DE3001765A1

DE3001765A1 - Diskriminator

Info

Publication number: DE3001765A1
Application number: DE19803001765
Authority: DE
Inventors: Makoto Furihata; Masanori Oguino; Noboru Sakata
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1979-01-19
Filing date: 1980-01-18
Publication date: 1980-08-14
Also published as: JPS5596773A; JPS6262105B2; US4368354A; DE3001765C2

Description

HITACHI, LTD., Tokyo, Japan

Diskriminator

Die Erfindung betrifft einen Diskriminator zum Diskriminieren (Unterscheiden, Ausfiltern) von Signalen, die ein Fernseh-Rundfunkprogramm kennzeichnen, und insbesondere einen Diskriminator, der auf einen Fernsehempfänger eines Mehrsprachsystems zum Diskriminieren von das Programm kennzeichnenden Signalen anwendbar ist, um zu bestimmen, ob ein gerade gesendetes und zu empfangendes Fernsehprogramm in einer stereophonen Ton-Betriebsart oder in einer heterogenen Sprach-Betriebsart (z. B. zweisprachiges Sprach-Programm einerseits in japanisch und andererseits in einer Fremdsprache, wie z. B. englisch) ist.

Zunächst soll zum besseren Verständnis der Erfindung ein üblicher Diskriminator erläutert werden, der für einen Fernsehempfänger eines Mehrsprachsystems vorgesehen ist.

Ein Fernseh-Mehrsprachsignal (Mehrkanal-Sprachsignal) weist z. B. ein FrequenzSpektrum auf, wie dieses in Fig. 1 gezeigt ist. D. h., das Mehrsprachsignal enthält ein Hauptkanalsignal mit einer Frequenzverteilung über einen Bereich

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von 50 Hz bis f„, wobei f eine Horizontal-Synchronisier-

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frequenz von 15,750 kHz bedeutet, ein Hilfskanalsignal, das durch eine Frequenzmodulation eines Sprach- oder Ton-Hilfsträgers von 2 f„ (31,5 kHz) mit einem Nebenton- oder Sprachsignal erhalten ist und eine Frequenzverteilung über einen

Bereich von f„ bis 3 f„ (47,25 kHz) besitzt, und ein Steuern χι

signal, das durch Amplitudenmodulation eines Pilotträgers mit einer Frequenz von 3,5 f„ (55,125 kHz) mit einem Pilot-

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signal mit einer Frequenz von ca. 923 Hz oder ca. 983 Hz erhalten ist.

Im Fall einer stereophonen Fernsehprogramm-Sendung wird ein stereophones Summensignal (L + R) als ein Hauptsprach- oder Tonsignal übertragen, während ein stereophones Differenzsignal (L - R) als ein Nebensprach- oder Tonsignal übertragen wird. Dagegen wird im Fall einer monophonen oder einkanaligen Sendung lediglich das Hauptsprachoder Tonsignal des Hauptkanales übertragen, ohne vom Nebenoder Tonsignal begleitet zu werden. Weiterhin wird in der heterogenen Sprach-Sendungs-Betriebsart, wie z. B. einem zweisprachigen Programm in japanisch und englisch, eines der Sprachsignale als das Hauptsprachsignal und das andere Sprachsignal als das Nebensprachsignal übertragen. Eine Unterscheidung der stereophonen Sendung und der heterogenen Sprach-Sendung voneinander wird mit Hilfe des Pilotsignales bewirkt, das das Steuersignal bildet. D. h., im Fall eines stereophonen Fernsehprogrammes wird das Steuersignal, das durch Amplitudenmodulation des Pilotträgers von 3,5 f„ mit dem Pilotsignal f₂ von ca. 983 Hz erhalten ist, übertragen, während für ein heterogenes Sprachprogramm das Steuersignal übertragen wird, das erzeugbar ist, indem der Pilotträger von 3,5 f„ einer Amplitudenmodulation durch das

Pilotsignal f₁ unterworfen wird.

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Der Fernsehempfänger, der zum Empfang von Mehrsprach- oder Mehrton-Fernseh-Rundfunkprogrammen geeignet ist, enthält einen Pilotsignal-Diskriminator, der zum Diskriminieren der Pilotsignale f. und f„ voneinander bestimmt ist, die das stereophone Fernseh-Rundfunkprogramm bzw. das heterogene Mehrsprach-Fernsehprogramm kennzeichnen.

Im folgenden wird ein typisches Beispiel eines üblichen Diskriminator anhand der Fig. 2 beschrieben, die ein Blockschaltbild eines Hauptteiles einer Mehrsprach- oder Mehrton-Signal-Empfängerschaltung zeigt, in der der herkömmliche Diskriminator enthalten ist. In der Fig. 2 ist ein Eingangsanschluß 10 für das oben erläuterte Mehrsprachsignal mit einem Videodetektor eines Fernsehempfängers über einen Sprachfrequenzdiskriminator und einen Ton-Zwischenfrequenzverstärker (nicht gezeigt) verbunden. Wenn das durch die zugeordnete Fernsehempfängerausrüstung empfangene Mehrsprachsignal am Eingangsanschluß 10 liegt, wird das Hauptkanalsignal des Mehrsprachsignales zu einem der Eingangsanschlüsse einer einen Teil einer Demodulatorschaltung 30 bildenden Matrixschaltung 31 über eine auch als ein Filter dienende Entzerrungsschaltung 21 gespeist, während das Hilfskanalsignal über ein Bandpaßfilter 22 an einer Frequenzdiskriminatorschaltung 23 liegt, um demoduliert zu werden. Somit tritt ein Hilfssprachsignal am Ausgangsanschluß der Diskriminatorschaltung 23 auf, das dann in den anderen Eingangsanschluß der Matrixschaltung 31 über einen stereophon/heterogen Sprachprogramm-Betriebsart-Umschalter 32 eingespeist wird. In der stereophonen Empfangs-Betriebsart erzeugt die Matrixschaltung 31 in üblicher Weise stereophone Signale 2L und 2R an ihren beiden Ausgangsanschlüssen. Das eine stereophone Signal 2L wird zu einem Ausgangsanschluß 41 über einen veränderlichen Widerstand 33 und ein ortsfestes Kontaktstück a eines Schalters 35 geführt, während das andere stereophone

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Signal 2R nach außen zum anderen Ausgangsanschluß 42 über ein ortsfestes Kontaktstück a eines Schalters 34, einen veränderlichen Widerstand 33'a und ein ortsfestes Kontaktstück a eines Schalters 35' geführt ist. Dagegen erzeugt in der heterogenen Mehrsprach-Empfangs-Betriebsart die Matrixschaltung 3T an einem der Ausgangsanschlüsse das Hauptsprachsignal, das nach außen zum Ausgangsanschluß 41 über den gleichen Schaltungsweg wie für das stereophone Signal 2L geführt ist. Weiterhin erzeugt der Diskriminator 23 das Nebensprachsignal an seinem Ausgangsanschluß, das dann zu einem Ausgangsanschluß 42 über eine Entzerrungsschaltung 24, ein ortsfestes Kontaktstück b des Schalters 34, einen veränderlichen Widerstand 33^gb, ein ortsfestes Kontaktstück a eines Schalters 36 und ein ortsfestes Kontaktstück b des Schalters 35' geführt ist. Der Schalter 32 ist gewöhnlich geöffnet und in den geschlossenen Zustand durch ein Schalter-Umschaltglied 38 umgeschaltet, das weiter unten anhand der stereophonen Empfangs-Betriebsart näher erläutert wird. Die Schalter 34, 35 und 35' sind gewöhnlich zu den jeweiligen ortsfesten Kontaktstücken a geschlossen. In der stereophonen Ton-Empfangs-Betriebsart bleiben diese Schalter 34, 35 und 35' zu den jeweiligen ortsfesten Kontaktstücken a geschlossen und werden zu den jeweiligen Kontaktstücken b in der heterogenen Empfangs-Betriebsart unter der Steuerung eines weiter unten näher erläuterten Schalter-Umschaltgliedes 39 umgeschaltet. Der Schalter 39 ist gewöhnlich zum ortsfesten Kontaktstück a geschlossen. Da die Betriebe der Demodulatorschaltung und der verschiedenen Schalter in der stereophonen Betriebsart und in der heterogenen Mehrsprach-Empfangs-Betriebsart von üblicher Art sind, kann von einer weiteren Erläuterung abgesehen werden.

Im folgenden wird die Unterscheidung oder Demodulation der Pilotsignale sowie die Betriebsart-Umschaltoperation zwi-

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sehen der stereophonen Empfangs-Betriebsart und der heterogenen Mehrsprach-Empfangs-Betriebsart näher erläutert.

Das Pilotträgersignal f (55,125 kHz) des Mehrsprachsignales, das am Eingangsanschluß 10 liegt, wird zu einem Pilotsignaldemodulator oder -detektor 52 über ein Bandpaßfilter 51 mit einem Durchgangs-Frequenzband von 15,125 + 1 kHz gespeist. An den Ausgangsanschlüssen des Demodulators 52 treten Pilotsignale f₁ (ca. 923 Hz) bzw. ±₂ (ca. 983 Hz) auf, die zu Niederfrequenz-Schmal-Bruchteil-Band-Mechanik-Filtern 61 und 63 eines Pilotsignal-Diskriminators 60 gespeist sind. Die durch die jeweiligen mechanischen Filter 61 und 63 geschickten Signale werden durch ein nachfolgendes Gleichrichter- und Glättungsglied 62 bzw. 64 gleichgerichtet und geglättet und danach in das Schalter-Umschaltglied 39 bzw. 28 der Demodulatorschaltung 30 eingespeist, die zusätzlich die Matrixschaltung und das Schalter-Umschaltglied 37 aufweist. Wenn das stereophone Pilotsignal f~ am Ausgangsanschluß des mechanischen Filters 63 des Pilotsignal-Diskriminators 60 auftritt, spricht das Schalter-Umschaltglied 38 auf das Pilotsignal f„ an, um dadurch den Schalter 32 der Demodulatorschaltung 30 des Empfängers einzuschalten, wodurch die Demodulatorschaltung 30 in die stereophone Empfangs-Betriebsart umgeschaltet wird. Wenn dagegen das Pilotsignal f.. für das heterogene Mehr sprachs ignal am Aus gangs ans chluß des Filters 61 des Pxlotsignaldiskrimxnators 60 auftritt, spricht das Schalter-Umschaltglied 39 auf das Pilotsignal f^ an, um die Schalter 34, 35 und 35" der Demodulatorschaltung 30 des Empfängers zu den jeweiligen ortsfesten Kontaktstucken b umzuschalten, wodurch die Demodulatorschaltung 30 zur heterogenen Mehrsprach-Empfangs-Betriebsart geschaltet wird. Im Fall eines monophonen oder einkanaligen Programmes verschwinden das Nebensprachsignal und die Pilotsignale beide. Mittels dieser Ereignisinformation ist es entsprechend möglich, die Schalter

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35, 35' und 36 zu den jeweiligen ortsfesten Kontaktstücken b umzuschalten, wodurch lediglich das Hauptsprachsignal von den Ausgangsanschlüssen 41 und 42 der Demodulatorschaltung 30 abgeleitet wird. Für die Unterscheidung oder Demodulation des monophonen oder einkanaligen Programmes kann die Tatsache ausgenutzt werden, daß keine Pilotsignalkomponenten vorhanden sind, oder alternativ kann ein monophoner oder einkanaliger Diskriminator 65 (vgl. Fig. 2) verwendet werden. Dieser Diskriminator ist so aufgebaut, daß er diskriminierend erfaßt, daß das Nebensprachsignal oder die Pilotsignale eine ausreichend kleine Amplitude haben und an dessen Ausgang ein monophones Sprachprogramm-Anzeigesignal V₃ erzeugen.

Der im Mehrsprachsystem-Fernsehempfänger enthaltene herkömmliche Diskriminator erfordert notwendig die Verwendung der Schmal-Bruchteil-Band-Mechanik-Filter zum Diskriminieren der programmkennzeichnenden Signale, wie dies aus den obigen Erläuterungen folgt. Diese mechanischen Filter müssen mit einer Durchlaß-Bandbreite nicht höher als ca. 10 Hz hinsichtlich des geforderten rauschsicheren Verhal-

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tens versehen werden, was seinerseits bedeutet, daß strengere Anforderungen an die Genauigkeit und Stabilität der Mittenfrequenz gelegt werden (z. B. darf die Toleranz nicht größer als + 0,5 % sein). Damit ist das im Niederfrequenzband in der Größenordnung von ca. 1 kHz verwendbare Filterelement notwendig auf die mechanischen Filter eingeschränkt, die einen hohen Q-Wert bzw. eine hohe Güte aufweisen, was gegebenenfalls eine sehr aufwendige Ausführung einschließt.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen Diskriminator anzugeben, in dem das Niederfrequenz-Schmal-Bruchteil-Bandfilter einfach ausgeführt werden kann und der so für eine Herstellung in der Form einer integrierten Schaltung (IC)

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geeignet ist; außerdem soll dieser Diskriminator gegenüber einer Änderung in der Frequenz auf der Seite eines Fernsehempfängers unempfindlich sein.

Zur Lösung dieser Aufgabe sind erfindungsgemäß vorgesehen eine erste Signalquelle mit einer Frequenz f₁, eine zweite Signalquelle mit einer Bezugsfrequenz f' , die nahe bei der Frequenz f.. liegt, eine Einrichtung "zum Erzeugen einer Schwebungsfrequenzkomponenten aus der ersten und der zweiten Signalquelle und eine Einrichtung zum Entziehen oder Aussieben einer Schwebungsfrequenzkomponenten mit einer Frequenz kleiner als eine Mindestfrequenz der Ton- oder Hör- oder Niederfrequenz, um dadurch das Vorliegen der Frequenz von der ersten Signalquelle zu kennzeichnen.

Der erfindungsgemäße Diskriminator für ein Fernseh-Mehrsprachsystem hat also einen Mischer zum Mischen eines programmkennzeichnenden Signales mit einem Bezugssignal, um dadurch ein Differenz-Schwebungssignal zu erzeugen. Ein Bezugssignalgenerator hat eine Signalquelle einer ursprünglichen Frequenz und einen Frequenzumsetzer zum Umsetzen der ursprünglichen Frequenz in die Bezugsfrequenz, die nahe bei der Frequenz des programmkennzeichnenden Signales und so gewählt ist, daß die Frequenz des Differenz-Schwebungssignales kleiner als die niederste hörbare oder hörfrequente Frequenz ist. Ein Tiefpaßfilter wird zum Aussieben des Differenz-Schwebungssignales verwendet. Die Notwendigkeit für ein aufwendiges mechanisches Filter einer schmalen Bruchteil-Bandbreite ist ausgeschlossen.

Anhand der Zeichnung wird die Erfindung nachfolgend beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Spektrum eines Fernseh-Mehrsprachsignales,

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Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Mehrsprachsignal-Empfängerschaltung, die einen üblichen Diskriminator enthält,

Fig. 3 ein Blockschaltbild mit der allgemeinen Anordnung eines Diskriminators nach einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 4 ein Blockschaltbild mit einem Hauptteil des Diskriminators nach einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 5 ein Signaldiagramm zur Erläuterung des Betriebs eines in Fig. 4 gezeigten Frequenzteilers,

Fig. 6 ein Signaldiagramm zur Erläuterung des Betriebs der in Fig. 4 dargestellten Schaltungsanordnung ,

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines Hauptteiles des Diskriminators nach einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines Hauptteiles des Diskriminators nach einem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 9 ein Signaldiagramm zur Erläuterung des Betriebs der in Fig. 8 dargestellten Schaltungsanordnung,

Fig. 10 ein Blockschaltbild eines Hauptteiles des Diskriminators nach einem fünften Ausfüh-

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Fig. 11 ein Blockschaltbild eines Hauptteiles des Diskriminators nach einem sechsten Ausführungsbeispiel der Erfindung,und

Fig. 12 ein Blockschaltbild eines Hauptteiles

des Diskriminators nach einem siebenten Ausführungsbeispiel der Erfindung.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen näher beschrieben.

Fig. 3 zeigt in einem Blockschaltbild einen Hauptteil eines Fernseh-Mehrsprach- oder -Mehrtonsystems, auf das ein Diskriminator nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung angewandt wird. In dieser Figur sind einander entsprechende Bauteile mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 2 versehen, so daß eine wiederholte Beschreibung nicht erforderlich ist. Daher wird im folgenden lediglich der Diskriminator 60 beschrieben. Eine Schaltung 66 dient zum Entziehen oder Aussieben des durch das Bandpaßfilter 51 geschickten Pilotträgersignales f (55,125 kHz). Diese Schaltung 66 ist in einer Phasenregelkreis- oder PLL-Schaltungsanordnung ausgeführt und hat einen Phasendetektor 661, ein Filter 662, einen spannungsgeführten oder VCO-Oszillator 663, der mit einer Frequenz (ca. 55,125 kHz) schwingen kann, die nahe bei der Frequenz des Pilotträgersignales ist. Diese Schaltungselemente arbeiten zusammen, um wirksam ein Filter einer schmalen Bruchteil-Bandbreite zu bilden, das im folgenden auch als Schmal-Bruchteil-Bandfilter bezeichnet wird. Folglich kann eine stabile Frequenzkomponente von 55,125 kHz, die unempfindlich gegenüber Empfangsrauschen ist, vom Ausgangsanschluß des spannungsgeführten Oszillators 663 erhalten werden. Ein Frequenzumsetzer 67 dient zum Umsetzen der Ausgangsfrequenz des

spannungsgeführten Oszillators 663 der Pilotträgersignal-Aussiebschaltung 66 in Werte (oder Frequenzen) f ' oder f ", die nahe beim Pilotsignal f₁ (ca. 923 Hz) oder f₂ (ca. 983 Hz) sind, um zu diskriminierende Programme zu kennzeichnen. Der Frequenzumsetzer 67 hat einen 1/60-Frequenzteiler 671 mit einem Divisor 60 und einen 1/56-Frequenzteiler 672 mit einem Divisor 56. Somit können an den Ausgängen der Frequenzteiler 671 und 672 stabile Frequenzkomponenten von ca. 919 Hz und 984 Hz mit hoher Zuverlässigkeit erhalten werden. An dieser Stelle sei daran erinnert, daß die Frequenzwerte f ' und f ", die nahe bei dem zu demodulierenden Pilotsignal f.. und f„ sind, so gewählt werden, daß die Frequenzen eines Differenzschwebungssignales, das nach dem Mischen der Signale f ' und f " mit den Signalen f₁ und f« in einem weiter unten beschriebenen Mischer erzeugt ist, kleiner als die niederste Tonfrequenz (16 Hz)₇ z. B. nicht höher als 10 Hz^werden. Weiterhin ist ein Mischer 68 vorgesehen, um das umgesetzte Signal f ' (= f /60) oder f " (= f /56), das vom Frequenzumsetzer 67 erhalten ist, mit dem Pilotsignal f. oder f_ zu mischen, das durch den Demodulator 52 abgeleitet ist, damit so ein Niederfrequenz-Schwebungssignal f-. (= f.. - f ') oder f. ( = f„ - f ") zu erzeugen. Der Mischer 68 kann aus Phasendetektoren 681 und 682 zusammengesetzt sein. Demgemäß werden an den Ausgängen der Phasendetektoren 681 und 682 die Schwebungssignale von 4 Hz bzw. 61 Hz für das Pilotsignal von ca. 923 Hz (f₁) und die Schwebungssignale von 64 Hz bzw. 1 Hz für das Pilotsignal von ca. 983 Hz (f₂) erzeugt. Weiterhin ist ein Gleichrichterund Glättungsglied 69 vorgesehen, um die vom Mischer 68 abgegebenen Niederfrequenz-Schwebungssignale gleichzurichten und zu glätten und um die geglätteten Signale in die Schalter-Umschaltglieder 39 und 38 der Demodulatorschaltung 30 einzuspeisen. Dieses Glied 69 besteht aus Tiefpaßfiltern 691 und 693, damit die Frequenzkomponenten tiefer als ca. 10 Hz dort durchgeschickt werden, und aus Gleichrichter/Glättungsgliedern

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692 und 694 zum Gleichrichten und Glätten der Komponenten, die durch die Tiefpaßfilter 691 und 693 geschickt wurden. Die geglätteten Signale bilden die Diskriminator-Ausgangssignale V₁ und V„.

In z. B. einem zweisprachigen Programm tritt ein Signal von ca. 919 Hz am Ausgangsanschluß des Frequenzteilers 671 auf, während ein Signal von ca. 923 Hz am Ausgang des Demodulators 52 liegt, wodurch ein Schwebungssignal von 4 Hz am Ausgang des Phasendetektors 681 erzeugt wird. Das Schwebungssignal von 4 Hz wird durch das Tiefpaßfilter 69 zum Gleichrichter/Glättungsglied 692 gespeist, um gleichgerichtet und geglättet zu werden, was zu der Erzeugung des zweisprachen-programmkennzeichnenden Signales V₁ am Ausgang des Gleichrichter/Glättungsgliedes 692 führt.

Wie aus der Fig. 3 zu ersehen ist, besteht jedes Tiefpaßfilter 691 und 693 aus einem Widerstand (R) und einem Kondensator (C). Die Schaltungskonstanten dieser Tiefpaßfilter sind so gewählt, daß die Dämpfung für die Frequenzen tiefer als ca. 10 Hz verringert ist, während die Dämpfung für die Frequenzen höher als 60 Hz vergrößert ist. Hierzu können z. B. die Widerstandswerte der Widerstände R_g„₁ und R,„_ der Filter 691 und 693 bei 10 kJQ. gewählt werden, während die Werte der Kondensatoren C_rn* und C_roo der Filter bei 4,7 ,uF

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eingestellt sind. In diesem Fall beträgt die Größe der Dämpfung - 2,25 dB bei 1 Hz, - 6,77 dB bei 4 Hz, - 25,58 dB bei 61 Hz bzw. - 25,98 dB bei 64 Hz. Auf diese Weise können einerseits die Größen der Dämpfung merklich verschieden bei 1 Hz und 4 Hz und andererseits bei 61 Hz und 64 Hz gemacht werden, wodurch das Signal von 1 Hz und 4 Hz wirksam ausgesiebt werden kann.

Es sei darauf hingewiesen, daß der Phasenregelkreis 66 einfach durch ein Schmalbandfilter von 55,125 kHz ersetz-

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bar ist. Weiterhin kann dieser Phasenregelkreis 66 teilweise in Anwendlangen weggelassen werden, bei denen ein schwacher oder geringer Feldempfang keine Voraussetzung ist.

Die Gleichrichter/Glättungsglieder 692 und 694 sollten vorzugsweise Zweiweg- oder Vollweg-Gleichrichter sein. Im Fall einer Einweg- oder Halbwellen-Gleichrichtung ist eine Demodulations- oder Erfassungsperiode von ca. 1 s erforderlich, um einen Spitzenwert der Frequenzkomponente von 1 Hz zu demodulieren oder zu erfassen. Dagegen erlaubt die Zweiweg- oder Vollweg-Gleichrichtung eine Verringerung der Demodulations- oder Erfassungsperiode auf ca. 0,5 s, wodurch die Geschwindigkeit gesteigert wird, mit der die Programmdiskriminierung oder -Unterscheidung ausgeführt wird.

In der oben beschriebenen Schaltungsanordnung können die Phasendetektoren 661, 681 und 682 sowie die Frequenzteiler 671 und 672 extrem einfach durch die übliche Technik integrierter Schaltungen ausgeführt werden. Nebenbei können der spannungsgeführte Oszillator 663, die Tiefpaßfilter 691, 693 und die Gleichrichter/Glättungsglieder durch die übliche Technik integrierter Schaltungen mit wenigen zusätzlichen Peripherie-Kondensatoren und -Induktivitäten oder -Spulen (extern angebrachte Bauelemente) verwirklicht werden. Auf diese Weise kann der Diskriminator 60 mit sehr geringem Aufwand infolge der Anordnung aufgebaut werden, die die Ausführung durch IC-Techniken erlaubt. In Fig. 3 sind die durch Strichlinien umschlossenen Schaltungsteile interne Schaltungen der IC (IC = integrierte Schaltung).

Der oben beschriebene Diskriminator hat gegenüber dem herkömmlichen Diskriminator den Vorteil, daß der für die

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Filter benötigte Q-Wert verringert werden kann, und daß Digital-IC-Techniken, die aufgrund des jüngsten beträchtlichen Fortschrittes auf diesem Gebiet wenig aufwendig sind, wirksam und vorteilhaft verwendet werden können.

Fig. 4 zeigt in einem Blockschaltbild einen Diskriminator nach einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die Demodulationsfrequenz der programmkennzeichnenden Signale weiter gesteigert werden kann und bei dem die Gleichrichter/Glättungsglieder unnötig gemacht werden können. In Fig. 4 sind einander entsprechende Teile mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 3 versehen, so daß von näheren Erläuterungen abgesehen werden kann. Weiterhin sind Frequenzteiler 671a, 671b und 671d sowie ein Inverter 671c vorgesehen. Diese Frequenzteiler bilden zusammen mit dem Inverter 671c eine Frequenzteilungsschaltung zum Teilen des an einem üingangsanschluß EIN liegenden Eingangssignales, d. h. der Pilotträgersignalfrequenz f (55,125 kHz), in eine Frequenz (ca. 919 Hz), die nahe bei der Pilotsignalfrequenz (ca. 923 Hz) ist. D. h., ein 1/30-Teiler wird für den Frequenzteiler 671a verwendet, während ein 1/2-Teiler für die Frequenzteiler 671b und 671d vorgesehen ist. Wenn folglich das Eingangssignal 55,125 kHz aufweist, tritt das Ausgangssignal von ca. 1,838 kHz am Ausgangsanschluß des 1/30-Frequenzteilers 671a auf, und Ausgangssignale von ca. 919 Hz liegen am Ausgang des 1/2-Frequenzteilers 671b bzw. 671d.

Fig. 5 zeigt graphisch den Verlauf der Ausgangssignale von den Frequenzteilern und vom Inverter (vgl. oben), wobei der Verlauf des Ausgangssignales des 1/30-Frequenzteilers 671a, des 1/2-Frequenzteilers 671b, des Inverters 671c und des 1/2-Frequenzteilers 671d in Fig. 5a bzw. b bzw. c bzw. d gezeigt ist. Aus Fig. 5 ist zu ersehen, daß eine Phasen-

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differenz in der Größenordnung von 90 zwischen den Ausgangssignalen von den 1/2-Frequenzteilern 671b und 671 d vorhanden ist.

Weiterhin sind Phasendetektoren 681a und 681b vorgesehen, die zusammenwirken, um einen Mischer zum Mischen der Ausgangssignale von den 1/2-Frequenzteilern 671b und 671d mit dem Ausgangssignal vom Demodulator 52 zu erhalten, wodurch ein Schwebungssignal von der niederen Frequenz erzielt wird. D. h., wenn das Ausgangssignal vom Demodulator 52, d. h. das Pilotsignal, 923 Hz beträgt, wird ein Schwebungssignal von 4 Hz als das Ausgangssignal erzeugt. Wenn das erstere Signal 983 Hz hat, weist das Ausgangs-Schwebungssignal 1 Hz auf.

Außerdem sind Tiefpaßfilter 691a und 691b vorgesehen, durch die Signale mit Frequenzen kleiner als z. B. ca. 5 Hz geschickt werden können. Weiterhin sind Zweiweg- oder Vollweg-Gleichrichter 692a und 692b vorgesehen, durch die das Signal von ca. 4 Hz mit Rauschkomponenten, die durch die Tiefpaßfilter 691a und 691b ausgeschlossen sind, einer Vollweggleichrichtung unterworfen wird, als deren Ergebnis zwei pulsierende Signale (von ca. 2 · 4 Hz), wie diese durch eine Strichlinie und eine Vollinie gezeigt sind, als die Ausgangssignale erzeugt werden. Das Vorliegen einer Differenz-Schwebungsfrequenz von ca. 4 Hz und der Phasendifferenz in der Größenordnung von 90° zwischen den pulsierenden Signalen ist der Tatsache zuzuschreiben, daß die Phasendifferenz von ca. 90 zwischen den Ausgangssignalen von den 1/2-Frequenzteilern 671b und 671d unverändert durch die Phasendetektoren 631a und 681b übertragen wird, da die Phasendetektoren an sich arbeiten, um die Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen abzugeben. Ein Addierer 693 addiert die vollweg-gleichgerichteten Signale (pulsierenden Signale), die von den Gleichrichtern 692a und 692b abgegeben sind, um da-

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durch ein pulsierendes Signal (von ca. 4 · 4Hz) zu erzeugen, wie dies in Fig. 6 durch eine Strichlinie gezeigt ist. Dieser Addierer 693 wirkt mit den Frequenzteilern, den Phasendetektoren, den Tiefpaßfiltern und den Vollweggleichrichtern (vgl. oben) zusammen, um die Diskriminatorschaltung zum Kennzeichnen des Zweisprachen-Programmsignales (d. h. des pulsierenden Signales von 4 · 4Hz) zu bilden.

Weiterhin sind vorgesehen ein 1/28-Frequenzteiler 672a, 1/2-Frequenzteiler 672b und 672d, ein Inverter 672c, Phasendetektoren 682a und 682b, Tiefpaßfilter 694a und 694b zum Durchlassen von NiederfrequenzSignalen mit Frequenzen kleiner als ca. 5 Hz, Zweiweg- oder Vollweggleichrichter 695a und 695b sowie ein Addierer 696. Diese Schaltungen bilden zusammen eine Diskriminatorschaltung für das stereophone Programmsignal (d. h. das pulsierende Signal von 4 · 1 Hz). Da der Schaltungsaufbau und -betrieb der stereophonen Programm-Diskriminatorschaltung zu Aufbau und Betrieb der oben erläuterten Zweisprachen-Programm-Signal-Diskriminierungs- oder Kennzeichnungsschaltung ähnlich sind, werden keine weiteren Erläuterungen benötigt.

Ein vorteilhaftes Merkmal der Schaltungsanordnung nach dem oben beschriebenen zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung liegt darin, daß das Ausgangssignal in einer Form erhalten werden kann, wie wenn es geglättet wäre, indem lediglich die beiden pulsierenden Demodulations- oder Erfassungssignale zusammengefaßt werden, was darauf beruht, daß die Zeitdauer der Spitzenwert-Demodulation oder -Erfassung auf 1/4 im Vergleich mit dem oben anhand der Fig. 3 erläuterten ersten Ausführungsbeispiel herabgesetzt ist. Das Fehlen des Glättungsgliedes bedeutet, daß keine Verzögerung hinsichtlich der Demodulationszeit erzeugt wird, was- für das Verhalten des Empfän-

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gers insgesamt extrem vorteilhaft ist. Weiterhin ist die Schaltungsanordnung in der Form einer integrierten Schaltung ausführbar.

Das zweite, oben anhand der Fig. 4 beschriebene Ausführungsbeispiel kann im Gegensatz zur Zweiweg- oder Vollweg-Gleichrichtung des ersten Ausführungsbeispieles als Vierphasen-Gleichrichtung angesehen werden. Obwohl die Vierphasen-Gleichrichtungsschaltung an sich üblich ist, sei betont, daß die Erfindung keinesfalls auf die Vierphasen-Gleichrichtung beschränkt ist, sondern in einer Fünfphasen-, Sechsphasen- oder Vielphasen-Gleichrichtungsschaltung abhängig von der Anzahl der programmkennzeichnenden Signale ausgeführt werden kann, wobei die Anzahl der Tiefpaßfilter entsprechend proportional ansteigt. Dagegen kann der Diskriminator nach dem zweiten Ausführungsbeispiel auch in einer Zweiphasen-Gleichrichtungsanordnung verwirklicht werden. In diesem Fall kann entweder die Zweisprachen-Programmsignal-Diskriminatorschaltung oder die stereophone Programm-Diskriminatorsehaltung weggelassen werden. D. h., um das zweisprachige Programm und das stereophone Programm zu diskriminieren, ist es nicht erforderlich, alle beide programmkennzeichnenden Signale zu verwenden, sondern das einzige programmkennzeichnende Signal, das beliebig gewählt und mit einer einfachen Logik zusammengefaßt ist, reicht aus, um die zwei Mehrsprachen-Betriebsarten voneinander zu unterscheiden oder zu diskriminieren.

In der Beschreibung des Diskriminators nach dem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird angenommen, daß das Pilotträgersignal von 55,125 kHz als die Eingangssignalquelle verwendet wird, die mit dem Eingangsanschluß EIN gekoppelt ist. Jedoch ist es in gleicher Weise möglich, als die Eingangssignalquelle das Horizontal-Synchronisiersignal von

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15,75 kHz des Mehrsprachen-Fernsehempfängers zu verwenden. In diesem Fall ist das Frequenz-Teilungsverhältnis des Frequenzteilers für die Zweisprachen-Programmsignal-Diskriminatorschaltung, die in Fig. 4 gezeigt ist, gleich 1/16 gewählt, so daß eine Ausgangsfrequenz von ca. 984 Hz erhalten werden kann, während das Frequenz-Teilungsverhältnis des Frequenzteilers der stereophonen Programm-Diskriminatorschaltung gleich 1/17 gewählt ist, so daß eine Ausgangsfrequenz von ca. 926 Hz erzielbar ist. Ein Beispiel einer derartigen Schaltungsanordnung ist in Fig. 7 im Zusammenhang mit der stereophonen Programm-Diskriminatorschaltung nach einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt. In der Fig. 7 ist der Eingangsanschluß EIN mit einem Horizontal-Austastimpuls oder einem Horizontal-Synchronisiersignal von 15,75 kHz beaufschlagt, das konstant in einer Horizontal-Ablenkschaltung oder in einer Horizontal-Synchronisierschaltung des Fernsehempfängers erzeugt ist. Das Eingangssignal f ₁ von 15,75 kHz ist einer Frequenzteilung durch einen 1/8-Frequenzteiler 672'a unterworfen, um auf 1,969 kHz verringert zu werden, das dann auf ca. 984 Hz durch 1/2-Frequenzteiler 672'b und 672'd herabgesetzt wird, wodurch ein Schwebungssignal von 4 Hz durch die folgenden Phasendetektoren 682a und 682b erhalten wird, um ein stereophones Betriebsart-Programm zu kennzeichnen.

Im Fall eines Farbfernsehempfängers wird ein eine Frequenz von 3,579545 MHz erzeugender Oszillator notwendig für einen Farbsynchronisiergenerator verwendet. Dieses Frequenzsignal kann offenbar als die Bezugseingangssignalquelle verwendet werden, indem der Farbhilfsträger von 3,579545 MHz der Frequenzteilung mit dem Verhältnis von ca. 1/3643 unterworfen wird, um die Frequenz von ca. 983 Hz zu erhalten. Obwohl die Anordnung der Frequenzteiler hierzu kompliziert wird, kann die Frequenzgenauigkeit gesteigert werden.

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Die in der obigen Beschreibung erwähnte Horizontal-Synchronisierfrequenz von 15,75 kHz entspricht den Schwarz-Weiß-Rundfunknormen. Nach den Parb-Rundfunknormen beträgt die Horizontal-Synchronisierfrequenz 15,734 kHz, während die entsprechende Pilotfrequenz den Wert 55,07 kHz hat. Jedoch ist die Differenz in der entsprechenden Frequenz zwischen den beiden Rundfunkarten lediglich in der Größenordnung von ca. 0,1 %, was vernachlässigbar ist.

In den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen wird das Zeitsteuer-Übertragungssignal einer hohen Zuverlässigkeit als das Bezugseingangssignal f oder f ^ verwendet. Jedoch kann in dem Fall eines Fernsehempfängers, der einen Oszillator enthält, der ein Schwingungsfrequenzsignal in stabiler Weise erzeugen kann, wie z. B. ein Kristalloszillator, die Ausgangsfrequenz des eingebauten Oszillators als das Bezugseingangssignal f oder f * verwendet werden. D. h., ein Signal mit einer stabilisierten Frequenz ist als das Bezugseingangssignal verwendbar.

Die Funktion der oben beschriebenen Gleichrichter liegt im Diskriminieren oder Unterscheiden der Schwebungssignale. Entsprechend kann der Gleichrichter durch ein nichtlineares Bauelement, wie z. B. eine Diode od. dgl., ersetzt werden.

Fig. 8 zeigt einen Hauptteil des Diskriminators nach einem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem der Frequenzumsetzer 67 aus einem Zähler 673, einem Festwertspeicher (ROM) 674 und einer Logik 675 besteht. Der Zähler 673 hat eine N-Bit-Kapazität und dient zum Zählen der Frequenz des Bezugseingangssignales f nach oben bis zu einem größten Zählerstand M, wobei die Zählerstand-Ausgangssignale bei vorbestimmten Zählerstand-Zahlen m, (m.. ,

nu, m,, m.) erzeugt sind und nach Null rückgesetzt werden, wenn die größte Zählerstand-Zahl M erreicht wurde. Der Festwertspeicher 674 ist mit Anschlüssen Q₁ , Q₁ , ..., Q , Q des Zählers 673 gekoppelt. Wenn die Zählerstand-Ausgangssignale an den Anschlüssen Q₁, Q₁, ..., Q , Q bei den Zählerstand-Zahlen m_k (m^, nu., In₃, m.) auftreten, erzeugt der Festwertspeicher Impulse m.. , m , m und m., die in Fig. 9 gezeigt sind. Die Logik 675 ist zwischen dem Festwertspeicher 674 und dem Mischer 68 gekoppelt und dient zum Erzeugen von in Fig. 9 gezeigten Signalen A und B abhängig von den Impulsen nu _r nu, iru und nu. Die Signale A und B entsprechen jeweils den in Fig. 5 dargestellten Signalen b und d. Die Logik kann hierzu aus ODER-Gliedern 675 m., 675 nu, 675 m_ und 675 nu aufgebaut sein.

Wenn bei der oben beschriebenen Schaltungsanordnung die Werte der Zählerstand-Zahlen m₁, nu, m_ und m. in geeigneter Weise gewählt sind, können die Ausgangssignale (Takte) A und B (vgl. Fig. 9), die um ca. 90° außer Phase sind und ein Tastverhältnis von ca. 50 % haben, am Ausgang der Logik 675 erzeugt werden, selbst wenn die größte Zählerstand-Zahl nicht gleich einem Vielfachen von 2 ist oder selbst wenn das Tastverhältnis des Eingangstaktsignales f nicht 50 % beträgt. (In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, daß im Fall des in Fig. 4 gezeigten Diskriminators das Ausgangssignal des Frequenzteilers 671a ein Tastverhältnis von 50 % besitzt, wie dies in Fig. 5a gezeigt ist.)

Um die Pilotsignale f₁ und f„ zu diskriminieren oder zu unterscheiden, die nahe beieinanderliegende Frequenzen haben, kann der Frequenzumsetzer zum Diskriminieren des Pilotsignales f₁ aus den Frequenzteilern, dem Inverter usw. in der in Fig. 4 gezeigten Weise bestehen, während der Frequenzumsetzer zum Diskriminieren des Pilotsignales f, aus einem

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Zähler, einem Festwertspeicher, einer Logik usw. in einer in Fig. 8 gezeigten Weise aufgebaut sein kann.

Fig. 10 zeigt ein fünftes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das einer Abwandlung des in Fig. 3 dargestellten ersten Ausführungsbeispieles entspricht, wobei eine solche Anordnung vorliegt, daß die Frequenz des Niederfrequenz-Schwebungssignales angemessen niedrig und die Bandbreite des Tiefpaßfilters schmaler ist. In Fig. 10 sind einander entsprechende Bauteile mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 3 versehen. Weiterhin sind vorgesehen ein 1/N-Frequenzteiler 664 (N = ganzzahlig größer als 1) und ein spannungsgeführter Oszillator 663", der mit einer Frequenz von ca. N · 55,125 kHz schwingt. Der 1/N-Frequenzteiler 664 und der spannungsgeführte Oszillator 663' bilden einen üblichen Phasenregelkreis zusammen mit einem Phasendetektor 661 und einem Filter 662.

Ein wesentliches Merkmal des fünften Ausführungsbeispiels der oben beschriebenen Anordnung liegt darin, daß der spannungsgeführte Oszillator 663 des in Fig. 3 gezeigten ersten Ausführungsbeispieles in zwei Oszillatoren, d. h. den spannungsgeführten Oszillator 663' und den 1/N-Frequenzteiler 664, aufgeteilt ist. Die in Fig. 10 gezeigte Schaltungsanordnung entspricht insoweit der Schaltungsanordnung von Fig. 3, als der Phasenregelkreis aus dem Phasendetektor 661, dem spannungsgeführten Oszillator 663' und dem Frequenzteiler 664 besteht. Jedoch sei darauf hingewiesen, daß hier am Ausgang des spannungsgeführten Oszillators 663' das Bezugstakt*· oder Zeitsteuersignal der N-fachen Frequenz wie bei dem in Fig ο 3 gezeigten spannungsgeführten Oszillator 663 erzeugt wird. Entsprechend ist es durch geeignetes Wählen des Teilungsverhältnisses des mit dem Ausgang des spannungsgeführten Oszillators 663' gekoppelten Frequenzteilers 670 möglichj, ein frequenzumgesetztes Ausgangssignal,

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das an das Pilotsignal (amplitudenmodulierte Frequenz) angenähert ist, mit einer verbesserten Genauigkeit im Vergleich zu dem Signal des in Fig. 3 gezeigten ersten Ausführungsbeispieles zu erhalten.

Wenn angenommen wird, daß der Divisor N des Frequenzteilers 664 mit dem Wert 14 gewählt ist, während der Frequenzteiler 670 einen Divisor mit dem Wert 836 hat, dann kann die Ausgangsfrequenz von ca. 923 Hz (= 55,125 kHz · 14/836) erhalten werden, was im wesentlichen mit der Frequenz des Pilotsignales übereinstimmt, das das zweisprachige Programm kennzeichnet. Demgemäß kann die Frequenz des Niederfrequenz-Schwebungskomponenten-Ausgangssignales vom nachfolgenden (nicht gezeigten) Phasendetektor im wesentlichen gleich Null Hz gemacht werden, damit die Bandbreite des folgenden Tiefpaßfilters schmaler sein kann, um so die rauschgeprüfte Eigenschaft zu verbessern.

D. h., die Schaltungsanordnung nach dem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung ermöglicht es, daß das Frequenzteilungsverhältnis im wesentlichen beliebig ein gegebenes Verhältnis rationaler Zahlen ist, und kann allgemein als eine Frequenz-Vervielfacher/Teiler-Schaltung bezeichnet werden. Diese Anordnung ist auch auf das oben beschriebene zweite und dritte Ausführungsbeispiel der Erfindung anwendbar. Insbesondere können die in Fig. 4 gezeigten Frequenzteiler 671a und 672a sowie der Frequenzteiler 672"a jeweils aus der Frequenz-Vervielfacher/Teiler-Schaltung aufgebaut sein.

Der Hüllkurvendemodulator oder -detektor zum Demodulieren oder Erfassen des amplitudenmodulierten Signalverlaufes des oben beschriebenen Pilotsignales kann durch einen Synchrondemodulator oder -detektor ersetzt werden, indem der Träger von 55,125 kHz verwendet wird, der durch den Phasenregelkreis

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wiedergegeben wird, der oben im Zusammenhang mit dem in Fig. 3 gezeigten ersten Ausführungsbeispiel beschrieben wurde. Dieser Träger ist vom Ausgang des spannungsgeführten Oszillators 663 in dem Fall der in Fig. 3 gezeigten Anordnung verfügbar, und er ist verfügbar vom Ausgang des Frequenzteilers 664 in dem Fall der in Fig. 10 dargestellten Anordnung. In diesem Zusammenhang sei daran erinnert, daß die Phase des Trägers um ca. 90° bezüglich des Pilotsignal-Einganges zum Phasendetektor 66 unter der Steuerung des Phasenregelkreises verzögert ist.

üblicherweise ist der Rauschabstand des Ausgangssignales vom Synchrondemodulator besser als der Rauschabstand des Ausgangssignales vom Hullkurvendemodulator. Ausgehend von dieser Tatsache ist es möglich, ein monophones Sprachprogramm-Kennzeichnungssignal mit einem verbesserten Rauschabstand zu demodulieren. Ein diesem Zweck dienendes sechstes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in Fig. 11 gezeigt, in der die entsprechende Funktion erfüllende Teile mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 10 versehen sind und nicht nochmals beschrieben werden. Weiterhin sind vorgesehen ein 90 -Phasenschieber 675 zum Kompensieren der durch den Phasenregelkreis eingeführten Phasendifferenz von 90° (vgl. oben), ein Synchrondemodulator 52' und ein Tiefpaßfilter 690, das die Frequenzkomponenten tiefer als ca. 5 Hz durchläßt. Aufgrund des Ausgangssignales vom Tiefpaßfilter 690 wird das Vorliegen oder Fehlen des Pilotsignales bestimmt. Somit kann das Ausgangssignal vom Filter als ein monophones Sprachprogramm-Kennzeichnungssignal V_n, verwendet werden. Es sei daran erinnert, daß der in Fig. gezeigte 90°-Phasenschieber ausgeführt werden kann, indem auf die oben im Zusammenhang mit den Fig. 4 und 5 erläuterte Vielphasentechnik zurückgegriffen wird.

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Fig. 12 zeigt ein siebentes Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem das monophone Programm-Kennzeichnungssignal V₃ vom Horizontal-Synchronisiersignal mit Hilfe der Vielphasentechnik abgeleitet ist. In dieser Figur sind gezeigt das Pilotträgersignal f (55,125 kHz) und das Horizontal-Austastsignal oder das Horizontal-Synchronisiersignal f.. mit der Folgefrequenz von 15,75 kHz, wie dies oben erläutert wurde. Weiterhin sind vorgesehen ein Phasendetektor 661', ein spannungsgeführter Oszillator 663", der zum Erzeugen einer Ausgangsfrequenz von 7 · 15,75 kHz geeignet ist, und ein 1/7-Frequenzteiler 664'. Diese Komponenten bilden einen üblichen Phasenregelkreis. Weiterhin sind vorgesehen ein Inverter 674 sowie 1/2-Frequenzteiler 670' und 673. Entsprechend dem oben anhand der Fig. 5 erläuterten Prinzip beträgt die Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen von den 1/2-Frequenzteilern 670' und 673 ca. 90°. Die Folgefrequenz dieser Ausgangssignale stimmt mit der Pilotsignalfrequenz von 55,125 kHz überein. Ausgangssignale von Phasendetektoren 683 und 684 sind Null-Schwebungssignale mit einer Phasenverschiebung von 90° zueinander. Weiterhin sind Tiefpaßfilter 697a und 697b vorgesehen, die die Frequenzsignalkomponenten kleiner als ca. 5 Hz durchlassen, sowie Zweiweg- oder Vollweggleichrichter 698a und 698b, die besser als Absolutwertdemodulatoren bezeichnet werden, da die Eingangssignale in diese Gleichrichter Null-Schwebungssignale, d. h. Gleichstromsignale, sind. Ein Addierer 699 hat einen Ausgangsanschluß, an dem das angestrebte Signal V., zum Kennzeichnen des Vorliegens oder Fehlens des monophonen Programmes erhalten werden kann.

Im folgenden wird die Beschreibung der Phasendifferenz von 90° ergänzt. Es sei angenommen, daß die Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen in den Phasendetektor 683 durch θ wiedergegeben ist, daß das Ausgangssignal des Tief-

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paßfliters 697a durch A cos θ wiedergegeben ist, wobei A die Amplitude des Eingangspilotsignales darstellt. Da die Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen in den Phasendetektor 684 zu dieser Zeit durch (Θ - 90°) gegeben ist, ist dagegen das Ausgangssignal vom Tiefpaßfilter 697b gegeben durch A cos (Θ - 90°) = A sin Θ. Entsprechend ist das Ausgangssignal V_ vom Addierer 699 gegeben durch IA cos θ i + I A sin θ I . Der Wert von θ kann sich beliebig unter verschiedenen Rundfunkstationen verändern. Wenn jedoch θ entlang der Abszisse und das Ausgangssignal V-. entlang der Ordinate aufgetragen wird, wird eine Beziehung ähnlich zu dem in Fig. 6 durch die Strichlinie gezeigten Verlauf erhalten, wodurch die Größe des Eingangspilotsignales mit Hilfe des Ausgangssignales V_. bestimmt werden kann. Das monophone Programm-Kennzeichnungssignal kann als eine Signalquelle einer hohen Qualität verwendet werden, um die gewünschten Umschaltoperationen durch den Schalter 30 und das Umschaltglied 37 durchzuführen, wie dies oben erläutert wurde.

Die Bezugs- oder Normal-Zeitsteuersignalquelle, wie z. B. die Pilotsignalfrequenz, die Horizontal-Synchronisierfrequenz, die Farb-Synchronisierfrequenz od. dgl., kann durch das Ausgangssignal eines geeigneten Oszillators mit hoher FrequenzStabilität ersetzt werden.

Aus den obigen Erläuterungen folgt, daß die Erfindung einen verbesserten Diskriminator vorsieht, der ohne großen Aufwand verwirklicht werden kann und in der Form einer integrierten Schaltung ausführbar ist, und der schließlich den Bedarf an einem aufwendigen Niederfrequenzfilter mit einer schmalen Bruchteil-Bandbreite vermeidet, wodurch ein Fernsehempfänger mit einem MehrSprachsystem wirtschaftlicher im Vergleich mit dem bisher üblichen System herstellbar ist.

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Weiterhin löst die Erfindung das Problem des bisher üblichen Systems, bei dem die Mittenfrequenz des schmalen Bruchteil-Bandfilters zwingend gegenüber einer Änderung
empfindlich ist, indem eine stabile Frequenznormale verwendet wird, wodurch die Ursachen für eine Frequenzänderung auf der Empfängerseite ausgeschlossen werden.

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Claims

Ansprüche

Diskriminator, mit

- einem Mischer zum Empfangen von zwei Signalen als Eingangssignale und zum Mischen der beiden Signale, um

so ein Differenz-Schwebungssignal zu erzeugen,

- einem ersten Signalgenerator, der in den Mischer ein zu
demodulierendes und eine Frequenz f₁ aufweisendes Signal als eines der Eingangssignale einspeist,

- einem zweiten Signalgenerator, der als das andere Eingangssignal ein Bezugssignal mit einer Frequenz f ' nahe bei der Frequenz f.. erzeugt und das Differenz-Schwebungssignal zusammen mit dem zu demodulierenden Signal abgeben kann, und

- einem Demodulator zum Demodulieren des durch den Mischer erzeugten Differenz-Schwebungssignales,

dad u r ch gekennzeichnet,

- daß der zweite Signalgenerator (67) zum Erzeugen des Bezugssignales mit der Frequenz f ' aufweist;

- einen Bezugssignalgenerator (663) zum Erzeugen eines ursprünglichen Bezugssignales mit einer Frequenz f , und

- einen Frequenzumsetzer (671) zum Umsetzen des ursprünglichen Bezugssignales mit der Frequenz f in das Bezugssignal mit der Frequenz f ', die nahe bei dem Signal mit der Frequenz .f., ist, und zum Einspeisen des Bezugssigna-

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les mit der Frequenz f ' in den Mischer (69),

- wobei das Bezugssignal mit der Frequenz f ' so gewählt ist, daß die Frequenz des Differenz-Schwebungssignales, das nach dem Mischen des Bezugssignales mit der Frequenz f ' mit dem Signal mit der Frequenz f.., das durch den Mischer (69) zu demodulieren ist, erzeugt ist, kleiner ist als die niederste hörbare Frequenz, und

- daß der Demodulator einen Niederfrequenz-Signaldemodulator zum Aussieben des Differenz-Schwebungssignales hat, das vom Mischer (69) abgegeben ist und die Frequenz tiefer als die niederste hörbare Frequenz hat.
2. Diskriminator nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,

- daß der Frequenzumsetzer einen Frequenzteiler (671) hat, und

- daß der Niederfrequenz-Signaldemodulator ein Tiefpaßfilter (691) zum Aussieben des Niederfrequenz-Schwebungssignales nicht höher als 10 Hz hat.
3. Diskriminator nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,

- daß der Frequenzumsetzer aufweist:

- einen ersten Frequenzteiler (671a) zum Erzeugen eines ersten Signales mit einer Frequenz f(f /N-) aus dem ursprünglichen Bezugssignal mit der Frequenz f durch Frequenzteilung,

- einen mit dem ersten Frequenzteiler (671a) gekoppelten Phasenumkehrer (671c) zum Erzeugen eines zweiten Signales mit einer Frequenz f(f /N₁) durch Umkehren der Phase des ersten Signales mit der Frequenz f,

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- einen zweiten und einen dritten Frequenzteiler (671b, 671d) zum Umsetzen des ersten bzw. des zweiten Signales mit der Frequenz f in ein drittes bzw. viertes Bezugssignal mit der jeweiligen Frequenz f ' und mit einem Tastverhältnis von 50 % sowie einer Phasendifferenz dazwischen von 90°,

- wobei die Frequenz f ' nahe bei der Frequenz f. des zu demodulierenden Signales liegt und so gewählt ist, daß die Frequenzen der Differenz-Ausgangs-Schwebungssignale b und d, die nach Mischen des dritten und des vierten Bezugssignales mit dem zu demodulierenden Signal durch .den Mischer (69) erzeugt sind, nicht höher sind als 10 Hz,

- daß der Mischer (68) einerseits aufweist einen ersten und einen zweiten Frequenzmischer (681a, 681b), die mit dem zweiten und dem dritten Frequenzteiler (671b, 671d) gekoppelt und mit frequenzgeteilten Signalen a und c vom zweiten bzw. dritten Frequenzteiler (671b, 671d) an Eingängen beaufschlagbar sind, wobei das andere Eingangssignal aus dem zu demodulierenden Signal (Frequenz: f₁) gebildet ist, und andererseits die Niederfrequenz-Schwebungssignale b und d erzeugt, und

- daß der Niederfrequenz-Signaldemodulator (69) aufweist:

- ein erstes und ein zweites Tiefpaßfilter (691a, 691b), die mit dem ersten und dem zweiten Frequenzmischer (681a, 681b) gekoppelt sind und die Niederfrequenz-Schwebungssignale b und d mit einer Frequenz nicht höher als 10 Hz aussieben können,

- einen ersten und einen zweiten Gleichrichter (692a, 692b), die mit dem ersten bzw. dem zweiten Tiefpaßfilter (691a, 691b) gekoppelt sind, um eine Vollweg-Gleichrichtung des Differenz-Schwebungssignales b bzw. d durchzuführen, und

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- einen mit dem ersten und dem zweiten Gleichrichter (692a, 692b) gekoppelten Addierer (693) zum Addieren der vollweggleichgerichteten Schwebungssignale, um ein pulsierendes Signal (Differenz-Schwebungssignale mal zwei Phasen) zu erzeugen.
4. Diskriminator nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,

- daß der Frequenzumsetzer (67) aufweist:

- einen Zähler (673) mit einer Kapazität einer größten Zählerstand-Zahl M, der zum Zählen des ursprünglichen Bezugssignales mit der Frequenz f und zum Erzeugen an Ausgängen von Zählerstand-Impulsen m₁, m~, m_ und m. bei Zählerstand-Zahlen von m₁, m„, m_ und m. geeignet und auf Null bei der Zählerstand-Zahl von M (M > m₁ , m₂, itu, m.) rücksetzbar ist, und

- eine mit dem Zähler (673) gekoppelte Logik (675) zum Empfangen der Zählerstand-Impulse und zum Erzeugen eines ersten und eines zweiten Impulssignales A und B, die ein Tastverhältnis von ca. 50 % haben und relativ zueinander um ca. 90° außer Phase sind sowie eine gewählte Frequenz besitzen, so daß die Frequenz des Differenz-Schwebungssignales, das nach Mischen des zu demodulierenden Signales mit dem ersten und dem zweiten Impulssignal durch den Mischer erzeugt ist, nicht höher als 10 Hz ist,

- daß der Mischer einen ersten und einen zweiten Frequenzmischer (682a, 682b) aufweist, die mit der Logik (675) gekoppelt und mit dem Differenz-Schwebungssignal der Frequenz nicht höher als 10 Hz zusammen mit dem zu demodulierenden Signal (Frequenz: f₁) beaufschlagbar sind und daraus das Niederfrequenz-Schwebungssignal b bzw. d mit einer Frequenz nicht höher als 1O Hz erzeugen, und

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daß der Niederfrequenz-Signaldemodulator aufweist:

ein erstes und ein zweites Tiefpaßfilter (694a, 694b), die mit dem ersten und dem zweiten Frequenzmischer (682a, 682b) gekoppelt sind, um die Niederfrequenz-Schwebungssignale b und d nicht höher als 10 Hz auszusieben,

einen ersten und einen zweiten Gleichrichter (695a, 695b), die mit dem ersten und dem zweiten Tiefpaßfilter (694a, 694b) gekoppelt sind, um eine Vollweg-Gleichrichtung der Differenz-Schwebungssignale b und d auszuführen , und

einen mit dem ersten und dem zweiten Gleichrichter (695a, 695b) gekoppelten Addierer (696) , um die vollweg-gleichgerichteten Signale zusammenzuaddieren, um dadurch ein pulsierendes Signal (Differenz-Schwebungssignal mal zwei Phasen) zu erzeugen.

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