DE4000131C1 - - Google Patents
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- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
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- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft eine Hochpaßfilterschaltung laut
Oberbegriff des Hauptanspruches.
Hochpaßfilter, wie sie beispielsweise zur Abtrennung
des Gleichspannungsanteils von Wechselspannungen benutzt
werden, besitzen die Eigenschaft, daß zwar das Spektrum
einer Wechselspannung, die ausschließlich Komponenten
oberhalb der Grenzfrequenz besitzt, durch das Hochpaßfilter
nicht geändert wird, der zeitliche Verlauf von
nicht sinusförmigen Spannungen aber erheblich verfälscht
wird, da Hochpässe eine frequenzabhängige Gruppenlaufzeit
besitzen, durch welche einzelne spektrale Komponenten
der Wechselspannung unterschiedlich stark verzögert werden.
Dieser Effekt ist überall dort störend, wo die Kurvenform
oder diese kennzeichnende Parameter, beispielsweise
der Spitzenwert einer Wechselspannung, ausgewertet
oder gemessen werden müssen.
Zur Lösung dieses Problems ist es bekannt, eine möglichst
niedrige Grenzfrequenz zu wählen, um so einen großen
Frequenzabstand zum Spektrum der Wechselspannung zu
schaffen. (Schultz, W., Messen und Prüfen mit Rechtecksignalen,
Eindhoven 1966, NV Philips Gloeilampenfabricken).
Dies ist jedoch oftmals nicht realierbar.
Sollte beispielsweise die Vergrößerung des Spitzenwertes
einer symmetrischen Rechteckwechselspannung durch den
Hochpaß auf 2% begrenzt bleiben, so müßte die
3-dB-Grenzfrequenz das 0,013fache der niedrigsten vorkommenden
Frequenz betragen. Diese extrem kleine Grenzfrequenz
würde natürlich auch eine entsprechend längere
Einschwingzeit des Hochpaßfilters bedeuten. Bei einem
Voltmeter mit 10 Hz unterer Meßgrenze würde dies bedeuten,
daß zum Einschwingen auf 0,1% eines Gleichspannungssprunges
8,5 s nötig sind.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Hochpaßfilterschaltung
zu schaffen, die trotz hoher Grenzfrequenz
und damit schnellem Einschwingverhalten vernachlässigbar
geringe Laufzeitverzerrungen im Durchlaßbereich besitzt.
Diese Aufgabe wird ausgehend von einer Hochpaßfilterschaltung
laut Oberbegriff des Hauptanspruches durch
dessen kennzeichnenden Merkmale gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen
ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Durch das erfindungsgemäße Kompensationsnetzwerk wird
erreicht, daß die Gruppenlaufzeit der gesamten Hochpaßfilterschaltung
im Durchlaßbereich oberhalb der Grenzfrequenz
nahezu konstant ist. Eine erfindungsgemäße Hochpaßfilterschaltung
kann nach bekannten Bemessungsvorschriften sehr einfach aufgebaut werden.
Die Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Kompensationsnetzwerkes
kann damit erklärt werden, daß durch den Tiefpaß
etwa ein umgekehrtes Rechteckübertragungsverhalten
erzielt wird als mit dem Hochpaß, und dadurch das Rechteckübertragungsverhalten
des unkompensierten Hochpasses,
das im wesentlichen auf die Phasennichtlinearität zurückzuführen
ist, ausgeglichen wird.
Die Erfindung wird im folgenden anhand schematischer
Zeichnungen an Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Fig. 1 zeigt das Prinzipschaltbild einer erfindungsgemäßen
Hochpaßfilterschaltung bestehend aus einem Hochpaß FH,
dessen Ausgangsspannung einem Kompensationsnetzwerk FK
zugeführt ist. Dieses Kompensationsnetzwerk FK besteht
aus zwei parallelgeschalteten Zweigen 1 und 2, die sich
vom Eingang 3 parallel verzweigen und in einem Summierer
4 wieder zusammengefaßt sind. Der Zweig 1 ist eine durchgehende
Leitung ohne Verzögerung, im Zweig 2 ist ein
Tiefpaß FT angeordnet.
Die Übertragungsfunktion des Hochpasses FH kann - wenn
dieser aus diskreten linearen Bauelementen (ohne Leitungen)
besteht - in bekannter Weise als Quotient zweier
Polynome in p dargestellt werden:
Hierbei sind p die komplexe Frequenz, N der Grad des
Hochpaßfilters und a und b jeweils die Filterkoeffizienten.
Die Übertragungsfunktion des Tiefpasses FT kann in ähnlicher
Weise wie folgt dargestellt werden:
Hierbei ist wieder p die komplexe Frequenz, K der Grad
des Tiefpasses und d und c wiederum die Filterkoeffizienten.
Gemäß der Erfindung ist die Übertragungsfunktion FT(p)
des Tiefpasses so zu wählen, daß
dK-1 = bN-1 - aN-1 (3)
ist. Ist dieser Zusammenhang zwischen den Filterkoeffizienten
aN-1 und bN-1 der Gleichung 1) und dem Filterkoeffizienten
dK-1 nach Gleichung 2) erfüllt, so besitzt
die Hochpaßfilterschaltung nach Fig. 1 einen linearen
Phasengang im Durchlaßbereich, der Hochpaß FH ist also
phasenkompensiert. Die sonstige Bemessung der Filterkoeffizienten
richtet sich im wesentlichen nach dem
gewünschten Verlauf des Amplitudenfrequenzgangs. Insbesondere
wird die Flankensteilheit im Sperrbereich nur
durch den Hochpaß FH bestimmt, während das Kompensationsnetzwerk
lediglich den Amplituden- und Phasenfrequenzgang
im Übergangsbereich beeinflußt. Aus diesem Grund wird
die gewünschte Flankensteilheit bei der Dimensionierung
des Hochpasses FH entsprechen gewählt und bestimmt dann
auch die Flankensteilheit der Gesamtschaltung.
Die Umsetzung einer gegebenen rationalen Übertragungsfunktion
beispielsweise nach Gleichung 1) oder 2) in
eine elektrische Schaltung ist bekannt, dies wird beispielsweise
ausführlich beschrieben in:
Sallen R.P. und Key, E.L.: A practical method of designing
RC active filters. IRE Transactions on Circuit Theory,
CT-2, 1955, S. 74ff.
Balabanian, N. und Patel, B.: Active realization of complex zeros. IEEE Transactions on Circuit Theory, CT-10, 1963, S.- 299ff.
Weinber, L.: Network Analysis and Synthesis. New York (McGraw-Hill), 1962.
Balabanian, N.: Network Synthesis, Englewood Cliffs, N.J. (Prentice-Hall), 1961.
Balabanian, N. und Patel, B.: Active realization of complex zeros. IEEE Transactions on Circuit Theory, CT-10, 1963, S.- 299ff.
Weinber, L.: Network Analysis and Synthesis. New York (McGraw-Hill), 1962.
Balabanian, N.: Network Synthesis, Englewood Cliffs, N.J. (Prentice-Hall), 1961.
Ist also die Übertragungsfunktion eines Hochpasses bzw.
eines Tiefpasses bekannt, kann daraus auf einfache Weise
nach bekannten Regeln eine elektrische Schaltung abgeleitet
werden.
Auf dieselbe Weise könnten natürlich aus der Übertragungsfunktion
des kompensierten Hochpasses, die sich
nach dem Entwurf einer erfindungsgemäßen Schaltung leicht
berechnen läßt, andere Schaltungen abgeleitet werden.
Der Vorteil der erfindungsgemäßen Lösung liegt in der
leichten technischen Realisierbarkeit und den günstigen
hochfrequenten Eigenschaften:
Wenn man einmal davon ausgeht, daß die Summation von
einem ohnehin vorhandenen Verstärker mit übernommen
wird, ist im wesentlichen nur das Tiefpaßfilter hinzugekommen.
Da die Grenzfrequenz des Tiefpasses FT ähnlich der des Hochpasses FH ist, sind im Tiefpaßzweig 2 nur relativ niedrige Frequenzen zu verarbeiten, was zu einer einfachen Realisierung führt.
Da die hochfrequenten Signalanteile nur über den direkten Zweig 1 übertragen werden, bleiben die hochfrequenten Eigenschaften nahezu unverändert gegenüber einem unkompensierten Hochpaß, vorausgesetzt der Summierer 4 muß nicht extra aufgebaut werden (s.o.).
Da die erfindungsgemäße Schaltung einen konventionellen Hochpaß FH enthält, kann dieser - z. B. bei einem wechselspannungsgekoppelten Meßgerät - in gewohnter Weise als R-C-Koppelglied ausgeführt und direkt hinter dem Eingang angeordnet werden und so die Gleichspannungsabtrennung vornehmen, ohne daß weitere Schaltungsteile mit dieser Gleichspannung beaufschlagt werden.
Da die Grenzfrequenz des Tiefpasses FT ähnlich der des Hochpasses FH ist, sind im Tiefpaßzweig 2 nur relativ niedrige Frequenzen zu verarbeiten, was zu einer einfachen Realisierung führt.
Da die hochfrequenten Signalanteile nur über den direkten Zweig 1 übertragen werden, bleiben die hochfrequenten Eigenschaften nahezu unverändert gegenüber einem unkompensierten Hochpaß, vorausgesetzt der Summierer 4 muß nicht extra aufgebaut werden (s.o.).
Da die erfindungsgemäße Schaltung einen konventionellen Hochpaß FH enthält, kann dieser - z. B. bei einem wechselspannungsgekoppelten Meßgerät - in gewohnter Weise als R-C-Koppelglied ausgeführt und direkt hinter dem Eingang angeordnet werden und so die Gleichspannungsabtrennung vornehmen, ohne daß weitere Schaltungsteile mit dieser Gleichspannung beaufschlagt werden.
Die am häufigsten verwendeten Hochpässe, wie sie insbesondere
zur Gleichspannungstrennung benutzt werden, sind
Hochpässe ersten Grades (N = 1 in Gleichung 1). Fig. 2
zeigt in einer Tabelle drei Beispiele für die Kompensation
eines Hochpasses FH ersten Grades durch drei verschiedene
Kompensationsnetzwerke FT. Die komplexe Frequenz
ist in diesen Beispielen auf 2πfg normiert (normierte
Frequenzvariable P); fg ist die 3-dB-Grenzfrequenz des
Hochpasses FH für die Hochpaßfilterschaltungen A und
B. Die drei Kompensationsnetzwerke sind so ausgelegt,
daß der Betrag der Übertragungsfunktion der gesamten
Hochpaßfilterschaltung für f≧5fg um nicht mehr als der
des Hochpasses FH in den Schaltungen A und B vom Wert
1 abweicht.
Die Hochpaßfilterschaltung A nach Fig. 2 ist mit einem
Kompensationsnetzwerk FT ersten Grades ausgestattet,
die Schaltung B mit einem Kompensationsnetzwerk zweiten
Grades und die Schaltung C mit einem Kompensationsnetzwerk
zweiten Grades jedoch mit konjugiert komplexen Polen,
der Hochpaß FH ist jeweils ersten Grades.
Fig. 3 zeigt den zugehörigen Amplitudenfrequenzgang,
Fig. 4 den Phasenfrequenzgang, Fig. 5 die Sprungantwort
und Fig. 6 und 7 das Rechteckübertragungsverhalten
der Hochpaßfilterschaltungen A, B und C sowie des Hochpasses
FH für die Schaltungen A und B.
Bei der Schaltung A ist der eine Freiheitsgrad des Kompensationsnetzwerkes,
der nach Festlegung der Linearphasigkeit
noch übrig ist, so ausgenutzt, daß der Betrag
der Übertragungsfunktion im gesamten Frequenzbereich
um nicht mehr als der des Hochpasses FH vom Sollwert
1 abweicht. Der Amplitudenfrequenzgang nach Fig. 3 zeigt
am unteren Ende des Durchlaßbereiches nur eine geringe
Überhöhung von 14%. Im Sperrbereich ist der Amplitudenfrequenzgang
gegenüber dem Hochpaß FH um den Faktor 3
zu niedrigeren Frequenzen verschoben. Das Rechteckübertragungsverhalten
nach Fig. 6 und 7 ist durch die
Linearphasigkeit im Durchlaßbereich sehr gut, die geringe
Überhöhung von etwa 2,5% bei 5fg ist fast ausschließlich
durch die Anhebung des Amplitudenfrequenzganges um 2%
bedingt. Das Einschwingen auf einen Rechtecksprung dauert
- für einen Restfehler von 0,01 . . . 0,1% - etwa doppelt
so lang wie beim unkompensierten Hochpaß FH, das ist
jedoch um den Faktor 8 schneller als bei einem unkompensierten
Hochpaß mit reduzierter Grenzfrequenz und 2%
Spitzenwertfehler bei symmetrischen Rechteckspannungen.
Die Filterschaltung B benutzt ein Kompensationsnetzwerk
2. Grades mit reellen Polen. Das gegenüber dem Hochpaß
FH um nur etwa 30% verlängerte Einschwingen auf einen
Rechtecksprung wird mit einer stärkeren Überhöhung des
Amplitudenfrequenzganges am unteren Ende des Durchlaßbereiches
(23%) sowie mit einem erhöhten Schaltungsaufwand
erkauft. Im Sperrbereich ist der Amplitudenfrequenzgang
um den Faktor 2,25 gegenüber dem Hochpaß zu tieferen
Frequenzen verschoben, im Durchlaßbereich ist die Abweichung
vom Sollwert 1 proportional zu f-4, wie bei einem
Butterworth-Hochpaß 2. Grades. Das Rechteckübertragungsverhalten
ist geringfügig schlechter als bei der Schaltung
A.
Bei der Filterschaltung C wird wieder ein Hochpaß
1. Grades jedoch mit einer 3-dB-Grenzfrequenz von 1,46
fg benutzt und das Kompensationsnetzwerk ist wieder 2. Grades
jedoch mit konjugiert komplexen Polen, wie dies
in Fig. 2 angegeben ist. Das sehr gute Einschwingverhalten
wird mit einer noch stärkeren Überhöhung im Durchlaßbereich
(39%) erkauft. Oberhalb 5fg verhält sich die
Schaltung C wie die Schaltung B, im Sperrbereich liegt
der Amplitudenfrequenzgang etwa zwischen dem des unkompensierten
Hochpasses FH und der Schaltung B. Das Rechteckübertragungsverhalten
ist - bedingt durch die negative
Phase im Durchlaßbereich - noch etwas schlechter als
bei der Schaltung B.
In gleicher Weise können natürlich auch Hochpässe höheren
Grades durch entsprechende Kompensationsnetzwerke in
der Phase kompensiert werden. Im Prinzip eignen sich
für die erfindungsgemäße Maßnahme alle üblichen Hochpässe,
hierfür besonders geeignet sind Hochpässe mit reellen
Polstellen, deren Anzahl sich nach der gewünschten Steilheit
im Sperrbereich richtet oder anderweitig vorgegeben
ist. Wenn keine speziellen Anforderungen an die Lage
der Polstellen zueinander vorliegen, werden sie vorzugsweise
alle gleich groß gewählt und so dimensioniert,
daß der Hochpaß FH in etwa die Forderungen an den Amplitudenfrequenzgang
im Durchlaßbereich einhält.
Für die Auslegung des zugehörigen Kompensationsnetzwerkes
FT gibt es dann mehrere Möglichkeiten.
Eine erste Möglichkeit ist, jede Polstelle des Hochpasses
mit einem Kompensationsnetzwerk A, B oder C nach Fig. 2
in der Phase zu kompensieren. Die Abweichungen des
Amplitudenfrequenzganges vom Nennwert 1 entsprechen im
Durchlaßbereich in etwa denen des umkompensierten Hochpasses.
Dies ist mit geringem Rechenaufwand erreichbar,
da die Kompensationsnetzwerke nach Fig. 2 bekannt sind
und nur noch entnormiert werden müssen. Damit der Schaltungsaufwand
und die Überhöhung im Durchlaßbereich im
Rahmen bleiben, wird ein Kompensationsnetzwerk nach Spalte
A gemäß Fig. 2 bevorzugt.
Eine andere Möglichkeit ist die Kompensation mit einem
Kompensationsnetzwerk 1. Grades (K = 1). Es wird ausgegangen
von einem Koeffizienten c₀ in der Größenordnung
des Betrages der Polstellen des zu kompensierenden Hochpasses
und es wird dann nach Gleichung 3) der Filterkoeffizient
d₀ berechnet. Damit liegt das Kompensationsnetzwerk
fest. Dann wird der Amplitudenfrequenzgang der
Gesamtschaltung berechnet und die Gesamtschaltung in
der Frequenz so verschoben, daß die Anforderungen an
den Amplitudenfrequenzgang erfüllt sind. Die Überhöhung
im Durchlaßbereich kann mit c₀ beeinflußt werden. Je
kleiner c₀ gewählt wird, um so geringer ist die Überhöhung.
Eine dritte Möglichkeit ist der Entwurf eines Kompensationsnetzwerkes
höheren Grades unter Zuhilfenahme eines
Rechners. Dies hat den Vorteil, daß der unkompensierte
Hochpaß nicht in der Frequenz verschoben werden muß,
um die Forderungen an den Amplitudenfrequenzgang zu erfüllen.
Dies kann allein durch Erhöhung des Grades des
Kompensationsnetzwerkes erreicht werden. Gegenüber der
ersten Möglichkeit führt diese dritte Möglichkeit i. a.
zu einem einfacheren Kompensationsnetzwerk, insbesondere
dann, wenn der Tießpaß aus kaskadierten Tiefpässen
1. Ordnung aufgebaut wird. Für diesen Fall kann Gl. 2)
in eine äquivalente Form gebracht werden, aus der unmittelbar
das Blockschaltbild hervorgeht:
p₁ . . . pK sind die Polstellen und v₁ . . . vK die Gleichstromverstärkungen
der Tiefpässe 1. Ordnung. Die Bedingung
für Phasenlinearität wird allein vom 1. Tiefpaß erfüllt
mit
p₁ · v₁ = aN-1 - bN-1. (5)
Die Auslegung des Netzwerkes wird folgendermaßen vorgenommen:
Ausgehend von einer Polstelle p₁ in der Größenordnung
der Polstellen des zu kompensierenden Hochpasses wird
v₁ nach Gl. 5) bestimmt. Dann werden p₂ und v₂ des
2. Tiefpasses so variiert, daß Amplituden- und Phasenfrequenzgang
des kompensierten Hochpasses ein Optimum
erreichen, die Tiefpässe mit höheren Indizes sind noch
wirkungslos (v₃ = v₄ = . . . = vK = 0). Dann folgt die
Zuschaltung des 3. Tiefpasses und die Optimierung von
p₃ und v₃ usw. Der Einfluß der Tiefpässe nimmt mit
steigendem Index ab. Der Optimierungsvorgang muß u. U.
mit einem anderen Startwert für p₁ wiederholt werden.
Fig. 8 zeigt das Blockschaltbild zu Gl. 4) für K = 2.
Das Kompensationsnetzwerk besteht im wesentlichen aus
K, im Beispiel also zwei Tiefpässen FT1 und FT2 jeweils
1. Grades, deren Ausgangssignale zur Korrektur des hochpaßgefilterten
Signales diesem im Summierer 4 aufaddiert
werden. Der Summierer 5 wird in der Praxis mit dem Summierer
4 zusammengelegt.
Der Summierer 4 des Kompensationsnetzwerkes muß bei entsprechender
Bandbreite des Übertragungsweges nach hochfrequenztechnischen
Gesichtspunkten ausgelegt werden.
Wenn der Signalweg sowieso einen Verstärker enthält,
kann dieser gleichzeitig als Summierer benutzt werden,
das Kompensationsnetzwerk wird also dann vor den Eingang
des Verstärkers geschaltet und die Summation wird von
diesem Verstärker übernommen. Fig. 9 zeigt eine mögliche
Schaltung mit einem als nichtinvertierenden Verstärker
geschalteten Operationsverstärker OP, dem über einen
Widerstand R3 das Ausgangssignal des Tiefpasses FT zugeführt
wird. Die unterschiedliche Verstärkung des Summierers
für die Signale UH und UT - (VH bzw. VT) - wird
zweckmäßigerweise durch entsprechende Anpassung der
Gleichstromverstärkung von FT vorgenommen.
Fig. 10 zeigt ein abgeändertes Ausführungsbeispiel der
Grundschaltung nach Fig. 1, bei welcher das Eingangssignal
für den Tiefpaß FT des Kompensationsnetzwerkes nicht
direkt aus dem unkompensierten Hochpaß FH zugeführt wird,
sondern indirekt über einen zusätzlichen Hochpaß FH3.
Dieser zusätzliche Hochpaß ist trotz des Mehraufwandes
beispielsweise dann von Vorteil, wenn der Eingangs-Ruhestrom
des Summierers eine große offset-Spannung im Signalzweig
erzeugt, die um den Faktor FT (O) verstärkt
auch am anderen Eingang des Summierers erscheint und
sich hinzuaddiert. Mit diesem Hochpaß FH3 entfällt dieser
Mitkopplungseffekt. Die Übertragungsfunktion dieses
zusätzlichen Hochpasses FH3 ist gleich der Übertragungsfunktion
des unkompensierten Hochpasses im Zweig 1 nach
der eingangsseitigen Verzweigungsstelle, d. h. für einen
unkompensierten Hochpaß FH ersten Grades wird auch der
Hochpaß FH3 ersten Grades gewählt. Für einen unkompensierten
Hochpaß FH zweiten oder höheren Grades müßte
der zusätzliche Hochpaß FH3 ebenfalls entsprechend höheren
Grades gewählt werden, der Schaltungsaufwand kann jedoch
dadurch vermindert werden, daß in diesem Fall der mehrpolige
Hochpaß FH aufgeteilt wird in zwei in Reihe geschaltete
Hochpässe FH1 und FH2 und die Speisung des
zusätzlichen Hochpasses FH3 über den Verbindungspunkt
dieser beiden Hochpässe FH1 und FH2 erfolgt, wie dies
Fig. 10 zeigt. In diesem Fall ist es dann nur wieder
nötig, die nach der Verzweigungsstelle wirksame Hochpässe
FH2 und FH3 mit gleicher Übertragungsfunktion zu wählen,
beispielsweise hierfür wieder Hochpässe ersten Grades
zu wählen. Im Zweig zwei können dabei auch Teile des
Tiefpasses FT mit Teilen des Hochpasses FH3 vertauscht
werden, wesentlich ist nur, daß das durch den Hochpaß
FH3 und den in Reihe damit geschalteten Tiefpaß FT vorgegebene
Filterverhalten erhalten bleibt.
Claims (9)
1. Hochpaßfilterschaltung mit einem Hochpaß (FH), der
eine Übertragungsfunktion nach der Gleichung
besitzt, dadurch gekennzeichnet,
daß in Reihe zum Hochpaß (FH) ein Kompensationsnetzwerk
(FK) geschaltet ist, das aus einem Summierer (4),
einer durchgehenden Leitung (1) und einem parallel
dazu geschalteten Tiefpaß (FT) besteht, wobei der
Tiefpaß eine Übertragungsfunktion nach der Gleichung
besitzt
und daß der Filterkoeffizient dK-1 des Tiefpasses
gleich der Differenz der Filterkoeffizienten
bn-1 - aN-1 des Hochpasses (FH) gewählt ist.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Nullstellen der Übertragungsfunktion
des Hochpasses (FH) sämtlich Null sind
(a1 = a2 = . . . = aN-1 = 0).
3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß alle Polstellen der Übertragungsfunktion
des Hochpasses (FH) reell sind.
4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß der Hochpaß (FH) 1. Grades
ist und eine normierte Übertragungsfunktion
besitzt.
5. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß der
Tiefpaß (FT) des Kompensationsnetzwerkes nur reelle
Polstellen besitzt.
6. Schaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch
gekennzeichnet, daß der Tiefpaß (FT)
des Kompensationsnetzwerkes 1. Grades ist und eine
normierte Übertragungsfunktion
besitzt.
7. Schaltung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch
gekennzeichnet, daß der Tiefpaß (FT)
des Kompensationsnetzwerkes 2. Grades ist und eine
normierte Übertragungsfunktion
besitzt.
8. Schaltung nach Anspruch 5 oder 7, dadurch
gekennzeichnet, daß das Kompensationsnetzwerk
aus kaskadierten Tiefpässen (FT1, FT2)
1. Grades besteht (Fig. 8).
9. Schaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß vor
dem Tiefpaß (FT) des Kompensationsnetzwerkes ein zusätzlicher
Hochpaß (FH3) geschaltet ist (Fig. 10).
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE4000131A DE4000131C1 (de) | 1990-01-04 | 1990-01-04 | |
GB9027341A GB2239753B (en) | 1990-01-04 | 1990-12-18 | High-pass filter circuit |
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Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE4000131A DE4000131C1 (de) | 1990-01-04 | 1990-01-04 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE4000131C1 true DE4000131C1 (de) | 1991-04-18 |
Family
ID=6397614
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE4000131A Expired - Lifetime DE4000131C1 (de) | 1990-01-04 | 1990-01-04 |
Country Status (3)
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---|---|
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DE (1) | DE4000131C1 (de) |
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