DE3001765A1 - Diskriminator - Google Patents
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Description
HITACHI, LTD., Tokyo, Japan
Diskriminator
Die Erfindung betrifft einen Diskriminator zum Diskriminieren (Unterscheiden, Ausfiltern) von Signalen, die ein
Fernseh-Rundfunkprogramm kennzeichnen, und insbesondere einen Diskriminator, der auf einen Fernsehempfänger eines Mehrsprachsystems
zum Diskriminieren von das Programm kennzeichnenden Signalen anwendbar ist, um zu bestimmen, ob ein gerade
gesendetes und zu empfangendes Fernsehprogramm in einer stereophonen Ton-Betriebsart oder in einer heterogenen Sprach-Betriebsart
(z. B. zweisprachiges Sprach-Programm einerseits in japanisch und andererseits in einer Fremdsprache, wie z.
B. englisch) ist.
Zunächst soll zum besseren Verständnis der Erfindung ein üblicher Diskriminator erläutert werden, der für einen Fernsehempfänger
eines Mehrsprachsystems vorgesehen ist.
Ein Fernseh-Mehrsprachsignal (Mehrkanal-Sprachsignal) weist z. B. ein FrequenzSpektrum auf, wie dieses in Fig. 1
gezeigt ist. D. h., das Mehrsprachsignal enthält ein Hauptkanalsignal
mit einer Frequenzverteilung über einen Bereich
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von 50 Hz bis f„, wobei f eine Horizontal-Synchronisier-
Il Π.
frequenz von 15,750 kHz bedeutet, ein Hilfskanalsignal, das
durch eine Frequenzmodulation eines Sprach- oder Ton-Hilfsträgers von 2 f„ (31,5 kHz) mit einem Nebenton- oder Sprachsignal
erhalten ist und eine Frequenzverteilung über einen
Bereich von f„ bis 3 f„ (47,25 kHz) besitzt, und ein Steuern
χι
signal, das durch Amplitudenmodulation eines Pilotträgers mit einer Frequenz von 3,5 f„ (55,125 kHz) mit einem Pilot-
Xl
signal mit einer Frequenz von ca. 923 Hz oder ca. 983 Hz erhalten ist.
Im Fall einer stereophonen Fernsehprogramm-Sendung wird ein stereophones Summensignal (L + R) als ein Hauptsprach-
oder Tonsignal übertragen, während ein stereophones Differenzsignal (L - R) als ein Nebensprach- oder Tonsignal
übertragen wird. Dagegen wird im Fall einer monophonen oder einkanaligen Sendung lediglich das Hauptsprachoder
Tonsignal des Hauptkanales übertragen, ohne vom Nebenoder Tonsignal begleitet zu werden. Weiterhin wird in der
heterogenen Sprach-Sendungs-Betriebsart, wie z. B. einem zweisprachigen Programm in japanisch und englisch, eines
der Sprachsignale als das Hauptsprachsignal und das andere Sprachsignal als das Nebensprachsignal übertragen. Eine
Unterscheidung der stereophonen Sendung und der heterogenen Sprach-Sendung voneinander wird mit Hilfe des Pilotsignales
bewirkt, das das Steuersignal bildet. D. h., im Fall eines stereophonen Fernsehprogrammes wird das Steuersignal,
das durch Amplitudenmodulation des Pilotträgers von 3,5 f„ mit dem Pilotsignal f2 von ca. 983 Hz erhalten ist,
übertragen, während für ein heterogenes Sprachprogramm das Steuersignal übertragen wird, das erzeugbar ist, indem der
Pilotträger von 3,5 f„ einer Amplitudenmodulation durch das
Pilotsignal f1 unterworfen wird.
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Der Fernsehempfänger, der zum Empfang von Mehrsprach-
oder Mehrton-Fernseh-Rundfunkprogrammen geeignet ist, enthält
einen Pilotsignal-Diskriminator, der zum Diskriminieren der Pilotsignale f. und f„ voneinander bestimmt ist,
die das stereophone Fernseh-Rundfunkprogramm bzw. das heterogene
Mehrsprach-Fernsehprogramm kennzeichnen.
Im folgenden wird ein typisches Beispiel eines üblichen
Diskriminator anhand der Fig. 2 beschrieben, die ein Blockschaltbild eines Hauptteiles einer Mehrsprach- oder
Mehrton-Signal-Empfängerschaltung zeigt, in der der herkömmliche Diskriminator enthalten ist. In der Fig. 2 ist
ein Eingangsanschluß 10 für das oben erläuterte Mehrsprachsignal mit einem Videodetektor eines Fernsehempfängers über
einen Sprachfrequenzdiskriminator und einen Ton-Zwischenfrequenzverstärker (nicht gezeigt) verbunden. Wenn das durch
die zugeordnete Fernsehempfängerausrüstung empfangene Mehrsprachsignal am Eingangsanschluß 10 liegt, wird das Hauptkanalsignal
des Mehrsprachsignales zu einem der Eingangsanschlüsse einer einen Teil einer Demodulatorschaltung 30 bildenden
Matrixschaltung 31 über eine auch als ein Filter dienende Entzerrungsschaltung 21 gespeist, während das Hilfskanalsignal
über ein Bandpaßfilter 22 an einer Frequenzdiskriminatorschaltung
23 liegt, um demoduliert zu werden. Somit tritt ein Hilfssprachsignal am Ausgangsanschluß der Diskriminatorschaltung
23 auf, das dann in den anderen Eingangsanschluß der Matrixschaltung 31 über einen stereophon/heterogen
Sprachprogramm-Betriebsart-Umschalter 32 eingespeist wird. In der stereophonen Empfangs-Betriebsart erzeugt die
Matrixschaltung 31 in üblicher Weise stereophone Signale 2L und 2R an ihren beiden Ausgangsanschlüssen. Das eine stereophone
Signal 2L wird zu einem Ausgangsanschluß 41 über einen veränderlichen Widerstand 33 und ein ortsfestes Kontaktstück
a eines Schalters 35 geführt, während das andere stereophone
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Signal 2R nach außen zum anderen Ausgangsanschluß 42 über
ein ortsfestes Kontaktstück a eines Schalters 34, einen veränderlichen Widerstand 33'a und ein ortsfestes Kontaktstück
a eines Schalters 35' geführt ist. Dagegen erzeugt in der heterogenen Mehrsprach-Empfangs-Betriebsart die
Matrixschaltung 3T an einem der Ausgangsanschlüsse das Hauptsprachsignal,
das nach außen zum Ausgangsanschluß 41 über den gleichen Schaltungsweg wie für das stereophone Signal
2L geführt ist. Weiterhin erzeugt der Diskriminator 23 das Nebensprachsignal an seinem Ausgangsanschluß, das dann zu
einem Ausgangsanschluß 42 über eine Entzerrungsschaltung 24, ein ortsfestes Kontaktstück b des Schalters 34, einen
veränderlichen Widerstand 33gb, ein ortsfestes Kontaktstück
a eines Schalters 36 und ein ortsfestes Kontaktstück b des Schalters 35' geführt ist. Der Schalter 32 ist gewöhnlich
geöffnet und in den geschlossenen Zustand durch ein Schalter-Umschaltglied 38 umgeschaltet, das weiter unten anhand
der stereophonen Empfangs-Betriebsart näher erläutert wird. Die Schalter 34, 35 und 35' sind gewöhnlich zu den jeweiligen
ortsfesten Kontaktstücken a geschlossen. In der stereophonen Ton-Empfangs-Betriebsart bleiben diese Schalter 34,
35 und 35' zu den jeweiligen ortsfesten Kontaktstücken a geschlossen und werden zu den jeweiligen Kontaktstücken b
in der heterogenen Empfangs-Betriebsart unter der Steuerung eines weiter unten näher erläuterten Schalter-Umschaltgliedes
39 umgeschaltet. Der Schalter 39 ist gewöhnlich zum ortsfesten Kontaktstück a geschlossen. Da die Betriebe der
Demodulatorschaltung und der verschiedenen Schalter in der stereophonen Betriebsart und in der heterogenen Mehrsprach-Empfangs-Betriebsart
von üblicher Art sind, kann von einer weiteren Erläuterung abgesehen werden.
Im folgenden wird die Unterscheidung oder Demodulation der Pilotsignale sowie die Betriebsart-Umschaltoperation zwi-
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sehen der stereophonen Empfangs-Betriebsart und der heterogenen
Mehrsprach-Empfangs-Betriebsart näher erläutert.
Das Pilotträgersignal f (55,125 kHz) des Mehrsprachsignales,
das am Eingangsanschluß 10 liegt, wird zu einem Pilotsignaldemodulator oder -detektor 52 über ein Bandpaßfilter
51 mit einem Durchgangs-Frequenzband von 15,125 + 1 kHz gespeist. An den Ausgangsanschlüssen des Demodulators
52 treten Pilotsignale f1 (ca. 923 Hz) bzw. ±2 (ca. 983 Hz)
auf, die zu Niederfrequenz-Schmal-Bruchteil-Band-Mechanik-Filtern
61 und 63 eines Pilotsignal-Diskriminators 60 gespeist sind. Die durch die jeweiligen mechanischen Filter
61 und 63 geschickten Signale werden durch ein nachfolgendes Gleichrichter- und Glättungsglied 62 bzw. 64 gleichgerichtet
und geglättet und danach in das Schalter-Umschaltglied 39 bzw. 28 der Demodulatorschaltung 30 eingespeist,
die zusätzlich die Matrixschaltung und das Schalter-Umschaltglied 37 aufweist. Wenn das stereophone Pilotsignal f~ am
Ausgangsanschluß des mechanischen Filters 63 des Pilotsignal-Diskriminators 60 auftritt, spricht das Schalter-Umschaltglied
38 auf das Pilotsignal f„ an, um dadurch den Schalter 32 der Demodulatorschaltung 30 des Empfängers einzuschalten,
wodurch die Demodulatorschaltung 30 in die stereophone Empfangs-Betriebsart umgeschaltet wird. Wenn dagegen das Pilotsignal
f.. für das heterogene Mehr sprachs ignal am Aus gangs ans chluß
des Filters 61 des Pxlotsignaldiskrimxnators 60 auftritt, spricht das Schalter-Umschaltglied 39 auf das Pilotsignal f^
an, um die Schalter 34, 35 und 35" der Demodulatorschaltung 30 des Empfängers zu den jeweiligen ortsfesten Kontaktstucken
b umzuschalten, wodurch die Demodulatorschaltung 30 zur heterogenen Mehrsprach-Empfangs-Betriebsart geschaltet wird. Im Fall
eines monophonen oder einkanaligen Programmes verschwinden das Nebensprachsignal und die Pilotsignale beide. Mittels dieser
Ereignisinformation ist es entsprechend möglich, die Schalter
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35, 35' und 36 zu den jeweiligen ortsfesten Kontaktstücken
b umzuschalten, wodurch lediglich das Hauptsprachsignal von den Ausgangsanschlüssen 41 und 42 der Demodulatorschaltung
30 abgeleitet wird. Für die Unterscheidung oder Demodulation des monophonen oder einkanaligen Programmes kann
die Tatsache ausgenutzt werden, daß keine Pilotsignalkomponenten
vorhanden sind, oder alternativ kann ein monophoner oder einkanaliger Diskriminator 65 (vgl. Fig. 2) verwendet
werden. Dieser Diskriminator ist so aufgebaut, daß er diskriminierend erfaßt, daß das Nebensprachsignal oder die
Pilotsignale eine ausreichend kleine Amplitude haben und an dessen Ausgang ein monophones Sprachprogramm-Anzeigesignal
V3 erzeugen.
Der im Mehrsprachsystem-Fernsehempfänger enthaltene herkömmliche Diskriminator erfordert notwendig die Verwendung
der Schmal-Bruchteil-Band-Mechanik-Filter zum Diskriminieren
der programmkennzeichnenden Signale, wie dies aus den obigen Erläuterungen folgt. Diese mechanischen Filter
müssen mit einer Durchlaß-Bandbreite nicht höher als ca. 10 Hz hinsichtlich des geforderten rauschsicheren Verhal-
PP
tens versehen werden, was seinerseits bedeutet, daß strengere Anforderungen an die Genauigkeit und Stabilität der
Mittenfrequenz gelegt werden (z. B. darf die Toleranz nicht größer als + 0,5 % sein). Damit ist das im Niederfrequenzband
in der Größenordnung von ca. 1 kHz verwendbare Filterelement notwendig auf die mechanischen Filter eingeschränkt,
die einen hohen Q-Wert bzw. eine hohe Güte aufweisen, was gegebenenfalls eine sehr aufwendige Ausführung einschließt.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen Diskriminator anzugeben, in dem das Niederfrequenz-Schmal-Bruchteil-Bandfilter
einfach ausgeführt werden kann und der so für eine Herstellung in der Form einer integrierten Schaltung (IC)
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geeignet ist; außerdem soll dieser Diskriminator gegenüber einer Änderung in der Frequenz auf der Seite eines Fernsehempfängers
unempfindlich sein.
Zur Lösung dieser Aufgabe sind erfindungsgemäß vorgesehen
eine erste Signalquelle mit einer Frequenz f1, eine
zweite Signalquelle mit einer Bezugsfrequenz f' , die nahe
bei der Frequenz f.. liegt, eine Einrichtung "zum Erzeugen einer Schwebungsfrequenzkomponenten aus der ersten und der
zweiten Signalquelle und eine Einrichtung zum Entziehen oder Aussieben einer Schwebungsfrequenzkomponenten mit einer
Frequenz kleiner als eine Mindestfrequenz der Ton- oder Hör- oder Niederfrequenz, um dadurch das Vorliegen der Frequenz
von der ersten Signalquelle zu kennzeichnen.
Der erfindungsgemäße Diskriminator für ein Fernseh-Mehrsprachsystem
hat also einen Mischer zum Mischen eines programmkennzeichnenden Signales mit einem Bezugssignal,
um dadurch ein Differenz-Schwebungssignal zu erzeugen. Ein Bezugssignalgenerator hat eine Signalquelle einer ursprünglichen
Frequenz und einen Frequenzumsetzer zum Umsetzen der ursprünglichen Frequenz in die Bezugsfrequenz, die nahe
bei der Frequenz des programmkennzeichnenden Signales und so gewählt ist, daß die Frequenz des Differenz-Schwebungssignales
kleiner als die niederste hörbare oder hörfrequente Frequenz ist. Ein Tiefpaßfilter wird zum Aussieben des Differenz-Schwebungssignales
verwendet. Die Notwendigkeit für ein aufwendiges mechanisches Filter einer schmalen Bruchteil-Bandbreite
ist ausgeschlossen.
Anhand der Zeichnung wird die Erfindung nachfolgend beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 das Spektrum eines Fernseh-Mehrsprachsignales,
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Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Mehrsprachsignal-Empfängerschaltung,
die einen üblichen Diskriminator enthält,
Fig. 3 ein Blockschaltbild mit der allgemeinen Anordnung eines Diskriminators nach einem
ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 4 ein Blockschaltbild mit einem Hauptteil des Diskriminators nach einem zweiten Ausführungsbeispiel
der Erfindung,
Fig. 5 ein Signaldiagramm zur Erläuterung des Betriebs eines in Fig. 4 gezeigten Frequenzteilers,
Fig. 6 ein Signaldiagramm zur Erläuterung des Betriebs der in Fig. 4 dargestellten Schaltungsanordnung
,
Fig. 7 ein Blockschaltbild eines Hauptteiles des Diskriminators nach einem dritten
Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 8 ein Blockschaltbild eines Hauptteiles des Diskriminators nach einem vierten Ausführungsbeispiel
der Erfindung,
Fig. 9 ein Signaldiagramm zur Erläuterung des Betriebs der in Fig. 8 dargestellten
Schaltungsanordnung,
Fig. 10 ein Blockschaltbild eines Hauptteiles des Diskriminators nach einem fünften Ausfüh-
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Fig. 11 ein Blockschaltbild eines Hauptteiles des Diskriminators nach einem sechsten
Ausführungsbeispiel der Erfindung,und
Fig. 12 ein Blockschaltbild eines Hauptteiles
des Diskriminators nach einem siebenten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen näher beschrieben.
Fig. 3 zeigt in einem Blockschaltbild einen Hauptteil eines Fernseh-Mehrsprach- oder -Mehrtonsystems, auf das ein
Diskriminator nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung angewandt wird. In dieser Figur sind einander entsprechende
Bauteile mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 2 versehen, so daß eine wiederholte Beschreibung nicht erforderlich
ist. Daher wird im folgenden lediglich der Diskriminator 60 beschrieben. Eine Schaltung 66 dient zum Entziehen oder
Aussieben des durch das Bandpaßfilter 51 geschickten Pilotträgersignales
f (55,125 kHz). Diese Schaltung 66 ist in einer Phasenregelkreis- oder PLL-Schaltungsanordnung ausgeführt
und hat einen Phasendetektor 661, ein Filter 662, einen spannungsgeführten oder VCO-Oszillator 663, der mit einer
Frequenz (ca. 55,125 kHz) schwingen kann, die nahe bei der Frequenz des Pilotträgersignales ist. Diese Schaltungselemente
arbeiten zusammen, um wirksam ein Filter einer schmalen Bruchteil-Bandbreite zu bilden, das im folgenden auch als
Schmal-Bruchteil-Bandfilter bezeichnet wird. Folglich kann eine stabile Frequenzkomponente von 55,125 kHz, die unempfindlich
gegenüber Empfangsrauschen ist, vom Ausgangsanschluß des spannungsgeführten Oszillators 663 erhalten werden. Ein Frequenzumsetzer
67 dient zum Umsetzen der Ausgangsfrequenz des
spannungsgeführten Oszillators 663 der Pilotträgersignal-Aussiebschaltung
66 in Werte (oder Frequenzen) f ' oder f ", die nahe beim Pilotsignal f1 (ca. 923 Hz) oder f2 (ca. 983 Hz)
sind, um zu diskriminierende Programme zu kennzeichnen. Der Frequenzumsetzer 67 hat einen 1/60-Frequenzteiler 671 mit
einem Divisor 60 und einen 1/56-Frequenzteiler 672 mit einem
Divisor 56. Somit können an den Ausgängen der Frequenzteiler 671 und 672 stabile Frequenzkomponenten von ca. 919 Hz und
984 Hz mit hoher Zuverlässigkeit erhalten werden. An dieser Stelle sei daran erinnert, daß die Frequenzwerte f ' und f ",
die nahe bei dem zu demodulierenden Pilotsignal f.. und f„
sind, so gewählt werden, daß die Frequenzen eines Differenzschwebungssignales,
das nach dem Mischen der Signale f ' und f " mit den Signalen f1 und f« in einem weiter unten beschriebenen
Mischer erzeugt ist, kleiner als die niederste Tonfrequenz (16 Hz)7 z. B. nicht höher als 10 Hz^werden. Weiterhin
ist ein Mischer 68 vorgesehen, um das umgesetzte Signal f ' (= f /60) oder f " (= f /56), das vom Frequenzumsetzer 67
erhalten ist, mit dem Pilotsignal f. oder f_ zu mischen, das
durch den Demodulator 52 abgeleitet ist, damit so ein Niederfrequenz-Schwebungssignal
f-. (= f.. - f ') oder f. ( = f„ - f ")
zu erzeugen. Der Mischer 68 kann aus Phasendetektoren 681 und 682 zusammengesetzt sein. Demgemäß werden an den Ausgängen
der Phasendetektoren 681 und 682 die Schwebungssignale von 4 Hz bzw. 61 Hz für das Pilotsignal von ca. 923 Hz (f1) und
die Schwebungssignale von 64 Hz bzw. 1 Hz für das Pilotsignal von ca. 983 Hz (f2) erzeugt. Weiterhin ist ein Gleichrichterund
Glättungsglied 69 vorgesehen, um die vom Mischer 68 abgegebenen Niederfrequenz-Schwebungssignale gleichzurichten und
zu glätten und um die geglätteten Signale in die Schalter-Umschaltglieder 39 und 38 der Demodulatorschaltung 30 einzuspeisen.
Dieses Glied 69 besteht aus Tiefpaßfiltern 691 und 693, damit die Frequenzkomponenten tiefer als ca. 10 Hz dort
durchgeschickt werden, und aus Gleichrichter/Glättungsgliedern
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692 und 694 zum Gleichrichten und Glätten der Komponenten, die durch die Tiefpaßfilter 691 und 693 geschickt wurden.
Die geglätteten Signale bilden die Diskriminator-Ausgangssignale V1 und V„.
In z. B. einem zweisprachigen Programm tritt ein Signal von ca. 919 Hz am Ausgangsanschluß des Frequenzteilers
671 auf, während ein Signal von ca. 923 Hz am Ausgang des Demodulators 52 liegt, wodurch ein Schwebungssignal
von 4 Hz am Ausgang des Phasendetektors 681 erzeugt wird. Das Schwebungssignal von 4 Hz wird durch das Tiefpaßfilter
69 zum Gleichrichter/Glättungsglied 692 gespeist, um gleichgerichtet
und geglättet zu werden, was zu der Erzeugung des zweisprachen-programmkennzeichnenden Signales V1 am Ausgang
des Gleichrichter/Glättungsgliedes 692 führt.
Wie aus der Fig. 3 zu ersehen ist, besteht jedes Tiefpaßfilter 691 und 693 aus einem Widerstand (R) und einem
Kondensator (C). Die Schaltungskonstanten dieser Tiefpaßfilter
sind so gewählt, daß die Dämpfung für die Frequenzen tiefer als ca. 10 Hz verringert ist, während die Dämpfung
für die Frequenzen höher als 60 Hz vergrößert ist. Hierzu können z. B. die Widerstandswerte der Widerstände Rg„1 und
R,„_ der Filter 691 und 693 bei 10 kJQ. gewählt werden, während
die Werte der Kondensatoren Crn* und Croo der Filter bei 4,7 ,uF
by ι U2J /
eingestellt sind. In diesem Fall beträgt die Größe der Dämpfung - 2,25 dB bei 1 Hz, - 6,77 dB bei 4 Hz, - 25,58 dB bei 61 Hz
bzw. - 25,98 dB bei 64 Hz. Auf diese Weise können einerseits die Größen der Dämpfung merklich verschieden bei 1 Hz und 4 Hz
und andererseits bei 61 Hz und 64 Hz gemacht werden, wodurch das Signal von 1 Hz und 4 Hz wirksam ausgesiebt werden kann.
Es sei darauf hingewiesen, daß der Phasenregelkreis 66 einfach durch ein Schmalbandfilter von 55,125 kHz ersetz-
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bar ist. Weiterhin kann dieser Phasenregelkreis 66 teilweise in Anwendlangen weggelassen werden, bei denen ein
schwacher oder geringer Feldempfang keine Voraussetzung ist.
Die Gleichrichter/Glättungsglieder 692 und 694 sollten vorzugsweise Zweiweg- oder Vollweg-Gleichrichter sein.
Im Fall einer Einweg- oder Halbwellen-Gleichrichtung ist eine Demodulations- oder Erfassungsperiode von ca. 1 s
erforderlich, um einen Spitzenwert der Frequenzkomponente von 1 Hz zu demodulieren oder zu erfassen. Dagegen erlaubt
die Zweiweg- oder Vollweg-Gleichrichtung eine Verringerung der Demodulations- oder Erfassungsperiode auf
ca. 0,5 s, wodurch die Geschwindigkeit gesteigert wird, mit der die Programmdiskriminierung oder -Unterscheidung
ausgeführt wird.
In der oben beschriebenen Schaltungsanordnung können die Phasendetektoren 661, 681 und 682 sowie die Frequenzteiler
671 und 672 extrem einfach durch die übliche Technik integrierter Schaltungen ausgeführt werden. Nebenbei
können der spannungsgeführte Oszillator 663, die Tiefpaßfilter 691, 693 und die Gleichrichter/Glättungsglieder
durch die übliche Technik integrierter Schaltungen mit wenigen zusätzlichen Peripherie-Kondensatoren und -Induktivitäten
oder -Spulen (extern angebrachte Bauelemente) verwirklicht werden. Auf diese Weise kann der Diskriminator 60 mit
sehr geringem Aufwand infolge der Anordnung aufgebaut werden, die die Ausführung durch IC-Techniken erlaubt. In Fig.
3 sind die durch Strichlinien umschlossenen Schaltungsteile interne Schaltungen der IC (IC = integrierte Schaltung).
Der oben beschriebene Diskriminator hat gegenüber dem herkömmlichen Diskriminator den Vorteil, daß der für die
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Filter benötigte Q-Wert verringert werden kann, und daß
Digital-IC-Techniken, die aufgrund des jüngsten beträchtlichen
Fortschrittes auf diesem Gebiet wenig aufwendig sind, wirksam und vorteilhaft verwendet werden können.
Fig. 4 zeigt in einem Blockschaltbild einen Diskriminator nach einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
bei dem die Demodulationsfrequenz der programmkennzeichnenden Signale weiter gesteigert werden kann und bei dem die
Gleichrichter/Glättungsglieder unnötig gemacht werden können. In Fig. 4 sind einander entsprechende Teile mit den
gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 3 versehen, so daß von näheren Erläuterungen abgesehen werden kann. Weiterhin sind
Frequenzteiler 671a, 671b und 671d sowie ein Inverter 671c
vorgesehen. Diese Frequenzteiler bilden zusammen mit dem Inverter 671c eine Frequenzteilungsschaltung zum Teilen
des an einem üingangsanschluß EIN liegenden Eingangssignales, d. h. der Pilotträgersignalfrequenz f (55,125 kHz),
in eine Frequenz (ca. 919 Hz), die nahe bei der Pilotsignalfrequenz (ca. 923 Hz) ist. D. h., ein 1/30-Teiler wird für
den Frequenzteiler 671a verwendet, während ein 1/2-Teiler
für die Frequenzteiler 671b und 671d vorgesehen ist. Wenn folglich das Eingangssignal 55,125 kHz aufweist, tritt das
Ausgangssignal von ca. 1,838 kHz am Ausgangsanschluß des 1/30-Frequenzteilers 671a auf, und Ausgangssignale von ca.
919 Hz liegen am Ausgang des 1/2-Frequenzteilers 671b bzw.
671d.
Fig. 5 zeigt graphisch den Verlauf der Ausgangssignale
von den Frequenzteilern und vom Inverter (vgl. oben), wobei der Verlauf des Ausgangssignales des 1/30-Frequenzteilers
671a, des 1/2-Frequenzteilers 671b, des Inverters 671c und
des 1/2-Frequenzteilers 671d in Fig. 5a bzw. b bzw. c bzw.
d gezeigt ist. Aus Fig. 5 ist zu ersehen, daß eine Phasen-
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differenz in der Größenordnung von 90 zwischen den Ausgangssignalen
von den 1/2-Frequenzteilern 671b und 671 d vorhanden ist.
Weiterhin sind Phasendetektoren 681a und 681b vorgesehen, die zusammenwirken, um einen Mischer zum Mischen
der Ausgangssignale von den 1/2-Frequenzteilern 671b und 671d mit dem Ausgangssignal vom Demodulator 52 zu erhalten,
wodurch ein Schwebungssignal von der niederen Frequenz erzielt wird. D. h., wenn das Ausgangssignal vom
Demodulator 52, d. h. das Pilotsignal, 923 Hz beträgt, wird ein Schwebungssignal von 4 Hz als das Ausgangssignal
erzeugt. Wenn das erstere Signal 983 Hz hat, weist das Ausgangs-Schwebungssignal
1 Hz auf.
Außerdem sind Tiefpaßfilter 691a und 691b vorgesehen, durch die Signale mit Frequenzen kleiner als z. B. ca.
5 Hz geschickt werden können. Weiterhin sind Zweiweg- oder Vollweg-Gleichrichter 692a und 692b vorgesehen, durch die
das Signal von ca. 4 Hz mit Rauschkomponenten, die durch die Tiefpaßfilter 691a und 691b ausgeschlossen sind, einer
Vollweggleichrichtung unterworfen wird, als deren Ergebnis zwei pulsierende Signale (von ca. 2 · 4 Hz), wie diese
durch eine Strichlinie und eine Vollinie gezeigt sind, als die Ausgangssignale erzeugt werden. Das Vorliegen einer
Differenz-Schwebungsfrequenz von ca. 4 Hz und der Phasendifferenz in der Größenordnung von 90° zwischen den pulsierenden
Signalen ist der Tatsache zuzuschreiben, daß die Phasendifferenz von ca. 90 zwischen den Ausgangssignalen
von den 1/2-Frequenzteilern 671b und 671d unverändert durch die
Phasendetektoren 631a und 681b übertragen wird, da die Phasendetektoren an sich arbeiten, um die Phasendifferenz zwischen
den Eingangssignalen abzugeben. Ein Addierer 693 addiert die vollweg-gleichgerichteten Signale (pulsierenden Signale), die
von den Gleichrichtern 692a und 692b abgegeben sind, um da-
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durch ein pulsierendes Signal (von ca. 4 · 4Hz) zu erzeugen,
wie dies in Fig. 6 durch eine Strichlinie gezeigt ist. Dieser Addierer 693 wirkt mit den Frequenzteilern, den Phasendetektoren,
den Tiefpaßfiltern und den Vollweggleichrichtern (vgl. oben) zusammen, um die Diskriminatorschaltung zum
Kennzeichnen des Zweisprachen-Programmsignales (d. h. des pulsierenden Signales von 4 · 4Hz) zu bilden.
Weiterhin sind vorgesehen ein 1/28-Frequenzteiler 672a,
1/2-Frequenzteiler 672b und 672d, ein Inverter 672c, Phasendetektoren
682a und 682b, Tiefpaßfilter 694a und 694b zum Durchlassen von NiederfrequenzSignalen mit Frequenzen kleiner
als ca. 5 Hz, Zweiweg- oder Vollweggleichrichter 695a und 695b sowie ein Addierer 696. Diese Schaltungen bilden zusammen eine
Diskriminatorschaltung für das stereophone Programmsignal (d. h. das pulsierende Signal von 4 · 1 Hz). Da der Schaltungsaufbau und -betrieb der stereophonen Programm-Diskriminatorschaltung
zu Aufbau und Betrieb der oben erläuterten Zweisprachen-Programm-Signal-Diskriminierungs-
oder Kennzeichnungsschaltung ähnlich sind, werden keine weiteren Erläuterungen benötigt.
Ein vorteilhaftes Merkmal der Schaltungsanordnung nach dem oben beschriebenen zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung
liegt darin, daß das Ausgangssignal in einer Form erhalten werden kann, wie wenn es geglättet wäre, indem lediglich
die beiden pulsierenden Demodulations- oder Erfassungssignale zusammengefaßt werden, was darauf beruht, daß die Zeitdauer
der Spitzenwert-Demodulation oder -Erfassung auf 1/4 im Vergleich mit dem oben anhand der Fig. 3 erläuterten ersten Ausführungsbeispiel
herabgesetzt ist. Das Fehlen des Glättungsgliedes bedeutet, daß keine Verzögerung hinsichtlich der Demodulationszeit
erzeugt wird, was- für das Verhalten des Empfän-
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gers insgesamt extrem vorteilhaft ist. Weiterhin ist die Schaltungsanordnung in der Form einer integrierten Schaltung
ausführbar.
Das zweite, oben anhand der Fig. 4 beschriebene Ausführungsbeispiel
kann im Gegensatz zur Zweiweg- oder Vollweg-Gleichrichtung des ersten Ausführungsbeispieles als
Vierphasen-Gleichrichtung angesehen werden. Obwohl die Vierphasen-Gleichrichtungsschaltung
an sich üblich ist, sei betont, daß die Erfindung keinesfalls auf die Vierphasen-Gleichrichtung
beschränkt ist, sondern in einer Fünfphasen-, Sechsphasen- oder Vielphasen-Gleichrichtungsschaltung abhängig
von der Anzahl der programmkennzeichnenden Signale ausgeführt werden kann, wobei die Anzahl der Tiefpaßfilter entsprechend
proportional ansteigt. Dagegen kann der Diskriminator nach dem zweiten Ausführungsbeispiel auch in einer Zweiphasen-Gleichrichtungsanordnung
verwirklicht werden. In diesem Fall kann entweder die Zweisprachen-Programmsignal-Diskriminatorschaltung
oder die stereophone Programm-Diskriminatorsehaltung
weggelassen werden. D. h., um das zweisprachige Programm und das stereophone Programm zu diskriminieren, ist
es nicht erforderlich, alle beide programmkennzeichnenden Signale zu verwenden, sondern das einzige programmkennzeichnende
Signal, das beliebig gewählt und mit einer einfachen Logik zusammengefaßt ist, reicht aus, um die zwei Mehrsprachen-Betriebsarten
voneinander zu unterscheiden oder zu diskriminieren.
In der Beschreibung des Diskriminators nach dem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird angenommen, daß das
Pilotträgersignal von 55,125 kHz als die Eingangssignalquelle verwendet wird, die mit dem Eingangsanschluß EIN gekoppelt
ist. Jedoch ist es in gleicher Weise möglich, als die Eingangssignalquelle
das Horizontal-Synchronisiersignal von
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15,75 kHz des Mehrsprachen-Fernsehempfängers zu verwenden. In diesem Fall ist das Frequenz-Teilungsverhältnis des Frequenzteilers
für die Zweisprachen-Programmsignal-Diskriminatorschaltung,
die in Fig. 4 gezeigt ist, gleich 1/16 gewählt, so daß eine Ausgangsfrequenz von ca. 984 Hz erhalten werden
kann, während das Frequenz-Teilungsverhältnis des Frequenzteilers der stereophonen Programm-Diskriminatorschaltung
gleich 1/17 gewählt ist, so daß eine Ausgangsfrequenz von
ca. 926 Hz erzielbar ist. Ein Beispiel einer derartigen Schaltungsanordnung ist in Fig. 7 im Zusammenhang mit der
stereophonen Programm-Diskriminatorschaltung nach einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt. In
der Fig. 7 ist der Eingangsanschluß EIN mit einem Horizontal-Austastimpuls
oder einem Horizontal-Synchronisiersignal von 15,75 kHz beaufschlagt, das konstant in einer Horizontal-Ablenkschaltung
oder in einer Horizontal-Synchronisierschaltung des Fernsehempfängers erzeugt ist. Das Eingangssignal
f 1 von 15,75 kHz ist einer Frequenzteilung durch einen 1/8-Frequenzteiler
672'a unterworfen, um auf 1,969 kHz verringert zu werden, das dann auf ca. 984 Hz durch 1/2-Frequenzteiler
672'b und 672'd herabgesetzt wird, wodurch ein Schwebungssignal
von 4 Hz durch die folgenden Phasendetektoren 682a und 682b erhalten wird, um ein stereophones Betriebsart-Programm
zu kennzeichnen.
Im Fall eines Farbfernsehempfängers wird ein eine Frequenz von 3,579545 MHz erzeugender Oszillator notwendig für
einen Farbsynchronisiergenerator verwendet. Dieses Frequenzsignal kann offenbar als die Bezugseingangssignalquelle verwendet
werden, indem der Farbhilfsträger von 3,579545 MHz der Frequenzteilung mit dem Verhältnis von ca. 1/3643 unterworfen wird, um die Frequenz von ca. 983 Hz zu erhalten. Obwohl
die Anordnung der Frequenzteiler hierzu kompliziert wird, kann die Frequenzgenauigkeit gesteigert werden.
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Die in der obigen Beschreibung erwähnte Horizontal-Synchronisierfrequenz
von 15,75 kHz entspricht den Schwarz-Weiß-Rundfunknormen. Nach den Parb-Rundfunknormen beträgt
die Horizontal-Synchronisierfrequenz 15,734 kHz, während die entsprechende Pilotfrequenz den Wert 55,07 kHz hat. Jedoch
ist die Differenz in der entsprechenden Frequenz zwischen den beiden Rundfunkarten lediglich in der Größenordnung
von ca. 0,1 %, was vernachlässigbar ist.
In den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen wird das Zeitsteuer-Übertragungssignal einer hohen Zuverlässigkeit
als das Bezugseingangssignal f oder f ^ verwendet. Jedoch kann in dem Fall eines Fernsehempfängers, der einen
Oszillator enthält, der ein Schwingungsfrequenzsignal in stabiler Weise erzeugen kann, wie z. B. ein Kristalloszillator,
die Ausgangsfrequenz des eingebauten Oszillators als das Bezugseingangssignal f oder f * verwendet werden. D.
h., ein Signal mit einer stabilisierten Frequenz ist als das Bezugseingangssignal verwendbar.
Die Funktion der oben beschriebenen Gleichrichter liegt im Diskriminieren oder Unterscheiden der Schwebungssignale.
Entsprechend kann der Gleichrichter durch ein nichtlineares Bauelement, wie z. B. eine Diode od. dgl., ersetzt werden.
Fig. 8 zeigt einen Hauptteil des Diskriminators nach
einem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem der Frequenzumsetzer 67 aus einem Zähler 673, einem Festwertspeicher
(ROM) 674 und einer Logik 675 besteht. Der Zähler 673 hat eine N-Bit-Kapazität und dient zum Zählen
der Frequenz des Bezugseingangssignales f nach oben bis zu einem größten Zählerstand M, wobei die Zählerstand-Ausgangssignale
bei vorbestimmten Zählerstand-Zahlen m, (m.. ,
nu, m,, m.) erzeugt sind und nach Null rückgesetzt werden,
wenn die größte Zählerstand-Zahl M erreicht wurde. Der Festwertspeicher 674 ist mit Anschlüssen Q1 , Q1 , ..., Q , Q des
Zählers 673 gekoppelt. Wenn die Zählerstand-Ausgangssignale an den Anschlüssen Q1, Q1, ..., Q , Q bei den Zählerstand-Zahlen
mk (m^, nu., In3, m.) auftreten, erzeugt der Festwertspeicher
Impulse m.. , m , m und m., die in Fig. 9 gezeigt sind.
Die Logik 675 ist zwischen dem Festwertspeicher 674 und dem Mischer 68 gekoppelt und dient zum Erzeugen von in Fig. 9
gezeigten Signalen A und B abhängig von den Impulsen nu r nu,
iru und nu. Die Signale A und B entsprechen jeweils den in
Fig. 5 dargestellten Signalen b und d. Die Logik kann hierzu aus ODER-Gliedern 675 m., 675 nu, 675 m_ und 675 nu aufgebaut
sein.
Wenn bei der oben beschriebenen Schaltungsanordnung die Werte der Zählerstand-Zahlen m1, nu, m_ und m. in geeigneter
Weise gewählt sind, können die Ausgangssignale (Takte) A und B (vgl. Fig. 9), die um ca. 90° außer Phase
sind und ein Tastverhältnis von ca. 50 % haben, am Ausgang der Logik 675 erzeugt werden, selbst wenn die größte Zählerstand-Zahl
nicht gleich einem Vielfachen von 2 ist oder selbst wenn das Tastverhältnis des Eingangstaktsignales f nicht
50 % beträgt. (In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, daß im Fall des in Fig. 4 gezeigten Diskriminators das Ausgangssignal
des Frequenzteilers 671a ein Tastverhältnis von 50 % besitzt, wie dies in Fig. 5a gezeigt ist.)
Um die Pilotsignale f1 und f„ zu diskriminieren oder
zu unterscheiden, die nahe beieinanderliegende Frequenzen haben, kann der Frequenzumsetzer zum Diskriminieren des Pilotsignales
f1 aus den Frequenzteilern, dem Inverter usw. in
der in Fig. 4 gezeigten Weise bestehen, während der Frequenzumsetzer
zum Diskriminieren des Pilotsignales f, aus einem
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Zähler, einem Festwertspeicher, einer Logik usw. in einer in Fig. 8 gezeigten Weise aufgebaut sein kann.
Fig. 10 zeigt ein fünftes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das einer Abwandlung des in Fig. 3 dargestellten ersten
Ausführungsbeispieles entspricht, wobei eine solche Anordnung vorliegt, daß die Frequenz des Niederfrequenz-Schwebungssignales
angemessen niedrig und die Bandbreite des Tiefpaßfilters schmaler ist. In Fig. 10 sind einander entsprechende
Bauteile mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 3 versehen. Weiterhin sind vorgesehen ein 1/N-Frequenzteiler 664 (N = ganzzahlig
größer als 1) und ein spannungsgeführter Oszillator 663", der mit einer Frequenz von ca. N · 55,125 kHz schwingt. Der
1/N-Frequenzteiler 664 und der spannungsgeführte Oszillator 663' bilden einen üblichen Phasenregelkreis zusammen mit einem
Phasendetektor 661 und einem Filter 662.
Ein wesentliches Merkmal des fünften Ausführungsbeispiels der oben beschriebenen Anordnung liegt darin, daß
der spannungsgeführte Oszillator 663 des in Fig. 3 gezeigten ersten Ausführungsbeispieles in zwei Oszillatoren, d. h.
den spannungsgeführten Oszillator 663' und den 1/N-Frequenzteiler 664, aufgeteilt ist. Die in Fig. 10 gezeigte Schaltungsanordnung
entspricht insoweit der Schaltungsanordnung von Fig. 3, als der Phasenregelkreis aus dem Phasendetektor
661, dem spannungsgeführten Oszillator 663' und dem Frequenzteiler
664 besteht. Jedoch sei darauf hingewiesen, daß hier am Ausgang des spannungsgeführten Oszillators 663' das Bezugstakt*·
oder Zeitsteuersignal der N-fachen Frequenz wie bei dem in Fig ο 3 gezeigten spannungsgeführten Oszillator
663 erzeugt wird. Entsprechend ist es durch geeignetes Wählen des Teilungsverhältnisses des mit dem Ausgang des
spannungsgeführten Oszillators 663' gekoppelten Frequenzteilers 670 möglichj, ein frequenzumgesetztes Ausgangssignal,
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das an das Pilotsignal (amplitudenmodulierte Frequenz) angenähert ist, mit einer verbesserten Genauigkeit im Vergleich
zu dem Signal des in Fig. 3 gezeigten ersten Ausführungsbeispieles zu erhalten.
Wenn angenommen wird, daß der Divisor N des Frequenzteilers 664 mit dem Wert 14 gewählt ist, während der Frequenzteiler
670 einen Divisor mit dem Wert 836 hat, dann kann die Ausgangsfrequenz von ca. 923 Hz (= 55,125 kHz ·
14/836) erhalten werden, was im wesentlichen mit der Frequenz des Pilotsignales übereinstimmt, das das zweisprachige
Programm kennzeichnet. Demgemäß kann die Frequenz des
Niederfrequenz-Schwebungskomponenten-Ausgangssignales vom nachfolgenden (nicht gezeigten) Phasendetektor im wesentlichen
gleich Null Hz gemacht werden, damit die Bandbreite des folgenden Tiefpaßfilters schmaler sein kann, um so die
rauschgeprüfte Eigenschaft zu verbessern.
D. h., die Schaltungsanordnung nach dem fünften Ausführungsbeispiel
der Erfindung ermöglicht es, daß das Frequenzteilungsverhältnis im wesentlichen beliebig ein gegebenes
Verhältnis rationaler Zahlen ist, und kann allgemein als eine Frequenz-Vervielfacher/Teiler-Schaltung bezeichnet werden.
Diese Anordnung ist auch auf das oben beschriebene zweite und dritte Ausführungsbeispiel der Erfindung anwendbar.
Insbesondere können die in Fig. 4 gezeigten Frequenzteiler 671a und 672a sowie der Frequenzteiler 672"a jeweils aus
der Frequenz-Vervielfacher/Teiler-Schaltung aufgebaut sein.
Der Hüllkurvendemodulator oder -detektor zum Demodulieren
oder Erfassen des amplitudenmodulierten Signalverlaufes des oben beschriebenen Pilotsignales kann durch einen Synchrondemodulator
oder -detektor ersetzt werden, indem der Träger
von 55,125 kHz verwendet wird, der durch den Phasenregelkreis
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wiedergegeben wird, der oben im Zusammenhang mit dem in
Fig. 3 gezeigten ersten Ausführungsbeispiel beschrieben wurde. Dieser Träger ist vom Ausgang des spannungsgeführten
Oszillators 663 in dem Fall der in Fig. 3 gezeigten Anordnung verfügbar, und er ist verfügbar vom Ausgang des
Frequenzteilers 664 in dem Fall der in Fig. 10 dargestellten Anordnung. In diesem Zusammenhang sei daran erinnert,
daß die Phase des Trägers um ca. 90° bezüglich des Pilotsignal-Einganges zum Phasendetektor 66 unter der Steuerung
des Phasenregelkreises verzögert ist.
üblicherweise ist der Rauschabstand des Ausgangssignales
vom Synchrondemodulator besser als der Rauschabstand des Ausgangssignales vom Hullkurvendemodulator. Ausgehend
von dieser Tatsache ist es möglich, ein monophones Sprachprogramm-Kennzeichnungssignal
mit einem verbesserten Rauschabstand zu demodulieren. Ein diesem Zweck dienendes sechstes
Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 11 gezeigt,
in der die entsprechende Funktion erfüllende Teile mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 10 versehen sind
und nicht nochmals beschrieben werden. Weiterhin sind vorgesehen ein 90 -Phasenschieber 675 zum Kompensieren der
durch den Phasenregelkreis eingeführten Phasendifferenz
von 90° (vgl. oben), ein Synchrondemodulator 52' und ein Tiefpaßfilter 690, das die Frequenzkomponenten tiefer als
ca. 5 Hz durchläßt. Aufgrund des Ausgangssignales vom Tiefpaßfilter
690 wird das Vorliegen oder Fehlen des Pilotsignales bestimmt. Somit kann das Ausgangssignal vom Filter
als ein monophones Sprachprogramm-Kennzeichnungssignal Vn,
verwendet werden. Es sei daran erinnert, daß der in Fig. gezeigte 90°-Phasenschieber ausgeführt werden kann, indem
auf die oben im Zusammenhang mit den Fig. 4 und 5 erläuterte Vielphasentechnik zurückgegriffen wird.
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Fig. 12 zeigt ein siebentes Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem das monophone Programm-Kennzeichnungssignal
V3 vom Horizontal-Synchronisiersignal mit Hilfe der
Vielphasentechnik abgeleitet ist. In dieser Figur sind gezeigt das Pilotträgersignal f (55,125 kHz) und das Horizontal-Austastsignal
oder das Horizontal-Synchronisiersignal f.. mit der Folgefrequenz von 15,75 kHz, wie dies oben erläutert
wurde. Weiterhin sind vorgesehen ein Phasendetektor 661', ein spannungsgeführter Oszillator 663", der zum Erzeugen
einer Ausgangsfrequenz von 7 · 15,75 kHz geeignet ist, und ein 1/7-Frequenzteiler 664'. Diese Komponenten
bilden einen üblichen Phasenregelkreis. Weiterhin sind vorgesehen ein Inverter 674 sowie 1/2-Frequenzteiler 670' und
673. Entsprechend dem oben anhand der Fig. 5 erläuterten Prinzip beträgt die Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen
von den 1/2-Frequenzteilern 670' und 673 ca. 90°.
Die Folgefrequenz dieser Ausgangssignale stimmt mit der
Pilotsignalfrequenz von 55,125 kHz überein. Ausgangssignale
von Phasendetektoren 683 und 684 sind Null-Schwebungssignale
mit einer Phasenverschiebung von 90° zueinander. Weiterhin sind Tiefpaßfilter 697a und 697b vorgesehen, die die Frequenzsignalkomponenten
kleiner als ca. 5 Hz durchlassen, sowie Zweiweg- oder Vollweggleichrichter 698a und 698b, die
besser als Absolutwertdemodulatoren bezeichnet werden, da die Eingangssignale in diese Gleichrichter Null-Schwebungssignale,
d. h. Gleichstromsignale, sind. Ein Addierer 699 hat einen Ausgangsanschluß, an dem das angestrebte Signal
V., zum Kennzeichnen des Vorliegens oder Fehlens des monophonen
Programmes erhalten werden kann.
Im folgenden wird die Beschreibung der Phasendifferenz
von 90° ergänzt. Es sei angenommen, daß die Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen in den Phasendetektor 683
durch θ wiedergegeben ist, daß das Ausgangssignal des Tief-
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3001?i
paßfliters 697a durch A cos θ wiedergegeben ist, wobei A
die Amplitude des Eingangspilotsignales darstellt. Da die Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen in den Phasendetektor
684 zu dieser Zeit durch (Θ - 90°) gegeben ist, ist dagegen das Ausgangssignal vom Tiefpaßfilter 697b gegeben
durch A cos (Θ - 90°) = A sin Θ. Entsprechend ist das Ausgangssignal V_ vom Addierer 699 gegeben durch
IA cos θ i + I A sin θ I . Der Wert von θ kann sich beliebig
unter verschiedenen Rundfunkstationen verändern. Wenn jedoch θ entlang der Abszisse und das Ausgangssignal V-.
entlang der Ordinate aufgetragen wird, wird eine Beziehung ähnlich zu dem in Fig. 6 durch die Strichlinie gezeigten
Verlauf erhalten, wodurch die Größe des Eingangspilotsignales mit Hilfe des Ausgangssignales V_. bestimmt werden kann.
Das monophone Programm-Kennzeichnungssignal kann als eine Signalquelle einer hohen Qualität verwendet werden, um die
gewünschten Umschaltoperationen durch den Schalter 30 und das Umschaltglied 37 durchzuführen, wie dies oben erläutert
wurde.
Die Bezugs- oder Normal-Zeitsteuersignalquelle, wie z. B. die Pilotsignalfrequenz, die Horizontal-Synchronisierfrequenz,
die Farb-Synchronisierfrequenz od. dgl., kann durch das Ausgangssignal eines geeigneten Oszillators mit
hoher FrequenzStabilität ersetzt werden.
Aus den obigen Erläuterungen folgt, daß die Erfindung einen verbesserten Diskriminator vorsieht, der ohne großen
Aufwand verwirklicht werden kann und in der Form einer integrierten Schaltung ausführbar ist, und der schließlich den Bedarf
an einem aufwendigen Niederfrequenzfilter mit einer schmalen
Bruchteil-Bandbreite vermeidet, wodurch ein Fernsehempfänger mit einem MehrSprachsystem wirtschaftlicher im Vergleich
mit dem bisher üblichen System herstellbar ist.
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Weiterhin löst die Erfindung das Problem des bisher üblichen Systems, bei dem die Mittenfrequenz des schmalen
Bruchteil-Bandfilters zwingend gegenüber einer Änderung
empfindlich ist, indem eine stabile Frequenznormale verwendet wird, wodurch die Ursachen für eine Frequenzänderung auf der Empfängerseite ausgeschlossen werden.
empfindlich ist, indem eine stabile Frequenznormale verwendet wird, wodurch die Ursachen für eine Frequenzänderung auf der Empfängerseite ausgeschlossen werden.
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Claims (4)
- AnsprücheDiskriminator, mit- einem Mischer zum Empfangen von zwei Signalen als Eingangssignale und zum Mischen der beiden Signale, umso ein Differenz-Schwebungssignal zu erzeugen,- einem ersten Signalgenerator, der in den Mischer ein zu
demodulierendes und eine Frequenz f1 aufweisendes Signal als eines der Eingangssignale einspeist,- einem zweiten Signalgenerator, der als das andere Eingangssignal ein Bezugssignal mit einer Frequenz f ' nahe bei der Frequenz f.. erzeugt und das Differenz-Schwebungssignal zusammen mit dem zu demodulierenden Signal abgeben kann, und- einem Demodulator zum Demodulieren des durch den Mischer erzeugten Differenz-Schwebungssignales,dad u r ch gekennzeichnet,- daß der zweite Signalgenerator (67) zum Erzeugen des Bezugssignales mit der Frequenz f ' aufweist;- einen Bezugssignalgenerator (663) zum Erzeugen eines ursprünglichen Bezugssignales mit einer Frequenz f , und- einen Frequenzumsetzer (671) zum Umsetzen des ursprünglichen Bezugssignales mit der Frequenz f in das Bezugssignal mit der Frequenz f ', die nahe bei dem Signal mit der Frequenz .f., ist, und zum Einspeisen des Bezugssigna-81-(A 4407-02)-E030033/0577300176Sles mit der Frequenz f ' in den Mischer (69),- wobei das Bezugssignal mit der Frequenz f ' so gewählt ist, daß die Frequenz des Differenz-Schwebungssignales, das nach dem Mischen des Bezugssignales mit der Frequenz f ' mit dem Signal mit der Frequenz f.., das durch den Mischer (69) zu demodulieren ist, erzeugt ist, kleiner ist als die niederste hörbare Frequenz, und- daß der Demodulator einen Niederfrequenz-Signaldemodulator zum Aussieben des Differenz-Schwebungssignales hat, das vom Mischer (69) abgegeben ist und die Frequenz tiefer als die niederste hörbare Frequenz hat. - 2. Diskriminator nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,- daß der Frequenzumsetzer einen Frequenzteiler (671) hat, und- daß der Niederfrequenz-Signaldemodulator ein Tiefpaßfilter (691) zum Aussieben des Niederfrequenz-Schwebungssignales nicht höher als 10 Hz hat. - 3. Diskriminator nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,- daß der Frequenzumsetzer aufweist:- einen ersten Frequenzteiler (671a) zum Erzeugen eines ersten Signales mit einer Frequenz f(f /N-) aus dem ursprünglichen Bezugssignal mit der Frequenz f durch Frequenzteilung,- einen mit dem ersten Frequenzteiler (671a) gekoppelten Phasenumkehrer (671c) zum Erzeugen eines zweiten Signales mit einer Frequenz f(f /N1) durch Umkehren der Phase des ersten Signales mit der Frequenz f,030033/0577- einen zweiten und einen dritten Frequenzteiler (671b, 671d) zum Umsetzen des ersten bzw. des zweiten Signales mit der Frequenz f in ein drittes bzw. viertes Bezugssignal mit der jeweiligen Frequenz f ' und mit einem Tastverhältnis von 50 % sowie einer Phasendifferenz dazwischen von 90°,- wobei die Frequenz f ' nahe bei der Frequenz f. des zu demodulierenden Signales liegt und so gewählt ist, daß die Frequenzen der Differenz-Ausgangs-Schwebungssignale b und d, die nach Mischen des dritten und des vierten Bezugssignales mit dem zu demodulierenden Signal durch .den Mischer (69) erzeugt sind, nicht höher sind als 10 Hz,- daß der Mischer (68) einerseits aufweist einen ersten und einen zweiten Frequenzmischer (681a, 681b), die mit dem zweiten und dem dritten Frequenzteiler (671b, 671d) gekoppelt und mit frequenzgeteilten Signalen a und c vom zweiten bzw. dritten Frequenzteiler (671b, 671d) an Eingängen beaufschlagbar sind, wobei das andere Eingangssignal aus dem zu demodulierenden Signal (Frequenz: f1) gebildet ist, und andererseits die Niederfrequenz-Schwebungssignale b und d erzeugt, und- daß der Niederfrequenz-Signaldemodulator (69) aufweist:- ein erstes und ein zweites Tiefpaßfilter (691a, 691b), die mit dem ersten und dem zweiten Frequenzmischer (681a, 681b) gekoppelt sind und die Niederfrequenz-Schwebungssignale b und d mit einer Frequenz nicht höher als 10 Hz aussieben können,- einen ersten und einen zweiten Gleichrichter (692a, 692b), die mit dem ersten bzw. dem zweiten Tiefpaßfilter (691a, 691b) gekoppelt sind, um eine Vollweg-Gleichrichtung des Differenz-Schwebungssignales b bzw. d durchzuführen, und030033/0577- einen mit dem ersten und dem zweiten Gleichrichter (692a, 692b) gekoppelten Addierer (693) zum Addieren der vollweggleichgerichteten Schwebungssignale, um ein pulsierendes Signal (Differenz-Schwebungssignale mal zwei Phasen) zu erzeugen. - 4. Diskriminator nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,- daß der Frequenzumsetzer (67) aufweist:- einen Zähler (673) mit einer Kapazität einer größten Zählerstand-Zahl M, der zum Zählen des ursprünglichen Bezugssignales mit der Frequenz f und zum Erzeugen an Ausgängen von Zählerstand-Impulsen m1, m~, m_ und m. bei Zählerstand-Zahlen von m1, m„, m_ und m. geeignet und auf Null bei der Zählerstand-Zahl von M (M > m1 , m2, itu, m.) rücksetzbar ist, und- eine mit dem Zähler (673) gekoppelte Logik (675) zum Empfangen der Zählerstand-Impulse und zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Impulssignales A und B, die ein Tastverhältnis von ca. 50 % haben und relativ zueinander um ca. 90° außer Phase sind sowie eine gewählte Frequenz besitzen, so daß die Frequenz des Differenz-Schwebungssignales, das nach Mischen des zu demodulierenden Signales mit dem ersten und dem zweiten Impulssignal durch den Mischer erzeugt ist, nicht höher als 10 Hz ist,- daß der Mischer einen ersten und einen zweiten Frequenzmischer (682a, 682b) aufweist, die mit der Logik (675) gekoppelt und mit dem Differenz-Schwebungssignal der Frequenz nicht höher als 10 Hz zusammen mit dem zu demodulierenden Signal (Frequenz: f1) beaufschlagbar sind und daraus das Niederfrequenz-Schwebungssignal b bzw. d mit einer Frequenz nicht höher als 1O Hz erzeugen, und030033/0577daß der Niederfrequenz-Signaldemodulator aufweist:ein erstes und ein zweites Tiefpaßfilter (694a, 694b), die mit dem ersten und dem zweiten Frequenzmischer (682a, 682b) gekoppelt sind, um die Niederfrequenz-Schwebungssignale b und d nicht höher als 10 Hz auszusieben,einen ersten und einen zweiten Gleichrichter (695a, 695b), die mit dem ersten und dem zweiten Tiefpaßfilter (694a, 694b) gekoppelt sind, um eine Vollweg-Gleichrichtung der Differenz-Schwebungssignale b und d auszuführen , undeinen mit dem ersten und dem zweiten Gleichrichter (695a, 695b) gekoppelten Addierer (696) , um die vollweg-gleichgerichteten Signale zusammenzuaddieren, um dadurch ein pulsierendes Signal (Differenz-Schwebungssignal mal zwei Phasen) zu erzeugen.030033/0577
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