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Halbleiter- Übertragungseinricht ung -------------------------------------------------------
Die
Erfindung bezieht sich auf eine Halbleiter-Übertragungseinrichtung mit einer ersten
Halbleitervorrichtung, die ein Paar Zonen entgegengesetzten Leitungstypus aufweist,
und einer angeschalteten Stromquelle zum Hindurchschicken von Strom durch das Zonenpaar.
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Mit der Entwicklung der Halbleitertechnik ist die Verwendung von Transistoren
in Verstärkerschaltungen allgemein üblich geworden. Die Verwendung von Halbleiterbauelementen
mit Übergängen, z. B. Transistoren, in Schaltungen, die äußerst lineare Verstarkungsfunktionen
erfordern, forderte jedoch allgemein aufwendige und kostspielige Schaltungsmodifikationen,
um die solchen Halbleiterbauelementen wegen der logarithmischen Änderung des Übergangsstroms
mit der Spannung eigenen Nichtlinearität zu kompensieren. So ändert sich beispielweise
die Impedanz des Basis-Emitter-Übergangs eines Transistors in nichtlinearer Weise
mit den Emitterstromänderungen,
die einem Eingangssignal zugeordnet
sind. Als Folge dieser nichtlinearen Kennlinie ist die Übertragung eines Signals
durch derartige Halbleiterbauelemente nichtlinear und deshalb begleitet von der
Einführung unerwünschter Harmonischer.
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Die bisherigen Versuche zur Erhöhung der Linearität von Transistorverstärkern
beruhten auf der Verwendung einer Rückkopplungsschaltung und einer selektiven Einstellung
des Transistorarbeitspunktes. Der Erfolg dieser Versuche ist aber wegen der hierfür
erforderlichen teuren und komplizierten Schaltungsmaßnahmen oder wegen des eingeschränkten
Betriebsbereichs nur mäßig gewesen. Ein weiterer, erfolgversprechendere Weg zur
Erhöhung der Linearität von Transistor-Verstärker besteht darin , Dioden in einendem
Spannungsverstärkungsverhältnis gleichenden Anzahl als nichtlineare Kollektorlast
zu verwenden, um dadurch das ansonst nichtlineare Anspreckverhalten auf das Eingangssignal
zu korrigieren. Die vergleichsweise hohe Zahl von Dioden, die nach diesem Lösungsweg
benötigt werden, ist jedoch zumindest in bestimmten Anwendungsfällen höchst unerwünscht.
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Die vorstehenden Probleme sind erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß
zum Eliminieren der Halbleiter-Bauelementen mit Übergängen eigenen Nichtlinearität
im Hinblick auf eine
praktisch lineare Übertragung in der Übertragungseinrichtung
der eingangs genannten Art eine zweite Halbleitervorrichtung mit einem Paar Zonen
entgegengesetzten Leitungstypes in Serienschaltung mit der Stromquelle und der ersten
Halbleitervorrichtung derart vorgesehen ist, daß eine Zone des einen Leitungstypus
der ersten Halbleitervorrichtung mit einer Zone des gleichen Halbleitertypus der
zweiten Halbleitervorrichtung verbunden ist sowie ein an die Verbindungsstelle der
beiden Zonen gleichen Leitungstypus angeschlossener Stromkreis vorgesehen ist, der
dafür ausgelegt ist, das Verhältnis der durch die entsprechenden Zonenpaare fließenden
Ströme praktisch konstant zu halten.
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Im folgenden ist die Erfindung anhand der Zeichnung beschrieben; es
zeigen Fig. 1 eine Schaltung zur Linearisierung der Impedanzkennlinie einer Übertragsvorrichtung,
die hier durch eine Halbleiterdiode repräsentiert ist; Fig. 2 eine Schaltung zur
Linearisierung der Ansprechkennlinie einer Signalübertragungs-Transistor- einrichtung;
Fig. 3 das Schaltbild einer beispielhaften Negativ-Impedanz-Schaltung entsprechend
der Erfindung;
Fig. 4 die typische Kennlinienform der Schaltung
nach Fig. 3; Fig. 5 das Schaltbild eines beispielhaften zwei-, stufigen linearen
Transistorverstärkers entsprechend der Erfindung.
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Nach der Erfindung wird eine einfache Diodenkompensation am Eingang,
und nicht am Ausgang, eines Transistorverstärkers eingeführt, um die Linearität
des Verstärkers am Eingang zu erhöhen, wo die Nichtlinearitäten auftreten. Entsprechend
der Erfindung wird die Eingangs-Ausgangs-Beziehung eines Transistorverstärkers mit
Hilfe einer kompensierenden Spannung wirksam linearisiert, die von einer einzelnen,
im Basis-Emitter-Stromweg liegenden Diode abgeleitet wird. Durch Anschließen dieser
Diode an die durch den Emitter-Basis-Übergang des Verstärker-' transistors gebilden
Diode derart, daß die Durchlaßrichtung dieser Dioden einander entgegengesetzt sind,
und durch Vorsehen eines gesonderten Stromweges zum Aufrechthalten proportionaler
Ströme durch die entsprechenden Dioden-Übergänge wird die Spannung an den die Diode
und den Basis-Emitter-Übergang umfassenden Serienstromkreis bei einer gegebenen
Temperatur dazu gebracht, unabhängig vom Strom einen konstanten Wert anzunehmen.
Folglich wird irgendeine
sich ändernde Eingangsspannung, die an
diese Anschlüsse in Serie mit einer konstanten Impedanz geliefert wird, Änderungen
des Emitterstroms erzeugen, die proportional zu den Eingangsspannungsänderungen
sind. Darüber hinaus wird der entsprechende Kollektorstromkreis das a-fache (a =
Stromverstärkungsfaktor) des Emitterstroms sein.
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Da es annähernd konstant ist, wird sich der Ausgangsstrom. als eine
praktisch lineare Wiedergabe des Emitterstroms und damit auch der Eingangsspannungsänderungen
ändern. Ein noch im einzelnen zu beschreibendes Ausführungsbeispiel der Erfindung
ist eine Schaltungsverbesserung einer bekannten Schaltung mit zwei Transistoren,
die keine örtliche Speisequelle benötigt und eine praktisch linear über einen definierten
Strombereich verlaufende negative Impedanz besitzt. Die Prinzipien der Erfindung
werden mit Vorteil in dieser bekannten Negativ-Impedanz-Schaltung dazu verwendet,
die Linearität um zumindest eine Größenordnung zu erhöhen.
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I?ntsprec#hend diesem Ausfühx#ungsbeispiel dex# C;rfinclurig sind
eire hnp-`I'ransistor und eire rihn-Transistc@r rriiLeinancler# so verbunden, daß
die Basis eines jeden 'I'rriri@istc@r5
. mit dem Kollektor
des anderen verknüpft ist. Der Vorspannungsstromkreis für jeden Transistor liegt
zwischen dessen Basis und Emitter und enthält die Serienschaltung eines Widerstands
mit einer Halbleiterdiode, die so gepolt ist, daß ihre Durchlaßrichtung der des
Emitterbasis-Übergangs entgegengesetzt ist. Eine gemeinsame Impedanz, die in Serie
mit den vorstehend erwähnten Vorspannwiderständen liegt, dient zur Herstellung eines
Stromwegs, der die kontrollierte Vergrößerung des Transistorstroms ermöglicht, um
den durch positive Rückkopplung erzeugten Stromzuwachs durch die Transistoren herabzusetzen,
wenn einmal ein Stromschwellwert überschritten worden ist. Die negative Eingangsimpedanz
zwischen den Emittern der entsprechenden Transistoren ist proportional zu dem Wert
dieser gemeinsamen Impedanz. Es ist zu beachten, daß der Kollektorstromkreis des
einen Transistors einen Stromweg verfügbar macht, der sicherstellt, daß die Ströme
durch den Basis-Emitter-Übergang des anderen Transistors und der zugeordneten Diode
immer proportional zueinander sind. Die immer vorhandene Differenz der Sättigungsstromwerte
in Sperrichtung für zwei Halbleitermaterialien
(z. B. Siliziumtransistoren
und Germaniumdioden) versorgt jeden Transistor mit einer Gleichvorspannung, die
für die Negativ-Impedanzschaltung erforderlich ist. Anhand der Schaltung der Fig.
1 ist insbesondere geeignet, das der Erfindung zugrundeliegende Prinzip zu erläutern.
Diese Schaltung weist zwei hintereinandergeschaltete und entgegengesetzt gepolte
Dioden l o und "?o auf. Dieser Serienstromkreis liegt an einer Stroruquelle über
die Eingangsanschlüsse 16 und 17. Ein den Strom i3 führender gesonderter Stromweg
15 ist an den Verbindungspunkt der beiden Dioden angeschaltet. Die Beziehung
zwischen der Übergangsspannung und dem Strom einer Halbleiterdiode folgt der allgemein
bekannten Gleichung:
Hierin bedeuten i den Strom durch den Diodenübergang, I s den Sättigungsstrom der
Diode in Sperrichtung, q die Elektronenladung, v die Spannung am Diodenübergang,
k die Boltzmann-Konstante und T die absolute Temperatur.
Mit den
wie dargestellt verbundenen Dioden (Zonen gleichen Leitungstypus oder Donatorenkonzentration
miteinander verbunden) ist die Eingangsspannung v x definiert als die arithmetische
Differenz zwischen der Spannung v1 an der Diode 10 und der Spannung v2 an der Diode
20. Die Diode 10 hat die definierte Übergangsspannung v1 und einen Übergangsstrom
il, während die Diode 20 die definierte Übergangsspannung v2 und einen Übergangsstrom
i2 hat. Gleichung (1) kann nach der Übergangsspannung aufgelöst werden, die sich
für die Diode 10 ergibt zu
und die sich für die Diode 20 ergibt zu
Hierin bedeuten Isl und Ist die entsprechenden Konstanten Sättigungsströme in Sperrichtung,
deren Größe vom die Dioden 10 bwz. 20 bildenden Halbleitermaterial abhängt. Demgemäß
kann, wenn man annimmt, daß beide
Dioden sich auf gleicher Temperatur
befinden, eine angenäherte Beziehung für v x abgeleitet werden, und zwar genau für
die übliche Arbeitsbedingung il > > Is 1 und i2 >> IS 2 Man erhält also
Für eine gegebene Temperatur und für ein gegebenes Diodenpaar ist jede der Größen
k, T, q, Isl und Ist konstant. Deshalb stellt die durch Gleichung (4) gegebene Beziehung
sicher, daß die Spannung v x solange konstant bleiben wird, wie die einzelnen Diodenströme
il und i2 zueinander proportional bleiben. Wenn daher eine geeignete Stromquelle
an den Leiter 15 so angeschaltet wird, daß sich für einen ändernden il der Strom
i3 in der richtigen Weise ändert, um sicherzustellen, daß die Ströme il und i2 proportional
zueinander bleiben, so bleibt die Arbeitspunkt-Spannung zwischen den Anschlüssen
16 und 17 auf einem Konstanten Wert, d. h. die Spannungsänderung ist Null.
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Die Erfindungsprinzipien sind in Gier Fig. 2 als Beispiel
dargestellten
Verstärkerschaltung verkörpert, in der die Diode 10 der Fig. 1 ersetzt ist
durch die Basis-Emitter-Diode des Transistors 30. Wenn, wie oben, der Leiter 15
an eine Quelle angeschlossen wird, die einen Strom i3 liefert, um sicherzustellen,
daß der Transistor-Emitterstrom il und der Strom i2 der Diode 20 proportional zueinander
bleiben, wird dis Spannung zwischen den Anschlüssen 16 und 17 konstant bleiben.
Der Anschluß einer Signalquelle mit der Spannung v9 und der Ausgangsimpedanz R9
zwischen diw Anschlüsse 16 und 17 ist daher annähernd äquivalent zu dem Anschluß
dieser Quelle an einen idealen Transistor, dessen Emitterwiderstand gleich Null
ist und dessen Basis direkt geerdet ist. Dies ergibt sich aus der Tatsache, daß
der Emitterstrom il nunmehr ausschließlich durch die Parameter der Signalquelle
bestimmt ist und nicht mehr durch die Änderungen der Emitterimpedanz als Folge der
Signalamplitude. Im einzelnen gehorscht der Emitterstrom il der Beziehung:
Auf der rechten Seite der Gleichung (5) sind alle Größen konstant mit Ausnahme v
g. Da der Kollektorstrom i0 das
Produkt von il und *(- ist
(mit # C gleich dem Verhältnis von Kollektor- zu Emitterstrom), und
da die Größe eines typischen handelsüblichen Transistors praktisch unabhängig vom
Emitterstrom und der Kollektorspannung ist, existiert eine lineare Beziehung zwischen
den Strömen il und i. ebenso wie zwischen der Signalspannung v9 und dem Ausgangstrom
i0.
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7n Fig. 3 ist als weiteres Ausführungsbeispiel eine stromgesteuerte
Negativ-Impedanz-Schaltung dargestellt, in der die Erfindungsprinzipien verkörpert
sind.
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Die Schaltung weist ein Paar Transistoren entgegengesetzten Leitungstypus
(pnp-Transistor für Q1 und npn-Transistor für Q2) auf, ferner Vorspannwiderstände
R1, R2 und R3 die in Reihenschaltung zwischen den Eingangsanschlüssen 1 und 2 liegen.
Der Kollektor eines jeden Transistors ist mit der Basis des anderen verbunden und
die beiden Emitter sind mit den Eingangsanschlüssen 1 bzw. 2 verbunden. Der Vorspannstromkreis
für den Transistor Q1 enthält die Serienschaltung des Widerstands R1 und der Diode
Dl, die zwischen Basis und Emitter liegen. Der Vorspann-Stromkreis des Transistors
Q2 weist die Serienschaltung des Transistors R2 und der Diode D2 zwischen Basis
und Emitter jenes liegend auf. Wie in Verbindung mit Fig. 2 erläutert, sind die
durch den Basis-Emitter-Übergang
jedes Transistors gebildete Diode
und die zugeordnete außen angeschaltete Kompensationsdiode so miteinander verbunden,
daß ihre Durchlassrichtungen entgegengesetzt zueinander sind. Dies erfordert selbstverständlich,
daß die Basis des Transistors an eine Zone des gleichen Leitungstypus (d. h. Aktivatorkonzentration)
der zugeordneten Diode angeschaltet ist. Beispielweise ist die (aus n-leitendem
Material aufgebaute) Basis eines pnp-Transistors mit der n-Zone der Diode verbunden.
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Würden die Dioden kurzgeschlossen, so würde die Schaltung nach Fig.
3 eine Stromspannungskennlinie besitzen, die der in Fig. 4 mit gestrichelten Linien
dargestellten entspricht. Die anfängliche, vom Ursprung ab erfolgende Zunahme der
Spannung mit dem Strom ist als positive lineare Steigung dargestellt, die durch
die Summe der Widerstandswerte der Widerstände R1, R2 und R3 bestimmt ist. Der Strom
durch diese Widerstände nimmt bis zum Erreichen eines Schwellwerts zu, worauf, bei
Fehlen des Widerstands R3, die Kollektorströme jedes Transistors regenerativ bis
zur Sättigung der Transistoren ansteigen. Die Gegenwart des Widerstands R3 bewirkt
jedoch bei einem Wert, der kleiner ist als die Stromquellenimpedanz, eine gesteuerte
Stromvergrößerung zwischen
den Transistoren, um eine Zone stabiler
negativer Steigung in der Kennlinie zu erzeugen. Diese Zone negativer Steigung erstreckt
sich über den Strombereich zwischen dem Schwellwert und dem Sättigungspunkt der
Transistoren. Der Kennlinienteil negativer Steigung entspricht einer negativen Impedanz
zwischen den .Anschlüssen 1 und 2, die proportional zur Größe des Widerstands R3
ist. Dieser Teil negativer Steigung ist leicht konkav nach unten, und zwar in der
Hauptsache wegen der Änderung der Impedanz des Emitter-Basis-Übergangs mit dem Emitterstrom
(und nur unbedeutend gegenüber irgendeiner Änderung in. < mit dem Kollektorstrom).
Durch Modifizieren der Schaltung entsprechend den Lehren der Erfindung kann die
Linearität der Zone negativer Steigung um zumindest eine Größenordnung erhöht werden,
wie dies durch die ausgezogene Kurve in Fig. 4 dargestellt ist. Die proportionale
Beziehung zwischen Emitterstrom jedes Transistors und dem Strom durch seine je zugeordnete
Diode in der Schaltung nach Fig. 3 ergibt sich auch der nachstehenden Überlegung
in Verbindung mit Fig.4. Wie beschrieben nimmt der den Anschluß 1 und 2 zugeführte
Strom i von Null aus ansteigend, zu, und fließt über den Serienstromkreis 1t1, R2,
R3 bis der
Schwellwert erreicht ist, d. h. bis zu demjenigen Punkt,
bei dem die Transistoren durch die an R1 und R2 entwickelten Spannungsabfälle in
den leitfähigen Zustand gesteuert werden. Nachdem dieser Schwellwert des Stroms
i überschritten worden ist, enthält der Stromkreis für den gesamten weiteren Zuwachs
des Stroms i, ausgenommen eines sehr kleinen Bruchteils, effektiv die Anschlußklemme
1, die Emitter-Kollektor-Elektroden des Transistors Q1, die Diode D2, den Widerstand
R3, die Diode D1, die Kollektor-Emitter-Elektroden des Transistors Q2 und den Anschluß
2. Der erwähnte ausgenommene kleine Bruchteil ist der Basisstrom für jeden Transistor
der parallel zu einem Teil dieses Stromwegs fließt, und zwar zu oder von der Kollektorelektrode
des anderen Transistors. Da der Stromverstärkungsfaktor @i, praktisch konstant ist
und für die meisten handelsüblichen Transistoren dicht bei 1 liegt, und da der Basisstrom
jedes Transistors nur das
fache dessen Emitterstroms ist, leuchtet ein, daß praktisch der gesamte Zuwachs
des Stroms i über beide Dioden und die Emitter-Basis-Übergänge beider Transistoren
fließt. Die Emitterströme und die zugeordneten Diodenströme sind für sowohl Q1 als
auch Q2
praktisch gleich, demzufolge auch selbstverständlich praktisch
proportional.
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Zusammengefaßt; sind die Dioden D1 und D2 unter der richtigen Polarität
in Serie mit den entsprechenden Basen der Transistoren Q1 und Q2 geschaltet, so
liefert der Kollektorstromkreis eines jeden Transistors den Stromweg, der zum Aufrechthalten
der zueinander proportionalen Ströme durch den Basis-Emitter-Übergang des je anderen
Transistors und den Übergang der zugeordneten Diode, so daß die Schaltung nach Fig.
3 dahingehend wirksam ist, einen extrem linearen Bereich negativen Widerstands zu
haben.
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Die Kennlinie zeigt einen scharfen Übergang (annähernd eine Spitze)
von den Bereichen positiven Widerstands auf beiden Seiten des Bereichs negativen
Widerstands.
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Wie im Zusammenhang mit der Schaltung in Fig. 2 erläutert wurde, bleibt
die Spannung zwischen den Punkten a und b und zwischen den Punkten c und d in Fig.
3 auf einem konstanten Wert, und zwar unabhängig vom Transistorestrom. Sind die
Transistoren Q1 und Q2 Siliziumtransistoren und sind die Dioden Dl und D2 Germaniumdioden,
so sind die Werte der Sättigungsströme
in Sperrichtung Isl und
Ist annähernd 10 14 bzw. 10- 6 Ampere. Sind die Ströme il und i2 gleich und werden
die Halbleiterbauelemente bei oder nahe bei Raumtemperatur betrieben, so ist der
Wert der Spannung v x der Gleichung (4) bei annähernd 0, 5 V konstant und vom Strom
unabhängig (solange der Strom ausreichend größer als 1 Mikroampere ist). Deshalb
erhält man durch die Anwendung der materialeigenen Unterschiede zwischen den beiden
Halbleitermaterialien (Silizium für den Transistor und Germanium für die Diode)
eine konstante Gleichvorspannung für jeden Transistor, der dessen Leitfähigkeit
verhindert, solange der Strom i seinen Schwellwert nicht überschreitet, bei dem
die Spannungsabfälle an den Widerständen R1 und R2 gleich dieser Vorspannung ist.
Ohne eine derartige Vorspannung würde der Bereich negativen Widerstands bei oder
nahe dem Ursprung in Fig. 4 beginnen und könnte daher, wie man ohne weiteres einsieht,
sich nicht über einen brauchbaren Strombereich erstrecken.
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Da die Spannung zwischen den Stromkreisanschlüssen 1 und 2 die Summe
der Spannungen an den Widerständen R1 R2 und R3 ist und da die Spannungen an den
Widerständen R1 und R2 auf den im vorangegangenen Absatz angegebenen
konstanten
Wert fixiert sind, hängt dienegative Impedanz-Steigung ausschließlich von der Stromänderung
im Widerstand R3 ab. Diese Stromänderung steht in linearem Zusammenhang mit dem
Eingangsstrom.
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Da die Spannung am und der Strom durch den fixierten Widerstand R3
in linearem Zusammenhang stehen, zeigt die Spannungsänderung im Bereich negativer
Impedanz eine extrem lineare negative Steigung.
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Der Widerstand R3 kann durch eine verallgemeinerte Impedanz ersetzt
werden, und Emitterrückkopplungswiderstände können zur weiteren Erhöhung der Linearität
der Schaltung eingefügt werden. Darüberhinaus kann die Schaltung mit Hilfe eines
einzigen pnpn-Halbleiterbauelements aufgebaut werden, um die beiden Transistoren
zu ersetzen. In jedem Falle arbeitet die Schaltung als Impedanzwandler, dessen negative
Arbeitspunktimpedanz proportional zu dem Wert der durch R3 dargestellten Impedanz
ist.
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Fig. 5 zeigt eine weitere beispielhafte Verstärker-Schaltung, die
nach den Erfindungsprinzipien aufgebaut
ist. Ein Paar Germaniumtransistoren
entgegengesetzten Leitungstypus (Q3 ist ein pnp-Transistor und Q4 ist ein npn-Transistor)
sind mit Dioden D3 und D4 entsprechend den Erfindungsprinzipien zusammengeschaltet.
Der Transistor Q3 ist in Basisgrundschaltung geschal tet, seine Diode D3 ist mit
ihrer p-Zone an die pleitende Basis des Transistors Q3 angeschaltet. Der Transistor
Q4 ist als Emitterfolgestufe geschaltet, seine zugeordnete Diode D4 liefert die
erforderliche Kompensation. Die Emitter- und Kollektorströme der beiden Transistoren
sind sämtlich praktisch proportional, und der Kollektorstrom eines jeden Transistors
läuft über die dem jeweils anderen Transistor zugeordnete Diode. Ein Signalgenerator
der Spannung v9 und der Ausgangsimpedanz R9 ist an den Emitter des Transistors Q3
angeschaltet. Bei Aufrechterhaltung der Proportionalität zwischen Dioden- und Emitterstrom
ist der Kollektorstrom des Transistors Q3 von der Spannung v9 des Signalgenerators
linear abhängig, daher ist der Ausgangsspannungsabfall am Widerstand 3 ein linear
verstärkter Wert der Signalgeneratorspannung v g. Die Spannung am Widerstand 3 dient
als Eingangsspannung zum Transistor Q4, der, ähnlich kompensiert, eine Ausgangsspannung
am
Widerstand 9 erzeugt, die in linearer Beziehung zur Spannung
am Widerstand 8 steht. Mit der durch den Transistor Q3 erzeugten Spannungsverstärkung
und der durch den Transistor Q4 erzeugten Stromverstärkung ist die am Ausgangsanschluß
erzeugte Spannung ein praktisch lineares Duplikat der Signalspannung v9. Es sei
bemerkt, daß die Dioden D3 und D4 entweder Silizium oder Germaniumdioden sein können.
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Es ist möglich, auch andere Verstärkerschaltungen als die in Fig.
5 dargestellte unter Verwendung der Erfindungsprinzipien aufzubauen. Solange eine
Diode mit ihrer Spannung effektiv in Serie mit dem Basis-Emitter-Stromweg liegt
und die Diode so gepolt ist, daß ihre Durchlaßrichtung der des Emitter-Basis-Übergangs
entgegengesetzt ist, und solange der Diodenstrom proportional zum Emitterstrom ist,
erhält man eine lineare Kompensation dieser Transistorverstärkerschalteng. Verschiedene
Kombination von Siliziumbauelementen mit Germaniumbauelementen sind möglich.