DE4001064A1

DE4001064A1 - Rauscharmer hochgeschwindigkeitsdifferentialverstaerker und verfahren zum erzielen einer rauscharmen hochgeschwindigkeitsverstaerkung eines differentialeingangssignales

Info

Publication number: DE4001064A1
Application number: DE4001064A
Authority: DE
Inventors: Timothy V Kalthoff; Rodney T Burt; Robert Mark Stitt
Original assignee: Burr Brown Corp
Current assignee: Texas Instruments Tucson Corp
Priority date: 1989-01-17
Filing date: 1990-01-16
Publication date: 1990-07-19
Also published as: US4901031A; FR2641913B1; GB2227138B; JPH02206210A; GB8922537D0; GB2227138A; FR2641913A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen rauscharmen Hochge schwindigkeitsdifferentialverstärker nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 sowie ein Verfahren zum Erzielen einer rauscharmen Hochgeschwindigkeitsverstärkung eines Differen tialeingangssignales nach dem Oberbegriff des Patentan spruchs 5.

Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf monolithische Verstärker mit einem niedrigen Rauschgrad, einem niedrigen eingangsseitigen Vorstrom und mit einer hohen Geschwindig keit bzw. hohen Grenzfrequenz.

Es besteht ein Bedarf an monolithischen Operationsverstär kern, deren Eigenschaften denjenigen eines "idealen" Opera tionsverstärkers mit niedrigem Rauschpegel, niedrigem Ein gangsvorstrom und hoher Grenzfrequenz oder Betriebsgeschwin digkeit nahe kommen. Feldeffekttransistoreingangsstufen kön nen den gewünschten niedrigen Vorstrom liefern, jedoch haben Feldeffekttransistoren, die mit üblichen Herstellungsverfah ren zum Herstellen integrierter monolithischer Schaltkreise hergestellt werden, eine relativ niedrige Bandbreite. Unter Verwenden von Schaltungstopologien nach dem Stand der Tech nik ist es möglich, FET-Eingangsverstärker aufzubauen, die entweder einen niedrigen Rauschgrad oder eine hohe Grenzfre quenz haben, jedoch nicht die Kombination dieser Eigenschaf ten zeigen. Wenn ein eingangsseitiger FET als Verstärkungs stufe eingesetzt wird, hat diese einen vergleichsweise rauscharmen Betrieb, jedoch eine erheblich eingeschränkte Grenzfrequenz oder Betriebsgeschwindigkeit. Wenn ein ein gangsseitiger FET als Spannungsfolger "vor" einer Bipolar transistorverstärkungsstufe verwendet wird, wird eine höhere Betriebsgeschwindigkeit erzielt, jedoch unter Inkaufnahme eines höheren Rauschgrades.

Fig. 1 zeigt eine bekannte Verstärkerschaltung, deren Ent wurf auf eine Minimierung des Rauschens und auf ein Maxi mieren des Signal-Rausch-Verhältnisses abgestellt ist. Bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltung sind die Breiten-Längen- Geometrieverhältnisse der eingangsseitigen P-Kanal-JFETs 1 und 2 groß, und zwar typischerweise in der Größenordnung von 80. Der Strom I, der durch die Stromquelle 20 erzeugt wird, liegt typischerweise in der Größenordnung von ungefähr 400 Mikroampere.

Für einen Fachmann ist es offenkundig, daß die Erhöhung des Wertes Gm eines JFET (Junction Field Effect Transistor) zu einem verbesserten Rauschverhalten führt. Für ein gegebenes Herstellungsverfahren und für eine vorgegebene JFET-Kanal länge gibt es zwei Wege für die Erhöhung von Gm. Einer be steht in der Erhöhung der Kanalbreite des JFET. Der andere liegt in der Erhöhung des Drain-Source-Stromes. Häufig ist es unpraktikabel den Drain-Source-Strom zum Erhöhen von Gm zu erhöhen. Das theoretische Spannungsrauschen, das in JFETs erzeugt wird, ist proportional zu . Daher wird ein rauscharmer Betrieb durch Erhöhen von Gm erzielt. Durch Er höhen von Gm wird ebenfalls der Beitrag anderer Rausch quellen reduziert. Wenn beispielsweise der Operationsver stärker 3 ein Differentialrauschen an seinen Eingängen hat, führt dieses zu einer Signalrauschspannung über die Wider stände 4 und 5, welche wiederum Signalrauschströme verur sacht, die durch die JFETs 1 und 2 fließen. Wenn Gm der JFETs 1 und 2 erhöht wird, nimmt der Rauschsignalwert, der durch V _IN kompensiert werden muß, ab. (V _IN ist gleich V _IN⁺-V _IN⁻). Daher wird der Effekt derartiger Rausch quellen durch das Erhöhen von Gm reduziert.

Die hohe Steilheit Gm, die durch die Verwendung von hohen JFET-Kanalbreiten erzielt wird, führt zu niedrigen Rausch pegeln, jedoch bedingt sie gleichfalls eine niedrige Be triebsgeschwindigkeit oder Grenzfrequenz, da die große Ka nalbreite zu hohen Gate-Drain-Kapazitäten C _GD zwischen den Eingangsleitern 16, 17 und den Drainleitern 18, 19 führt. Als Ergebnis der sogenannten "Miller Multiplikation" werden die Kapazitäten C _GD mit den Verstärkungsgraden der beiden "halben" Differentialverstärker multipliziert. Als Ergebnis der hohen C _GD-Kapazität des rauscharmen JFET sowie der Mil ler-Multiplikation dieser C _GD-Kapazität ist die Schaltung nach Fig. 1 ungeeignet für Anwendungsfälle, bei denen hohe Bandbreiten benötigt werden. Die hohe Kapazität C _GD verur sacht Phasenverschiebungen, die die Verwendung von großen Kompensationskapazitäten nötig machen, was wiederum die Be triebsgeschwindigkeit herabsetzt.

Fig. 2 zeigt einen anderen, typischen Operationsverstärker nach dem Stand der Technik, der für hohe Grenzfrequenz oder hohe Betriebsgeschwindigkeit entworfen ist. Jedoch hat diese Schaltung charakteristischerweise ein niedriges Signal- Rausch-Verhältnis. Der die Betriebseigenschaften herab setzende Effekt der Miller-Rückkopplungskapazität C _GD bei der Schaltung gem. Fig. 1 wird bei der Schaltung nach Fig. 2 durch Verwenden von Source-Folgern 1, 22; 2, 23 anstelle von Inverterstufen 1, 4; 2, 5 gem. Fig. 1 vermieden, da die Sourcefolger 1, 22; 2, 23 ein Paar von emitter-gekoppelten PNP- Bipolartransistoren 6, 7 mit sehr niedrigen parasitären Ba sis-Kollektor-Kapazitäten treiben. Die Schaltung gem. Fig. 2 kann daher eine hohe Bandbreite und eine schnelle Einstel lung erreichen, jedoch hat sie den Nachteil des hohen Rau schens.

Das hohe Rauschen wird verursacht durch die Rauschaddition an den Widerständen 6 A, 7 A und den Transistoren 6, 7 zu dem Rauschen an den eingangsseitigen JFETs 1 und 2. Dieses Rau schen liegt zusätzlich zu dem Rauschen vor, das bei der Schaltung in Fig. 1 existiert. Die Schaltung gem. Fig. 2 hat ferner den Nachteil des hohen Leistungsverlustes aufgrund der drei Stromquellen 22, 23, 24.

Die Verwendung von Emitter-Degenerations-Widerständen 6 A, 7 A in Reihe zu den Emittern der Transistoren 6, 7 ist nötig, um den Verstärkungsgrad der Schaltung und die Größe des Kompen sationskondensators zu vermindern, der für eine hohe Be triebsgeschwindigkeit benötigt wird. Diese Degenerationswi derstände fügen ein zusätzliches thermisches Widerstands rauschen zu dem Spannungsrauschpegel hinzu, der zu den Ein gängen 16, 17 rückgeführt wird.

In Hinblick auf diesen Stand der Technik liegt der vorlie genden Erfindung die Aufgabe zugrunde, einen Differential verstärker zu schaffen, der trotz niedrigen Rauschens eine hohe Grenzfrequenz hat.

Diese Aufgabe wird durch einen Hochgeschwindigkeitsdifferen tialverstärker nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs mit den im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 ange gebenen Merkmalen gelöst.

Ferner liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrun de, ein Verfahren zum Erzielen einer rauscharmen Hochge schwindigkeitsverstärkung anzugeben.

Diese Aufgabe wird gem. der Erfindung bei einem Verfahren nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 5 durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 5 angegebenen Merk male gelöst.

Bei dem erfindungsgemäßen Operationsverstärker wird die Ein führung verschiedener Rauschspannungen in dem Differential signalweg vermieden.

Durch die Erfindung wird eine Technik geschaffen, um ein Paar von eingangsseitigen Feldeffekttransistoren eines Dif ferentialverstärkers mit einem Paar von differentiell ver schalteten Bipolartransistoren zu koppeln, ohne daß ein Rau schen in den Signalweg eingebracht wird.

Kurz gesagt schafft die Erfindung gemäß einem ihrer Aus führungsbeispiele einen Differentialverstärker, der sowohl eine Hochgeschwindigkeitsbetriebsweise als auch eine rausch arme Betriebsweise erzielt, wobei eine Vorstromschaltung das Zuführen jeglicher Rauschströme zu Differentialsignalwegen vermeidet. Eine Bipolardifferentialverstärkerstufe mit ge meinsamer Basis empfängt Signale von einem Paar von JFET- Eingangsschaltungen. Die Bipolarstufe mit gemeinsamer Basis empfängt eine Vorspannung, die von einer Vorspannungsschal tung erzeugt wird. Die Vorspannungsschaltung spricht auf we nigstens ein Eingangssignal an, das an die Basen der FET- Eingangsschaltungen angelegt wird.

Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel beinhaltet eine Operationsverstärkereingangsstufe einen ersten Transistor, dessen Kollektor mit einem ersten Ausgangsanschluß verbunden ist, und einen zweiten Transistor, dessen Basis mit der Ba sis des ersten Transistors verbunden ist und dessen Kollek tor mit einem zweiten Ausgangsanschluß verbunden ist. Eine erste und zweite Lasteinrichtung sind an die Kollektoren des ersten und zweiten Widerstandes angeschlossen. Eine Vorspan nungsschaltung liefert eine gemeinsame Vorspannung für die Basen des ersten und zweiten Transistors. Ein erster JFET ist mit seiner Source an dem Emitter des ersten Transistors angeschlossen, ist mit seinem Gate an einen ersten Eingangs anschluß angeschlossen, während ein zweiter JFET mit seiner Source an den Emitter des zweiten Transistors und mit seinem Gate an einen zweiten Eingangsanschluß angeschlossen ist. Die Drains des ersten und zweiten JFETs liefern Ströme zu einem negativen Spannungsversorgungsleiter. Die Vorspan nungsschaltung beinhaltet eine Stromquelle, die zwischen einer positiven Versorgungsspannung und den Basen des ersten und zweiten Transistors angeschlossen ist. Ein erster, als Diode geschalteter Transistor liegt zwischen einem Leiter, der die Basen des ersten und zweiten Transistors verbindet, und der Source eines dritten JFET, dessen Gate mit dem ersten Eingangsanschluß verbunden ist. Ein zweiter, als Diode geschalteter Transistor liegt zwischen dem Leiter, der die Basen des ersten und zweiten Transistors verbindet, und der Source eines vierten JFET, dessen Gate mit dem zweiten Eingangsanschluß verbunden ist. Die Drains des dritten und vierten JFET sind an einen negativen Spannungsversorgungs leiter angeschlossen. Die Schaltung hat eine hohe Eingangs impedanz, eine hohe Bandbreite und eine schnelle Einstell zeit. Diese Vorzüge werden erzielt, weil die beschriebene Schaltung eine Verbindung der Sourcen des ersten und zweiten JFETs direkt mit den Emittern des ersten und zweiten Transi stors ermöglicht.

Nachfolgend werden unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines Verstär kers nach dem Stand der Technik, bei dem ein nied riges Rauschen auf Kosten einer niedrigen Grenzfre quenz erreicht wird;

Fig. 2 ein schematisches Diagramm einer weiteren bekannten Schaltung, die eine hohe Betriebsgeschwindigkeit auf Kosten eines hohen Rauschpegels in dem Diffe rentialsignalweg der Schaltung erzielt;

Fig. 3 ein schematisches Diagramm eines vereinfachten Aus führungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 4 ein schematisches Diagramm eines weiteren Ausfüh rungsbeispieles der Erfindung; und

Fig. 5 ein schematisches Diagramm eines anderen Ausfüh rungsbeispiels der Erfindung.

Bei der in Fig. 3 gezeigten Schaltung werden Vorteile gegen über den eingangs diskutierten Operationsverstärker-Ein gangsstufen-Topologien erzielt. Die JFET-Eingangstransi storen 1 und 2 teilen die gleichen Ströme wie das Paar von Bipolar-Differentialtransistoren 6, 7. Die Transistoren 6, 7 sind verschaltet, um eine hohe Verstärkung zu erzeugen. Die Kollektor-Basis-Kapazitäten der Transistoren 6, 7 sind er heblich geringer als die Gate-Drain-Kapazitäten, die auf treten würden, wenn das JFET-Differentialpaar gem. Fig. 1 verwendet würde. Da die Verstärkung die Wirkungen der para sitären Gate-Drain-Kapazität (wie bei Fig. 1) oder der Ba sis-Kollektor-Kapazität (wie bei Fig. 3) multipliziert, re sultiert die niedrige Basis-Kollektor-Kapazität in einer er heblich größeren Bandbreite bei der Schaltung gem. Fig. 3 als bei derjenigen gem. Fig. 1. Die Rauschspannungen, die in den Bipolartransistoren 6, 7 erzeugt werden, sind vernach lässigbar bezogen auf die Rauschspannungen, die durch die JFETs 1, 2 erzeugt werden. Wie sich aus der nachfolgenden Beschreibung ergibt, sind die Rauschquellen, die in der Vor spannungsschaltung gem. Fig. 3 gebildet sind, Gleichtakt rauschquellen, so daß diese keinen Effekt auf Differential signal haben.

Die Struktur des Verstärkers gem. Fig. 3 wird nachfolgend erläutert. Die Eingangsstufe des Verstärkers umfaßt Ein gangsklemmen 16, 17, an die die Spannungen V _IN⁺ und V _IN⁻ angelegt werden. Die Eingangsstufe hat Ausgangsknoten 31, 32, die an den nicht-invertierenden und den invertierenden Eingang einer zweiten Verstärkerstufe 3 angelegt sind, des sen Ausgang eine Ausgangsspannung V _O erzeugt.

Die Eingangsstufe umfaßt ein Paar von Lastvorrichtungen 4, 5, die jeweils zwischen +V _CC und den Leitern 31 und 32 ge schaltet sind, wobei +V _CC+15 Volt sein kann. Die Lastvor richtungen 4, 5 können Widerstände sein, wie dies in Fig. 3 gezeigt ist, oder PNP-Stromspiegeltransistoren, wie dies in Fig. 5 gezeigt ist. Ein Paar von differentiell geschalteten NPN-Transistoren 6, 7 in einer Schaltung mit gemeinsamer Ba sis sind mit ihren Kollektoren an die Leiter 31, 32 ange schlossen. Der Emitter des Transistors 6 ist an die Source eines P-Kanal-JFET 1 angeschlossen, dessen Gate an den Lei ter 16 und dessen Drain an -V _CC angeschlossen ist, wobei dieses Potential beispielsweise minus 15 Volt sein kann. Der Emitter des Transistors 7 ist an die Source eines P-Ka nal-JFET 2 angeschlossen, dessen Gate an den Leiter 17 und dessen Drain an -V _CC angeschlossen ist.

Eine Vorspannungsschaltung 8 erzeugt eine Vorspannung auf dem Leiter 30, der an die Basiselektroden der Transistoren 6, 7 angeschlossen ist. Die Vorspannungsschaltung 8 beinhaltet eine Stromquelle 9, die zwischen dem Potential +V _CC und dem Leiter 30 angeschlossen ist und einen Strom I erzeugt. Die Vorspannungsschaltung 8 hat gleichfalls einen in Dioden schaltung angeordneten NPN-Transistor 10, dessen Emitter mit der Basis eines P-Kanal-JFET 12 und dessen Basis und Kollek tor beide mit dem Leiter 30 verbunden sind. Das Gate des JFET 12 ist mit dem Leiter 16 verbunden, während dessen Drain mit dem Potential -V _CC verbunden ist.

Eine als Diode geschalteter NPN-Transistor 11 ist mit seinem Emitter an die Source eines P-Kanal-JFET angeschlossen und ist mit seiner Basis und seinem Kollektor an den Leiter 30 angeschlossen. Das Gate des JFET 13 ist mit dem Leiter 17 verbunden. Das Drain des JFET 13 ist mit dem Potential -V _CC verbunden.

Die Emitterfläche eines jeden der Transistoren 6, 7 ist auf die Emitterfläche der Transistoren 10, 11 mittels eines Fak tors N bezogen. JFETs 1 und 2 sind aneinander angepaßt und haben ein Breiten-Längen-Verhältnis ihres Gate, das N-fach demjenigen der JFETs 12, 13 entspricht. Beispielsweise kön nen die Bipolartransistoren 10, 11 Vorrichtungen mit minima len Abmessungen sein, und die JFETs 12, 13 ein Breiten- Längen-Verhältnis des Kanales von ungefähr 22 haben. N kann ein Wert von ungefähr 8 sein, was zu einem hinnehmbar nied rigen Rauschpegel führt, der in den JFETs 1, 2 erzeugt wird. Wenn dementsprechend das Potential V _IN⁺ dem Potentional V _IN⁻ entspricht, bewirkt die Vorspannungsschaltung 8 eine hälfti ge Teilung des Vorstromes I, so daß I/2 durch die Transisto ren 10, 12 und I/2 durch die Transistoren 11, 13 fließt. Ein Ruhestrom von NI/2 wird dann zwangsweise durch die Vorspan nungsschaltung 8, durch die Transistoren 1, 6 und die Last vorrichtung 4 geschickt. Ein Ruhestrom NI/2 wird gleichfalls zwangsweise durch die Transistoren 2, 7 und die Lastvorrich tung 5 fließen gelassen.

Der durch die Schaltung gem. Fig. 3 erzeugte Rauschpegel ist bezogen auf denjenigen der Schaltung gem. Fig. 1 niedrig. Die Vorspannungsschaltung 8 führt keine Rauschströme in den Differentialsignalweg von den Eingangsanschlüssen 16, 17 durch die Emitter der Transistoren 6, 7 zu den Knoten 31, 32. Spannungsrauschen in den Vorspannungsschaltungstransi storen 10, 11, 12, 13 und der Stromquelle 9 ist ein Gleich taktrauschen an den beiden Eingangsklemmen 16, 17 und hat daher keine differentielle Auswirkung. Für Fachleute ist es klar, daß die JFETs 1, 2 gemäß ihrer innewohnenden Eigen schaften ein viel höheres Rauschen haben als die Bipolar transistoren 6, 7. Da das Rauschen der JFETs 1, 2 viel grö ßer ist als dasjenige der Bipolartransistoren 6, 7, ist die quadratisch gemittelte Summation (Wurzel aus dem quadrati schen Mittelwert) der Rauschkomponenten ungefähr gleich dem Rauschen der JFETs 1, 2.

Die Source-Folger-JFETs 1, 2 treiben die Emitter der mit ge meinsamer Basis verschalteten Transistoren 6, 7. Die Effek te der Gm′s der JFETs 1, 2 sowohl auf Verstärkung als auch auf Rauschen überwiegen gegenüber den Effekten der Gm′s der Bipolartransistoren 6, 7 auf Gewinn und Rauschen, da die Steilheit Gm der JFETs 1, 2 beispielsweise bei 3,3 Milli amper pro Volt liegt, und da der Wert Gm der Transistoren 6, 7 lediglich in der Größenordnung von 40 Milliamper pro Volt liegt. Die niedrigen Basis-Kollektor-Kapazitäten der Transistoren 6, 7 schränken die Bandbreite nicht annähernd so stark ein wie die Gate-Drain-Kapazitäten der eingangs seitigen JFETs der Schaltung gem. Fig. 1. Daher hat die Schaltung gem. Fig. 3 ein weitaus besseres Ansprechverhalten bzw. eine höhere Grenzfrequenz.

Die JFET-Eingangstransistoren 1, 2 liefern die benötigte hohe Eingangsimpedanz für viele Operationsverstärkerentwür fe. Die Hochgeschwindigkeitsschaltung gem. Fig. 3 erfordert die Verwendung von das Rauschen verstärkenden Emitterdegene rationswiderständen 6 A, 7 A. Die Schaltung gem. Fig. 3 erfor dert keine derartigen Emitterdegenerationswiderstände, da die Steilheit Gm der JFETs 1, 2 überwiegt, wodurch ein klei ner Kompensationskondensator C _M für eine ausreichende Rate für einen Hochgeschwindigkeitsoperationsverstärker einsetz bar ist.

Es wurde festgestellt, daß die Schaltung gem. Fig. 3 eine Bandbreite, Anstiegsrate und Einstellgeschwindigkeit hat, die ungefähr denjenigen Werten der Schaltung gem. Fig. 2 entspricht, jedoch ein Rauschen hat, das in etwa so niedrig ist wie dasjenige der Schaltung gem. Fig. 1. Die Schaltung gem. Fig. 3 hat bei Verwenden der oben angedeuteten Abmes sungen der Transistoren 6, 7, 10 und 11 sowie der JFETs 1, 2, 12 und 13 einen Breitbandrauschpegel von lediglich unge fähr 5 Nanovolt/. Ein relativ niedriger Wert des Kompen sationskondensators von lediglich etwa 20 pF wird benötigt, um eine Bandbreite von ungefähr 18 MegaHz für die Schaltung nach Fig. 3 zu schaffen.

Fig. 4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die Vorspannungsschaltung, die an die Basen der Transistoren 6, 7 angeschlossen ist, eine gesteuerte Span nungsquellenschaltung 50 ist, die zwischen den Leiter 30 und dem Potential -V _CC oder einem Masseleiter (nicht darge stellt) geschaltet ist. Das Potential V _IN⁺ ist an einen Ein gang der Spannungsquelle 50 angeschlossen, während das Po tential V _IN⁻ an deren anderen Eingang angeschlossen ist. Die gestrichelte Linie 51 soll andeuten, daß es lediglich wich tig ist, daß die Spannungsquelle 50 auf eine der Eingangs spannungen V _IN⁺ und V _IN⁻ anspricht. Die an den Leiter 30 an gelegte Spannung spricht auf die eingangsseitige Gleichtakt spannung an. Wenn lediglich eine der Eingangsspannungen an die Spannungsquelle 50 angeschlossen ist, spricht die Span nung auf dem Leiter 30 auf diese Eingangsspannung an.

In Fig. 5 ist ein Verstärker dargestellt, der demjenigen gem. Fig. 3 ähnelt, wobei eine Spannungsquellenschaltung 60 mit zwei NPN-Transistoren 60 A, 60 B vorgesehen ist, deren Ba sen miteinander verbunden sind. Der Kollektor des Transi stors 60 A ist mit dem Emitter eines NPN-Transistors 67 ver bunden, dessen Basis an den Leiter für eine gemeinsame Basis 30 und dessen Kollektor mit dem Potential +V _CC verbunden ist. Die Basis und der Kollektor des Transistors 60 B sind miteinander verbunden und an einen Anschluß eines Widerstan des 60 C angeschlossen, dessen anderer Anschluß mit dem Kol lektor eines Transistors 60 A verbunden ist. Der Emitter des Transistors 60 B ist durch einen Widerstand 60 D mit dem Kol lektor einer Konstantstromquelle in Form eines NPN-Transi stors 62 und mit dem Emitter eines Transistors 60 A verbun den. Der Kollektor des Transistors 62 ist mit der Basis des NPN-Transistors 61 verbunden, dessen Emitter an die Drains der JFETs 1, 12, 13, 2 angeschlossen ist. Die Basis des Transistors 62 wird mit einer Vorspannung V _{B 4} versorgt. Der Emitter des Transistors 62 ist mittels eines Widerstan des an das Potential -V _CC angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 61 ist dem Potential -V _CC verbunden. Die Span nungsquellenschaltung 60 hält die Drains der Transistoren 1, 12, 13, 2 bei ungefähr einem Volt unterhalb ihrer Source spannungen.

In Fig. 5 umfaßt die Stromquelle 9 einen PNP-Stromspiegel mit zwei PNP-Transistoren mit geeigneten Vorspannungen V _{B 2}, V _{B 3}, die an ihre jeweiligen Basen angelegt sind. Lastvor richtungen 4, 5 werden unter Verwenden von PNP-Stromspiegeln realisiert.

Die Verwendung der Spannungsquellenschaltung 60 führt zu ei nem verbesserten Gleichtaktunterdrückungsverhältnis, da die Source-Drain-Spannung der JFETs 1, 2 nicht länger mit ein gangsseitigen Gleichtaktspannungsschüben variiert. Daher ha ben Fehlanpassungen ihrer Ausgangswiderstände keinen erheb lichen Effekt. Die Emitterdegenerationswiderstände 6 A, 7 A können trimmbare Widerstände mit einem geringen Widerstands wert von beispielsweise 10 Ohm sein, um eine genaue Anpas sung der Offsetspannung ohne Erzeugung von wahrnehmbaren Rauschen in der Schaltung zu ermöglichen, wobei die Wider stände 10 A, 11 A bezüglich ihres Wertes an die Widerstände 6 A, 7 A mittels des Verhältnisses N bezogen sein können.

Claims

1. Rauscharmer Hochgeschwindigkeitsdifferentialverstärker, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

a) einen ersten Feldeffekttransistor (1), dessen Gate an einen ersten Eingangsanschluß (V _IN⁺) und dessen Source und Drain an einen ersten Spannungsversor gungsleiter (-V _CC) angeschlossen sind, und einen zweiten Feldeffekttransistor (2), dessen Gate an einen zweiten Eingangsanschluß (V _IN⁻) und dessen Source sowie Drain an den ersten Spannungsversor gungsleiter (-V _CC) angeschlossen sind;
b) einen ersten Transistor (6), dessen Emitter an die Source des ersten Feldeffekttransistors (1) ange schlossen ist und dessen Basis sowie Kollektor an einen ersten Ausgangsanschluß (31) angeschlossen sind, und einen zweiten Transistor (7) , dessen Emit ter an die Source des zweiten Feldeffekttransistors (2) und dessen Basis an die Basis des ersten Tran sistors (1) sowie dessen Kollektor an einen zweiten Ausgangsanschluß (32) angeschlossen sind;
c) eine erste Lastvorrichtung (4), deren erster An schluß an einen zweiten Spannungsversorgungsleiter (+V _CC) und deren zweiter Anschluß an den Kollektor des ersten Transistors (6) angeschlossen sind, und eine zweite Lastvorrichtung (5), deren erster An schluß an den zweiten Spannungsversorgungsleiter (+V _CC) und deren zweiter Anschluß an den Kollektor des zweiten Transistors (7) angeschlossen sind; und
d) eine Vorspannungsschaltung (9-13), mit einer Stromquelle (9), einem dritten Transistor (10) und einem vierten Transistor (11), deren Basen und Kol lektoren an die Basen des ersten und zweiten Transi stors (6, 7) und die Stromquelle (9) angeschlossen sind, mit einem dritten Feldeffekttransistor (12), dessen Source an den Emitter des dritten Transistors (10) angeschlossen ist, dessen Gate an den ersten Eingangsanschluß (16) und dessen Drain an den ersten Spannungsversorgungsleiter (-V _CC) angeschlossen sind, und mit einem vierten Feldeffekttransistor (13), dessen Source an den Emitter des vierten Tran sistors (11), dessen Drain an den zweiten Eingangs anschluß (17) und dessen Drain an den ersten Span nungsversorgungsleiter (-V _CC) angeschlossen sind.

2. Rauscharmer Hochgeschwindigkeitsdifferentialverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der erste, zweite, dritte und vierte Transistor (6, 7, 10, 11) NPN-Transistoren sind, und
daß der erstem zweite, dritte und vierte Feldeffekttran sistor (1, 2, 12, 13) P-Kanal-Transistoren sind.

3. Rauscharmer Hochgeschwindigkeitsdifferentialverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Kanal-Breiten-Längen-Verhältnisse des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (1, 2) gleich und durch ein Verhältnis auf die Kanal-Breiten-Längen-Verhältnisse des dritten und vierten Feldeffekttransistors (12, 13) bezo gen sind, und
daß die Emitterflächen des ersten und zweiten Transistors (6, 7) gleich und durch das Verhältnis auf die Emitter fläche des dritten und vierten Transistors (10, 11) bezo gen sind.

4. Rauscharmer Hochgeschwindigkeitsdifferentialverstärker nach einem der Ansprüche 1-3, dadurch gekennzeichnet, daß das Kanal-Breiten-Längen-Verhältnis des ersten und zweiten Feldeffekttransistors (1, 2) einen Wert hat, der dazu führt, daß die in dem ersten und zweiten Feldeffekt transistor erzeugte Rauschspannung unterhalb eines vorbe stimmten Pegels liegt.

5. Verfahren zum Erzielen einer rauscharmen Hochgeschwindig keitsverstärkung eines Differentialeingangssignales, ge kennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

a) Anlegen einer ersten Eingangsspannung an eine Gate elektrode eines ersten Feldeffekttransistors (1) und Anlegen einer zweiten Eingangsspannung an eine Gate elektrode eines zweiten Feldeffekttransistors (2), und gleichfalls Anlegen der ersten und zweiten Ein gangsspannung an eine Vorspannungsschaltung (8);
b) Erzeugen eines ersten und zweiten Stromflusses in der Vorspannungsschaltung (8) in Reaktion auf die Ein gangsspannung, wobei der Relativwert des ersten bzw. zweiten Stromes von der Eingangsspannung abhängt, und Erzeugen einer Vorspannung in Reaktion auf den ersten und zweiten Strom; und
c) Einprägen des Stromflusses eines dritten Stromes durch einen ersten Bipolartransistor (6) und eine erste Lastvorrichtung (2) in Reaktion auf die erste Eingangsspannung und die Vorspannung, sowie eines vierten Stromes durch einen zweiten Bipolartransi stor (7) und eine zweite Lastvorrichtung (5) in Re aktion auf die zweite Eingangsspannung und die Vor spannung, um dadurch eine Ausgangsspannung zwischen einem Anschluß (31) der ersten Lastvorrichtung (4) und einem Anschluß (32) der zweiten Lastvorrichtung (5) zu erzeugen.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steilheit Gm des ersten und zweiten Feldeffekt transistors (1, 2) ausreichend hoch ist, so daß die in dem ersten und zweiten Feldeffekttransistor (1, 2) er zeugte Rauschspannung unterhalb eines vorgegebenen Pegels liegt.