen, daß bei vorgegebener eingangsseitiger Rauschanpas
sung die Eingangsimpedanz des Verstärkers in weiten Grenzen frei
gewählt werden kann und die ebenfalls die von den Schaltungen
nach dem Stand der Technik her bekannten hochwertigen Eigen
schaften bezüglich Empfindlichkeit und Linearität, Entkopplung
zwischen Verstärkerausgang und Eingang aufweisen.
Diese Aufgabe wird bei einer gattungsgemäßen Antennenverstär
kerschaltung durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1
gelöst.
Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen einerseits
insbesondere in der Nutzbarkeit von Antennenstrukturen mit einer
geringen Breitbandigkeit der Quellimpedanz, da mit er
findungsgemäßen Antennenverstärkerschaltungen nun problemlos und
kompromißlos die Eingangsanpaßschaltungen aktiver Antennen so
abgeglichen werden können, daß breitbandig Rauschanpassung bzw.
breitbandig eine konstante geringe Rauschfehlanpassung vorliegt,
ohne daß dadurch die Charakteristik des Verstärkungsgangs uner
wünschte oder unerlaubte Schwankungen im Durchlaßbereich auf
weist. Damit entfällt eine einschränkende Bedingung bei der Aus
wahl möglicher Antennenstrukturen für aktive Antennen. Dies ist
speziell im Zusammenhang mit Antennendiversitysystemen, z. B. für
den mobilen UKW-Empfang in Fahrzeugen, von großer Bedeutung, da
z. B. bei der Realisierung einer großen Anzahl von Einzelantennen
in einer einzigen Fahrzeugscheibe wegen der begrenzten Größe der
Scheibenöffnung der Zwang besteht, räumlich wenig ausgedehnte
und damit grundsätzlich schmalbandige Antennenstrukturen zu ver
wenden. Andererseits können aber auch die Verkopplungen eng be
nachbarter Antennenstrukturen vorteilhaft dadurch reduziert wer
den, daß bei vorgegebener Rauschanpassung eine Leistungsfehlan
passung dadurch erreicht wird, daß eine Impedanz erzeugt wird,
die einem hochfrequenten Leerlauf sehr nahe kommt.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen
dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigt
Fig. 1 Antennenverstärkerschaltung nach der Erfindung mit einem
Rückkopplungsvierpol, dessen Eingangstor vom Ausgangsstrom
der 1. Verstärkerstufe ausgesteuert wird, und dessen Aus
gangstor parallel zum Eingang der 1. Verstärkerstufe angeord
net ist.
Fig. 2 Antennenverstärkerschaltung nach der Erfindung mit einem
ersten aktiven Dreipol in kollektorseitig nachgeführter Kol
lektorschaltung.
Fig. 3 Antennenverstärkerschaltung nach der Erfindung mit einem
Rückkopplungsvierpol, der ausschließlich aus passiven Elemen
ten besteht und dessen Ausgangstor parallel zum Verstär
kereingang geschaltet ist.
Fig. 4 Antennenverstärkerschaltung nach der Erfindung mit einem
Rückkopplungsvierpol, der ausschließlich aus passiven Elemen
ten besteht und dessen Ausgangstor in Serie zum Verstär
kereingang geschaltet ist.
Fig. 5 Antennenverstärkerschaltung nach der Erfindung mit einem
Rückkopplungsvierpol, der ausschließlich aus passiven Elemen
ten besteht und der ein Bestandteil der Gegenkopp
lungsschaltung ist.
Fig. 6 Antennenverstärkerschaltung nach der Erfindung mit einem
Rückkopplungsvierpol, der einen weiteren aktiven Dreipol ent
hält.
Fig. 7 Antennenverstärkerschaltung nach der Erfindung mit einem
Rückkopplungsvierpol, der ausschließlich aus passiven Elemen
ten besteht, und mit zwei Verstärkerstufen in Basisschaltung.
Fig. 1 zeigt die grundsätzliche Anordnung erfindungsgemäßer
Antennen. Der passive Antennenteil 3 kann im Empfangsfall wie
immer als Quelle mit der Leerlaufspannung 33 und dem komplexen
Innenwiderstand 34 beschrieben werden. Die Ausgangsanschlüsse
sind als 31 und 32 bezeichnet. Dieser passive Antennenteil steu
ert die Eingangsstufe 14 zwischen den Klemmen 13 und 30 an. 30
ist dabei der Bezugsanschluß des Antennenverstärkers, mit dem
auch der Anschluß 32 des passiven Antennenteils verbunden ist.
Optimale Empfindlichkeit, also die bestmögliche Fähigkeit,
schwache Nutzsignale vom Rauschen zu unterscheiden, setzt vor
aus, daß der komplexe Innenwiderstand 34 des passiven Antennen
teils 3 derart gestaltet ist, daß die erste Verstärkerstufe 14
eingangsseitig aus der Rauschanpassungsimpedanz oder aus Impe
danzen angesteuert wird, die im Nutzfrequenzbereich innerhalb
eines Kreises konstanter und möglichst geringer Rauschfehlanpas
sung verlaufen. Dies wird in der Praxis in der Regel dadurch er
reicht, daß bei aktiven Antennen als Bestandteil des passiven
Antennenteils möglichst verlustarme Blindelemente verwendet wer
den, die, ausgehend von der Impedanz z. B. eines kurzen Antennen
stabs oder einer Struktur auf oder in einer Fahrzeugscheibe,
eine Impedanzschleife um die Rauschanpassungsimpedanz herum zu
formen gestatten.
Ebenfalls wichtig für Verstärkerschaltungen für moderne ak
tive Empfangsantennen ist eine ausreichend hohe impedanzmäßige
Entkopplung zwischen Verstärkerausgang und Verstärkereingang, so
daß die Eingangsanpassung im technischen Sinne unabhängig von
der Last des Verstärkers ist. Damit kann ebenfalls die
Ausgangsanpassung unabhängig von der jeweiligen den Verstärker
eingangsseitig ansteuernden Impedanz ausgelegt werden. Im Zu
sammenhang mit Antennendiversitysystemen mit mehreren dicht be
nachbarten Antennen ist eine hohe Entkopplung ebenfalls sehr
wichtig, da andernfalls beim Umschalten von einer Antenne auf
eine andere Antenne ausgangsseitig Lastwechsel auftreten, die
nicht auf die Antennenstrukturen rückwirken dürfen. Andernfalls
wäre eine Reduktion der Leistungsfähigkeit des Diversitysystems
die Folge.
Beim heutigen Stand der Halbleiterentwicklung werden in
Schaltungen für aktive Antennen als aktive Dreipole Schaltungen
aus einem oder aus mehreren Bipolartransistoren oder Feldeffekt
transistoren eingesetzt. In der Beschreibung wird im allgemeinen
davon ausgegangen, daß für jeden der aktiven Dreipole ein Bipo
lartransistor verwendet wird. Daher werden im folgenden die ent
sprechenden Bezeichnungen für die Transistoranschlüsse (Basis,
Emitter und Kollektor) gewählt.
Die Erfindung ist jedoch in gleicher Weise geeignet für
Schaltungen mit Feldeffekttransistoren, so daß sinngemäß statt
Basis dann Gate, statt Emitter dann Source und statt Kollektor
dann Drain zu setzen wäre. Desgleichen kann jeder der aktiven
Dreipole auch aus einer Kombination von mehreren Einzeltransi
storen bestehen, z. B. aus einer Darlingtonschaltung aus zwei
Transistoren, wodurch die Stromverstärkung des Dreipols erhöht
werden kann.
Wenn bei Bipolartransistoren sehr gute Rauschzahlen erreicht
werden sollen, darf der Ruhestrom nicht zu hoch sein, so daß
dieser für eine Eingangsstufe in der Regel nicht wesentlich über
20 mA liegen darf.
Eine weitere und wegen der zunehmenden Senderdichten heute
zunehmend wichtige Eigenschaft moderner aktiver Antennen ist
eine hervorragende Intermodulationsfestigkeit des An
tennenverstärkers. Diese Eigenschaft wird ganz wesentlich durch
die Wahl der Transistorgrundschaltung und durch den Ruhestrom in
der Ausgangsstufe bestimmt. Ein hoher Ruhestrom liefert dabei in
der Regel bessere Intermodulationseigenschaften.
Hochwertige rauscharme und gleichzeitig intermodulationsarme
Antennenverstärker für aktive Antennen sind daher in der Regel
zweistufig; die Eingangsstufe wird dabei aus den angegebenen
Gründen mit einem deutlich geringeren Ruhestrom betrieben als
die Ausgangsstufe.
Diesen hohen Anforderungen genügen heute vor allen die beiden
in Folge angegebenen Schaltungstypen.
Die eine Schaltung ist aus DE 36 35 603 A1, Fig. 2 bekannt und
verwendet bei Einsatz eines Bipolartransistors als T1 (in Fig. 2
in DE 36 35 603 A1 ist T1 beispielhaft als Feldeffekttransistor
gezeichnet) in der Eingangsstufe einen emitterseitig durch die
Basis der zweiten Verstärkerstufe stark gegengekoppelten
Transistor in einer modifizierten Kollektorschaltung, bei dem
die hohe Gegenkopplung am Emitter die Nichtlinearität der Ein
gangsdiode praktisch unwirksam macht. Die Basis der zweiten
Verstärkerstufe ist also hochfrequent niederohmig mit dem Emit
ter der ersten Stufe verbunden, so daß im Nutzfrequenzbereich
die hochfrequente Spannung zwischen dem Emitter 10 der ersten
Stufe 14 und dem Bezugsanschluß 30 gleich oder nahezu gleich ist
der hochfrequenten Spannung zwischen der Basis 21 der zweiten
Stufe 24 und dem Bezugsanschluß 30.
Die Wirkung der verbleibenden Nichtlinearität der Kollektor-
Basis-Diode wird darüber hinaus dann noch durch die Nachführung
des Kollektors der ersten Verstärkerstufe durch den Emitter der
zweiten Stufe nahezu aufgehoben. Das Eingangssignal wird bei
solchen Schaltungen an der Basis der ersten Stufe eingespeist.
Wegen der hohen Gegenkopplung am Emitter der ersten Stufe und
wegen der hohen Stromverstärkung moderner Transistoren ist die
Eingangsimpedanz derartiger Verstärkerstufen und damit die Lei
stungsanpassungsimpedanz wesentlich hochohmiger als die
Rauschanpassungsimpedanz, die von der Signalgegenkopplung nur
unwesentlich beeinflußt wird. Die Rauschanpassungsimpedanz weist
also im wesentlichen den gleichen Wert auf wie bei einer nicht
gegengekoppelten Emitterschaltung.
In der zweiten Stufe derartiger Verstärkerschaltungen wird
dann nach Fig. 2 in DE 36 35 603 A1 eine durch das Gegenkopplungsnetz
werk Z1′′ gegengekoppelte Emitterschaltung, die durch einen hohen
Transistorruhestrom ausreichend linearisiert wird, eingesetzt.
Diese Schaltung ist ebenfalls in Fig. 2 der vorliegenden Erfin
dung enthalten.
Das Ausgangssignal wird dann am Kollektor 22 der zweiten
Stufe 24 über die Ausgangsschaltung 4 (Fig. 2) abgegriffen. Die
erforderliche geringe Verkopplung ergibt sich zwischen Verstär
kerausgang und Verstärkereingang wegen der geringen Größe der
Rückwirkungskapazität der zweiten Verstärkerstufe 24. Die
Leistungsverstärkung der 2. Stufe wird durch die Dimensionierung
des Gegenkopplungsnetzwerks 8 und die Ausgangssschaltung 4 fest
gelegt.
Beim zweiten Schaltungstyp, der in der Zeichnung nicht eigens
dargestellt ist, vgl. aber Fig. 7, wird in der Eingangsstufe die
Basisschaltung verwendet, so daß das Eingangssignal beim Emitter
eingespeist wird. Die Eingangsimpedanz derartiger Stufen ist
dann sehr niederohmig bei Werten, die etwa dem Kehrwert der
inneren Steilheit entsprechen, während hingegen die
Rauschanpassungsimpedanz nahezu unverändert ist im Vergleich zur
Emitterschaltung. Die zweite Stufe ist in Kaskadenschaltung
nachgeschaltet. Diese Schaltung ist in Fig. 3 enthalten.
In beiden Fällen ist die Eingangsimpedanz der Schaltungen von
der Rauschanpassungsimpedanz sehr verschieden mit der Folge, daß
nicht gleichzeitig Rausch- und Leistungsanpassung realisiert
werden kann, wodurch sich beim Stand der Technik die oben er
läuterten Probleme ergeben.
Erfindungsgemäße Antennenverstärker vermeiden diesen Nachteil
mit Hilfe eines Rückkopplungsvierpols 5, der ein Signal vom Aus
gang der 1. Verstärkerstufe, oder ein daraus abgeleitetes Signal,
auf den Eingang dieser Stufe in geeigneter Weise zurückführt.
Wesentlich dabei ist, daß dieser Rückkopplungsvierpol bei erfin
dungsgemäßer Ausführung die Linearitätseigenschaften und die
Empfindlichkeit des Verstärkers nicht negativ beeinflußt. Dieser
Rückkopplungsvierpol ermöglicht jedoch in hohem Maße, die Ein
gangsimpedanz des Verstärkers sowohl vom Betrag her (hochohmiger
oder niederohmiger) als auch von der Phasenlage der Impedanz zu
verändern, wohingegen die Rauschanpassungsimpedanz im Vergleich
zu den Änderungen der Lage der Eingangsimpedanz nahezu ortsfest
in der komplexen Impedanzebene bleibt.
Im Beispiel der Fig. 2 wird die Eingangsspannung am Eingangstor
50 des Rückkopplungsvierpols 5 durch die Spannung zwischen dem
Emitter 10 der Eingangsstufe 14 und dem Bezugsanschluß 30 gebil
det. Der Emitter 10 der Eingangsstufe bildet bekanntlich eine
sehr niederohmige Signalquelle mit einem Innenwiderstand, der
im wesentlichen dem Kehrwert der Steilheit des aktiven Elements
entspricht. Der Rückkopplungsvierpol muß allerdings eingangssei
tig ausreichend hochohmig ausgeführt werden, um die Lineari
tätseigenschaften nicht zu verschlechtern. Die emitterseitige
Gegenkopplung der ersten Eingangsstufe 14, die im wesentlichen
durch den Eingangswiderstand der Basis 21 der zweiten Stufe 24
gebildet werden soll, darf also nicht wesentlich reduziert wer
den.
Daher ist es meist ratsam, das Eingangstor 50 des Rückkopp
lungsvierpols 5 bei einer Verstärkergrundschaltung, wie sie in
Fig. 3 dargestellt ist, an den Emitter 20 der zweiten Stufe 24
und an die Bezugselektrode 30 anzuschließen. Die Spannung zwi
schen dem Emitter 20 und der Bezugselektrode 30 ist wegen der
Spannungsverstärkung von etwa 1 zwischen Basis und Emitter eines
Transistors praktisch identisch. Die Spannung am Emitter 20 ist
also auf einfache Weise aus der Spannung am Emitter 10 abgelei
tet. Der Unterschied zwischen beiden Spannungen besteht in einer
höheren Leistungsverstärkung in den beiden Verstärkerstufen zu
sammen gegenüber nur der ersten Stufe, sodaß an die Hochohmig
keit des Eingangstors 50 des Rückkopplungsvierpols 5 deutlich
geringere Anforderungen gestellt werden müssen, wenn dieser an
den Emitter der zweiten Stufe 24 angeschlossen ist.
Bei erfindungsgemäßen Antennenverstärkern wird mittels des
Rückkopplungsvierpols 5 ein Signal auf den Eingang der ersten
Verstärkerstufe zurückgeführt. Im Beispiel der Fig. 2 wird dieses
Signal parallel zum Verstärkereingang eingekoppelt. Das
Ausgangstor 51 des Rückkopplungsvierpols 5 ist also zwischen den
Eingangsanschluß 13 der ersten Verstärkerstufe 14 und den
Bezugsanschluß 30 geschaltet.
Eine besonders einfache und daher besonders vorteilhafte Aus
führungsform eines Rückkopplungsvierpols 5 liegt vor, wenn die
ser aus auschließlich passiven Elementen besteht, wie dies bei
spielhaft Fig. 3 zeigt. In diesem Beispiel ist, wie oben be
schrieben, die aus der Spannung am Emitter 10 der ersten Ver
stärkerstufe 14 abgeleitete Spannung am Emitter 20 der zweiten
Verstärkerstufe das Steuersignal am Eingangstor 50 des Rückkopp
lungsvierpols. Um bei diesem Schaltungstyp durch die Rückkopp
lung den erwünschten Effekt einer niederohmigeren Ein
gangsimpedanz zu erreichen, ist eine Invertierung des Signals
erforderlich. Dies wird vorteilhaft mit Hilfe eines Trans
formators 52 erreicht, dessen Wicklungen entsprechend gepolt
sind.
Bei erfindungsgemäßen Antennenverstärkern ist der Rückkopp
lungsvierpol 5 so ausgestaltet, daß keine negative Beeinflussung
der Rauschzahl des Verstärkers bei Rauschanpassung erfolgt.
Hierzu ist erforderlich, daß im Falle einer parallelen
Signaleinkopplung, wie im Beispiel der Fig. 3, die durch den
Rückkopplungsvierpol 5 am Verstärkereingang zwischen den An
schlüssen 13 und 30 zusätzlich wirksam werdende Parallel
rauschstromquelle vernachlässigbar ist gegenüber der internen
Parallelrauschstromquelle der aktiven Schaltung ohne die Rück
kopplung. Bei ausschließlich passiven Rückkopplungsvierpolen 5
kann dies dadurch sichergestellt werden, daß die Ausgangsim
pedanz des Ausgangstors 51 des Rückkopplungsvierpols 5 hochohmig
ist. Diese Hochohmigkeit ist dann in ausreichendem Umfang gege
ben, wenn der rauschende Realteil dieser Admittanz deutlich
kleiner ist als der äquivalente Rauschleitwert der
Parallelrauschstromquelle des Verstärkers selbst bei geöffneter
Rückkopplung. Dies kann, wie in Fig. 3 dargestellt, durch einen
ausreichend hochohmigen Widerstand 53 erfolgen, der in Serie zum
Ausgangstor 51 liegt. Da bei heute verwendeten Bipolartransisto
ren der äquivalente Rauschleitwert der Parallelrauschstromquelle
typisch im Bereich um 5 bis 10 mS, entsprechend 100 bis 200 Ohm,
liegt, ist demnach ein Widerstand 53 von etwa 500 Ohm oder hoch
ohmiger erforderlich.
Dieser Widerstand hat einen um den Wert (Vu+1) erhöhten Ein
fluß auf die Eingangsimpedanz der Schaltung, wenn Vu die Span
nungsverstärkung im rückgekoppelten Zweig ist. Da im Beispiel
der Schaltung nach Fig. 3 zwischen dem Eingang 13 und dem Emitter
10 der ersten Verstärkerstufe oder dem Emitter 20 der zweiten
Verstärkerstufe die Spannungsverstärkung nahezu 1 ist, erfolgt
die Spannungsverstärkung im Transformator 52. Daher ist in die
sem Beispiel die Windungszahl 55 auf der Sekundärseite des
Transformators 52 deutlich größer als die Windungszahl 54 auf
der Primärseite zu wählen.
Besonders einfache und übersichtliche Verhältnisse ergeben
sich mit einem fest gekoppelten Transformator. Mit einem
Windungsverhältnis von z. B. 1 : 4 und einem Widerstand 53 von 1000
Ohm ergibt sich so ein bezüglich des Verstärkereingangs wirksa
mer Parallelwiderstand von 1000 Ohm/(4+1)= 200 Ohm.
Bei geringerem Kopplungsgrad ergibt sich im Ersatzschaltbild
des Transformators eine Streuinduktivität, die bei nicht
vernachlässigbarer Größe eine Phasendrehung des rückgekoppelten
Signals ergibt. Durch Kompensationsmaßnahmen, z. B. durch eine
parallel oder in Serie zur Sekundärseite des Transformators 52
geschaltete Kapazität, kann diese Phasendrehung bei Bedarf zu
mindest innerhalb gewisser und in der Regel ausreichend
breitbandiger Frequenzbereiche verhindert werden.
Es kann allerdings auch erwünscht sein, durch eine derartige
Phasendrehung im Rückkopplungszweig die Phasenlage der Impedanz,
die sich durch die Rückführung eingangsseitig parallelschaltet,
gezielt so einzustellen, daß der Imaginärteil der Eingangsimpe
danz eine erwünschte Größe erhält. Der Wert der
Rauschanpassungsimpedanz bleibt auch bei derartigen Maßnahmen im
wesentlichen unverändert.
Ein anderes Beispiel für einen erfindungsgemäßen Antennenver
stärker, in dem ebenfalls ein ausschließlich aus passiven Ele
menten bestehender Rückkopplungsvierpol 5 verwendet wird, zeigt
Fig. 4. Die primärseitige Signalauskopplung innerhalb des
Verstärkers und die Art der Signaleinkopplung am Eingangstor 50
des Rückkopplungsvierpols 5 ist hier in der gleichen Weise
ausgeführt wie im Beispiel der Fig. 3. Im Unterschied zu Fig. 3
erfolgt im Beispiel der Fig. 4 jedoch die Einkopplung des rückge
führten Signals in der Weise, daß das Ausgangstor 51 des Trans
formators 52 in die Verbindung zwischen den Ausgangsanschluß 31
des passiven Antennenteils und den Eingangsanschluß 13 der er
sten Verstärkerstufe 14 eingeschaltet ist. Auch auf diese Weise
wird die Aufgabe der Erfindung gelöst, wobei jedoch eine andere
Dimensionierung des Übersetzungsverhältnisses des Transforma
tors 52 als im Beispiel der Fig. 3 erforderlich ist.
Um die Rauschzahl des Verstärkers durch die Rückführung nicht
zu verschlechtern, ist in diesem Fall erforderlich, daß die
Impedanz, die am Ausgangstor 51 des Rückkopplungsvierpols 5 vor
handen ist, deutlich niederohmiger ist als der Wert des äquiva
lenten Rauschwiderstands der Serienrauschquelle des Verstärkers
bei geöffneter Rückführung. Da die Primärseite des Transforma
tors aus der niederohmigen Quellimpedanz des Emitters 20 der
zweiten Verstärkerstufe 24 angesteuert wird und da in diesem
Beispiel zur Erzielung der erwünschten Wirkung im Hinblick auf
die Verschiebung der Eingangsimpedanz die Windungszahl der Se
kundärwicklung 55 im allgemeinen geringer sein kann als die der
Primärwicklung 54, ist die oben erläuterte Impedanzbedingung in
der Praxis problemlos zu erfüllen.
Die erforderliche Leistungsverstärkung des gesamten Antennen
verstärkers aus den beiden Verstärkerstufen 14 und 24 erfolgt
durch das Gegenkopplungsnetzwerk 8 und durch die Ausgangsschal
tung 4. Die Ausgangsschaltung 4 wird dabei nach den Regeln des
Standes der Technik typisch so ausgeführt, daß am Ausgang 41
eine möglichst gute Anpassung an den Wellenwiderstand des Ver
bindungskabels 7 zum Empfänger mit dem Eingangswiderstand 6 vor
liegt.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung
nach Fig. 5 wird die Primärwicklung 54 des Transformators 52 als
Bestandteil des Gegenkopplungsnetzwerks 8 verwendet, wodurch der
schaltungstechnische Aufwand, mit den damit einhergehenden Vor
teilen geringer Gesamtkosten, reduziert wird. Hierfür wird dann
vorteilhaft die Eigeninduktivität der Primärwicklung 54 so groß
gewählt, daß sie eine Gegenkopplungsimpedanz der geforderten
Größe besitzt. Der betragsmäßige Wert dieser Gegenkopplungsimpe
danz steigt wegen des induktiven Charakters dann linear mit der
Frequenz. Dies ist jedoch für den Empfang von Frequenzbändern
mit einer nicht allzu hohen Gesamtbandbreite, z. B. auch für den
UKW-Bereich mit etwa 22% Bandbreite, in der Regel tolerierbar.
Zu sehr tiefen Frequenzen nimmt die gegenkoppelnde Impedanz
naturgemäß ab. Um für sehr tiefe Frequenzen die Gegenkopplung
aus Gründen der dann geringer werdenden Intermodulationsfestig
keit nicht auf unerwünscht niedrige Werte absinken zu lassen,
kann vorteilhaft ein Widerstand in Serie zu der Primärwicklung
54 geschaltet werden, die die Abnahme der Gesamtimpedanz be
grenzt.
Nachteilig an derartigen erfindungsgemäßen Antennenverstär
kern ist, daß sie einen Transformator benötigen, der sich
schlechter für moderne Schaltungsaufbauten mit Ober
flächenmontage eignet als z. B. Widerstände oder Transistoren.
Diesen Nachteil vermeiden erfindungsgemäße Antennenverstär
ker, bei denen ein Rückkoppplungsvierpol 5 nach dem Beispiel der
Fig. 6 verwendet wird, der auch ein aktives Element 56 beinhal
tet. Diese Stufe hat die Aufgabe, die für die Rückführung des
Signals auf den Eingang der ersten Verstärkerstufe erforderliche
geringe Signalleistung in der erforderlichen Phasenlage zur
Verfügung zu stellen. Im Gegensatz zur zweiten Verstärkerstufe
24, die eine vergleichsweise hohe Ausgangsleistung möglichst in
termodulationsfrei aufbringen muß, sind die Intermo
dulationsanforderungen an diese Verstärkerstufe daher im Rück
kopplungsvierpol 5 ohne große Probleme zu erfüllen.
Im Beispiel der Fig. 6 ist für diese Verstärkerstufe im Rück
kopplungsvierpol 5 eine durch den Widerstand 59 gegengekoppelte
Emitterschaltung mit einem Kollektorwiderstand 57 verwendet, die
das verstärkte Signal am Kollektor des Transistors parallel in
den Eingangsanschluß 13 der ersten Verstärkerstufe einkoppelt.
Für die Dimensionierung des Widerstands 57 gilt wieder, daß sein
Wert groß sein soll gegenüber dem äquivalenten Rauschwiderstand
der Parallelrauschstromquelle des Antennenverstärkers bei geöff
neter Rückführung, damit die Rauschzahl nicht unzulässig ver
schlechtert wird. Dieser Kollektorwiderstand 57 wirkt signal
mäßig für den Verstärkereingang wieder um einen Faktor (Vu+1)
niederohmiger, als es seinem ohmschen Wert entspricht, wenn die
Spannungsverstärkung Vu als das Verhältnis der Spannung am Kol
lektor 58 zur Steuerspannung am Eingangsanschluß 13, wieder bei
geöffneter Rückkopplungschleife, definiert ist.
Der Nachteil dieser Ausführungsform nach Fig. 6 besteht jedoch
darin, daß bei einer begrenzten Versorgungsspannung eventuell
die erforderliche Spannungsverstärkung am Kollektor der Verstär
kerstufe im Rückkopplungsvierpol 5 bei Großsignalaussteuerung
nicht verzerrungsfrei möglich ist, so daß es zu einer Übersteue
rung dieses Verstärkers am Kollektorwiderstand 57 und zu Inter
modulationsverzerrungen kommt. In derartigen Anwendungsfällen
ist dann eine der Schaltungstypen mit Transformator vorzuziehen.
Fig. 7 zeigt einen erfindungsgemäßen Antennenverstärker, bei
dem beide Basen 11 und 21 der beiden Verstärkerstufen mit dem
Bezugsanschluß 30 hochfrequent niederohmig verbunden sind. Beide
Stufen arbeiten also in Basisschaltung. In diesem Fall ist die
Spannung am Emitter 20 der zweiten Stufe wegen des niedrigen
Eingangswiderstands des Emitters sehr gering, so daß es vorteil
hafter ist, ein Signal als Steuersignal für das Eingangstor 50
des Rückkopplungsvierpol 5 zu verwenden, das dem Strom im Zweig
zwischen dem Kollektor 12 der ersten Verstärkerstufe 14 und dem
Emitter 20 der zweiten Verstärkerstufe 24 proportional ist.
Das Eingangstor 50 des Rückkopplungsvierpols 5 ist daher in
Serie in diese Verbindung eingeschaltet und so zu dimensionie
ren, daß der Stromfluß nicht oder nicht unzulässig verändert
wird. Dies erfolgt durch einen ausreichend niederohmigen Ein
gangswiderstand des Eingangstors 50 des Rückkopplungsvierpols 5.
Im Beispiel der Fig. 7 ist das Ausgangstor 51 des Rückkopp
lungsvierpols 5 in Serie in die Verbindung zwischen den Aus
gangsanschluß 31 des passiven Antennenteils 3 und den Eingangs
anschluß 13 der ersten Verstärkerstufe 14 eingeschaltet. Im
Falle eines ausschließlich passiven Rückkopplungsvierpols 5
weist dieser in der Regel wieder einen Transformator auf. Die
Impedanz, die das Ausgangstor 51 des Rückkopplungsvierpols 5 be
sitzt, ist dann in der gleichen Weise, wie im Beispiel der Fig. 5
erläutert, zu dimensionieren.
Auch beim Schaltungstyp nach Fig. 7 kann der Rückkopplungs
vierpol 5 wieder aktive Elemente enthalten. Die Einspeisung des
rückgeführten Signals kann ebenfalls wieder parallel zum Ver
stärkereingang zwischen den Anschlüssen 13 und 30 erfolgen.
Claims (12)
1. Antennenverstärkerschaltung für aktive hochlineare
Empfangsantennen mit eingangsseitiger Rauschanpassung mit min
destens zwei aktiven Dreipolen, bei der die Eingangsstufe den
ersten aktiven Dreipol enthält und deren Eingangsanschluß mit
dem einen Ausgangsanschluß des passiven Antennenteils verbunden
ist und bei der der zweite Ausgangsanschluß des passiven
Antennenteils mit dem Bezugsanschluß des Verstärkers verbunden
ist und bei der die Ausgangsstufe den zweiten aktiven Dreipol
enthält und das Ausgangssignal des Antennenverstärkers am Sen
kenanschluß des zweiten aktiven Dreipols abgenommen ist und der
Senkenanschluß des ersten aktiven Dreipols mit dem Quellanschluß
des zweiten aktiven Dreipols verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Eingangsanschuß (13) der Eingangsstufe (14) entweder durch
den Steueranschluß (11) oder durch den Quellanschluß (10) des
ersten aktiven Dreipols (1) gebildet ist und ein Rückkopp
lungsvierpol (5) mit einem Eingangstor (50) und mit einem Aus
gangstor (51) vorhanden ist und das Eingangstor (50) des Rück
kopplungsvierpols entweder von einer Ausgangsspannung der Ein
gangsstufe (14) oder von einem daraus abgeleiteten Signal oder
von einem Ausgangsstrom der Eingangsstufe (14) oder von einem
daraus abgeleiteten Signal angesteuert wird und das Ausgangstor
(51) des Rückkopplungsvierpols (5) entweder parallel oder seri
ell zum Eingang der Eingangsstufe (14) des Antennenverstärkers
geschaltet ist.
2. Antennenverstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei der Ein
gangsanschluß (13) der Eingangsstufe (14) durch den Steueran
schluß (11) des ersten aktiven Dreipols (1) gebildet ist,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Quellanschluß (10) des ersten aktiven Dreipols (1) hochfre
quenzmäßig niederohmig mit dem Steueranschluß (21) des zweiten
aktiven Dreipols (2) verbunden ist.
3. Antennenverstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei der Ein
gangsanschluß (13) der Eingangsstufe (14) durch den Quellan
schluß (10) des ersten aktiven Dreipols (1) gebildet ist,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Steueranschluß (11) des ersten aktiven Dreipols (1) und der
Steueranschluß (21) des zweiten aktiven Dreipols (2)
hochfrequenzmäßig niederohmig mit dem Bezugsanschluß (30) ver
bunden sind.
4. Antennenverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 2 oder
3,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Eingangstor (50) des Rückkopplungsvierpols (5) von der Span
nung zwischen dem Senkenanschluß (12) des ersten aktiven Drei
pols (1) und dem Bezugsanschluß (30) angesteuert wird.
5. Antennenverstärkerschaltung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Eingangstor (50) des Rückkopplungsvierpols (5) von der Span
nung zwischen dem Quellanschluß (20) des zweiten aktiven Drei
pols (2) und dem Bezugsanschluß (30) angesteuert wird.
6. Antennenverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 2 oder
3,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Eingangstor (50) des Rückkopplungsvierpols (5) vom Strom an
gesteuert wird, der in der Verbindung zwischen dem Senkenan
schluß (12) des ersten aktiven Dreipols (1) und dem Quell
anschluß (20) des zweiten aktiven Dreipols (2) fließt und hierzu
das Eingangstor (50) des Rückkopplungsvierpols (5) in die Ver
bindung eingeschleift wird und die Eingangsimpedanz des
Eingangstors (50) niederohmig ist.
7. Antennenverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Ausgangstor (51) des Rückkopplungsvierpols (5) parallel zum
Eingang der Eingangsstufe (14) geschaltet ist, also zwischen de
ren Eingangsanschluß (13) und den Bezugsanschluß (30).
8. Antennenverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6,
dadurch gekennzeichnet, daß
das Ausgangstor (51) des Rückkopplungsvierpols (5) seriell zum
Eingang der Eingangsstufe (14) geschaltet ist, also in die Ver
bindung zwischen den Ausgangsanschluß (31) des passiven An
tennenteils (3) und den Eingangsanschluß (13) der Eingangsstufe
(14).
9. Antennenverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Rückkopplungsvierpol (5) ausschließlich passive Bauelemente
enthält.
10. Antennenverstärkerschaltung nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Rückkopplungsvierpol (5) auch einen Transformator (52) ent
hält.
11. Antennenverstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis
8,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Rückkopplungsvierpol (5) auch mindestens ein aktives Ele
ment (56) enthält.
12. Antennenverstärkerschaltung nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet, daß
der Rückkopplungsvierpol (5) auch einen Transformator (52) ent
hält.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19904041863 DE4041863A1 (de) | 1990-12-26 | 1990-12-26 | Antennenverstaerkerschaltung fuer aktive hochlineare empfangsantennen mit eingangsseitiger rauschanpassung mit mindestens zwei aktiven dreipolen |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19904041863 DE4041863A1 (de) | 1990-12-26 | 1990-12-26 | Antennenverstaerkerschaltung fuer aktive hochlineare empfangsantennen mit eingangsseitiger rauschanpassung mit mindestens zwei aktiven dreipolen |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4041863A1 DE4041863A1 (de) | 1992-07-02 |
DE4041863C2 true DE4041863C2 (de) | 1993-09-16 |
Family
ID=6421497
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19904041863 Granted DE4041863A1 (de) | 1990-12-26 | 1990-12-26 | Antennenverstaerkerschaltung fuer aktive hochlineare empfangsantennen mit eingangsseitiger rauschanpassung mit mindestens zwei aktiven dreipolen |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE4041863A1 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4426157B4 (de) * | 1994-07-22 | 2004-06-17 | Fuba Communications Systems Gmbh | Hochfrequenz-Verstärker |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL182109C (nl) * | 1980-06-20 | 1988-01-04 | Philips Nv | Actieve antenne. |
DE3315458A1 (de) * | 1983-04-28 | 1984-11-08 | Gerhard Prof. Dr.-Ing. 8012 Ottobrunn Flachenecker | Aktive windschutzscheibenantenne fuer alle polarisationsarten |
DE3514052C2 (de) * | 1985-04-18 | 1994-09-15 | Lindenmeier Heinz | Anordnung zur Linearisierung eines Hochfrequenzverstärkers in einer aktiven Empfangsantenne |
DE3619704A1 (de) * | 1986-06-12 | 1987-12-17 | Lindenmeier Heinz | Antennenanordnung fuer diversityempfang in der fensterscheibe eines kraftfahrzeugs |
DE3820229C1 (de) * | 1988-06-14 | 1989-11-30 | Heinz Prof. Dr.-Ing. 8033 Planegg De Lindenmeier |
-
1990
- 1990-12-26 DE DE19904041863 patent/DE4041863A1/de active Granted
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4426157B4 (de) * | 1994-07-22 | 2004-06-17 | Fuba Communications Systems Gmbh | Hochfrequenz-Verstärker |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE4041863A1 (de) | 1992-07-02 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE60116111T2 (de) | Rückgekoppelte hochfrequenzverstärker | |
DE2108729C3 (de) | Koppelschaltung für Leistungsverstärker | |
DE4037292A1 (de) | Nichtlinearitaetsgenerator mit leitfaehiger fet-source-drain-strecke und verfahren zum verstaerken eines signals | |
DE19733173C2 (de) | Mikrowellenleistungsverstärker | |
DE10325634B4 (de) | Rauscharmer Vorverstärker, insbesondere für die Kernspinresonanz(=NMR) | |
DE69025870T2 (de) | Variable Zweiphasenmodulatorschaltungen und veränderliche Widerstände | |
DE2115657C3 (de) | Aktive Unipol-Empfangsantenne | |
DE2235958A1 (de) | Antennensystem | |
DE2908256C3 (de) | Verstärkerschaltung für Höchstfrequenz-Fernsprechanwendungen | |
DE4239551A1 (de) | ||
DE4228382A1 (de) | Nichtlinearer reflexions-prozessor unter verwendung von fets | |
DE2837817C3 (de) | Hochfrequenz-Breitbandverstärker | |
DE2828697C2 (de) | ||
EP0360916A1 (de) | Monolithisch integrierbares Mirkowellen-Dämpfungsglied | |
DE2332316C2 (de) | Ausgangsschaltungsanordnung | |
DE3438382C2 (de) | ||
DE4041863C2 (de) | ||
DE2601193A1 (de) | Breitband-transistorverstaerker | |
DE3409555A1 (de) | Symmetrierter mischer mit einem hybriden transformator | |
DE2166898A1 (de) | Unipol-empfangsantenne mit verstaerker fuer zwei frequenzbereiche | |
DE10214724A1 (de) | Frequenzwandelschaltung | |
DE102019101888B4 (de) | Konfigurierbares mikroakustisches HF-Filter | |
DE2257222B2 (de) | Rückgekoppelter Gabel verstärker | |
DE102012208529A1 (de) | Elektronischer Schalter mit Kompensation nichtlinearer Verzerrungen | |
DE3405113C2 (de) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |