DE4006656C2 - Schaltungsanordnung zum Detektieren von Kennschwingungen - Google Patents
Schaltungsanordnung zum Detektieren von KennschwingungenInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung
zum Detektieren von Kennschwingungen, mit denen eine
Pilotträgerschwingung in einem Fernseh-Tonsignal
amplitudenmoduliert ist.
Aus "IEEE Transactions on Consumer Electronics",
Band CE-31, Nr. 3, August 1985, Seiten 461 bis 467, sind
Stereodecoder für Fernseh- und Rundfunkempfänger in
Schalterkondensatortechnik bekannt, die einen Identi
fikationszweig aufweisen zum Identifizieren der Über
tragungsart "Zweikanal" oder "Stereo". Dieser Identifi
kationszweig umfaßt ein kontinuierlich arbeitendes Tief
paßfilter zum Unterdrücken von Signalkomponenten, die bei
nachfolgenden Mischvorgängen Störungen im Nutzsignal
hervorrufen könnten, sowie - in Schalterkondensatortechnik
- ein Pilotträgerfilter, das als Hochpaßfilter ausgebildet
ist, die Toninformation unterdrückt und den Pilotträger
verstärkt. Dem ist ein AM-Detektor und ein Tiefpaßfilter
nachgeschaltet. Mit dem Ausgang des Tiefpaßfilters sind
zwei Identifikationsfilter für die Frequenzen 117,5 Hz und
274,1 Hz verbunden. Die Ausgangspegel dieser Filter werden
mit Hilfe von Spitzenwertdetektoren und Tiefpaßfiltern
erster Ordnung detektiert. Über Komparatoren werden die
Ausgangssignale der Tiefpaßfilter erster Ordnung in für
eine nachfolgende digitale Signalverarbeitung angepaßte
Schaltpegel umgesetzt.
Die bekannte Schaltungsanordnung ist durch Verwendung
mehrerer Filter sehr aufwendig. Außerdem weisen diese
Filter verhältnismäßig große Bandbreiten auf, so daß neben
den Kennschwingungen von 117,5 Hz und 274,1 Hz Störungen
übertragen werden, die eine eindeutige Erkennung der
Übertragungsart erschweren.
Wünschenswert ist dagegen, zur Identifikation der
Übertragungsart ausschließlich die Kennschwingungen zu
erfassen, Schwingungen mit Frequenzen in unmittelbarer
Nachbarschaft der Frequenzen der Kennschwingungen jedoch
zu unterdrücken, so daß eine möglichst störungsfreie
Identifikation erreicht werden kann.
Die Erfindung hat die Aufgabe, für diesen Zweck eine
Schaltungsanordnung in möglichst einfacher Ausführung zu
schaffen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß
eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art
ausgebildet ist mit einer Eingangsfilterstufe zum
Ausfiltern eines vorgegebenen Frequenzbandes um die
Frequenz der Pilotträgerschwingung, einer Mischstufe
zum Abwärtsmischen der modulierten Pilotträgerschwingung
in ein Niederfrequenzband, einem Bandpaßfilter zum
Ausfiltern eines Seitenbandes der modulierten Pilot
trägerschwingung, einem dem Bandpaßfilter nachgeschalteten
Begrenzerverstärker sowie einem daran anschließenden
Erkennungszweig für jede Kennschwingung, umfassend einen
digitalen Phasenregelkreis mit schmalbandigem Fangbereich
um die Frequenz der zu detektierenden Kennschwingung zum
Erzeugen einer Bezugsschwingung aus den Signalen am
Ausgang der Mischstufe, einen digitalen
Synchrondemodulator zum Demodulieren des vom
Begrenzerverstärker gelieferten Signals mit der
Bezugsschwingung sowie einen digitalen Integrator zum
Aufsummieren von Zählimpulsen beim Auftreten eines
vorbestimmten Wertes des Ausgangssignals des digitalen
Synchrondemodulators über ein vorgegebenes Zeitintervall
und zur Abgabe eines von der erreichten Summe der
Zählimpulse abhängigen Identifikationssignals.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird somit
in vorteilhafter Weise die Schwierigkeit umgangen,
Filter mit niedriger relativer Bandbreite, d. h. hoher
Trennschärfe, zur Verfügung zu stellen, die
notwendigerweise einen hohen technischen Aufwand
bedingen. Vielmehr wird mit einfachen Schaltungen eine
analoge Signalaufbereitung vorgenommen und im Anschluß
lediglich ein digitales Signal mit einer Wortbreite von
einem Bit verarbeitet und dabei eine beliebig
schmalbandige Selektion der Kennschwingungen und damit
eine beliebig störungsarme Identifikation der
Übertragungsart erreicht.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, von der vorteil
hafte Ausgestaltungen in den Unteransprüchen dargestellt
sind, weist lediglich zwei Filter auf, an deren Güte
jedoch nur verhältnismäßig geringe Anforderungen gestellt
werden. Die gesamte Schaltungsanordnung ist außerdem ohne
Ausnahme auf einem Halbleiterkörper integrierbar, so daß
externe Bauelemente entfallen. Dadurch und durch die
Abgleichfreiheit ist eine sehr kostengünstige Herstellung
und Montage bei zuverlässiger Funktion möglich.
Vorteilhaft ist die Mischstufe mit einem Oszillator zum
Erzeugen einer Demodulationsschwingung zum Abwärtsmischen
verbunden. Dieser Oszillator, der vorzugsweise zur
Stabilisierung seiner Schwingfrequenz mit einem
Schwingquarz gekoppelt ist, kann ebenfalls einfach und
kostengünstig auf dem Halbleiterkörper integriert werden,
so daß an diesem lediglich ein Anschluß für den Quarz
benötigt wird. Der Oszillator kann darüber hinaus auch zur
Erzeugung anderer Schwingungen herangezogen werden, für
die ebenfalls Quarzstabilität gefordert ist und die mit
dem beschriebenen Aufbau phasensynchron zur Demodulations
schwingung bereitgestellt werden können.
Die Frequenz der Demodulatorschwingung weist bevorzugt
vorgegebene, voneinander abweichend gewählte Frequenz
abstände von den Frequenzen der Kennschwingungen im der
Pilotträgerschwingung aufmodulierten Zustand auf. Dadurch
wird eine definierte Frequenzlage der Kennschwingungen
nach der Mischung in der Mischstufe erhalten, wodurch eine
exakte Filterung und präzise Trennung der Kennschwingungen
erleichtert wird. Sind insbesondere zwei Kennschwingungen
zu detektieren, wird die Frequenz der Demodulations
schwingung derart gewählt, daß sie einen vorgegebenen
Frequenzabstand vom Mittelwert der Frequenzen der
Kennschwingungen aufweist. Dieser Frequenzabstand wird
vorteilhaft derart festgelegt, daß einerseits eine
einfache, präzise Trennung der Kennschwingungen bei deren
Detektion und andererseits eine Filterung der Kenn
schwingungen mit geringem Aufwand, vorzugsweise gemeinsam,
ermöglicht werden.
Ein Ausführungsbeispiel ist in der Zeichnung dargestellt
und wird im nachfolgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein blockschematisches Schaltbild einer Schaltungs
anordnung zum Detektieren von Kennschwingungen
gemäß der Erfindung,
Fig. 2 eine schematische, nicht maßstäbliche Darstellung
des Amplituden-Frequenz-Spektrums eines zu
verarbeitenden Fernseh-Tonsignals,
Fig. 3 eine schematische, nicht maßstäbliche Darstellung
eines Amplituden-Frequenz-Spektrums zur Erläuterung
der Schaltungsanordnung nach Fig. 1,
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines digitalen Phasenregel
kreises und
Fig. 5 Zeitdiagramme von Signalen an der Schaltungsanord
nung nach Fig. 4.
In Fig. 1 wird einer Eingangsfilterstufe 1 über einen
Eingang 11 ein Fernseh-Tonsignal zugeführt, das außer
einer Toninformation auch eine Pilotträgerschwingung,
vorzugsweise mit einer Frequenz von 54,7 kHz, umfaßt. Je
nach der Betriebsart, in der die Toninformation übertragen
wird, ist die Pilotträgerschwingung mit einer Kenn
schwingung amplitudenmoduliert; für die Stereo-Betriebsart
weist die zugehörige Kennschwingung eine Frequenz von
117,5 Hz, für die Zweiton-Betriebsart eine Frequenz von
274,1 Hz auf. Bei der Mono-Betriebsart ist die Pilot
trägerschwingung unmoduliert.
Die Eingangsfilterstufe 1 wirkt als Hochpaß, der vorzugs
weise als kontinuierlich arbeitende Stufe aufgebaut und
bezüglich seiner Grenzfrequenz derart ausgebildet ist, daß
die Toninformation im Fernseh-Tonsignal wenigstens weit
gehend unterdrückt wird. Da die Frequenz der Pilotträger
schwingung wesentlich höher ist als die höchste Frequenz
in der Toninformation, ist für diesen Zweck ein Hochpaß
einfacher Bauart und damit nur begrenzter Güte aus
reichend. Seine Grenzfrequenz ist beispielsweise auf
35 kHz festgelegt. Statt dessen kann auch ein entsprechen
der Hochpaß zum Einsatz kommen, mit dem zusätzlich höher
frequente Störungen unterdrückt werden können. Am Ausgang
der Eingangsfilterstufe 1 wird die mit der jeweiligen
Kennschwingung amplitudenmodulierte Pilotträgerschwingung
abgegeben.
In der genannten, bevorzugten Dimensionierung der Grenz
frequenz von 35 kHz ist gewährleistet, daß die als Seiten
linien der Pilotträgerschwingung auftretenden Kenn
schwingungen für die Zweiton-Betriebsart mit einer
Frequenz, die um 274,1 Hz geringer ist als die Frequenz
der Pilotträgerschwingung, und damit auch die Kennschwingungen
für die Stereo-Betriebsart wenigstens
weitgehend ungedämpft durchgelassen werden, während
Schwingungen bei niedrigeren Frequenzen, insbesondere die
Toninformation, wirksam unterdrückt werden.
Vom Ausgang 15 der Eingangsfilterstufe 1 wird die
modulierte Pilotträgerschwingung einem Signaleingang 20
einer Mischstufe 2 zugeführt. Diese ist, wie die Eingangs
filterstufe 1, als analoge, kontinuierlich arbeitende
Baugruppe, vorzugsweise als doppelt balancierter Mischer,
ausgeführt. Die Mischstufe 2 weist außerdem einen
Demodulationsschwingungseingang 21 auf, über den ihr die
Demodulationschwingung zugeleitet wird. In der Misch
stufe 2 wird die modulierte Pilotträgerschwingung mit der
Demodulationsschwingung gemischt. Am Ausgang 26 der
Mischstufe 2 steht dann als demoduliertes Signal die dei
Pilotträgerschwingung jeweils aufmodulierte Kennschwingung
zur Verfügung.
Die Demodulationsschwingung, vorzugsweise ein Rechteck
signal, wird in einem Oszillator 22 erzeugt, dessen
Schwingfrequenz durch einen Schwingquarz 23 stabilisiert
ist. Die von diesem Oszillator 22 erzeugte Schwingung,
vorzugsweise eine Rechteckschwingung, wird einer Frequenz
teilerstufe 24 zugeführt, in der durch entsprechende
Frequenzteilung die Demodulationsschwingung erzeugt wird.
Vom Ausgang 26 der Mischstufe 2 werden die darin durch
Mischung mit der Demodulationsschwingung gewonnenen
Kennschwingungen über ein Bandpaßfilter 3 und einen
Begrenzerverstärker 6 Erkennungszweigen 4 und 5 zugeführt,
von denen jeder für die Detektion je einer der Kenn
schwingungen eingerichtet ist. Das Bandpaßfilter 3 hat
vorzugsweise einen derart schmalen Durchlaßbereich, daß
die von der Mischstufe 2 am Ausgang 26 abgegebenen Kennschwingungen
in der durch den Mischvorgang erreichten
Frequenzlage wenigstens nahezu ungedämpft den Erkennungs
zweigen 4 bzw. 5 zugeleitet werden können, während andere
Mischprodukte, Oberschwingungen und sonstige Störungen
unterdrückt werden.
In den Fig. 2 und 3 sind zur Erläuterung des Mischvorgangs
in der Mischstufe 2 und der Filterung im Bandpaßfilter 3
schematische Amplituden-Frequenz-Spektren aufgetragen, und
zwar für das unbearbeitete Fernseh-Tonsignal am Eingang 11
der Eingangsfilterstufe 1 in Fig. 2 und für das am
Ausgang 26 der Mischstufe 2 auftretende, die Kenn
schwingungen umfassende Signal in Fig. 3. Darin ist die
Amplitude A der Signale als Ordinate über der Frequenz f
als Abszisse aufgetragen. Beide Koordinaten sind jedoch
nicht maßstäblich wiedergegeben.
In Fig. 2 stellt die mit T bezeichnete, schraffierte
Fläche die Toninformation im Fernseh-Tonsignal dar, die im
vorliegenden Beispiel den Frequenzbereich von 0 bis 15 kHz
umfaßt. Mit einem größeren Abstand ist zu höheren
Frequenzen hin die Pilotträgerschwingung auf eine Frequenz
von 54,687 kHz senderseitig festgelegt. Dieser Pilot
trägerschwingung ist in der Stereo-Betriebsart eine
Kennschwingung mit einer Frequenz von 117,5 Hz und in der
Zweiton-Betriebsart eine Kennschwingung mit einer Frequenz
von 274,1 Hz aufmoduliert, die im Amplituden-Frequenz-
Spektrum des Fernseh-Tonsignals als symmetrische Seiten
linien der Pilotträgerschwingung bei den Frequenzen
54,4129 kHz, 54,5695 kHz, 54,8045 kHz und 55,0786 kHz
auftreten.
Die Frequenz der Demodulationsschwingung wird im
vorliegenden Ausführungsbeispiel auf 54,486 kHz
festgelegt, so daß der Frequenzabstand zur unteren
Seitenlinie der Kennschwingung der Zweiton-Betriebsart
73,1 Hz und zur unteren Seitenlinie der Kennschwingung für
die Stereo-Betriebsart 83,5 Hz beträgt. Diese Frequenz
abstände sind bewußt voneinander abweichend und mit einem
vorgegebenen Frequenzabstand vom Mittelwert der Frequenzen
der genannten, unteren Seitenlinien gewählt.
Das durch Mischung der modulierten Pilotträgerschwingung
mit der derart festgelegten Demodulationsschwingung
entstehende Amplituden-Frequenz-Spektrum zeigt schematisch
und - wie Fig. 2 - nicht maßstäblich das Diagramm nach
Fig. 3. Bei der Mischung wird die untere der durch die
Kennschwingung für die Zweiton-Betriebsart hervorgerufenen
Seitenlinien der Pilotträgerschwingung im Spektrum des
demodulierten Signals am Ausgang 26 gefaltet und tritt
darin bei einer Frequenz von 73,1 Hz auf, während die
übrigen Seitenlinien und die Pilotträgerschwingung
entsprechend ihren Frequenzabständen von der Demodu
lationsschwingung im Spektrum erscheinen, und zwar bei den
Frequenzen 83,5 Hz, 318,5 Hz, 475,1 Hz sowie 201 Hz für
die herabgemischte Pilotträgerschwingung.
In Fig. 3 ist ferner schematisch ein Beispiel für eine
Durchlaßkurve des Bandpaßfilters 3 eingetragen. Es ist
erkennbar, daß das Bandpaßfilter 3 derart dimensioniert
sein muß, daß die auf die Frequenz von 201 Hz herab
gemischte Pilotträgerschwingung, deren Amplitude wesent
lich höher ist als diejenigen der Kennschwingungen,
gegenüber letzteren hinreichend stark unterdrückt wird.
Dafür reicht in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
in der Regel ein Bandpaßfilter zweiter Ordnung aus; zum
Erzielen einer noch größeren Störsicherheit kann jedoch
auch ein Bandpaßfilter vierter Ordnung vorgesehen werden.
Insgesamt wird jedoch in beiden Fällen eine sehr hohe
Kennungsempfindlichkeit und Zuverlässigkeit der Funktion
bei geringem schaltungstechnischem Aufwand erreicht.
Vorzugsweise ist das Bandpaßfilter 3 in Schalterkonden
satortechnik ausgeführt.
Wird beim Aufbau der Mischstufe 2 auf eine hinreichend
lineare Mischfunktion geachtet, kann ggf. die Eingangs
filterstufe 1 entfallen. Bei einer hinreichend linear
arbeitenden Mischstufe 2 wird nämlich die Toninformation T
ohne nennenswerte Restsignale mit der Demodulations
schwingung in einen hohen Frequenzbereich gemischt und
damit vom Bandpaßfilter 3 unterdrückt.
Bei dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel weist
der Schwingquarz 23 eine Schwingfrequenz von ungefähr
4,032 MHz auf, die zur Erzeugung der Demodulations
schwingung in der Frequenzteilerstufe 24 durch den
Faktor 74 geteilt wird.
Dem Bandpaßfilter 3 ist ein Begrenzerverstärker 6
nachgeschaltet, der der Formung von Schaltsignalen mit
digitalen Pegeln, d. h. Rechtecksignalen, aus den ihm
zugeführten, im wesentlichen kreisfunktionsförmigen
Analogsignalen dient. Dabei wird auch eine ggf. noch
vorhandene Amplitudenschwankung dieser Analogsignale
unterdrückt.
Dem Bandpaßfilter 3 wird über einen Taktsignaleingang 30
ein Taktsignal zugeführt, mit dem in an sich bekannter
Weise das in Schalterkondensatortechnik ausgeführte Filter
betrieben wird. Dieses Taktsignal kann vorteilhaft aus dem
Oszillator 22 abgeleitet werden, wozu die Frequenzteiler
stufe 24 einen Referenzschwingungsausgang 25 aufweist. Der
Referenzschwingungsausgang 25 kann auch zum Liefern
mehrerer Schwingungen unterschiedlicher Frequenzen dienen
und wird dann entsprechend mehrpolig ausgeführt.
Am Ausgang 60 des Begrenzerverstärkers 6 für die Kenn
schwingungen steht somit je nach Betriebsart ein aus der
jeweiligen Kennschwingung abgeleitetes Rechtecksignal mit
einer Frequenz von 83,5 Hz bei der Stereo-Betriebsart
bzw. 73,1 Hz bei der Zweiton-Betriebsart zur Weiterleitung
an die Erkennungszweige 4, 5 zur Verfügung. Im Fall der
Mono-Betriebsart tritt keine Kennschwingung auf. In einer
Variation der eingangs genannten Signalverläufe dieser
Betriebsart kann dann auch die Pilotträgerschwingung
vollständig entfallen, d. h. sie braucht vom Sender nicht
ausgestrahlt zu werden.
Jeder der Erkennungszweige 4 bzw. 5, die prinzipiell
identisch aufgebaut, jedoch auf die unterschiedlichen
Frequenzen der Kennschwingungen abgestimmt sind, enthält
einen digitalen Phasenregelkreis 40 bzw. 50 mit schmal
bandigem Fangbereich um die Frequenz der zu detektierenden
Kennschwingung, also um 83,5 Hz beim digitalen Phasen
regelkreis 40 des Stereo-Erkennungszweiges 4 und um
73,1 Hz beim digitalen Phasenregelkreis 50 des Zweiton-
Erkennungszweiges 5. Jeder der digitalen Phasenregel
kreise 40 bzw. 50 erhält an seinem Eingang 41 bzw. 51 die
am Ausgang 60 des Begrenzerverstärkers 6 abgegebenen
Signale zugeführt. Enthalten diese einen Anteil mit der
Frequenz der Kennschwingung, auf die der jeweilige
digitale Phasenregelkreis 40 bzw. 50 abgestimmt ist, bzw.
einen Frequenzanteil im Fangbereich des digitalen Phasen
regelkreises 40 bzw. 50 um die genannte Abstimmfrequenz
herum, geben die digitalen Phasenregelkreise 40 bzw. 50 an
ihren Ausgängen 42 bzw. 52 ein Rechtecksignal mit der
Frequenz der zugeordneten Kennschwingung ab. Dieses als
Bezugsschwingung bezeichnete Signal wird je einem ersten
Eingang 43 bzw. 53 eines digitalen Synchrondemodulators 44
bzw. 54 zugeführt, der an seinem zweiten Eingang 45 bzw.
55 das vom Ausgang 60 des Begrenzerverstärkers 6 unverändert
gelieferte Signal zugeführt erhält. Dieses Signal
wird im zugehörigen Synchrondemodulator 44 bzw. 54 mit der
Bezugsschwingung vom entsprechenden digitalen Phasen
regelkreis 40 bzw. 50 demoduliert und danach über eine
Leitung 46 bzw. 56 je einem digitalen Integrator 47 bzw.
57 zugeführt.
In einer besonders einfachen Ausführung umfassen die
digitalen Synchrondemodulatoren 44, 54 je ein Exklusiv-
Oder-Gatter. Dieses liefert über die Leitung 46 nur dann
ein Signal mit konstantem Pegel, wenn den Eingängen 43, 45
bzw. 53, 55 der digitalen Synchrondemodulatoren 44 bzw. 54
Signale gleicher Frequenz zugeleitet werden. Dies ist
jedoch nur dann der Fall, wenn die über den Ausgang 60 des
Begrenzerverstärkers 6 angebotenen Schwingungen Frequenzen
innerhalb des Fangbereichs des zugehörigen, digitalen
Phasenregelkreises 40 bzw. 50 aufweisen.
Die digitalen Integratoren 47 bzw. 57 umfassen bevorzugt
je eine Zählschaltung, denen über Zählimpulseingänge 48
bzw. 58 Zählimpulse zugeführt werden. In den digitalen
Integratoren 47, 57 werden diese Zählimpulse beim
Auftreten eines vorbestimmten Wertes des Ausgangssignals
des zugehörigen, digitalen Synchrondemodulators 44 bzw. 54
auf den Leitungen 46 bzw. 56 über ein vorgegebenes
Zeitintervall hinweg aufsummiert. Wird während oder zum
Schluß des vorgegebenen Zeitintervalls in einem der
Integratoren 47, 57 eine bestimmte Zählstellung erreicht
oder überschritten, gibt der entsprechende Integrator 47
bzw. 57 an einem Identifikationssignalausgang 49 bzw. 59
ein Identifikationssignal ab, welches die Betriebsart
kennzeichnet, in der das empfangene und verarbeitete
Fernseh-Tonsignal übertragen wird. Die Zählstellung, bei
der das Identifikationssignal auftritt, kann als Bruchteil
der im vorgegebenen Zeitintervall maximal erreichbaren
Summe der Zählimpulse festgelegt sein. Durch die
Integratoren 47, 57 werden kurzzeitige Störungen auf den
Leitungen 46, 56 durch Rauschen oder Schwebungen unter
drückt. Vorzugsweise beträgt der Fangbereich der digitalen
Phasenregelkreise 40 bzw. 50 1 Hz, symmetrisch zu den
Frequenzen der Kennschwingungen angeordnet. Durch die
digitalen Integratoren 47, 57 werden diese Fangbereiche
noch einmal symmetrisch um 1 Hz erweitert, so daß von den
Erkennungszweigen 4 und 5 als Kennschwingungen lediglich
Schwingungen in einem Frequenzbereich von 2 Hz um die
Frequenz der zugehörigen Kennschwingung herum akzeptiert
werden. Die digitalen Integratoren 47, 57 werden dann mit
großen Zeitkonstanten von etwa einer Sekunde dimen
sioniert. Zeitkonstante und sogenanntes Kennungsfenster,
d. h. Frequenzbereich der als Kennschwingung akzeptierten
Schwingungen, sind in ihrer Dimensionierung aufeinander
abgestimmt, um eine sichere Erkennung detektierter
Kennschwingungen zu ermöglichen.
Die beschriebene Ausgestaltung der Erkennungszweige hat
außerdem den Vorteil, daß die Kennungsfenster beliebig,
auch enger, dimensioniert werden können, so daß nicht nur
in das Basisband heruntergemischtes Rauschen, sondern auch
Übersprechen von Bild- oder Tonsignalen unterdrückt werden
kann.
Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild zur Erläuterung der
Funktion der digitalen Phasenregelkreise 40 bzw. 50 am
Beispiel des digitalen Phasenregelkreises 40. Dieser
umfaßt ein Abtast- und Halteglied 401 zum Abspeichern des
Wertes des dem Phasenregelkreis 40 über den Eingang 41
zugeführten Signals beim Auftreten einer Flanke in einem
Steuersignal, das am Abtast- und Halteglied 401 über einen
Steuereingang 404 anliegt. Im Abtast- und Halteglied 401
wird also bei jeder Flanke des Steuersignals der gerade
aktuelle der beiden Signalpegel gespeichert, die das vom
Begrenzerverstärker 6 gelieferte Signal annehmen kann. In
Abhängigkeit von diesem, am Ausgang 405 des Abtast- und
Haltegliedes 401 bis zum nächsten Abtastvorgang abge
gebenen Wert wird ein zwischen zwei Divisoren umschalt
barer Frequenzteiler 402 die Frequenz einer über einen
Referenzeingang 403 dem Frequenzteiler 402 zugeführten
Referenzschwingung teilen. Das frequenzgeteilte Signal
erscheint am Ausgang 406 des Frequenzteilers 402 und
bildet einerseits das Steuersignal für den Steuerein
gang 404 und andererseits die Bezugsschwingung für den
Ausgang 42 des digitalen Phasenregelkreises 40.
Fig. 5 zeigt im Teildiagramm a) den zeitlichen Verlauf der
vom Begrenzerverstärker 6 abgegebenen, rechteckförmigen
Kennschwingung, wie sie beim Vorliegen der Stereo-
Betriebsart dem Eingang 41 des Phasenregelkreises 40
zugeleitet wird. Im Teildiagramm b) ist dazu die vom
Phasenregelkreis 40 erzeugte Bezugsschwingung skizziert,
und zwar im linken Teil des Diagramms im nicht synchroni
sierten Zustand des Phasenregelkreises, während im rechten
Teil des Diagramms der Zustand dargestellt ist, in dem der
Phasenregelkreis mit der Kennschwingung synchron läuft,
d. h. auf sie eingerastet ist. Mit t ist in beiden
Diagrammen die Zeit bezeichnet. Dabei sind t1 bis t7 die
Zeitpunkte, zu denen im Steuersignal am Steuereingang 404
eine Flanke auftritt, d. h. vom Abtast- und Halteglied 401
der aktuelle Wert des Signals am Eingang 41 abgespeichert
wird.
Zu Beginn des in den Diagrammen betrachteten Zeitraums
läuft der digitale Phasenregelkreis frei, ist also nicht
eingerastet. Entprechend wird im gezeigten Beispiel vom
Abtast- und Halteglied 401 mehrfach ein niedriger Signalwert
(Zeitpunkte t1, t2) abgespeichert. Im Frequenz
teiler 402 wird dann die Frequenz der Referenzschwingung
vom Referenzeingang 403 durch den größeren der beiden
Divisoren, n2, dividiert. Entsprechend ist die Perioden
dauer des Steuersignals am Ausgang 406 größer als die
Periodendauer der zugeführten Kennschwingung am
Eingang 41. Die Flanken im Steuersignal, d. h. die Zeit
punkte t1, t2, verschieben sich somit allmählich zu
späteren Phasenlagen des Signals am Eingang 41. Zum
Zeitpunkt t3 wird dann ein Zustand erreicht, in dem die
Flanke im Steuersignal am Steuereingang 404 zu einem
Zeitpunkt eintrifft, in dem das Signal am Eingang 41 nicht
mehr einen niedrigen, sondern inzwischen einen hohen Wert
angenommen hat. Über den Ausgang 405 steuert dieser Wert
den Frequenzteiler 402 nun derart um, daß die Referenz
schwingung vom Referenzeingang 403 durch den kleineren der
beiden Divisoren, n1, geteilt wird. Entsprechend verkürzt
sich die Periodendauer des Steuersignals bis zu seiner
nächsten Flanke, bei der wiederum der Wert des Signals am
Eingang 41 abgetastet wird. Dieser Zeitpunkt t4 liegt im
Diagramm nach Fig. 3 wieder so, daß dort im Signal am
Eingang 41 ein niedriger Wert abgetastet wird. Dadurch
wird erneut die Referenzschwingung durch den Divisor n2
dividiert. Im eingerasteten Zustand wechseln nun von einer
Flanke im Steuersignal zur nächsten die abgespeicherten
Werte einander kontinuierlich ab, so daß die Frequenz der
Referenzschwingung zwischen je zwei aufeinanderfolgenden
Flanken im Steuersignal abwechselnd durch den ersten und
durch den zweiten Divisor n1 bzw. n2 geteilt wird. Dieser
eingerastete Zustand kann jedoch nur erreicht werden, wenn
die Frequenz des Signals am Eingang 41 zwischen den beiden
durch die Frequenz der Referenzschwingung und die Werte
der Divisoren n1 und n2 festgelegten Frequenzwerten liegt,
die die Grenzen des Fangbereichs bilden. Durch ent
sprechende Wahl der Frequenz der Referenzschwingung und
der Werte der Divisoren n1, n2 kann somit der Fangbereich
des digitalen Phasenregelkreises 40 beliebig gewählt
werden.
Entsprechend dem Referenzeingang 403 des digitalen
Phasenregelkreises 40 weist auch der Phasenregelkreis 50
einen Referenzeingang 503 auf. Den Referenzeingängen 403,
503 wird bevorzugt dieselbe Referenzschwingung oder ein
aus derselben Referenzschwingung abgeleitetes Signal
zugeführt. Weiterhin werden vorteilhaft gemeinsam mit der
Referenzschwingung Taktsignale abgeleitet, die dem
Bandpaßfilter 3 am Taktsignaleingang 30 zugeleitet
werden. Darüber hinaus können auch die Zählimpulse an den
Zählimpulseingängen 48, 58 aus der Referenzschwingung
abgeleitet sein. Dann ist insgesamt für die Schaltungs
anordnung nach Fig. 1 nur ein einziges Frequenznormal
erforderlich, nämlich der Oszillator 22 mit dem Schwing
quarz 23, so daß die gesamte, auf einem Halbleiterkristall
integrierbare Anordnung als einziges externes Bauelement
lediglich mit dem Schwingquarz 23 gekoppelt ist.
Anstelle der in Fig. 1 dargestellten, parallel angeord
neten Erkennungszweige 4, 5 kann auch lediglich ein
einziger Erkennungszweig eingesetzt werden, der auf die
Frequenzen der unterschiedlichen Kennschwingungen
abstimmbar ist und im Betrieb laufend zyklisch im
Zeitmultiplex nacheinander auf alle Kennschwingungen
eingestellt wird, um zu detektieren, ob eine davon
vorliegt. Es ist dann dafür jedoch eine entsprechende
Steuerschaltung vorzusehen, und die Zeiträume, die im
Mittel zur Erkennung einer bestimmten Betriebsart benötigt
werden, verlängern sich. Wegen des besonders einfachen
Aufbaues der Erkennungszweige 4, 5 entsprechend der
vorstehenden Beschreibung ist daher die vorliegende
Anordnung gegenüber einer im Zeitmultiplex betriebenen
kaum aufwendiger.
Claims (10)
1. Schaltungsanordnung zum Detektieren von Kennschwingungen, mit denen
eine Pilotträgerschwingung in einem Fernsehtonsignal amplitudenmoduliert ist,
mit einer Eingangsfilterstufe (1) zum Ausfiltern eines vorgegebenen
Frequenzbandes um die Frequenz der Pilotträgerschwingung, einer Mischstufe (2)
zum Abwärtsmischen der modulierten Pilotträgerschwingung in ein
Niederfrequenzband, einem Bandpaßfilter (3) zum Ausfiltern eines Seitenbandes
der modulierten Pilotträgerschwingung, einem dem Bandpaßfilter (3)
nachgeschalteten Begrenzerverstärker (6) sowie einem daran anschließenden
Erkennungszweig (4 bzw. 5) für jede Kennschwingung, umfassend einen digitalen
Phasenregelkreis (40 bzw. 50) mit schmalbandigem Fangbereich um die Frequenz
der zu detektierenden Kennschwingung zum Erzeugen einer Bezugsschwingung
aus den Signalen am Ausgang (26) der Mischstufe (2), einen digitalen
Synchrondemodulator (44 bzw. 54) zum Demodulieren des vom
Begrenzerverstärker (6) gelieferten Signals mit der Bezugsschwingung sowie einen
digitalen Integrator (47 bzw. 57) zum Aufsummieren von Zählimpulsen beim
Auftreten eines vorbestimmten Wertes des Ausgangssignals des digitalen
Synchrondemodulators (44 bzw. 54) über ein vorgegebenes Zeitintervall und zur
Abgabe eines von der erreichten Summe der Zählimpulse abhängigen
Identifikationssignals.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß die Mischstufe (2) mit einem
Oszillator (22) zum Erzeugen einer Demodulationsschwingung
zum Abwärtsmischen verbunden ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Demodu
lationsschwingung vorgegebene, voneinander abweichend
gewählte Frequenzabstände von den Frequenzen der
Kennschwingungen im der Pilotschwingung aufmodulierten
Zustand aufweist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 zum Detektieren
zweier Kennschwingungen,
dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Demodu
lationsschwingung einen vorgegebenen Frequenzabstand vom
Mittelwert der Frequenzen der Kennschwingungen aufweist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4,
dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsfilterstufe (1)
einen Hochpaß umfaßt.
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß jeder digitale Phasenregelkreis (40, 50) ein Abtast-
und Halteglied (401) umfaßt zum Abspeichern des Wertes des dem
Phasenregelkreis (40, 50) zugeführten Signals beim Auftreten einer Flanke in
einem Steuersignal, und daß ein je nach abgespeichertem Wert zwischen zwei
Divisoren (n1, n2) umschaltender Frequenzteiler (402) vorgesehen ist zum Teilen
der Frequenz einer einem Referenzeingang (403) des Frequenzteilers (402)
zugeführten Referenzschwingung, wobei das frequenzgeteilte Signal sowohl das
Steuersignal als auch die Bezugsschwingung bildet.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzschwingung aus dem
die Demodulationsschwingung erzeugenden Oszillator (22)
abgeleitet wird.
8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Synchron
demodulator (44 bzw. 54) ein Exclusiv-Oder-Gatter umfaßt.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, 7 oder 8,
dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Integrator (47
bzw. 57) eine Zählschaltung umfaßt und die Zählimpulse aus
der Referenzschwingung abgeleitet werden, und daß das
Identifikationssignal bei Erreichen eines vorgegebenen
Bruchteils der im vorgegebenen Zeitintervall maximal
erreichbaren Summe der Zählimpulse auftritt.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, 7, 8 oder 9,
dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzschwingung auch
dem in Schalterkondensatortechnik ausgeführten
Bandpaßfilter (3) als Taktsignal zugeleitet wird.
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DE19904006656 DE4006656C2 (de) | 1990-03-03 | 1990-03-03 | Schaltungsanordnung zum Detektieren von Kennschwingungen |
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DE3001765A1 (de) * | 1979-01-19 | 1980-08-14 | Hitachi Ltd | Diskriminator |
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1990
- 1990-03-03 DE DE19904006656 patent/DE4006656C2/de not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
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