DE2307514C3 - Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Verstärker für Wechsel slromsignale entsprechend dem Gattungsbegriff des Anspruchs 1. Ein Verstärker dieser Art ist aus dem Buch »Transistor Audio Amplifiers« von Jones und Shea, 1968, Seite 49 bekannt.

Bei der bekannten Schaltung wird die am Emitter des Verstärkungslransistors auftretende dynamische Spannung über einen Kondensator rückgekoppelt, der auch als Bootstrap-Kondensator bezeichnet wird. Diese bei Schaltungen mit diskreten Bauelementen befriedigende Lösung stößt jedoch bei ihrer Anwendung in der integrierten Schaltungstechnik auf Schwierigkeiten, da der Bootstrap-Kondensator eine Kapazität benötigt Kondensatoren mit größerer Kapazität können aber praktisch nicht auf dem Halbleiterplättchen der integrierten Schaltung untergebracht werden und bedürfen des Rückgriffs auf ein diskretes Bauelement, was nicht ökonomisch ist und auch der Miniaturisierung im Wege steht

Aufgabe der Erfindung ist somit die Schaffung eines Verstärkers des eingangs definierten Typs, der bei vergleichbar hoher dynamischer Eingangsimpedanz in seiner Gesamtheit als integrierter Schaltkreis herstellbar ist

Die hierzu vorgeschlagene Lösung ist im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 definiert Vorteilhafte Ausgestaltungen sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Ein erfindungsgemäß aufgebauter Verstärker kann in einfacher Weise als integrierter Schaltkreis gestaltet werden, wobei ein Verstärkungstransistor verwendet wird, der auf Grund seines Aufbaus selbst nur eine niedrige Eingangsimpdanz hat. Ein solcher Verstärker kann beispielsweise an einen Kristalltonabnehmer angeschaltet werden, der seinerseits eine hohe Ausgangsimpedanz hat, was aus Anpassungsgründen eine hohe Eingangsimpedanz des Verstärkers erfordert.

Der Verstärker weist einen dynamischen Eingangswiderstand auf, dessen Größe sich aus den gleichstrommäßigen Vorspannungsbedingungen des Verstärkungstransistors herleitet. Auf Grund der besonderen Eigenschaften der erfindungsgeniäßen Schaltung läßt sich der dynamische Eingangswiderstand auch hinreichend genau beeinflussen und somit reproduzieren.

Einzelheiten der Erfindung mögen nun anhand eines bevorzugten AusfUhrungsbeispicls mit Be/ug auf die Zeichnungen beschrieben sein. Es zeigt

Fig. I ein Schaltdiagramm eines Verstärkers mit hoher Eingangsimpedan/ gemäß der Erfindung.

F i g. 2 ein Schaltbild eines bekannten Verstärkers mit hoher Eingangsimpedan/.

Fig. 3 ein detailliertes Schaltbild des Verstärkers gemäß der Erfindung mit hoher dynamischer Eingangs impedanz.

In F i g. 1 ist ein Verstärker IO dargestellt, der an eine hoch impcdante Signalquellc 11 über einen Kondensator 12 angeschlossen ist. Diese Signalquclle 11 kann bei einer bevorzugten Ausfiihrungsform der Kristalltonabnehmer eines Schallplattenspiclcrs sein, jedoch ist die Erfindung für jegliche Art von Signalquclle mit hoher Ausgangsimpedan/ verwendbar. Ein Vcrslärkertransistor 7~2 ist mit seiner Eitisis 20 an den Kondensator 12 angeschlossen, wogegen der Kollektor 21 des Transistors an einer Stromquelle 17 und der Emitter 22 an einem Widerstand R 2 liegt, /ur Abgrenzung gegenüber dem bekannten Stand der Technik wird dieser an Hand der F i g. 2 beschrieben.

Die Signalquclle Il mit hoher Ausgangsimpedanz ist mit dem Verstärker !0 über den Kondensator 12 verbunden. An der einen Seite dieses Kondensators, die über die Leitung 18 mit der Basis des Transistors T2' verbunden isl, liegt ein Eingangsimpedaru-Widnrsland R 1', der mit seinem anderen Ende an cirtcrt Bootstrap* Kondensator 60 angeschlossen ist. Der Kollektor 21' des Kollektors 72' ist mit einer positiven Versorgungsspannung an der Klemme 23 über einen Widerstand 117 verbunden. Bei der dargestellten Ausführungsform findet ein NPN-Transislor T2' Verwendung.

Der Emitter 22' dieses Transistors T2' ist über einen Widerstand R 2' mit einer negativen Versorgungsspan-

nung verbunden und gleichzeitig an die andere Seite des Bootstrap-Kondensators 60 angeschlossen. Die Klemme 23 für die positive Versorgungsspannung liegt ferner über einen Widerstand 116 am Verbindungspunkt JV. An diesen Verbindungspunkt JV ist ferner ein Vorspannungswiderstand 61 angeschlossen, der mit einer Leitung 36 an der Klemme 24 für die negative Versorgungsspannung liegt.

Bei der Schaltung gemäß F i g. 2 hat der Eingangsimpedanz-Widerstand RV eine geeignete Größenordnung für die Vorspannung des Transistors T2', jedoch ist die Eingangsimpedanz zu klein für die Anpassung an eine Signalquelle 11 mit hoher Ausgangsimpedanz. Auf Grund des angelegten Eingangssignals entwickelt sich am Eingangswiderstand R Y und ebenso am Rückkopplungswiderstand R 2' eine Wechselspannungskomponente. Die am Widerstand R 2' abfallende Wechselspannung wird zum Verbindungspunkt JV über den Bootstrap-Kondensator 60 übertragen. Diese Spannung verkleinert die am Widerstand RV entwickelte Wechselspannungskomponente, so daß de- gesamte über diesen Widerstand R V fließende Strom sehr viel kleiner wird und daraus eine durch die Verstärkerschaltung präsentierte Last resultiert, die wesentlich verringert ist. Die Kapazität des Bootstrap-Kondensators 60 muß verhältnismäßig hoch sein. Bei der derzeitigen Technologie bereitet dies jedoch in der praktischen Herstellung Schwierigkeiten, wenn Kondensatoren als integrierte Teile integrierter Schaltungen ausgebildet werden sollen. Es ist wohl möglich. Kondensatoren mit verhältnismäßig hohem Kapazitätsweri als diskrete Komponenten an eine integriert Schaltung anzuschließen, aber hierfür sind zwei zusätzliche Anschlußverbindungen am integrierten Schaltkreis und der Passung vorzusehen, so daß einmal eine größere fassung für den integrierten Schaltkreis notwendig ist und /um anderen durch den separat angebrachten Kondensator der Volumenbedarf der Schallung chcblich vergrößer! ist.

Bei der erfindungsgemäßen Schallung gemäß fig. I isl der Booistrap-Kondcnsalor 60 gemäß F i g. 2 durch einen als Diode geschalteten Transisior 7" I ersetzt. Die Basis I 3 dieses Transistors 71 isl mil dem Verbindungspunkt / 1 verbunden, an dem auch der Kollektor dieses Transistors liegt. Der Emitter 15 'es Transistors 7 1 liegt am Verbindungspunkt /2. Der Eingangsimpedanz-Widerst.ind R1 liegt mit seinem einen Ende am Koppclkondcnsator 12 an der Leitung 18 und mil seinem anderen Ende an Verbindungspunkt / 1. Die von der Klemme 23 aus angelegte positive Versorgungsspannung wird über einen Leiter 35 einer Stromquelle 16 zugeführt, die ebenfalls mit ihrem anderen Ende am Vcrbindungspunkl / 1 liegt. Eine weitere Stromquelle 17 liegt zwischen de. positi/en Versorgungsspannung an der Klemme 23 und dem Kollektor 21 des Verstärkertransisiors 7"2. Der Emitier 22 dieses Transistors ist über den Widerstand R 2 und den Widerstand R 3 mit der negativen Versorgungsspannung an der Klemme 24 verbunden, wobei der gemeinsame Verbindungspunkt der beiden Widerstände R 2 und Ri den Verbindungspunkt J2 bildet. Ein Stromverstärker 40 isl mit seinem Eingang an den Kollektor 21 des Transistors T2 und mit seinem Ausgang an den Emitter 22 dieses Transistors angeschlossen. Der Ausgang des Stromverstärkers 40 bildet gleichzeitig uüch den Ausgang der Verstärkerschaltung an der Klemme 50.

In Fig.3 ist die Schaltung gemäß Fig. I detailliert dargestellt, indem der Stromverstärker 40 und die Stromquelle 16 als ausgeführte Schaltung gezeigt wird. Die Stromquelle 17 wird bei der bevorzugten Ausführungsform gemäß Fig.3 von Transistoren 7*5 und 76 in Verbindung mit dem Transistor T2 gebildet, wodurch ι der vorgeschriebene Strom durch den Transistsor T2 geliefert wird. Die Kombination der Transistoren Γ5 und 76 wird auch als Stromsteuerung bezeichnet Der Stromverstärker 40 ist nicht unbedingt notwendig, um das Ziel der vorliegenden Erfindung zu erreichen,

ι» jedoch läßt sich die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltung verbessern, wie nachfolgend noch erläutert wird.

In gleicher Weise wird auch die Stromquelle 16 nicht benötigt und könnte durch einen sehr großen Wider-

r, stand ersetzt werden. Jedoch auch für diesen Fall ergeben sich günstigere Betriebsverbältnisse, wenn eine aktive Stromquelle benutzt wird.

Die Stromquelle 16 besteht aus einem PNP-Lateral-Transistor Ti mit Mehrfa^kollektor. dessen

_>n Emitter 30 über die Leitung 35 mit οτ Klemme 23 der positiven Versorgungsspannung verbunden ist. Der erste Kollektor 28 liegt am Verbindungspunkt /1 und der zweite Kollektor 29 dieses Transistors 7~3 ist ..l't der Basis 27 verbunden, die gleichzeitig an den Kollektor 47

r. des Tidnsistors 7"4 angeschlossen ist. Auch der Transistor 7"6 isl als PNP-Lateral-Transistor mn Mehrfachkollektor aufgebaut, wobei dei Emitter 34 über den Leiter 35 mit der Klemme 23 der positiven Versorgungsspannung verbunden isl und der erste

«ι Kollektor 32 am Kollektor 63 des Transistors T5 sowie an der Basis 37 des Transistors Γ7 liegt. Der zweite Kollektor 33 des Transisiors Tb ist mit der Basis 31 des Transistors Γ6 verbunden, die ihrerseits am Kollektor 21 des 1 ransistors Γ2 liegt. Die Basis 46 des Transistors

Γι 7"4 und die Basis 62 des Transistors 7"5 sind miteinander im Verbindungspunki 49 verbunden, .in den die Vorspannung von der Klemme 23 der positiven Versorgungsspannung über einen Widerstand 53 und den Leiter 52 angelegt wird. Diese Vorspannung wirkt

w auch über den Leiter 51 an der Basis 56 des Transistors TH.

Eine Diode 54 liegi in Durchlaßrichtung zwischen der Klemme 23 der posiliven Versorgungsspannung und der Klemme 24 der negativen Versorgungsspannung, wobei

■i> ihre Anode an den Verbindungspunkt 49 der Basis 46 des Transistors 7*4 und der Basis 62 des Transistors Γ5 angeschlossen ist. Die Anode dieser Diode liegt auch an der Basis 56 des Transistors 7~9. um eine thermische Potentialstabilisierung zu bewirken, wenn ansonsten

in durch Temperaiure.nflüsse Trifterscheinungen auftreten.

Der Emitter 48 des Transistors 7~4und der Emitter 64 dos Transistors 7~5 sind im Verbindungspunkt 41 miteinander verbunden und liegen an einem gemei.isa-

r> men Emiltcrwiderstand 42 der vom Verbindungspunkt 41 zum Leiter 36 und damit zur Klemme 24 der negativen Versorgungsspannung verläuft. Die Transistoren Γ4 und 75 ziehen etwa gleiche verhältnismäßig kleine Ströme. Diese enge Anpassung der Transistoren

W) TA und TS und entsprechend die gute Anpassung Her anderen Komponenten in der integrierten Schaltung ergeben sich auf Grund der technischen, bei der integrierten Schaltkreistechnik verwendeten Herstellungsverfahren.

Μ Der Transistor T4, zusammen mit dem gemeinsamen Emitterwiderstand 42 legen den Versorgungsstrom durch den Transistor Γ3 der Stromquelle 16 fest. In gleicher Weise wird vom Transistor Γ5 und dem

gemeinsamen Emitterwiderstand 42 der Versorgungsstrom über den Transistor 76 durch den Transistor 72 festgelegt. Der vom Transistor 7*4 bezogene Strom wird am Kollektor 28 des Transistors 73 umgekehrt und fließt über den als Diode geschalteten Transistor 71 ab. Die beschriebenen Verbindungen stellen insgesamt eine Rückkopplung dar, die bewirkt, daß der Verstärkertransistor Tl den notwendigen Strom über die Basis des Transistors TS führt. Bei der bevorzugten Aijsführungsform ist das Verhältnis des Stromes ii, der über den Kollektor des als Diode geschalteten Transistors 7*1 fließt, zum Strom /j, der über den Kollektor 21 des Verstärkertransistors Tl fließt, näherungsweise 1.

Die Verwendung der Mehrfachkollektoren der PNP-Lateral-Transistoren 73 und Γ4 ist für Stromquellen üblich. Die Kollektoren ziehen etwa gleiche Ströme und durch dab Anschalten des einen Kollektors an die Basis wird ein Koüektorstrom festgelegt, auf Grund dessen der andere Kollektor dazu tendiert, einen gleichen Strombetrag dem Lastkreis zuzuführen.

Der Kollektor 38 des Transistors 77 ist mit der Klemme 23 der positiven Versorgungsspannung über die Leitung 35 verbunden. Der Emitter dieses Transistors liegt an der Basis 43 des Transistors 7"8. Der Kollektor 44 des Transistors 78 ist mit der Klemme 23 der positiven Versorgungsspannung verbunden, wogegen dessen Emitter am Verbindungspunkt des Ausgangswiderstandes 55 mit der Ausgangsklemme 50 liegt. Die Kombination der Transistoren 77 und 78 entspricht der einer bekannten Darlington-Schaltung, die ihrerseits eine Stromverstärkung über den Widerstand 55 und den Leiter 59 zum Emitter 22 des Transistors 72 bewirkt. Der Transistor 79 liefert einen Vorspannungsstrom für den Transistor 78. Der Kollektor 57 des Transistors 79 ist mit dem Emitter 45 des Transistors 78 und der Emitter 58 ist über den Leiter 36 mit der Klemme 24 der negativen Versorgungsspannung verbunden.

Nachfolgend wird die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltung erläutert:

Fc .· ·<-Α Λτ.~~ „..^„„___.-„_ j„n ι c: ι ii.

11 mit hoher Ausgangsimpedanz ein Wechselstromsignal Vin über den Koppelkondensator 12 und die Leitung 18 an die Basis 20 des Transistors 72 angelegt wird. Dieses Signal steht am Kollektor 21 des Transistors 72 mit umgekehrtem Potential zur Verfugung und erfährt eine erneute Inversion im Transistor 76. so daß es am Kollektor 32 dieses Transistors mit der Polarität des Eingangssignals zur Verfügung steht. Dieses Signal wird ii. der Darlington-Schaltung aus den Transistoren 77 und 78 verstärkt und über den Widerstand 55 zurück zum Emitter 22 des Verstärkertransistors 72 geführt. Das am Emitter 22 des Transistors 72 erscheinende Signa! ist im wesentlichen fast gleich mit dem an die Basis 20 angelegten Eingangssignal. Die Amplitude des zurückgekoppelten Signals ist am Emitter 22 an diejenige an der Basis 20 wirkenden Eingangssignals angepaßt, so daß der dynamische Basis-Emitterabfall des Transistors 72 vernachlässigt werden kann.

Wenn man davon ausgeht, daß der dynamische Spannungsabfall an der Basis-Emitterstrecke des als Diode geschalteten Transistors 71 ebenfalls vernachlässigbar ist, ergibt sich, daß die dynamische Spannung (Klf am Eingangsimpedanz-Widerstand Ri und der Diode 71 gleich der dynamischen Spannung (VT) am Widerstand R 2 ist. Die Eingangsspannung Vin liegt an der Basis 20 des Transistors 72 und, wie bereits erwähnt erscheint im wesentlichen auch am Emitter 22, d. h. an den Widerständen R 2 und R 3. Damit ergibt sich für die Spannung aiii Widerstand Rl die folgende Gleichung:

ίο Die dynamische Eingangsimpedanz kann durch nachfolgende Gleichung ausgedrückt werden:

wobei

Zm = .
Ί

V\ Rl

ist.
Mit Kl = Vl ergibt sich somit

Ί =

IV 1

Durch Substitution ergibt sich somit für den dynamischen Eingangswiderstand:

Rl

Diese Größe Zin ist die dynamische Impedanz, d.h. der ohmsche Wert des Eingangsimpedanz-Widerstandes Ri multipliziert mit dem Faktor 1 + R 31 Rl. Dieser Multiplikator ist auch als Bootstrap-Faktor bekannt und kann sehr groß sein, wobei dies von der Gesamtkonzeption der Schaltung abhängt. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel ergibt sich ein Bootstrap-Faktor von etwa 25 und eine dynamische Eingangsimpedanz Zin = 750 k Ohm.

Der sngcstrcbtc möglichst groSc "octsirsp-rükior (1 + R3/Ri) kann dadurch erreicht werden, daß der Spannungsabfall am Widerstand R2 genau definiert

4% wird. Die Spannung am Widerstand Rl ergibt sich aus dem Verhältnis der Emittterflächen der Transistoren 71 und 72. Zur Festlegung der Spannungen im Ruhebetrieb ist die Emitterfläche des Verstärkungstransistors 72 beim vorliegenden Ausführungsbeispiel etwa fünfmal größer als der des als Diode geschalte'en Transistors 71 gemacht. Durch diesen Unterschied ergibt sich eine Differenz zwischen dem Basis-Emitterspannungsabfall von typischer Weise 42 mV. Ein Spannungsabfall in der Größenordnung von 2 mV tritt an der Diode 71 auf. so daß 40 mV, was einem Ausgangspotential von 6 V an der Klemme 50 entspricht, am Widerstand R 2 übrig bleibt. Diese Ergebnisse lassen sich bei einer positiven Versorgungsspannung für μ!2 V erzielen, wobei die nachfolgenden Widerstandswerte Verwendung finden:

Widerstand Wert

Widerstand Wert

Al	30 k Ohm	42	8 k Ohm
Rl	40 k Ohm	53	10 k Ohm
R3	960 k Ohm	55	5 k Ohm

Es ist offensichtlich, daß die vorausstehend gegebenen Werte und Parameter nur beispielsweise die Erfindung beschreiben und daß durch Änderung der Parameter die Erfindung als solche und deren Wirkungsweise nicht beeinträchtigt wird. So kann z. B. ein größerer Fehler in der Schaltung wegen des Spannungsabfalls am Eingangsimpedanz-Widerstand R i auf Grund des Basisstromes des Transistors T2 auftreten. Um hier Abhilfe zu schaffen, kann 'ein Widerstand /?4 anstelle der Leitung 65 zwischen den Verbindungspunkt J 1 und die Basis 13 des Transistors Ti eingefügt werden. Bei einer gut angepaßten Stromverstärkung der Transistoren TI und T2 erhält der Widerstand RA zweckrhäßigerweise folgenden Wert:

R 4 = Rlijfi*

Der Spannungsabfall am Widerstand R 4 auf Grund des Basisstromes des Transistors Tl wird sehr gut an den Spannungsabfall am Eingangsimpedanz-Widerstand R 1 auf Grund des Basisstromes des Transistors 72 angepaßt. Der Fehler auf Grund letzteren Stromes wird dadurch im wesentlichen ausgeschaltet.

Ein ganz besonderer Vorteil der erfindungsgemäßen Schaltung besteht darin, daß die Vorspannungsbedingungen durch die fundamentalen Charakteristiken der Halbleiter-Grenzschichten sowie durch das Verhältnis der Ströme 4 /j und das Verhältnis der Emitterbereiche der Transistoren Tl und T2 bestimmt wird. Im Speziellen brauchen die Werte für die Ströme h und h nicht besonders sorgfältig kontrolliert werden. Da diese Ströme klein sein müssen, um den Spannungsabfall auf Grund des Basisstrorhes über den Eingangsimpedanz-Widerstand R 1 auf ein Minimum zu Verkleinern, ergibt sich daraus ein besonderer Vorteil, denn es ist sehr viel einfacher, zwei kleine Ströme für das Einhalten eines bestimmten Slrornverhältnisses vorzusehen, als dieses Verhältnis durch einen absolut definierten Strom festzulegen. Außerdem ergibt sich der Vorteil, daß die

2i) Vorspannungsverhältnisse unabhängig von der Versorgungsspannung sind.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (4)

1. Patentansprüche:

   I.Verstärker mit hoher Eingangsimpedanz zur Verstärkung eines Wechselstromsignals, mit einem Verstärkungslransistor mit einer Bootstrap-Rückkopplung vom Emitter zur Basis, wobei der Verstärkungstransistor mit seiner ersten Hauptelektrode an eine erste Stromquelle angeschlossen ist und an seiner Steuerelektrode mit dem Eingangssignal beaufschlagbar ist, während seine zweite Hauptelektrode über einen Widerstand mit der Klemme für die negative Versorgungsspannung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitterwiderstand des Verstärkungstransistors (T>) in einen ersten (Rz) und einen zweiten (Rj) Widerstand unterteilt ist, daß der Verbindungspunkt (h) zwischen dem ersten (Ri) und dem zweiten (Ri) Widerstand mit dem Emitter eines als Diode geschaltete·^ zweiten Transistors (Tt) verbunden ist, dessen Kollektor mit einer zweiten Stromquelle (16) verbunden ist, während seine mit dem Kollektor gekoppelte Basis über den Rückkopplungswiderstand (R₁) an die Basis des Verstärkungstransistors (T₂) angeschlossen ist, und daß der Emitterbereich r> des zweiten Transistors (Tt) eine Fläche hat, deren Größe in einem vorgegebenen Verhältnis zu der Größe der Fläche des Emitterbereichs des VerstärkungstranMStors (T;) ist, so daß eine vorgegebene Spannung an dem ersten Widerstand (Ri) abfällt, «1 wodurch de, Arbeitspunkt der Verstärkerschaltung derart festlegbar ist, diß die 'ynamische Eingangsimpedanz (Z₁₁₁)möglichst groß ist.
2. 2. Verstärker nach Änspruc'· 1, gekennzeichnet durch die Anordnung eines Siromverstärkers (40) π zwischen dem Kollektor (21) des Verstärkungstransistors (T>) und dessen Emitter.
3. 3. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Stromverstärker eine Darlington-Schaltung (Ti und T_x) ist. welche eir.jn in mit der ersten Stromquelle (17) verbundenen Eingang hat und deren Ausgang über cinu. Widerstand (55) mit dem Emitter des Verstärkungstransistors (T) verbunden ist, wobei eine Vorspannung-Schaltung (T,, 54) /ur Lieferung eines Vor- -n spannungs-Siromes für die Darlington-Schaltung vorgesehen ist. welche /wischen deren Ausgang und das Be/tigspotenlial geschaltet ist.
4. 4. Verstärker nach einem der vorherigen Ansprii ehe. dadurch gekennzeichnet, daß die F.niitterfläche ίο des Vcrstärkungstrunsistors (T>) größer ist ills die Emitterfläche des /weiten Transistors (T₁).