DE4006656C2 - Circuit arrangement for detecting characteristic vibrations - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Detektieren von Kennschwingungen, mit denen eine Pilotträgerschwingung in einem Fernseh-Tonsignal amplitudenmoduliert ist.The invention relates to a circuit arrangement for detecting characteristic vibrations with which a Pilot carrier vibration in a television audio signal is amplitude modulated.

Aus "IEEE Transactions on Consumer Electronics", Band CE-31, Nr. 3, August 1985, Seiten 461 bis 467, sind Stereodecoder für Fernseh- und Rundfunkempfänger in Schalterkondensatortechnik bekannt, die einen Identi­ fikationszweig aufweisen zum Identifizieren der Über­ tragungsart "Zweikanal" oder "Stereo". Dieser Identifi­ kationszweig umfaßt ein kontinuierlich arbeitendes Tief­ paßfilter zum Unterdrücken von Signalkomponenten, die bei nachfolgenden Mischvorgängen Störungen im Nutzsignal hervorrufen könnten, sowie - in Schalterkondensatortechnik - ein Pilotträgerfilter, das als Hochpaßfilter ausgebildet ist, die Toninformation unterdrückt und den Pilotträger verstärkt. Dem ist ein AM-Detektor und ein Tiefpaßfilter nachgeschaltet. Mit dem Ausgang des Tiefpaßfilters sind zwei Identifikationsfilter für die Frequenzen 117,5 Hz und 274,1 Hz verbunden. Die Ausgangspegel dieser Filter werden mit Hilfe von Spitzenwertdetektoren und Tiefpaßfiltern erster Ordnung detektiert. Über Komparatoren werden die Ausgangssignale der Tiefpaßfilter erster Ordnung in für eine nachfolgende digitale Signalverarbeitung angepaßte Schaltpegel umgesetzt.From "IEEE Transactions on Consumer Electronics", Volume CE-31, No. 3, August 1985, pages 461 to 467 Stereo decoder for television and radio receivers in Switch capacitor technology known, the Identi have fiction branch to identify the over Type of transmission "two-channel" or "stereo". This identifi cation branch comprises a continuously working low pass filter to suppress signal components, which at subsequent mixing operations interference in the useful signal Could cause, as well - in switch capacitor technology - A pilot carrier filter, which is designed as a high-pass filter is, the sound information is suppressed and the pilot carrier strengthened. That is an AM detector and a low pass filter downstream. With the output of the low pass filter two identification filters for the frequencies 117.5 Hz and 274.1 Hz connected. The output levels of these filters will be with the help of peak value detectors and low-pass filters first order detected. The comparators are used Output signals of the first order low pass filter in for a subsequent digital signal processing adapted Switching level implemented.

Die bekannte Schaltungsanordnung ist durch Verwendung mehrerer Filter sehr aufwendig. Außerdem weisen diese Filter verhältnismäßig große Bandbreiten auf, so daß neben den Kennschwingungen von 117,5 Hz und 274,1 Hz Störungen übertragen werden, die eine eindeutige Erkennung der Übertragungsart erschweren.The known circuit arrangement is by use several filters very expensive. They also point out Filters relatively large bandwidths, so that in addition to  the characteristic vibrations of 117.5 Hz and 274.1 Hz interference are transmitted, the clear identification of the Difficult to transfer.

Wünschenswert ist dagegen, zur Identifikation der Übertragungsart ausschließlich die Kennschwingungen zu erfassen, Schwingungen mit Frequenzen in unmittelbarer Nachbarschaft der Frequenzen der Kennschwingungen jedoch zu unterdrücken, so daß eine möglichst störungsfreie Identifikation erreicht werden kann.On the other hand, it is desirable to identify the Transmission type only the characteristic vibrations capture vibrations with frequencies in immediate Neighborhood of the frequencies of the characteristic vibrations, however to suppress, so that as trouble-free as possible Identification can be achieved.

Die Erfindung hat die Aufgabe, für diesen Zweck eine Schaltungsanordnung in möglichst einfacher Ausführung zu schaffen.The invention has the object for this purpose Circuit arrangement in the simplest possible version create.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art ausgebildet ist mit einer Eingangsfilterstufe zum Ausfiltern eines vorgegebenen Frequenzbandes um die Frequenz der Pilotträgerschwingung, einer Mischstufe zum Abwärtsmischen der modulierten Pilotträgerschwingung in ein Niederfrequenzband, einem Bandpaßfilter zum Ausfiltern eines Seitenbandes der modulierten Pilot­ trägerschwingung, einem dem Bandpaßfilter nachgeschalteten Begrenzerverstärker sowie einem daran anschließenden Erkennungszweig für jede Kennschwingung, umfassend einen digitalen Phasenregelkreis mit schmalbandigem Fangbereich um die Frequenz der zu detektierenden Kennschwingung zum Erzeugen einer Bezugsschwingung aus den Signalen am Ausgang der Mischstufe, einen digitalen Synchrondemodulator zum Demodulieren des vom Begrenzerverstärker gelieferten Signals mit der Bezugsschwingung sowie einen digitalen Integrator zum Aufsummieren von Zählimpulsen beim Auftreten eines vorbestimmten Wertes des Ausgangssignals des digitalen Synchrondemodulators über ein vorgegebenes Zeitintervall und zur Abgabe eines von der erreichten Summe der Zählimpulse abhängigen Identifikationssignals.This object is achieved in that a circuit arrangement of the type mentioned is designed with an input filter stage for Filtering out a predetermined frequency band around the Frequency of the pilot carrier oscillation, a mixing stage for mixing down the modulated pilot carrier vibration in a low frequency band, a bandpass filter for Filter out a sideband of the modulated pilot carrier vibration, a downstream of the bandpass filter Limiter amplifier and a subsequent one Detection branch for each characteristic oscillation, including one digital phase-locked loop with narrow-band capture range to the frequency of the characteristic vibration to be detected Generating a reference oscillation from the signals on Output of the mixer, a digital one Synchronous demodulator for demodulating the from Limiter amplifier delivered signal with the Reference vibration and a digital integrator for Adding up counting pulses when a predetermined value of the output signal of the digital  Synchronous demodulator over a given time interval and to deliver one of the total achieved Count pulses dependent identification signal.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird somit in vorteilhafter Weise die Schwierigkeit umgangen, Filter mit niedriger relativer Bandbreite, d. h. hoher Trennschärfe, zur Verfügung zu stellen, die notwendigerweise einen hohen technischen Aufwand bedingen. Vielmehr wird mit einfachen Schaltungen eine analoge Signalaufbereitung vorgenommen und im Anschluß lediglich ein digitales Signal mit einer Wortbreite von einem Bit verarbeitet und dabei eine beliebig schmalbandige Selektion der Kennschwingungen und damit eine beliebig störungsarme Identifikation der Übertragungsart erreicht.In the circuit arrangement according to the invention advantageously circumvented the difficulty Low relative bandwidth filters, i. H. higher Selectivity, to provide that necessarily a high technical effort require. Rather, one with simple circuits Analog signal processing made and then just a digital signal with a word length of processed one bit and any one narrowband selection of the characteristic vibrations and thus an interference free identification of the Transmission type reached.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, von der vorteil­ hafte Ausgestaltungen in den Unteransprüchen dargestellt sind, weist lediglich zwei Filter auf, an deren Güte jedoch nur verhältnismäßig geringe Anforderungen gestellt werden. Die gesamte Schaltungsanordnung ist außerdem ohne Ausnahme auf einem Halbleiterkörper integrierbar, so daß externe Bauelemente entfallen. Dadurch und durch die Abgleichfreiheit ist eine sehr kostengünstige Herstellung und Montage bei zuverlässiger Funktion möglich.The circuit arrangement according to the invention, of advantage adhesive refinements are presented in the subclaims are only two filters, on their quality however, there are only relatively small requirements become. The entire circuit arrangement is also without Exception integrable on a semiconductor body, so that external components are eliminated. Through this and through that Freedom of adjustment is a very inexpensive manufacture and assembly possible with reliable function.

Vorteilhaft ist die Mischstufe mit einem Oszillator zum Erzeugen einer Demodulationsschwingung zum Abwärtsmischen verbunden. Dieser Oszillator, der vorzugsweise zur Stabilisierung seiner Schwingfrequenz mit einem Schwingquarz gekoppelt ist, kann ebenfalls einfach und kostengünstig auf dem Halbleiterkörper integriert werden, so daß an diesem lediglich ein Anschluß für den Quarz benötigt wird. Der Oszillator kann darüber hinaus auch zur Erzeugung anderer Schwingungen herangezogen werden, für die ebenfalls Quarzstabilität gefordert ist und die mit dem beschriebenen Aufbau phasensynchron zur Demodulations­ schwingung bereitgestellt werden können.The mixing stage with an oscillator is advantageous Generate a demodulation wave for down mixing connected. This oscillator, which is preferably used Stabilize its oscillation frequency with one Quartz crystal is also simple and coupled can be integrated cost-effectively on the semiconductor body, so that only a connection for the quartz is needed. The oscillator can also be used  Generation of other vibrations can be used for which also requires quartz stability and which with the structure described is phase-synchronized with demodulation vibration can be provided.

Die Frequenz der Demodulatorschwingung weist bevorzugt vorgegebene, voneinander abweichend gewählte Frequenz­ abstände von den Frequenzen der Kennschwingungen im der Pilotträgerschwingung aufmodulierten Zustand auf. Dadurch wird eine definierte Frequenzlage der Kennschwingungen nach der Mischung in der Mischstufe erhalten, wodurch eine exakte Filterung und präzise Trennung der Kennschwingungen erleichtert wird. Sind insbesondere zwei Kennschwingungen zu detektieren, wird die Frequenz der Demodulations­ schwingung derart gewählt, daß sie einen vorgegebenen Frequenzabstand vom Mittelwert der Frequenzen der Kennschwingungen aufweist. Dieser Frequenzabstand wird vorteilhaft derart festgelegt, daß einerseits eine einfache, präzise Trennung der Kennschwingungen bei deren Detektion und andererseits eine Filterung der Kenn­ schwingungen mit geringem Aufwand, vorzugsweise gemeinsam, ermöglicht werden.The frequency of the demodulator vibration preferably has Predefined, differently selected frequency distances from the frequencies of the characteristic vibrations in the Pilot carrier vibration modulated state. Thereby becomes a defined frequency position of the characteristic vibrations obtained after mixing in the mixing stage, whereby a exact filtering and precise separation of the characteristic vibrations is facilitated. Are in particular two characteristic vibrations To detect the frequency of the demodulation Vibration selected such that it has a predetermined Frequency distance from the mean of the frequencies of the Has characteristic vibrations. This frequency spacing will advantageously set such that on the one hand simple, precise separation of the characteristic vibrations in their Detection and on the other hand a filtering of the characteristics vibrations with little effort, preferably together, be made possible.

Ein Ausführungsbeispiel ist in der Zeichnung dargestellt und wird im nachfolgenden näher beschrieben. Es zeigen:An embodiment is shown in the drawing and is described in more detail below. Show it:

Fig. 1 ein blockschematisches Schaltbild einer Schaltungs­ anordnung zum Detektieren von Kennschwingungen gemäß der Erfindung, Fig. 1 is a block schematic diagram of a circuit arrangement for detecting vibration characteristic according to the invention,

Fig. 2 eine schematische, nicht maßstäbliche Darstellung des Amplituden-Frequenz-Spektrums eines zu verarbeitenden Fernseh-Tonsignals, Fig. 2 is a schematic, not to scale, of the amplitude-frequency spectrum of a sound signal to be processed television,

Fig. 3 eine schematische, nicht maßstäbliche Darstellung eines Amplituden-Frequenz-Spektrums zur Erläuterung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, Fig. 3 is a schematic, not to scale, of an amplitude-frequency spectrum for explaining the circuit arrangement of Fig. 1,

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines digitalen Phasenregel­ kreises und Fig. 4 is a block diagram of a digital phase locked loop and

Fig. 5 Zeitdiagramme von Signalen an der Schaltungsanord­ nung nach Fig. 4. Fig. 5 shows time diagrams of signals at the Schaltungsanord voltage in FIG. 4.

In Fig. 1 wird einer Eingangsfilterstufe 1 über einen Eingang 11 ein Fernseh-Tonsignal zugeführt, das außer einer Toninformation auch eine Pilotträgerschwingung, vorzugsweise mit einer Frequenz von 54,7 kHz, umfaßt. Je nach der Betriebsart, in der die Toninformation übertragen wird, ist die Pilotträgerschwingung mit einer Kenn­ schwingung amplitudenmoduliert; für die Stereo-Betriebsart weist die zugehörige Kennschwingung eine Frequenz von 117,5 Hz, für die Zweiton-Betriebsart eine Frequenz von 274,1 Hz auf. Bei der Mono-Betriebsart ist die Pilot­ trägerschwingung unmoduliert.In Fig. 1 an input filter stage 1 is supplied a television audio signal via an input 11, other than a voice information, a pilot carrier wave, preferably with a frequency of 54.7 kHz, comprising. Depending on the operating mode in which the sound information is transmitted, the pilot carrier vibration is amplitude-modulated with a characteristic vibration; the associated characteristic oscillation has a frequency of 117.5 Hz for the stereo mode and a frequency of 274.1 Hz for the two-tone mode. In mono mode, the pilot carrier vibration is unmodulated.

Die Eingangsfilterstufe 1 wirkt als Hochpaß, der vorzugs­ weise als kontinuierlich arbeitende Stufe aufgebaut und bezüglich seiner Grenzfrequenz derart ausgebildet ist, daß die Toninformation im Fernseh-Tonsignal wenigstens weit­ gehend unterdrückt wird. Da die Frequenz der Pilotträger­ schwingung wesentlich höher ist als die höchste Frequenz in der Toninformation, ist für diesen Zweck ein Hochpaß einfacher Bauart und damit nur begrenzter Güte aus­ reichend. Seine Grenzfrequenz ist beispielsweise auf 35 kHz festgelegt. Statt dessen kann auch ein entsprechen­ der Hochpaß zum Einsatz kommen, mit dem zusätzlich höher­ frequente Störungen unterdrückt werden können. Am Ausgang der Eingangsfilterstufe 1 wird die mit der jeweiligen Kennschwingung amplitudenmodulierte Pilotträgerschwingung abgegeben.The input filter stage 1 acts as a high-pass filter, which is preferably constructed as a continuously operating stage and is designed with respect to its cutoff frequency in such a way that the audio information in the television audio signal is at least largely suppressed. Since the frequency of the pilot carrier oscillation is significantly higher than the highest frequency in the sound information, a high-pass filter of simple design and therefore of limited quality is sufficient for this purpose. Its cut-off frequency is set at 35 kHz, for example. Instead, a corresponding high-pass filter can also be used, which can also be used to suppress higher-frequency interference. At the output of the input filter stage 1, the amplitude-modulated with the respective characteristic vibration pilot carrier wave is emitted.

In der genannten, bevorzugten Dimensionierung der Grenz­ frequenz von 35 kHz ist gewährleistet, daß die als Seiten­ linien der Pilotträgerschwingung auftretenden Kenn­ schwingungen für die Zweiton-Betriebsart mit einer Frequenz, die um 274,1 Hz geringer ist als die Frequenz der Pilotträgerschwingung, und damit auch die Kennschwingungen für die Stereo-Betriebsart wenigstens weitgehend ungedämpft durchgelassen werden, während Schwingungen bei niedrigeren Frequenzen, insbesondere die Toninformation, wirksam unterdrückt werden.In the mentioned preferred dimensioning of the border frequency of 35 kHz ensures that the sides Lines of the pilot carrier vibration occurring characteristic Vibrations for the two-tone mode with a Frequency that is 274.1 Hz lower than the frequency the pilot carrier vibration, and thus also the characteristic vibrations  for the stereo mode at least are allowed to pass largely undamped while Vibrations at lower frequencies, especially the Sound information to be effectively suppressed.

Vom Ausgang 15 der Eingangsfilterstufe 1 wird die modulierte Pilotträgerschwingung einem Signaleingang 20 einer Mischstufe 2 zugeführt. Diese ist, wie die Eingangs­ filterstufe 1, als analoge, kontinuierlich arbeitende Baugruppe, vorzugsweise als doppelt balancierter Mischer, ausgeführt. Die Mischstufe 2 weist außerdem einen Demodulationsschwingungseingang 21 auf, über den ihr die Demodulationschwingung zugeleitet wird. In der Misch­ stufe 2 wird die modulierte Pilotträgerschwingung mit der Demodulationsschwingung gemischt. Am Ausgang 26 der Mischstufe 2 steht dann als demoduliertes Signal die dei Pilotträgerschwingung jeweils aufmodulierte Kennschwingung zur Verfügung.From the output 15 of the input filter stage 1 , the modulated pilot carrier oscillation is fed to a signal input 20 of a mixer stage 2 . Like the input filter stage 1 , this is designed as an analog, continuously working assembly, preferably as a double balanced mixer. The mixer stage 2 also has a demodulation vibration input 21 , via which the demodulation vibration is fed to it. In the mixing stage 2 , the modulated pilot carrier vibration is mixed with the demodulation vibration. At the output 26 of the mixer stage 2 , the pilot carrier oscillation, which is modulated onto the respective pilot oscillation, is then available as a demodulated signal.

Die Demodulationsschwingung, vorzugsweise ein Rechteck­ signal, wird in einem Oszillator 22 erzeugt, dessen Schwingfrequenz durch einen Schwingquarz 23 stabilisiert ist. Die von diesem Oszillator 22 erzeugte Schwingung, vorzugsweise eine Rechteckschwingung, wird einer Frequenz­ teilerstufe 24 zugeführt, in der durch entsprechende Frequenzteilung die Demodulationsschwingung erzeugt wird.The demodulation oscillation, preferably a square wave signal, is generated in an oscillator 22 , the oscillation frequency of which is stabilized by an oscillating crystal 23 . The oscillation generated by this oscillator 22 , preferably a rectangular oscillation, is fed to a frequency divider stage 24 , in which the demodulation oscillation is generated by appropriate frequency division.

Vom Ausgang 26 der Mischstufe 2 werden die darin durch Mischung mit der Demodulationsschwingung gewonnenen Kennschwingungen über ein Bandpaßfilter 3 und einen Begrenzerverstärker 6 Erkennungszweigen 4 und 5 zugeführt, von denen jeder für die Detektion je einer der Kenn­ schwingungen eingerichtet ist. Das Bandpaßfilter 3 hat vorzugsweise einen derart schmalen Durchlaßbereich, daß die von der Mischstufe 2 am Ausgang 26 abgegebenen Kennschwingungen in der durch den Mischvorgang erreichten Frequenzlage wenigstens nahezu ungedämpft den Erkennungs­ zweigen 4 bzw. 5 zugeleitet werden können, während andere Mischprodukte, Oberschwingungen und sonstige Störungen unterdrückt werden.From the output 26 of the mixer stage 2 , the characteristic vibrations obtained therein by mixing with the demodulation oscillation are fed via a bandpass filter 3 and a limiter amplifier 6 detection branches 4 and 5 , each of which is set up for the detection of one of the characteristic oscillations. The bandpass filter 3 preferably has such a narrow passband that the characteristic vibrations emitted by the mixer stage 2 at the output 26 in the frequency position achieved by the mixing process can be fed to the detection branches 4 and 5 at least almost undamped, while other mixed products, harmonics and other disturbances be suppressed.

In den Fig. 2 und 3 sind zur Erläuterung des Mischvorgangs in der Mischstufe 2 und der Filterung im Bandpaßfilter 3 schematische Amplituden-Frequenz-Spektren aufgetragen, und zwar für das unbearbeitete Fernseh-Tonsignal am Eingang 11 der Eingangsfilterstufe 1 in Fig. 2 und für das am Ausgang 26 der Mischstufe 2 auftretende, die Kenn­ schwingungen umfassende Signal in Fig. 3. Darin ist die Amplitude A der Signale als Ordinate über der Frequenz f als Abszisse aufgetragen. Beide Koordinaten sind jedoch nicht maßstäblich wiedergegeben.In FIGS. 2 and 3 of the mixing process in the mixer stage 2 and the filtering schematic in the bandpass filter 3 amplitude-frequency spectra are plotted for explanation, and that for the unprocessed television sound signal at the input 11 of the input filter stage 1 in FIG. 2 and for the occurring at the output 26 of the mixer 2 , the characteristic vibrations comprehensive signal in Fig. 3. Therein, the amplitude A of the signals is plotted as the ordinate over the frequency f as the abscissa. However, both coordinates are not shown to scale.

In Fig. 2 stellt die mit T bezeichnete, schraffierte Fläche die Toninformation im Fernseh-Tonsignal dar, die im vorliegenden Beispiel den Frequenzbereich von 0 bis 15 kHz umfaßt. Mit einem größeren Abstand ist zu höheren Frequenzen hin die Pilotträgerschwingung auf eine Frequenz von 54,687 kHz senderseitig festgelegt. Dieser Pilot­ trägerschwingung ist in der Stereo-Betriebsart eine Kennschwingung mit einer Frequenz von 117,5 Hz und in der Zweiton-Betriebsart eine Kennschwingung mit einer Frequenz von 274,1 Hz aufmoduliert, die im Amplituden-Frequenz- Spektrum des Fernseh-Tonsignals als symmetrische Seiten­ linien der Pilotträgerschwingung bei den Frequenzen 54,4129 kHz, 54,5695 kHz, 54,8045 kHz und 55,0786 kHz auftreten.In Fig. 2, the hatched area designated T represents the audio information in the television audio signal, which in the present example comprises the frequency range from 0 to 15 kHz. With a greater distance, the pilot carrier oscillation is fixed at a frequency of 54.687 kHz on the transmitter side towards higher frequencies. This pilot carrier vibration is modulated in the stereo mode, a characteristic wave with a frequency of 117.5 Hz and in the two-tone mode, a characteristic wave with a frequency of 274.1 Hz, which is symmetrical in the amplitude-frequency spectrum of the television audio signal Sidelines of the pilot carrier oscillation occur at the frequencies 54.4129 kHz, 54.5695 kHz, 54.8045 kHz and 55.0786 kHz.

Die Frequenz der Demodulationsschwingung wird im vorliegenden Ausführungsbeispiel auf 54,486 kHz festgelegt, so daß der Frequenzabstand zur unteren Seitenlinie der Kennschwingung der Zweiton-Betriebsart 73,1 Hz und zur unteren Seitenlinie der Kennschwingung für die Stereo-Betriebsart 83,5 Hz beträgt. Diese Frequenz­ abstände sind bewußt voneinander abweichend und mit einem vorgegebenen Frequenzabstand vom Mittelwert der Frequenzen der genannten, unteren Seitenlinien gewählt.The frequency of the demodulation oscillation is in present embodiment to 54.486 kHz fixed so that the frequency distance to the lower  Sideline of the characteristic oscillation of the two-tone mode 73.1 Hz and to the lower side line of the characteristic vibration for the stereo mode is 83.5 Hz. This frequency Distances are deliberately different and with one predetermined frequency distance from the mean of the frequencies of the lower side lines mentioned.

Das durch Mischung der modulierten Pilotträgerschwingung mit der derart festgelegten Demodulationsschwingung entstehende Amplituden-Frequenz-Spektrum zeigt schematisch und - wie Fig. 2 - nicht maßstäblich das Diagramm nach Fig. 3. Bei der Mischung wird die untere der durch die Kennschwingung für die Zweiton-Betriebsart hervorgerufenen Seitenlinien der Pilotträgerschwingung im Spektrum des demodulierten Signals am Ausgang 26 gefaltet und tritt darin bei einer Frequenz von 73,1 Hz auf, während die übrigen Seitenlinien und die Pilotträgerschwingung entsprechend ihren Frequenzabständen von der Demodu­ lationsschwingung im Spektrum erscheinen, und zwar bei den Frequenzen 83,5 Hz, 318,5 Hz, 475,1 Hz sowie 201 Hz für die herabgemischte Pilotträgerschwingung.The amplitude-frequency spectrum resulting from the mixing of the modulated pilot carrier oscillation with the demodulation oscillation determined in this way is shown schematically and - as in FIG. 2 - not to scale the diagram according to FIG. 3. When mixing, the lower one is the result of the characteristic oscillation for the two-tone operating mode caused side lines of the pilot carrier oscillation in the spectrum of the demodulated signal at the output 26 folded and occurs therein at a frequency of 73.1 Hz, while the other side lines and the pilot carrier oscillation appear in the spectrum according to their frequency distances from the demodulation oscillation, namely at the frequencies 83 , 5 Hz, 318.5 Hz, 475.1 Hz and 201 Hz for the down mixed pilot carrier vibration.

In Fig. 3 ist ferner schematisch ein Beispiel für eine Durchlaßkurve des Bandpaßfilters 3 eingetragen. Es ist erkennbar, daß das Bandpaßfilter 3 derart dimensioniert sein muß, daß die auf die Frequenz von 201 Hz herab­ gemischte Pilotträgerschwingung, deren Amplitude wesent­ lich höher ist als diejenigen der Kennschwingungen, gegenüber letzteren hinreichend stark unterdrückt wird. Dafür reicht in der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in der Regel ein Bandpaßfilter zweiter Ordnung aus; zum Erzielen einer noch größeren Störsicherheit kann jedoch auch ein Bandpaßfilter vierter Ordnung vorgesehen werden. Insgesamt wird jedoch in beiden Fällen eine sehr hohe Kennungsempfindlichkeit und Zuverlässigkeit der Funktion bei geringem schaltungstechnischem Aufwand erreicht. Vorzugsweise ist das Bandpaßfilter 3 in Schalterkonden­ satortechnik ausgeführt.In Fig. 3, an example of a pass curve of the bandpass filter 3 is also schematically entered. It can be seen that the bandpass filter 3 must be dimensioned such that the pilot carrier oscillation mixed down to the frequency of 201 Hz, the amplitude of which is significantly higher than that of the characteristic oscillations, is sufficiently suppressed with respect to the latter. A second-order bandpass filter is generally sufficient for this in the circuit arrangement according to the invention; However, a fourth-order bandpass filter can also be provided to achieve an even greater level of interference immunity. Overall, however, a very high identification sensitivity and reliability of the function is achieved in both cases with little circuitry outlay. The bandpass filter 3 is preferably implemented in switch capacitor technology.

Wird beim Aufbau der Mischstufe 2 auf eine hinreichend lineare Mischfunktion geachtet, kann ggf. die Eingangs­ filterstufe 1 entfallen. Bei einer hinreichend linear arbeitenden Mischstufe 2 wird nämlich die Toninformation T ohne nennenswerte Restsignale mit der Demodulations­ schwingung in einen hohen Frequenzbereich gemischt und damit vom Bandpaßfilter 3 unterdrückt.If a sufficiently linear mixing function is taken into account when setting up mixing stage 2 , input filter stage 1 may be omitted. With a sufficiently linearly operating mixer stage 2 , the sound information T is mixed with no significant residual signals with the demodulation vibration in a high frequency range and thus suppressed by the bandpass filter 3 .

Bei dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel weist der Schwingquarz 23 eine Schwingfrequenz von ungefähr 4,032 MHz auf, die zur Erzeugung der Demodulations­ schwingung in der Frequenzteilerstufe 24 durch den Faktor 74 geteilt wird.In the embodiment described above, the quartz crystal 23 has an oscillation frequency of approximately 4.032 MHz, which is generated to generate the demodulation oscillation in the frequency divider stage 24 by a factor of 74.

Dem Bandpaßfilter 3 ist ein Begrenzerverstärker 6 nachgeschaltet, der der Formung von Schaltsignalen mit digitalen Pegeln, d. h. Rechtecksignalen, aus den ihm zugeführten, im wesentlichen kreisfunktionsförmigen Analogsignalen dient. Dabei wird auch eine ggf. noch vorhandene Amplitudenschwankung dieser Analogsignale unterdrückt.The bandpass filter 3 is followed by a limiter amplifier 6 , which is used to form switching signals with digital levels, ie square-wave signals, from the essentially circular-function-like analog signals fed to it. Any amplitude fluctuation of these analog signals that may still be present is also suppressed.

Dem Bandpaßfilter 3 wird über einen Taktsignaleingang 30 ein Taktsignal zugeführt, mit dem in an sich bekannter Weise das in Schalterkondensatortechnik ausgeführte Filter betrieben wird. Dieses Taktsignal kann vorteilhaft aus dem Oszillator 22 abgeleitet werden, wozu die Frequenzteiler­ stufe 24 einen Referenzschwingungsausgang 25 aufweist. Der Referenzschwingungsausgang 25 kann auch zum Liefern mehrerer Schwingungen unterschiedlicher Frequenzen dienen und wird dann entsprechend mehrpolig ausgeführt. A clock signal is fed to the band-pass filter 3 via a clock signal input 30 , with which the filter, which is implemented using switch capacitor technology, is operated in a manner known per se. This clock signal can advantageously be derived from the oscillator 22 , for which purpose the frequency divider stage 24 has a reference oscillation output 25 . The reference vibration output 25 can also be used to supply a plurality of vibrations of different frequencies and is then designed with a corresponding multipole.

Am Ausgang 60 des Begrenzerverstärkers 6 für die Kenn­ schwingungen steht somit je nach Betriebsart ein aus der jeweiligen Kennschwingung abgeleitetes Rechtecksignal mit einer Frequenz von 83,5 Hz bei der Stereo-Betriebsart bzw. 73,1 Hz bei der Zweiton-Betriebsart zur Weiterleitung an die Erkennungszweige 4, 5 zur Verfügung. Im Fall der Mono-Betriebsart tritt keine Kennschwingung auf. In einer Variation der eingangs genannten Signalverläufe dieser Betriebsart kann dann auch die Pilotträgerschwingung vollständig entfallen, d. h. sie braucht vom Sender nicht ausgestrahlt zu werden.At the output 60 of the limiter amplifier 6 for the characteristic vibrations, depending on the operating mode, there is a square wave signal derived from the respective characteristic vibration with a frequency of 83.5 Hz in the stereo mode or 73.1 Hz in the two-tone mode for forwarding to Detection branches 4 , 5 are available. No characteristic oscillation occurs in the case of mono mode. In a variation of the signal profiles of this operating mode mentioned at the outset, the pilot carrier oscillation can then be completely omitted, ie it does not need to be emitted by the transmitter.

Jeder der Erkennungszweige 4 bzw. 5, die prinzipiell identisch aufgebaut, jedoch auf die unterschiedlichen Frequenzen der Kennschwingungen abgestimmt sind, enthält einen digitalen Phasenregelkreis 40 bzw. 50 mit schmal­ bandigem Fangbereich um die Frequenz der zu detektierenden Kennschwingung, also um 83,5 Hz beim digitalen Phasen­ regelkreis 40 des Stereo-Erkennungszweiges 4 und um 73,1 Hz beim digitalen Phasenregelkreis 50 des Zweiton- Erkennungszweiges 5. Jeder der digitalen Phasenregel­ kreise 40 bzw. 50 erhält an seinem Eingang 41 bzw. 51 die am Ausgang 60 des Begrenzerverstärkers 6 abgegebenen Signale zugeführt. Enthalten diese einen Anteil mit der Frequenz der Kennschwingung, auf die der jeweilige digitale Phasenregelkreis 40 bzw. 50 abgestimmt ist, bzw. einen Frequenzanteil im Fangbereich des digitalen Phasen­ regelkreises 40 bzw. 50 um die genannte Abstimmfrequenz herum, geben die digitalen Phasenregelkreise 40 bzw. 50 an ihren Ausgängen 42 bzw. 52 ein Rechtecksignal mit der Frequenz der zugeordneten Kennschwingung ab. Dieses als Bezugsschwingung bezeichnete Signal wird je einem ersten Eingang 43 bzw. 53 eines digitalen Synchrondemodulators 44 bzw. 54 zugeführt, der an seinem zweiten Eingang 45 bzw. 55 das vom Ausgang 60 des Begrenzerverstärkers 6 unverändert gelieferte Signal zugeführt erhält. Dieses Signal wird im zugehörigen Synchrondemodulator 44 bzw. 54 mit der Bezugsschwingung vom entsprechenden digitalen Phasen­ regelkreis 40 bzw. 50 demoduliert und danach über eine Leitung 46 bzw. 56 je einem digitalen Integrator 47 bzw. 57 zugeführt.Each of the detection branches 4 and 5 , which in principle are constructed identically, but are tuned to the different frequencies of the characteristic vibrations, contains a digital phase-locked loop 40 or 50 with a narrow-band capture range around the frequency of the characteristic vibration to be detected, i.e. by 83.5 Hz digital phase locked loop 40 of the stereo detection branch 4 and around 73.1 Hz in the digital phase locked loop 50 of the two-tone detection branch 5 . Each of the digital phase-locked loops 40 and 50 receives at its input 41 and 51 the signals given at the output 60 of the limiter amplifier 6 . If these contain a portion with the frequency of the characteristic oscillation to which the respective digital phase-locked loop 40 or 50 is tuned, or a frequency portion in the capture range of the digital phase-locked loop 40 or 50 around the specified tuning frequency, the digital phase-locked loops 40 or 50 a rectangular signal with the frequency of the assigned characteristic vibration from its outputs 42 and 52 . This signal, referred to as the reference oscillation, is fed to a first input 43 or 53 of a digital synchronous demodulator 44 or 54 , which receives the signal supplied unchanged from the output 60 of the limiter amplifier 6 at its second input 45 or 55 . This signal is demodulated in the associated synchronous demodulator 44 or 54 with the reference oscillation from the corresponding digital phase control circuit 40 or 50 and then fed to a digital integrator 47 or 57 via a line 46 or 56 .

In einer besonders einfachen Ausführung umfassen die digitalen Synchrondemodulatoren 44, 54 je ein Exklusiv- Oder-Gatter. Dieses liefert über die Leitung 46 nur dann ein Signal mit konstantem Pegel, wenn den Eingängen 43, 45 bzw. 53, 55 der digitalen Synchrondemodulatoren 44 bzw. 54 Signale gleicher Frequenz zugeleitet werden. Dies ist jedoch nur dann der Fall, wenn die über den Ausgang 60 des Begrenzerverstärkers 6 angebotenen Schwingungen Frequenzen innerhalb des Fangbereichs des zugehörigen, digitalen Phasenregelkreises 40 bzw. 50 aufweisen.In a particularly simple embodiment, the digital synchronous demodulators 44 , 54 each comprise an exclusive-OR gate. This only delivers a signal with a constant level via line 46 if the inputs 43 , 45 or 53 , 55 of the digital synchronous demodulators 44 or 54 are supplied with signals of the same frequency. However, this is only the case if the vibrations offered via the output 60 of the limiter amplifier 6 have frequencies within the capture range of the associated digital phase locked loop 40 or 50 .

Die digitalen Integratoren 47 bzw. 57 umfassen bevorzugt je eine Zählschaltung, denen über Zählimpulseingänge 48 bzw. 58 Zählimpulse zugeführt werden. In den digitalen Integratoren 47, 57 werden diese Zählimpulse beim Auftreten eines vorbestimmten Wertes des Ausgangssignals des zugehörigen, digitalen Synchrondemodulators 44 bzw. 54 auf den Leitungen 46 bzw. 56 über ein vorgegebenes Zeitintervall hinweg aufsummiert. Wird während oder zum Schluß des vorgegebenen Zeitintervalls in einem der Integratoren 47, 57 eine bestimmte Zählstellung erreicht oder überschritten, gibt der entsprechende Integrator 47 bzw. 57 an einem Identifikationssignalausgang 49 bzw. 59 ein Identifikationssignal ab, welches die Betriebsart kennzeichnet, in der das empfangene und verarbeitete Fernseh-Tonsignal übertragen wird. Die Zählstellung, bei der das Identifikationssignal auftritt, kann als Bruchteil der im vorgegebenen Zeitintervall maximal erreichbaren Summe der Zählimpulse festgelegt sein. Durch die Integratoren 47, 57 werden kurzzeitige Störungen auf den Leitungen 46, 56 durch Rauschen oder Schwebungen unter­ drückt. Vorzugsweise beträgt der Fangbereich der digitalen Phasenregelkreise 40 bzw. 50 1 Hz, symmetrisch zu den Frequenzen der Kennschwingungen angeordnet. Durch die digitalen Integratoren 47, 57 werden diese Fangbereiche noch einmal symmetrisch um 1 Hz erweitert, so daß von den Erkennungszweigen 4 und 5 als Kennschwingungen lediglich Schwingungen in einem Frequenzbereich von 2 Hz um die Frequenz der zugehörigen Kennschwingung herum akzeptiert werden. Die digitalen Integratoren 47, 57 werden dann mit großen Zeitkonstanten von etwa einer Sekunde dimen­ sioniert. Zeitkonstante und sogenanntes Kennungsfenster, d. h. Frequenzbereich der als Kennschwingung akzeptierten Schwingungen, sind in ihrer Dimensionierung aufeinander abgestimmt, um eine sichere Erkennung detektierter Kennschwingungen zu ermöglichen.The digital integrators 47 and 57 preferably each comprise a counting circuit, to which 48 and 58 counting pulses are supplied via counting pulse inputs. These digital pulses are summed in the digital integrators 47 , 57 when a predetermined value of the output signal of the associated digital synchronous demodulator 44 or 54 occurs on the lines 46 or 56 over a predetermined time interval. If a specific counting position is reached or exceeded in one of the integrators 47 , 57 during or at the end of the predefined time interval, the corresponding integrator 47 or 57 outputs an identification signal at an identification signal output 49 or 59 , which identifies the operating mode in which the received signal and processed television audio signal is transmitted. The counting position at which the identification signal occurs can be determined as a fraction of the maximum sum of the counting pulses that can be achieved in the predetermined time interval. The integrators 47 , 57 suppress brief interruptions on the lines 46 , 56 due to noise or beats. The capture range of the digital phase-locked loops is preferably 40 or 50 1 Hz, arranged symmetrically to the frequencies of the characteristic oscillations. The digital integrators 47 , 57 extend these catch ranges symmetrically again by 1 Hz, so that the recognition branches 4 and 5 only accept oscillations in a frequency range of 2 Hz around the frequency of the associated identification oscillations as characteristic oscillations. The digital integrators 47 , 57 are then dimensioned with large time constants of approximately one second. The dimensioning of the time constant and the so-called identification window, ie the frequency range of the vibrations accepted as the characteristic oscillation, are matched to one another in order to enable reliable detection of detected characteristic vibrations.

Die beschriebene Ausgestaltung der Erkennungszweige hat außerdem den Vorteil, daß die Kennungsfenster beliebig, auch enger, dimensioniert werden können, so daß nicht nur in das Basisband heruntergemischtes Rauschen, sondern auch Übersprechen von Bild- oder Tonsignalen unterdrückt werden kann.The described design of the detection branches has also the advantage that the identification window is arbitrary, also narrower, can be dimensioned so that not only noise mixed down to the baseband, but also Crosstalk of picture or sound signals can be suppressed can.

Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild zur Erläuterung der Funktion der digitalen Phasenregelkreise 40 bzw. 50 am Beispiel des digitalen Phasenregelkreises 40. Dieser umfaßt ein Abtast- und Halteglied 401 zum Abspeichern des Wertes des dem Phasenregelkreis 40 über den Eingang 41 zugeführten Signals beim Auftreten einer Flanke in einem Steuersignal, das am Abtast- und Halteglied 401 über einen Steuereingang 404 anliegt. Im Abtast- und Halteglied 401 wird also bei jeder Flanke des Steuersignals der gerade aktuelle der beiden Signalpegel gespeichert, die das vom Begrenzerverstärker 6 gelieferte Signal annehmen kann. In Abhängigkeit von diesem, am Ausgang 405 des Abtast- und Haltegliedes 401 bis zum nächsten Abtastvorgang abge­ gebenen Wert wird ein zwischen zwei Divisoren umschalt­ barer Frequenzteiler 402 die Frequenz einer über einen Referenzeingang 403 dem Frequenzteiler 402 zugeführten Referenzschwingung teilen. Das frequenzgeteilte Signal erscheint am Ausgang 406 des Frequenzteilers 402 und bildet einerseits das Steuersignal für den Steuerein­ gang 404 und andererseits die Bezugsschwingung für den Ausgang 42 des digitalen Phasenregelkreises 40. FIG. 4 shows a block diagram to explain the function of the digital phase locked loops 40 and 50 using the example of the digital phase locked loop 40 . This includes a sample and hold element 401 for storing the value of the signal supplied to the phase locked loop 40 via the input 41 when an edge occurs in a control signal which is present at the sample and hold element 401 via a control input 404 . In the sample and hold element 401 , the current of the two signal levels, which the signal supplied by the limiter amplifier 6 can accept, is stored on each edge of the control signal. Depending on this, at the output 405 of the sample and hold element 401 until the next sampling value given a frequency divider 402 switchable between two divisors will divide the frequency of a reference input 403 supplied to the frequency divider 402 reference oscillation. The frequency-divided signal appears at the output 406 of the frequency divider 402 and forms on the one hand the control signal for the control input 404 and on the other hand the reference oscillation for the output 42 of the digital phase locked loop 40 .

Fig. 5 zeigt im Teildiagramm a) den zeitlichen Verlauf der vom Begrenzerverstärker 6 abgegebenen, rechteckförmigen Kennschwingung, wie sie beim Vorliegen der Stereo- Betriebsart dem Eingang 41 des Phasenregelkreises 40 zugeleitet wird. Im Teildiagramm b) ist dazu die vom Phasenregelkreis 40 erzeugte Bezugsschwingung skizziert, und zwar im linken Teil des Diagramms im nicht synchroni­ sierten Zustand des Phasenregelkreises, während im rechten Teil des Diagramms der Zustand dargestellt ist, in dem der Phasenregelkreis mit der Kennschwingung synchron läuft, d. h. auf sie eingerastet ist. Mit t ist in beiden Diagrammen die Zeit bezeichnet. Dabei sind t1 bis t7 die Zeitpunkte, zu denen im Steuersignal am Steuereingang 404 eine Flanke auftritt, d. h. vom Abtast- und Halteglied 401 der aktuelle Wert des Signals am Eingang 41 abgespeichert wird. FIG. 5 shows in partial diagram a) the temporal course of the rectangular characteristic oscillation emitted by the limiter amplifier 6 , as is fed to the input 41 of the phase locked loop 40 when the stereo operating mode is present. In part diagram b), the reference oscillation generated by the phase-locked loop 40 is sketched, namely in the left part of the diagram in the non-synchronized state of the phase-locked loop, while the right-hand part of the diagram shows the state in which the phase-locked loop runs synchronously with the characteristic oscillation, ie snapped onto it. The time is denoted by t in both diagrams. Here, t1 to t7 are the times at which an edge occurs in the control signal at control input 404 , ie the current value of the signal at input 41 is stored by sample and hold element 401 .

Zu Beginn des in den Diagrammen betrachteten Zeitraums läuft der digitale Phasenregelkreis frei, ist also nicht eingerastet. Entprechend wird im gezeigten Beispiel vom Abtast- und Halteglied 401 mehrfach ein niedriger Signalwert (Zeitpunkte t1, t2) abgespeichert. Im Frequenz­ teiler 402 wird dann die Frequenz der Referenzschwingung vom Referenzeingang 403 durch den größeren der beiden Divisoren, n2, dividiert. Entsprechend ist die Perioden­ dauer des Steuersignals am Ausgang 406 größer als die Periodendauer der zugeführten Kennschwingung am Eingang 41. Die Flanken im Steuersignal, d. h. die Zeit­ punkte t1, t2, verschieben sich somit allmählich zu späteren Phasenlagen des Signals am Eingang 41. Zum Zeitpunkt t3 wird dann ein Zustand erreicht, in dem die Flanke im Steuersignal am Steuereingang 404 zu einem Zeitpunkt eintrifft, in dem das Signal am Eingang 41 nicht mehr einen niedrigen, sondern inzwischen einen hohen Wert angenommen hat. Über den Ausgang 405 steuert dieser Wert den Frequenzteiler 402 nun derart um, daß die Referenz­ schwingung vom Referenzeingang 403 durch den kleineren der beiden Divisoren, n1, geteilt wird. Entsprechend verkürzt sich die Periodendauer des Steuersignals bis zu seiner nächsten Flanke, bei der wiederum der Wert des Signals am Eingang 41 abgetastet wird. Dieser Zeitpunkt t4 liegt im Diagramm nach Fig. 3 wieder so, daß dort im Signal am Eingang 41 ein niedriger Wert abgetastet wird. Dadurch wird erneut die Referenzschwingung durch den Divisor n2 dividiert. Im eingerasteten Zustand wechseln nun von einer Flanke im Steuersignal zur nächsten die abgespeicherten Werte einander kontinuierlich ab, so daß die Frequenz der Referenzschwingung zwischen je zwei aufeinanderfolgenden Flanken im Steuersignal abwechselnd durch den ersten und durch den zweiten Divisor n1 bzw. n2 geteilt wird. Dieser eingerastete Zustand kann jedoch nur erreicht werden, wenn die Frequenz des Signals am Eingang 41 zwischen den beiden durch die Frequenz der Referenzschwingung und die Werte der Divisoren n1 und n2 festgelegten Frequenzwerten liegt, die die Grenzen des Fangbereichs bilden. Durch ent­ sprechende Wahl der Frequenz der Referenzschwingung und der Werte der Divisoren n1, n2 kann somit der Fangbereich des digitalen Phasenregelkreises 40 beliebig gewählt werden.At the beginning of the period considered in the diagrams, the digital phase-locked loop runs free, so it is not locked. Accordingly, a low signal value (times t1, t2) is stored several times by the sample and hold element 401 in the example shown. In the frequency divider 402 is then the frequency of the reference oscillation from the reference input 403 by the larger of the two divisors, n2 divided. Accordingly, the period of the control signal at output 406 is greater than the period of the characteristic oscillation supplied at input 41 . The edges in the control signal, ie the points in time t1, t2, thus shift gradually to later phase positions of the signal at input 41 . At time t3, a state is then reached in which the edge in the control signal arrives at control input 404 at a time in which the signal at input 41 no longer has a low value but has now assumed a high value. Via the output 405 this value controls the frequency divider 402 in such a way that the reference oscillation from the reference input 403 is divided by the smaller of the two divisors, n1. The period of the control signal is correspondingly shortened until its next edge, at which in turn the value of the signal at the input 41 is sampled. This time t4 is again in the diagram according to FIG. 3 in such a way that a low value is sampled there in the signal at input 41 . This divides the reference oscillation again by the divisor n2. In the locked state, the stored values alternate continuously from one edge in the control signal to the next, so that the frequency of the reference oscillation is alternately divided between two successive edges in the control signal by the first and second divisors n1 and n2. However, this locked state can only be achieved if the frequency of the signal at the input 41 lies between the two frequency values determined by the frequency of the reference oscillation and the values of the divisors n1 and n2, which form the limits of the capture range. By appropriately selecting the frequency of the reference oscillation and the values of the divisors n1, n2, the capture range of the digital phase locked loop 40 can thus be selected as desired.

Entsprechend dem Referenzeingang 403 des digitalen Phasenregelkreises 40 weist auch der Phasenregelkreis 50 einen Referenzeingang 503 auf. Den Referenzeingängen 403, 503 wird bevorzugt dieselbe Referenzschwingung oder ein aus derselben Referenzschwingung abgeleitetes Signal zugeführt. Weiterhin werden vorteilhaft gemeinsam mit der Referenzschwingung Taktsignale abgeleitet, die dem Bandpaßfilter 3 am Taktsignaleingang 30 zugeleitet werden. Darüber hinaus können auch die Zählimpulse an den Zählimpulseingängen 48, 58 aus der Referenzschwingung abgeleitet sein. Dann ist insgesamt für die Schaltungs­ anordnung nach Fig. 1 nur ein einziges Frequenznormal erforderlich, nämlich der Oszillator 22 mit dem Schwing­ quarz 23, so daß die gesamte, auf einem Halbleiterkristall integrierbare Anordnung als einziges externes Bauelement lediglich mit dem Schwingquarz 23 gekoppelt ist.Corresponding to the reference input 403 of the digital phase locked loop 40 , the phase locked loop 50 also has a reference input 503 . The reference inputs 403 , 503 are preferably supplied with the same reference oscillation or a signal derived from the same reference oscillation. Furthermore, clock signals are advantageously derived together with the reference oscillation and are fed to the bandpass filter 3 at the clock signal input 30 . In addition, the counting pulses at the counting pulse inputs 48 , 58 can also be derived from the reference oscillation. Then only a single frequency standard is required for the circuit arrangement according to FIG. 1, namely the oscillator 22 with the oscillating quartz 23 , so that the entire arrangement that can be integrated on a semiconductor crystal is coupled as the only external component only with the oscillating quartz 23 .

Anstelle der in Fig. 1 dargestellten, parallel angeord­ neten Erkennungszweige 4, 5 kann auch lediglich ein einziger Erkennungszweig eingesetzt werden, der auf die Frequenzen der unterschiedlichen Kennschwingungen abstimmbar ist und im Betrieb laufend zyklisch im Zeitmultiplex nacheinander auf alle Kennschwingungen eingestellt wird, um zu detektieren, ob eine davon vorliegt. Es ist dann dafür jedoch eine entsprechende Steuerschaltung vorzusehen, und die Zeiträume, die im Mittel zur Erkennung einer bestimmten Betriebsart benötigt werden, verlängern sich. Wegen des besonders einfachen Aufbaues der Erkennungszweige 4, 5 entsprechend der vorstehenden Beschreibung ist daher die vorliegende Anordnung gegenüber einer im Zeitmultiplex betriebenen kaum aufwendiger.Instead of the detection branches 4 , 5 shown in FIG. 1, which are arranged in parallel, it is also possible to use only a single detection branch which can be tuned to the frequencies of the different characteristic oscillations and is continuously set in operation cyclically in time-division multiplex to all characteristic oscillations in order to detect whether there is one. However, a corresponding control circuit must then be provided for this, and the periods that are required on average to recognize a specific operating mode are extended. Because of the particularly simple construction of the detection branches 4 , 5 in accordance with the above description, the present arrangement is therefore hardly more complex than one operated in time-division multiplex.

Claims (10)

1. Schaltungsanordnung zum Detektieren von Kennschwingungen, mit denen eine Pilotträgerschwingung in einem Fernsehtonsignal amplitudenmoduliert ist, mit einer Eingangsfilterstufe (1) zum Ausfiltern eines vorgegebenen Frequenzbandes um die Frequenz der Pilotträgerschwingung, einer Mischstufe (2) zum Abwärtsmischen der modulierten Pilotträgerschwingung in ein Niederfrequenzband, einem Bandpaßfilter (3) zum Ausfiltern eines Seitenbandes der modulierten Pilotträgerschwingung, einem dem Bandpaßfilter (3) nachgeschalteten Begrenzerverstärker (6) sowie einem daran anschließenden Erkennungszweig (4 bzw. 5) für jede Kennschwingung, umfassend einen digitalen Phasenregelkreis (40 bzw. 50) mit schmalbandigem Fangbereich um die Frequenz der zu detektierenden Kennschwingung zum Erzeugen einer Bezugsschwingung aus den Signalen am Ausgang (26) der Mischstufe (2), einen digitalen Synchrondemodulator (44 bzw. 54) zum Demodulieren des vom Begrenzerverstärker (6) gelieferten Signals mit der Bezugsschwingung sowie einen digitalen Integrator (47 bzw. 57) zum Aufsummieren von Zählimpulsen beim Auftreten eines vorbestimmten Wertes des Ausgangssignals des digitalen Synchrondemodulators (44 bzw. 54) über ein vorgegebenes Zeitintervall und zur Abgabe eines von der erreichten Summe der Zählimpulse abhängigen Identifikationssignals. 1. Circuit arrangement for detecting characteristic oscillations with which a pilot carrier oscillation is amplitude-modulated in a television sound signal, with an input filter stage ( 1 ) for filtering out a predetermined frequency band around the frequency of the pilot carrier oscillation, a mixing stage ( 2 ) for down-mixing the modulated pilot carrier oscillation into a low-frequency band, one Bandpass filter ( 3 ) for filtering out a side band of the modulated pilot carrier oscillation, a limiter amplifier ( 6 ) connected downstream of the bandpass filter ( 3 ) and a subsequent detection branch ( 4 or 5 ) for each characteristic oscillation, comprising a digital phase locked loop ( 40 or 50 ) with a narrow band Catching range around the frequency of the characteristic oscillation to be detected for generating a reference oscillation from the signals at the output ( 26 ) of the mixing stage ( 2 ), a digital synchronous demodulator ( 44 or 54 ) for demodulating the one supplied by the limiter amplifier ( 6 ) en signal with the reference oscillation and a digital integrator ( 47 or 57 ) for adding up counting pulses when a predetermined value of the output signal of the digital synchronous demodulator ( 44 or 54 ) occurs over a predetermined time interval and for delivering a function of the sum of the counting pulses achieved identification signal. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mischstufe (2) mit einem Oszillator (22) zum Erzeugen einer Demodulationsschwingung zum Abwärtsmischen verbunden ist. 2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the mixing stage ( 2 ) is connected to an oscillator ( 22 ) for generating a demodulation oscillation for downward mixing. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Demodu­ lationsschwingung vorgegebene, voneinander abweichend gewählte Frequenzabstände von den Frequenzen der Kennschwingungen im der Pilotschwingung aufmodulierten Zustand aufweist.3. Circuit arrangement according to claim 2, characterized in that the frequency of the Demodu lation vibration specified, differing from each other selected frequency distances from the frequencies of the Characteristic vibrations modulated in the pilot vibration Condition. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 zum Detektieren zweier Kennschwingungen, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Demodu­ lationsschwingung einen vorgegebenen Frequenzabstand vom Mittelwert der Frequenzen der Kennschwingungen aufweist.4. Circuit arrangement according to claim 3 for detection two characteristic vibrations, characterized in that the frequency of the Demodu tional vibration a predetermined frequency distance from Has an average of the frequencies of the characteristic vibrations. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsfilterstufe (1) einen Hochpaß umfaßt.5. Circuit arrangement according to claim 1, 2, 3 or 4, characterized in that the input filter stage ( 1 ) comprises a high-pass filter. 6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß jeder digitale Phasenregelkreis (40, 50) ein Abtast- und Halteglied (401) umfaßt zum Abspeichern des Wertes des dem Phasenregelkreis (40, 50) zugeführten Signals beim Auftreten einer Flanke in einem Steuersignal, und daß ein je nach abgespeichertem Wert zwischen zwei Divisoren (n1, n2) umschaltender Frequenzteiler (402) vorgesehen ist zum Teilen der Frequenz einer einem Referenzeingang (403) des Frequenzteilers (402) zugeführten Referenzschwingung, wobei das frequenzgeteilte Signal sowohl das Steuersignal als auch die Bezugsschwingung bildet.6. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that each digital phase locked loop ( 40 , 50 ) comprises a sample and hold element ( 401 ) for storing the value of the phase locked loop ( 40 , 50 ) fed signal when an edge occurs in one Control signal, and that depending on the stored value between two divisors (n1, n2) switching frequency divider ( 402 ) is provided for dividing the frequency of a reference input ( 403 ) of the frequency divider ( 402 ) fed, the frequency-divided signal both the control signal and also forms the reference vibration. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzschwingung aus dem die Demodulationsschwingung erzeugenden Oszillator (22) abgeleitet wird. 7. Circuit arrangement according to claim 6, characterized in that the reference oscillation is derived from the oscillator ( 22 ) generating the demodulation oscillation. 8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Synchron­ demodulator (44 bzw. 54) ein Exclusiv-Oder-Gatter umfaßt.8. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the digital synchronous demodulator ( 44 or 54 ) comprises an exclusive-OR gate. 9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Integrator (47 bzw. 57) eine Zählschaltung umfaßt und die Zählimpulse aus der Referenzschwingung abgeleitet werden, und daß das Identifikationssignal bei Erreichen eines vorgegebenen Bruchteils der im vorgegebenen Zeitintervall maximal erreichbaren Summe der Zählimpulse auftritt.9. Circuit arrangement according to claim 6, 7 or 8, characterized in that the digital integrator ( 47 or 57 ) comprises a counting circuit and the counting pulses are derived from the reference oscillation, and that the identification signal when a predetermined fraction of the predetermined time interval is reached achievable sum of the counts occurs. 10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, 7, 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzschwingung auch dem in Schalterkondensatortechnik ausgeführten Bandpaßfilter (3) als Taktsignal zugeleitet wird.10. Circuit arrangement according to claim 6, 7, 8 or 9, characterized in that the reference oscillation is also supplied to the bandpass filter ( 3 ), which is implemented in switch capacitor technology, as a clock signal.