DE69008958T2

DE69008958T2 - Kombinierte Stromdifferenz- und Operationsverstärkerschaltung.

Info

Publication number: DE69008958T2
Application number: DE69008958T
Authority: DE
Inventors: Paul Anthony Moore; Colin Leslie Perry; Johannes Otto Prof Voorman
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1989-07-28
Filing date: 1990-07-23
Publication date: 1994-11-24
Anticipated expiration: 2010-07-24
Also published as: EP0410536A2; JPH0370204A; JP2966902B2; US5023568A; EP0410536A3; GB8917340D0; DE69008958D1; GB2234875A; EP0410536B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine kombinierte Stromdifferenz- und Operationsverstärkerschaltung, die als integrierter Schaltkreis hergestellt werden kann und insbesondere, aber nicht ausschließlich, entweder als oder in einem Filter in einem integrierten Empfänger verwendet werden kann.
Wenn der Ausgang einer Stromdifferenzschaltung, betrachtet als ein separater Block, mit einem als separatem Block betrachteten Verstärker verbunden wird, stellt sich ein Problem aufgrund der Tatsache, daß ein Ausgangs-Offset-Strom der Stromdifferenzschaltung nicht mit dem Eingangs-Offset-Strom des Operationsverstärkers übereinstimmt. Wenn eine kombinierte Stromdifferenz- und Verstärkerschaltung implementiert wird, ist es daher nicht wünschenswert, einfach den Ausgang eines Teiles mit dem Eingang des anderen Teiles zu verbinden.
Ein weiterer Aspekt der Implementierung der kombinierten Schaltung besteht darin, daß die Stromeingänge zu der Differenzschaltung von einer spannungsgesteuerten Stromquelle abgeleitet werden können, die im allgemeinen als ein Transkonduktor bezeichnet wird. Der einfachste Transkonduktor ist ein Differenzverstärker, mit dessen Hilfe eine zwischen den Basis-Elektroden des Differenzverstärkers angelegte Spannung in zwei Kollektor-Signalströme von entgegengesetzter Phase umgewandelt werden. Wenn der Transkonduktor normalerweise mit NPN-Transistoren implementiert wird, wird die Stromdifferenzschaltung normalerweise mit PNP-Transistoren implementiert. Wie bekannt ist, haben NPN-Transistoren in normalen bipolaren integrierten Schaltungsprozessen eine Reihe von günstigen Eigenschaften im Vergleich zu PNP- Transistoren, da sie in der Lage sind, über einen größeren Frequenzbereich zu arbeiten und in ihnen weniger parasitäre Effekte auftreten. Es ist demnach wünschenswert, die Verwendung von PNP-Transistoren bei der Herstellung der Stromdifferenzschaltung minimieren zu können, insbesondere, wenn die Eingangssignalströme von einem Transkonduktor abgeleitet werden.
Die Erfindung hat zur Aufgabe, das Problem der Ausgangs-/Eingangs- Offset-Ströme bei der Kombination einer Stromdifferenzschaltung und eines Operationsverstärkers zu überwinden.
Erfindungsgemäß ist eine kombinierte Stromdifferenz- und Operationsverstärkerschaltung vorgesehen mit einem ersten, zweiten, dritten, vierten und fünften NPN-Transistor jeweils mit Basis-, Emitter- und Kollektor-Elektrode, einem Rückkopplungselement und einem ersten und zweiten widerstandsbehafteten Element mit einem ersten und einem zweiten Anschluß, wobei die Basis-Elektroden des ersten und zweiten Transistors miteinander verbunden sind, um einen Verbindungspunkt zu bilden, und die ersten Anschlüsse des ersten und des zweiten widerstandsbehafteten Elementes jeweils mit den Emitter-Elektroden des ersten und des zweiten Transistors verbunden sind, die Kollektor-Elektroden des ersten und des zweiten Transistors mit einer Vorspannungsquelle verbunden sind, die Basis- und Kollektor-Elektroden des dritten Transistors mit dem zweiten Anschluß des ersten widerstandsbehafteten Elementes bzw. mit dem genannten Verbindungspunkt verbunden sind, die Emitter-Elektrode des dritten Transistors mit einer Referenzspannungsquelle verbunden ist, die Basis- und Kollektor-Elektroden des vierten Transistors mit dem zweiten Anschluß des zweiten widerstandsbehafteten Elementes bzw. mit der Basis-Elektrode des fünften Transistors verbunden sind, die Emitter-Elektrode des vierten Transistors mit einer Referenzspannungsquelle gekoppelt ist und wobei das Rückkopplungselement zwischen die Basis-Elektrode des vierten Transistors und die Emitter-Elektrode des fünften Transistors geschaltet ist, die Kollektor- Elektrode des fünften Transistors mit der Vorspannungsquelle gekoppelt ist, und wobei der erste und der zweite Signaleingang den zweiten Anschlüssen des ersten und des zweiten widerstandsbehafteten Elementes zugeführt wird und ein Signalausgang vom Emitter-Stromkreis des fünften Transistors abgeleitet wird.
Wenn die Verwendung von lateralen PNP-Transistoren in den Signalpfaden vermieden wird, kann die erfindungsgemäße Schaltung eine große Bandbreite erreichen.
Ein Audio Engineering Society Preprint, 2130 (F-6), von T.A. Dhuyvetter et al. mit dem Titel "A Dolby B-C type IC for Low Voltage Applications", vorgelegt auf der 76ten Zusammenkunft 1984 in New York, 8. von bis 11. Oktober 1984, beschreibt einen nicht-invertierenden Operationsverstärker mit einer einzigen differentiellen Eingangsstufe, die PNP-Transistoren enthält. Die Ausgangssignale der Eingangsstufe werden einer gefalteten Kaskodenschaltung mit PNP-Transistoren zugeführt, deren Kollektor-Elektroden mit einer Stromspiegelschaltung für die Differenzsignal-Eintakt- Umsetzung gekoppelt sind. Ein Ausgangssignal von dieser Stufe ist über eine Pufferstufe mit einer Ausgangsstufe der Klasse A verbunden. Zwischen den Ausgang der Ausgangsstufe der Klasse A und die Pufferstufe ist ein Kondensator geschaltet.
Das Rückkopplungselement in der erfindungsgemäßen Schaltung kann einen Kondensator enthalten und die Schaltung dann als ein Integrator verwendet werden, oder es kann einen Widerstand enthalten und die Schaltung dann als ein Verstärker verwendet werden. Wenn die Schaltung als Integrator verwendet wird, kompensiert sie automatisch den Stromdifferenzschaltungs-Offset und die Operationsverstärker-Eingangsruheströme und nutzt dabei die Tatsache, daß die Spannung am nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers irrelevant ist.
Wenn gewünscht, kann die Schaltung weiterhin einen ersten und einen zweiten PNP-Transistor mit Emitter-, Basis- und Kollektor-Elektroden enthalten, wobei die Emitter-Kollektor-Stromkreise des ersten und des zweiten PNP-Transistors jeweils zwischen die zweiten Anschlüsse des ersten und des zweiten Widerstandselementes und die Basis-Elektroden des dritten bzw. des vierten NPN-Transistors geschaltet sind, das erste und das zweite kapazitive Element zu den Kollektor-Emitter-Stromkreisen des ersten bzw. des zweiten PNP-Transistors parallelgeschaltet sind und wobei die Basis- Elektroden des ersten und des zweiten PNP-Transistors mit einer Referenzspannungsquelle verbunden sind. Die Verwendung des ersten und des zweiten PNP-Transistors in Basisschaltung in den Signalpfaden zwischen dem ersten und dem dritten bzw. und dem zweiten und den vierten NPN-Transistor macht es möglich, die Ausgangsschwingung des Operationsverstärkers von ca. 1 Volt auf einen Wert nahe der Versorgungsspannung, zum Beispiel 5 Volt, zu erhöhen, ohne dabei die Bandbreite übermäßig zu verschlechtern und ohne daß der Wert der Referenzspannung so klein sein muß, das die Eingangsschwingung des Transkonduktors begrenzt ist.
Wenn der Rauschabstand der Schaltung mit dem ersten und dem zweiten PNP-Transistor nicht akzeptabel ist, kann er verbessert werden, indem ein sechster und ein siebter NPN-Transistor als Emitterfolger zwischen die zweiten Anschlüsse des ersten und des zweiten Widerstands und die Emitter-Elektroden des ersten bzw. des zweiten PNP-Transistors geschaltet werden.
Die vorliegende Erfindung betrifft weiterhin einen integrierten Kommunikations-Empfänger mit einer oder mehreren kombinierten Stromdifferenz- und Operationsverstärkerschaltung(en) entsprechend der Erfindung.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden naher beschrieben, Es zeigen:
Figur 1 ein teilweise in Blockform dargestelltes Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen kombinierten Stromdifferenz- und Operationsverstärkerschaltung,
Figur 2 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Schaltung, mit einer größeren Ausgangsspannungsschwingung als die erste Ausführungsform und
Figur 3 ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Schaltung mit einem besseren Rauschabstand als die Schaltung in Figur 2.
In den Zeichnungen sind gleiche Teile mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet. Aus praktischen Gründen werden die Schaltungen in ihrer Betriebsart als Integratoren beschreiben, bei der ein Kondensator C1 im Rückkopplungspfad eines durch die NPN-Transistoren Q4, Q5 gebildeten Operationsverstärkers vorgesehen ist. Wenn stattdessen ein Widerstand Rf (in Figur 1 mit gestrichelter Linie dargestellt) verwendet wird, funktioniert die Schaltung als Verstärker.
In Figur 1 ist die eigentliche kombinierte Stromdifferenz- und Operationsverstärkerschaltung 10 in dem mit einer gestrichelten Linie umrahmten Kästchen dargestellt und die Komponenten außerhalb des Kästchens umfassen einen Transkonduktor 12 für die Umsetzung der Eingangsspannung Vin in zwei Stromsignale IA und IB von entgegengesetzter Phase sowie andere Bauteile für die Stromversorgung von anderen Komponenten. Der Transkonduktor 12 kann von bekanntem Typ sein, zum Beispiel wie in Figur 4a oder 4b der Patentschrift EP-A-0234655 beschrieben. Die Stromsignale IA und IB enthalten jeweils die Summe der eigentlichen Signale ia oder ib und einen Ruhestrom I, so daß IA = ia + I und IB = ib + I ist.
Die Stromsignale IA und IB werden der Schaltung 10 über einen durch die Reihenwiderstände 14, 16 von gleichem Wert und einen Nebenschlußwiderstand 18 gebildeten Stromteiler zugeführt.
Die Schaltung 10 umfaßt im wesentlichen identische NPN-Transistoren Q1 bis Q5, die Widerstände R1 und R2 von im wesentlichen gleichem Wert und einen integrierenden Kondensator C1. Die Basis-Elektroden der Transistoren Q1, Q2 sind miteinander verbunden, um einen Verbindungspunkt 20 zu bilden. Die Widerstände R1 und R2 verbinden die Emitter-Elektroden der Transistoren Q1 bzw. Q2 mit den Widerständen 14 bzw. 16; die Verbindungspunkte sind mit 22 bzw. 24 bezeichnet. Die Kollektor- Elektroden der Transistoren Q1, Q2 sind mit der Spannungsversorgungsleitung VCC verbunden.
Die Kollektor- und die Basis-Elektrode des Transistors Q3 sind mit den Verbindungspunkten 20 bzw. 22 verbunden, während seine Emitter-Elektrode mit einer Referenzspannungsquelle Vref verbunden ist. Der Verbindungspunkt 20 ist mit einer aktiven Last verbunden, die durch einen PNP-Transistor Q6 gebildet wird, der einen Teil einer Stromspiegelschaltung mit einem als Diode geschalteten PNP-Transistor Q8 und einem Reihenwiderstand 28 enthält.
Das Stromdifferenzsignal (ib - ia) am Verbindungspunkt 24 wird der Basis-Elektrode des verstärkenden Transistors Q4 zugeführt, dessen Kollektor-Elektrode mit einem Verbindungspunkt 26 verbunden ist und dessen Emitter-Elektrode mit der Referenzspannungsquelle Vref verbunden ist. Eine durch einen PNP-Transistor Q7 gebildete aktive Last ist mit dem Verbindungspunkt 26 verbunden. Die Transistoren Q7, Q8 bilden ebenfalls eine Stromspiegelschaltung.
Die Basis-Elektrode des Transistors Q5, der als Emitterfolger funktioniert, ist mit dem Verbindungspunkt 26 verbunden, seine Kollektor-Elektrode mit der Leitung Vcc und seine Emitter-Elektrode mit einer Stromquelle, die durch eine aus einem Widerstand 30 und den NPN-Transistoren Q9, Q10 bestehende Stromspiegelschaltung gebildet wird. Der integrierende Kondensator C1 ist zwischen die Basis-Elektrode und die Emitter-Elektrode der Transistoren Q4 bzw. Q5 geschaltet. Eine Ausgangsspannung Vout wird von dem Emitter-Stromkreis des Transistors Q5 abgeleitet. Die abgebildete Schaltung kann entweder als oder in einem Filter in einer integrierten Kommunikationsempfänger-Schaltung verwendet werden.
Die Funktion der Schaltung 10 läßt sich folgendermaßen beschreiben:
Die Transistoren Q1 und Q3 bilden zusammen mit dem Widerstand R1 eine Rückkopplungsschleife, die den Signalstrom IB in eine Signalspannung zwischen der Basis- und der Emitter-Elektrode des Transistors Q1 umwandelt. Da der Spannungs abfall am Widerstand R2 und am Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q4 im wesentlichen der gleiche ist wie der am Widerstand R1 und dem Basis-Emitter-Übergang von Transistor Q1, ist das Potential an den Emitter-Elektroden der Transistoren Q1 und Q2 im wesentlichen gleich. Da die Basis-Elektroden der Transistoren Q1 und Q2 direkt verbunden sind, sind die Basis-Emitter-Spannungen, Vbe, der Transistoren Q1 und Q2 gleich, so daß es zu einer Stromspiegelung kommt. Der gespiegelte Strom IB wird jetzt mit dem Signalstrom IA und dem resultierenden Strom (ib - ia) kombiniert, so daß die Differenz der Signalströme IB, IA (oder (I+ib), (I+ia)), in den Basis-Stromkreis des Transistors Q4 fließt.
Der Operationsverstärker besteht aus einer Emitterstufe, die gebildet wird durch den Transistor Q4 mit seiner aktiven Last, den PNP-Transistor Q7, gefolgt durch eine Ausgangsstufe der Klasse A bestehend aus dem Emitterfolger-Transistor Q5 und der Stromquelle, Transistor Q10. Die Basis-Elektrode des Transistors Q4 ist der virtuelle Erdungseingang des Operationsverstärkers, so daß die Rückkopplung zwischen diesen Punkt und die Emitter-Elektrode des Transistors Q5 geschaltet ist. Durch den Anschluß des Kondensators C1 in dem Rückkopplungspfad ist die Rückkopplung rein kapazitiv, so daß das Gleichspannungspotential am virtuellen Erdungseingang keine Auswirkung auf den Gleichspannungs-Arbeitspunkt hat, an dem der Ausgang sitzt. Das bedeutet, daß der Wert von Vref so gewählt werden kann, daß die optimale Ausgangsspannungsschwingung in Verbindung mit der Eingangssignalspannungsschwingung am Eingang der Transkonduktanz 12 möglich ist.
In dem dargestellten Ausführungsbeispiel beträgt der Wert der Widerstande R1, R2 390 Ohm. Als Richtlinie zur Wahl des Wertes der Widerstände R1, R2 gilt, daß der Wert so hoch wie möglich sein sollte, vorausgesetzt, er beeinträchtigt nicht die Funktion der Schaltung, zum Beispiel indem vermieden wird, daß Vcc am Widerstand R1 oder R2 verlorengeht. Um dies sicherzustellen, ist
VR1 « Vcc - Vref - VsatQ1
Um die Eingangsspannungsschwingung des Transkonduktors und die Ausgangsspannungsschwingung des Operationsverstärkers gleichzeitig zu vergrößern, kann die Schaltung 10 entsprechend der Darstellung in Figur 2 modifiziert werden. Die Emitter-Kollektor-Stromkreise der PNP-Transistoren Q11 und Q12 in Basis-Schaltung sind zwischen den Verbindungspunkt 22 und die Basis-Elektrode des Transistors Q3 beziehungsweise zwischen den Verbindungspunkt 24 und die Basis-Elektrode des Transistors Q4 geschaltet. Die Kollektor-Elektroden der Transistoren Q11 und Q12 sind mit den Stromquellen 32 bzw. 34 verbunden, die einen anderen Strom als den durch die Transistoren Q9, Q10 (Figur 1) produzierten Strom erzeugen können und der dem Emitter- Stromkreis des Transistors Q5 zugeführt wird. Die Kondensatoren C2, C3 sind zu den Emitter-Kollektor-Übergängen der Transistoren Q11 bzw. Q12 parallelgeschaltet. Die Basis-Elektroden der Transistoren Q11, Q12 sind mit Vref verbunden, die das Potential an den Verbindungspunkten 22, 24 einstellt, und die Emitter-Elektroden der Transistoren Q3, Q4 sind mit der Versorgungsspannungsleitung VEE verbunden. Der Wert von Vref ist so gewählt, daß die Eingangs- und Ausgangsspannungsschwingungen optimiert werden.
Die Transistoren Q11, Q12 trennen die Verbindungspunkte 22, 24 von den Basis-Elektroden der Transistoren Q3 bzw. Q4, so daß die Spannungen an den Verbindungspunkten 22, 24 in Abhängigkeit von den Spannungen an den Basis-Elektroden der Transistoren Q3, Q4 schwanken können. Die Werte der Kondensatoren C2, C3 werden so gewählt, daß sich ihre Impedanz bei hohen Frequenzen der eines Kurzschlusses nähert.
Bei einigen Anwendungen kann das durch die PNP-Transistoren Q11, Q12 induzierte Rauschen unakzeptabel hoch sein, und um dieses Problem zu lösen, kann die Schaltung aus Figur 2 entsprechend der Darstellung in Figur 3 modifiziert werden, indem Stromverstärker, NPN-Transistoren Q13, Q14, zwischen die Verbindungspunkte 22, 24 und die Emitter-Elektroden der Transistoren Q11 bzw. Q12 geschaltet werden. Die Stromverstärker verstärken einfach die Signalströme, bevor sie den Pegelverschiebungs-Transistoren Q11, Q12 zugeführt werden, und ermöglichen so die Aufrechterhaltung eines akzeptablen Rauschabstandes.
Aus der Lektüre der vorliegenden Beschreibung werden dem Fachmann leicht weitere Abwandlungen ersichtlich sein. Solche Abwandlungen können andere Eigenschaften betreffen, die bereits in Entwurf, Herstellung und Verwendung von Stromdifferenz- und Operationsverstärkerschaltungen und Bestandteilen davon bekannt sind und die anstelle oder zusätzlich zu den hier bereits beschriebenen Eigenschaften verwendet werden können.

Claims

1. Kombinierte Stromdifferenz- und Operationsverstärkerschaltung mit einem ersten, zweiten, dritten, vierten und fünften NPN-Transistor (Q1 bis Q5) jeweils mit Basis-, Emitter- und Kollektor-Elektrode, einem Rückkopplungselement (C1 oder Rf) und einem ersten und zweiten widerstandsbehafteten Element (R1, R2) mit einem ersten und einem zweiten Anschluß, wobei die Basis-Elektroden des ersten und zweiten Transistors (Q1, Q2) miteinander verbunden sind, um einen Verbindungspunkt (20) zu bilden, und die ersten Anschlüsse des ersten und des zweiten widerstandsbehafteten Elementes (R1, R2) jeweils mit den Emitter-Elektroden des ersten und des zweiten Transistors (Q1, Q2) verbunden sind, die Kollektor-Elektroden des ersten und des zweiten Transistors (Q1, Q2) mit einer Vorspannungsquelle (Vcc) verbunden sind, die Basis- und Kollektor-Elektroden des dritten Transistors (Q3) mit dem zweiten Anschluß des ersten widerstandsbehafteten Elementes (R1) bzw. mit dem genannten Verbindungspunkt (20) verbunden sind, die Emitter-Elektrode des dritten Transistors mit einer Referenzspannungsquelle (Vref) verbunden ist, die Basis- und Kollektor-Elektroden des vierten Transistors (Q4) mit dem zweiten Anschluß des zweiten widerstandsbehafteten Elementes (R2) bzw. mit der Basis-Elektrode des fünften Transistors (Q5) verbunden sind, die Emitter-Elektrode des vierten Transistors mit einer Referenzspannungsquelle gekoppelt ist und wobei das Rückkopplungselement (C1 oder Rf) zwischen die Basis-Elektrode des vierten Transistors (Q4) und die Emitter-Elektrode des fünften Transistors (Q5) geschaltet ist, die Kollektor-Elektrode des fünften Transistors mit der Vorspannungsquelle gekoppelt ist, und wobei der erste und der zweite Signaleingang den zweiten Anschlüssen des ersten und des zweiten widerstandsbehafteten Elementes zugeführt wird und ein Signalausgang (Vout) vom Emitter-Stromkreis des fünften Transistors (Q5) abgeleitet wird.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Rückkopplungselement ein kapazitives Element (C1) ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Rückkopplungselement ein widerstandsbehaftetes Element (Rf) ist.

4. Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Transkonduktor (12) vorgesehen ist, wobei der Transkonduktor einen ersten und einen zweiten Signalausgang hat, der mit dem genannten ersten bzw. dem genannten zweiten Signaleingang gekoppelt ist.

5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Verbindungspunkt (20) und ein Verbindungspunkt (26) der Kollektor- Elektrode des vierten Transistors (Q4) und der Basis-Elektrode des fünften Transistors (Q5) mit einer aktiven Lastschaltung (Q6, Q7, Q8) gekoppelt sind.

6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster und ein zweiter PNP-Transistor (Q11, Q12) vorgesehen sind, wobei der erste und der zweite PNP-Transistor Emitter-, Basis- und Kollektor-Elektroden aufweisen, daß die Emitter-Kollektor-Stromkreise des ersten und des zweiten PNP-Transistors (Q11, Q12) jeweils zwischen die zweiten Anschlüsse des ersten und des zweiten widerstandsbehafteten Elementes (R1, R2) und die Basis-Elektroden des dritten bzw. des vierten NPN-Transistors (Q3, Q4) geschaltet sind, daß das zweite und das dritte kapazitive Element (C2, C3) zu den Kollektor-Emitter-Stromkreisen des ersten bzw. des zweiten PNP-Transistors (Q11, Q12) parallelgeschaltet sind und daß die Basis-Elektroden des ersten und des zweiten PNP-Transistors (Q11, Q12) mit einer Referenzspannungsquelle (Vref) verbunden sind.

7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein sechster und ein siebenter NPN-Transistor (Q13, Q14) vorgesehen sind und der sechste und der siebente NPN-Transistor Basis-, Emitter- und Kollektor-Elektroden haben, wobei die Basis-Emitter-Strompfade des sechsten und des siebenten NPN-Transistors (Q13, Q14) jeweils zwischen die zweiten Anschlüsse des ersten und des zweiten Widerstandselementes (R1, R2) und die Emitter-Elektroden des ersten bzw. des zweiten PNP- Transistors (Q11, Q12) geschaltet sind.

8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite widerstandsbehaftete Element (R1, R2) im wesentlichen den gleichen Widerstandswert haben.

9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der erste bis fünfte NPN-Transistor (Q1 bis Q5) im wesentlichen identisch sind.

10. Schaltung nach Anspruch 9, sofern abhängig von Anspruch 7 oder Anspruch 8, sofern abhängig von Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der sechste und der siebente NPN-Transistor (Q13, Q14) im wesentlichen identisch ist mit den ersten bis fünften NPN-Transistoren (Q1 bis Q5).

11. Integrierter Kommunikations-Empfänger mit einer oder mehreren der Schaltungen nach einem der Ansprüche 1 bis 10.