DE3932616A1

DE3932616A1 - Strommessverstaerker mit niedriger, nichtlinearer eingangsimpedanz und hohem grad an signalverstaerkungslinearitaet

Info

Publication number: DE3932616A1
Application number: DE3932616A
Authority: DE
Inventors: Thomas A Sommerville
Original assignee: Burr Brown Corp
Current assignee: Texas Instruments Tucson Corp
Priority date: 1988-09-30
Filing date: 1989-09-29
Publication date: 1990-04-12
Also published as: JPH0770929B2; US4887047A; GB2223905B; GB8921701D0; GB2223905A; FR2637427A1; JPH02143602A

Description

Isolationsverstärker und andere Isolationsschaltungen in einer Vielzahl von Ausführungsformen enthalten üblicherweise eine Eingangsschaltung auf einer Seite einer Isolationsbarriere, die beispielsweise durch einen Isolationstransformator, einen optischen Koppler oder ein Paar von Isolationskondensatoren gebildet sein kann, um eine Gleichstromkopplung auf eine Ausgangsschaltung zu vermeiden, welche sich an der anderen Seite der Isolationsbarriere befindet. Schaltungen dieser Art kommen beispielsweise im Bereich der medizinischen Überwachung oder in anderen Bereichen zum Einsatz, etwa in ferngesteuerten Temperaturmeßeinrichtungen zur Überwachung industrieller Prozesse. Bei diesen Schaltungen ist es wichtig, daß eine Ausgleichsspannungsstörung (speziell eine Gleichtakt-Ausgleichsspannungsstörung) auf einer Seite der Isolationsbarriere nicht zu einer entsprechenden Ausgleichsspannungsstörung in der Ausgangsschaltung auf der anderen Seite der Isolationsbarriere führt. Insbesondere im Bereich medizinischer Überwachungeinrichtungen werden Ausgleichsspannungsstörungen (transient voltage disturbances) von Quellen erzeugt, beispielsweise von Stoßspannungseinheiten, die Änderungsraten bis herauf zu 10 000 V pro Mikrosekunde besitzen. Diese Instrumente können Radiofrequenzenergie bis 1000 V RMS bei einer Frequenz von 1 MHz abgeben. Bei einigen Isolationsverstärkern, bei denen zur Bildung einer Isolationsbarriere zwei Kondensatoren mit jeweils 1 pF verwendet werden, können Gleichtakt-Ausgleichsspitzenströme von 10 mA durch die 1-pF-Isolationskondensatoren hindurch- und in die Eingänge der Meßverstärkerstufe der Ausgangsschaltung hineinfließen. Die Schaltung sollte nicht nur diese Ströme betriebssicher verarbeiten, sondern auch eine akkurate Signalinformation, die z. B. Information bezüglich einer elektrokardiographischen Wellenform sein kann, übertragen können.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Strommeßverstärker bzw. Stromleseverstärker zu schaffen, der einen hohen Grad an Linearität aufweist, und zwar auch bei großen Gleichtakt-Eingangsstromsignalen.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Strommeßverstärker bzw. Stromleseverstärker zu schaffen, der eine hohe Linearität, eine gute Gleichtaktunterdrückung und die Fähigkeit aufweist, große Gleichtakt-Eingangsströme ohne Schaden zu absorbieren.

In Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der Erfindung enthält ein Strommeßverstärker erste, zweite, dritte und vierte Transistoren. Die Kollektoren der ersten und zweiten Transistoren sind jeweils mit ersten und zweiten Ausgangsanschlüssen des Strommeßverstärkers verbunden. Erste und zweite Lastwiderstände bzw. Lasteinrichtungen liegen jeweils zwischen einem Spannungsversorgungsleiter und den ersten bzw. zweiten Ausgangsanschlüssen des Strommeßverstärkers. Der Emitter des ersten Transistors ist mit einem Steuereingang eines ersten Stromspiegels verbunden, dessen Ausgang mit dem zweiten Ausgangsanschluß verbunden ist. Der Steuereingang des ersten Stromspiegels ist ferner mit dem ersten Eingangsanschluß des Strommeßverstärkers verbunden. Der dritte Transistor dient als Ausgangstransistor des ersten Stromspiegels, wobei der Kollektor des dritten Transistors mit dem zweiten Ausgangsanschluß und seine Basis mit dem ersten Eingangsanschluß verbunden sind. Der Emitter des zweitenTransistors ist mit einem Steuereingang eines zweiten Stromspiegels verbunden. Der vierte Transistor dient als Ausgangstransistor des zweiten Stromspiegels, wobei der Kollektor des vierten Transistors mit dem ersten Ausgangsanschluß des Strommeßverstärkers verbunden ist. Ferner ist die Basis des vierten Transistors mit dem zweiten Eingangsanschluß verbunden. Erste und zweite zu Dioden geschaltete Transistoren dienen jeweils als Steuertransistoren für den ersten bzw. den zweiten Stromspiegel. Der beschriebene Strommeßverstärker weist eine lineare Verstärkung im Differentialverstärkungs-Betriebszustand auf und besitzt ferner eine gute Gleichtaktunterdrückung (common mode rejection ratio), insbesondere für niedrige Gleichtakt-Eingangsströme. Die Schaltung weist außerdem eine niedrige Eingangsimpedanz und eine hohe Bandbreite auf.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 2 eine Kleinsignal-Äquivalenzschaltung einer Eingangsstufe der Schaltung nach Fig. 1 zur Erläuterung der Betriebsweise der in Fig. 1 gezeigten Schaltung,

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm, das dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel ähnlich ist, mit der Ausnahme, daß Feldeffekttransistoren verwendet werden und nicht bipolare Transistoren,

Fig. 4A und 4B Zeitablaufdiagramme von Wellenformen zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 1 und

Fig. 5 eine graphische Darstellung der Gleichtaktunterdrückung (common mode rejection ratio) der in Fig. 1 gezeigten Schaltung in Abhängigkeit des Verhältnisses Δ I _{IN 1} zu I₀.

Die Fig. 1 zeigt einen Strommeßverstärker 1 (current sense amplifier), bei dem ein Eingangsleiter 2 mit der Anode einer Diode 12, mit der Basis eines NPN-Transistors 10 und mit dem Emitter eines NPN-Transistors 14 verbunden ist. Die Diode 12 ist ein zu einer Diode geschalteter NPN-Transistor. Die Kathode der Diode 12 ist mit Erde verbunden. Der Emitter des Transistors 10 ist ebenfalls mit Erde verbunden, während sein Kollektor über einen Leiter 4 mit dem Kollektor eines NPN-Transistors 15 und mit einem Anschluß eines Widerstandes 23 verbunden ist, dessen anderer Anschluß mit V _cc verbunden ist.

Die Basis des Transistors 14 ist über einen Leiter 16 mit der Basis des Transistors 15 und mit einem Anschluß einer Stromquelle 19 verbunden, deren anderer Anschluß ebenfalls mit V _cc verbunden ist. Der Leiter 16 ist ferner mit der Anode einer Diode 17 verbunden, deren Kathode mit der Anode einer Diode 18 verbunden ist. Die Kathode der Diode 18 ist mit Erde verbunden.

Der Kollektor des Transistors 14 ist über einen Leiter 5 mit einem Anschluß eines Widerstandes 22 verbunden, dessen anderer Anschluß mit V _cc verbunden ist. Der Leiter 5 ist ferner mit dem Kollektor eines NPN-Transistors 11 verbunden, dessen Emitter geerdet ist.

Der Emitter des Transistors 15 ist mit einem Eingangsleiter 3 verbunden. Der Eingangsleiter 3 ist ferner mit der Basis des Transistors 11 und mit der Anode der Diode 13 verbunden, deren Kathode geerdet ist. Die Diode 13 ist ein zu einer Diode geschalteter NPN-Transistor, ebenso die Dioden 17 und 18.

Typischerweise sind die Eingangsanschlüsse 2 und 3 mit jeweils einem Anschluß eines Isolationskondensators 25 bzw. 26 verbunden. Der andere Anschluß des Isolationskondensators 25 ist mit einem Leiter 27 verbunden, während der andere Anschluß des Isolationskondensators 26 mit einem Leiter 28 verbunden ist. Ein Strom Δ I _{IN 1} fließt durch den Isolationsbarrierenkondensator 25 zum Eingangsleiter 2. In ähnlicher Weise fließt ein Strom Δ I _{IN 2} vom Anschluß 28 durch den Isolationsbarrierenkondensator 26 in den Eingangsleiter 3. Die Isolationsbarrierenkondensatoren 25, 26 können auch als Trennkondensatoren bezeichnet werden.

Wird der Strommeßverstärker 1 als Isolationsverstärker verwendet, so können die Gleichtaktspannungen auf den Leitern 27 und 28 ansteigen oder abnehmen, und zwar bis zu 10 kV oder mehr pro µs. In diesem Fall können Gleichtaktwerte von Δ I _{IN 1} und Δ I _{IN 2} bis zu einer Höhe von 10 mA auftreten, und zwar während der Dauer der Gleichtakt-Ausgleichsspannung (common mode transient voltage).

Der Betrieb des Strommeßverstärkers nach Fig. 1 wurde mit Hilfe eines Computers simuliert. Dabei wurde herausgefunden, ein hochlineares Kleinsignalverhalten in Antwort auf differentielle Eingangssignale (gleich der Differenz zwischen Δ I _{IN 1} und Δ I _{IN 2}) einzustellen, und zwar auch während großer Gleichtakt-Eingangsströme bis herauf zu 10 mA und darüber hinaus einen guten Pegel der Gleichtaktunterdrückung vorzusehen, und zwar insgesamt bei einem Betrieb mit sogenannter "Einschienen"-Versorgungsspannung von V _cc gleich +5 V.

Um die Betriebsweise des Strommeßverstärkers nach Fig. 1 zu verstehen, ist es sinnvoll, zunächst den Kleinsignal- oder AC-Betrieb zu betrachten. Zum Verständnis des Kleinsignalbetriebes sei angenommen, daß der Gleichtakt-Eingangsstrom in die Leiter 2 und 3 Null ist. Δ I _{IN 1} wird in einen Strom aufgespalten, der zur Diode 12 einerseits und andererseits zum Transistor 14 fließt. Der Basisstrom des Transistors 10 ist vernachlässigbar klein. Der Einfachheit halber wird angenommen, daß ein Strom I₀ von 1 mA durch die Konstantstromquelle 19 und die Dioden 17 und 18 hindurchfließt. Dann beträgt die Impedanz am Knotenpunkt 16 etwa 52 Ohm, da der Vorwärtswiderstand einer jeden der Dioden 17 und 18 sich zu (kT)/qI₀ ergibt, also zu 26 Ohm. Ferner sei der Einfachheit halber angenommen, daß der Strom, der durch den Transistor 14 und die Diode 12 fließt, 0,5 mA beträgt, so daß der Emitterwiderstand des Transistors 14 einen Wert von 52 Ohm aufweist und der Widerstand der Diode 12 ebenfalls 52 Ohm beträgt. Darüber hinaus sei vorausgesetzt, daß der Widerstand 22 und der Widerstand 23 jeweils einen Widerstandswert von 300 Ohm aufweisen. Ein Strom von 0,5 mA soll durch den Transistor 15 und die Diode 13 fließen.

Um zu verstehen, wie der inkrementale Strom Δ I _{IN 1} aufgeteilt wird, ist es hilfreich, die AC-Ersatzschaltung nach Fig. 2 zu betrachten, in der die Stromquelle 31 den Wert Δ I _{IN 1} repräsentiert. Ein Widerstand 14 A gibt den Emitterwiderstand r _e des Transistors 14 an, während ein Widerstand 12 A den Vorwärtswiderstand der Diode 12 A beschreibt. Da jeder dieser Widerstände 52 Ohm beträgt, wird der inkrementale Strom Δ I _{IN 1} gleichmäßig aufgespalten, und zwar in den Emitter des Transistors 14 und zur Anode der Diode 12. Der Basisstrom zum Transistor 10 ist, wie bereits erwähnt, vernachlässigbar.

Sei angenommen, daß die Emitterbereiche von Diode 12 und Transistor 10 gleich sind, so arbeitet die Diode 12 als Stromspiegel-Steuertransistor, während der Transistor 10 als Stromspiegel-Ausgangstransistor arbeitet. In ähnlicher Weise arbeiten die Diode 13 als Steuertransistor eines anderen Stromspiegels und der Transistor 11 als Ausgangstransistor dieses Stromspiegels. Sind die Emitterbereiche der Transistoren 10, 11, 14 und 15 und die Emitterbereiche der zu den Dioden geschalteten Transistoren 12 und 13 alle gleich, so läßt sich annehmen, daß der EingangsstromΔ I _{IN 1} den Strom I₁ um die Hälfte des Eingangsstroms Δ I _{IN 1} verringert und den Strom I _{D 1} um die Hälfte von Δ I _{IN 1}erhöht. Dies führt zu einer entsprechenden Vergrößerung von Δ I _{IN 1}/2 in I₃.

Für eine differentiellen Eingangsstrom weist Δ I _{IN 2} dieselbe Amplitude wie Δ I _{IN 1} auf, besitzt jedoch die umgekehrte Polarität. Da der Transistor 11 und die Diode 13 auch als Stromspiegel arbeiten, fließt der Strom Δ I _{IN 2} aus der Anode der Diode 13 heraus, wodurch sich I₄ um eine Hälfte von Δ I _{IN 2} vermindert und I₂ um eine Hälfte von Δ I _{IN 2} erhöht. Die Erhöhung in I₃ und die Erhöhung in I₂ führen zu einer Verminderung der Spannung V₂ auf dem Leiter 4. Dagegen führen die Verminderung von I₁ und die von I₄ zu einer Erhöhung von V₁. Die kreuzgekoppelten Stromspiegeltransistoren 10 und 11 ergeben eine lineare Übertragungsfunktion für den differentiellen Betrieb.

Die folgende Analyse des Betriebes der Schaltung nach Fig. 1 für differentielle Eingangsströme zeigt, daß die Vorspannung V₀ am Leiter 16, die an die Basisanschlüsse der Transistoren 14 und 15 angelegt wird, durch folgende Gleichung bestimmt ist:

Gleichung (1) repräsentiert lediglich die Summe der Spannungsabfälle an den Dioden 17 und 8. Dieselbe Spannung V₀ erscheint über dem Basis-Emitter-Übergang von Transistor 14 und Diode 12, wobei sie sich wie folgt ausdrücken läßt:

In Gleichung (2) repräsentiert der erste Term die Basis- Emitter-Spannung des Transistors 14, während der zweite Term den Vorwärtsspannungsabfall über der Diode 12 angibt.

Werden die jeweils rechten Seiten von Gleichung (1) und Gleichung (2) einander gleichgesetzt, so wird folgende Gleichung erhalten:

Ein Quadrieren des Arguments der linken Seite in Gleichung (3) und das Gleichsetzen dieses Ausdrucks mit dem Argument ihrer rechten Seite führt nach Sammeln gleicher Terme zu folgendem Ausdruck:

I₁² + I₁Δ I _{IN 1} - I₀² = 0 . (4)

Eine Lösung der Gleichung (4) für I₁ ergibt sich dann zu

Wie oben erläutert, arbeitet der Transistor 10 als Ausgangstransistor eines Stromspiegels mit der Summe von I₁ und Δ I _{IN 1} als Steuerstrom. Daher läßt sich der Strom I₃ wie folgt ausdrücken:

I₃ = α (I₁+Δ I _{IN 1}) . (6)

Wird für I₁ Gleichung (5) eingesetzt, so ergibt sich:

Da die Schaltung nach Fig. 1 vollständig symmetrisch ist, entspricht die Gleichung für I₂ derjenigen für I₁, mit der Ausnahme, daß Δ I _{IN 2} für Δ I _{IN 1} verwendet werden muß. Dies führt zu folgender Gleichung:

Da wiederum aufgrund der Symmetrie die Gleichung für I₄ dieselbe wie für I₃ ist, mit der Ausnahme, daß Δ I _{IN 2} für Δ I _{IN 1} verwendet werden muß, ergibt sich für I₄ folgender Ausdruck:

Die Spannung V₁ ergibt sich in einfacher Weise aus V _cc, vermindert um R×I₄ und R×Strom durch den Kollektor des Transistors 14. Da der Strom durch den Kollektor des Transistors 14 mit I₁ bezeichnet ist, wird folgender Ausdruck für V₁ erhalten:

V₁ = V _cc - (α I₁+I₄) R . (9)

Der Ausdruck für V₂ ist derselbe wie für V₁, mit der Ausnahme, daß I₂ für I₁ und I₃ für I₄ verwendet werden. Dies führt zu folgendem Ausdruck für V₂:

V₂ = V _cc - (α I₂+I₃) R . (10)

Die Differentialverstärkung der Schaltung nach Fig. 1 läßt sich durch folgende Gleichung ausdrücken:

Werden die Gleichungen (9) und (10) in Gleichung (11) eingesetzt, so wird folgender Ausdruck erhalten:

Bei Verwendung von Gleichung (5) für I₁, Gleichung (7) für I₂, Gleichung (6.1) für I₃ und Gleichung (8) für I₄ läßt sich folgender Ausdruck erhalten:

R _DIFF = α R . (13)

Die Fig. 4A zeigt Wellenformen von V _{IN 1}, V _{IN 2}, Δ I _{IN 1}, Δ I _{IN 2}, I₁, I₂, I₃, I₄, V₁ und V₂ für die Schaltung nach Fig. 1. In Fig. 4A wird eine differentielle Eingangsspannung V _{IN 1} minus V _{IN 2} durch die dargestellten Wellenformen V _{IN 1} und V _{IN 2} erzeugt, wobei ein 6-V-Differentialpuls zwischen den Anschlüssen 27 und 28 erhalten wird. Die resultierenden und durch die Isolationskondensatoren 25 und 26 hindurchfließenden Strompulse sind durch die Wellenformen Δ I _{IN 1} und Δ I _{IN 2} dargestellt, wobei jede ansteigende Flanke von V _{IN 1} oder V _{IN 2} einen 0,5-mA-Puls mit 6 ns Dauer und jede negative Flanke von V _{IN 1} oder V _{IN 2} einen negativen 0,5- mA-Puls mit 6 ns Dauer zur Folge hat.

Die I₁-Wellenform zeigt einen negativen Strompuls 40, der, ausgehend von einem Zwischenpegel 41, von 0,5 mA nach unten bis zu einem Pegel von 0,3 mA verläuft. Der zweite Δ I _{IN 1}- Puls 43 erzeugt einen ins Positive gehenden Strompuls 42, wobei die I₁-Wellenform von 0,5 mA ausgehend nach 0,8 mA ansteigt. Die Differenz der Amplituden der Pulse 40 und 42 wird infolge der nichtlinearen Eigenschaften der Transistoren 10 und 14 sowie des zur Diode geschalteten Transistors 12 erhalten.

In ähnlicher Weise zeigt die I₂-Wellenform in Fig. 4A einen ins Positive gehenden Strompuls 44, der in Antwort auf den Strompuls 45 in der Δ I _{IN 2}-Wellenform erzeugt wird. Der Strompuls 44 ist bezüglich der Amplitude größer als der ins Negative gehende Puls 46, der in Antwort auf den Δ I _{IN 2}-Strompuls 47 erzeugt wird.

Die resultierenden Wellenformen für I₃ und I₄ enthalten einander entgegengesetzte Pulse, die jedoch nicht gleich sind. Der Puls 48 von I₃ ergibt sich infolge des Anstiegs von 0,5 mA auf 0,8 mA, während sich der Puls 49 infolge des Abfalls von 0,5 mA auf 0,3 mA ergibt. Dagegen ergibt sich der Strompuls 50 von I₄ infolge des Abfalls von 0,5 mA auf 0,3 mA, während sich der Puls 51 infolge des Anstiegs von 0,5 mA auf 0,8 mA ergibt. Der Puls 52 von V₁ steigt von V _cc minus 1 V auf V _cc minus 0,6 V an, wobei V _cc gleich +0,5 V beträgt und R gleich 1000 Ohm ist. Der Puls 53 von V₁ fällt von V _cc minus 1,0 V nach unten auf V _cc minus 1,6 V ab. Dagegen fällt der Puls 54 von V₂ von V _cc minus 1,0 V nach unten auf V _cc minus 1,6 V ab, während der Puls 55 von V _cc minus 1,0 V auf V _cc minus 0,6 V ansteigt.

Die differentielle Ausgangsspannung ist V₁ minus V₂ und nimmt einen Wert gleich +1,0 V für Pulse 52 und 54 sowie einen Wert gleich -1,0 V für Pulse 53 und 55 an. Die differentiellen Ausgangsspannungspulse sind daher gleich und zueinander entgegengesetzt, unabhängig von der Tatsache, daß die verschiedenen internen Ströme nicht gleich und entgegengesetzt sind.

Die Fig. 4B zeigt Wellenformen für dieselben Spannungen und Ströme wie die Fig. 4A, mit Ausnahme der Tatsache, daß die differentiellen 3-V-Signale für V _{IN 1} und V _{IN 2} in Fig. 4A einer Gleichtakt-Ausgleichseingangsspannung (common mode transient input voltage) überlagert sind, die eine Anstiegszeit von 500 V pro µs aufweist. Genauer gesagt ist in Fig. 4B der 3-V-V _{IN 1}-Puls 60 der ansteigenden Gleichtakt- Ausgleichsspannung 62 überlagert, die um 500 V pro µs ansteigt. Auch der -3-V-V _{IN 2}-Puls 61 ist dieser Gleichtakt- Ausgleichseingangsspannung 62 überlagert. Die Δ I _{IN 1}- und Δ I _{IN 2}-Wellenformen sind ähnlich zu denen in Fig. 4A, mit Ausnahme der Tatsache, daß die Strompulse Δ I _{IN 1} und Δ I _{IN 2} einem 0,5-mA-Pegel überlagert sind, der mit 63 bezeichnet ist.

Der resultierende negative I₁-Puls geht von 0,3 mA auf 0,2 mA, während der positive I₁-Puls von 0,3 mA auf 0,5 mA geht. Die I₁-Pulse sind bezüglich der Amplitude in Fig. 4B niedriger als die in Fig. 4A, da der Gleichtaktstrom von 0,5 mA die Eingangsimpedanz re des Strommeßverstärkers reduziert, was zu einer Verkleinerung der I₁-Pulse in Fig. 4B, verglichen mit denen in Fig. 4A, führt. In ähnlicher Weise geht der positive I₂-Puls von 0,3 mA auf 0,5 mA und der negative I₂-Puls von 0,3 mA auf 0,2 mA. Der obere, mittlere und untere Wert der I₃-Wellenform beträgt jeweils 1,2, 0,8 und 0,5 mA. Dieselben Größen ergeben sich für den oberen, mittleren und unteren Wert der I₄-Wellenform. Die V₁- und V₂-Wellenformen sind um 0,1 V gegenüber den in Fig. 4A gezeigten Pegeln nach unten verschoben, wobei jedoch die differentielle Ausgangsspannung V₁ minus V₂ in den Fig. 4A und 4B identisch ist, unabhängig von der Tatsache, daß in Fig. 4B die differentiellen Eingangsspannungen der um 500 V pro µs ansteigenden Gleichtakt-Ausgleichsspannung 62 überlagert sind.

Die Verstärkung für den Kleinsignalbetrieb des Strommeßstärkers 1 ist daher gleich α · R, wenn die Widerstände 22 und 23 jeweils einen Widerstandswert von R aufweisen. Diese Linearität ist außerordentlich überraschend, wenn man die starke nichtlineare Natur der Wiederstände 12 und 13 betrachtet.

Um den internen Betrieb des Strommeßverstärkers 1 in Antwort auf einen großen Gleichtaktstrom in den Eingangsleitern 2 und 3 besser verstehen zu können, sei angenommen, daß ein großer Wert von Δ I _{IN 1} und ein gleicher Wert von Δ I _{IN 2}, die jeweils gleich Δ I _IN (Gleichtakt) sind, in die Leiter 2 und 3 fließen. Da die Schaltung symmetrisch in bezug zu den Eingangsleitern 2 und 3 ist, werden sich V₁ und V₂ jeweils in derselben Richtung und um dieselbe Größe verändern. Solange die Schaltung so ausgelegt ist, daß der Gleichtakt-Eingangsstrom Δ I _IN (Gleichtakt) keinen der jeweiligen Transistoren in ihren Sättigungsbereich hineinführt, repräsentiert die Ersatzschaltung nach Fig. 2 exakt die Schaltung der Transistoren 12 und 14, während eine ähnliche Schaltung den Transistor 15 und die Diode 13 repräsentiert. V₁ neigt zu einer Erhöhung um einen bestimmten Betrag, der jedoch bei weitem nicht durch das Produkt von Δ I _IN (Gleichtakt) und R₁ bestimmt ist, da der Vorwärtswiderstand der Diode 12 umgekehrt proportional zu Δ I _IN (Gleichtakt bzw. common mode) ist.

Die Gleichtaktverstärkung der Schaltung nach Fig. 1 läßt sich durch folgende Gleichung ausdrücken:

Hierin ist Δ I _IN (COMMON MODE) = I _{IN 1} = I _{IN 2}.

Da im vorliegenden Fall die Schaltung nach Fig. 1 vollständig symmetrisch ist, weisen die Signale V₁ und V₂ gleiche Werte auf, so daß es nur erforderlich ist, Gleichung (14) zu erfüllen, und zwar bezüglich einer der Ausgangsspannungen, z. B. bezüglichV₁. Der Zähler in Gleichung (14) repräsentiert die Differenz zwischen 1) dem Wert von V₁, wenn Δ I _{IN 1} und Δ I _{IN 2} gleich Null sind und 2) dem Wert von V₁, wenn Δ I _{IN 1} und Δ I _{IN 2} gleich Δ I _IN (Gleichtakt) sind. Der Ersatz von V₁ durch Gleichung (9) führt zu folgendem Ausdruck:

Werden die Gleichungen (5) und (8) für I₁ und I₄ verwendet, so führt dies zu folgender Gleichung:

Hierin ist Δ I _{IN 1}=Δ I _{IN 2}=Δ I _IN (Gleichtakt).

Die Gleichtaktunterdrückung läßt sich durch folgende Gleichung definieren:

Die Fig. 4B zeigt Wellenformen von Fig. 4A für Gleichtakteingänge zum Strommeßverstärker nach Fig. 1.

Durch Einsetzen verschiedener Werte von Δ I _{IN 1} als Prozentsätze von I₀ in Gleichung (17) läßt sich herausfinden, daß die Gleichtaktunterdrückung (common mode rejection ratio) CMRR hohe Werte aufweist, die den Betrag von 40 überschreiten für Δ I _IN (Gleichtakt) von weniger als 0,1 I₀.

Die Fig. 5 zeigt die simulierte Gleichtaktunterdrückung CMRR (common mode rejection ratio) für die Schaltung nach Fig. 1 als Funktion des Verhältnisses zwischen Δ I _{IN 1} und I₀. Wie sich erkennen läßt, ist CMRR sehr hoch für niedrige Gleichtakt-Eingangsströme.

Es ist außerordentlich überraschend, daß die Schaltung nach Fig. 1 sowohl eine lineare differentielle Spannungs-/Stromverstärkung als auch eine wesentliche Gleichtaktunterdrückung aufweist.

Die Differentialverstärkung (differential gain) der Schaltung nach Fig. 1 kann entweder durch Veränderung des Wertes des Widerstandes R oder durch Einstellung der Emitterflächenverhältnisse der verschiedenen Transistoren und diodengekoppelten Transistoren eingestellt werden. Werden beispielsweise Emitterflächen bzw. Emitterbereiche für die Dioden 12 und 13 verwendet, die zweimal so groß sind wie die Emitterbereiche der Transistoren 10 und 11, so führt dies zu einer Gesamtschaltungsverstärkung von R/2. In diesem Fall weist der Ruhestrom durch die Transistoren 10 und 11 einen Wert von I₀/2 auf, so daß Gleichtakt-Ausgleichseingangsströme (common mode transient input currents) weniger Störungen im Vorspannungsleiter 16 verursachen, der eine niedrige 52-Ohm-Impedanz zu Erde aufweist.

Der oben beschriebene Strommeßverstärker besitzt eine Eingangsimpedanz, die gleich derjenigen eines in Vorwärtsrichtung vorgespannten Basis-Emitter-Übergangs ist. Die Impedanz verringert sich mit zunehmender Amplitude des Gleichtaktstroms, wenn entweder der Gleichtaktstrom in die Eingangsanschlüsse 2 und 3 fließt oder wenn dieser Strom aus den Eingangsanschlüssen 2 und 3 herausfließt. Fließt der Gleichtaktstrom in die Anschlüsse 2 und 3 hinein, so nimmt die Impedanz der Dioden 12 und 13 ab, da der Strom, der diese Dioden durchfließt, zunimmt. Fließt dagegen der Gleichtaktstrom aus den Anschlüssen 2 und 3 hinaus, so nimmt der Strom über den Emitter-Basis-Übergang der Transistoren 14 und 15 zu, was zu einer Reduzierung der Emitterimpedanzen dieser Transistoren führt.

Ein anderer Vorteil der in Fig. 1 gezeigten Schaltung besteht darin, daß Streukapazitäten an den Eingangsleitern 2 und 3 nicht zu einem Nebenschluß des Stromsignals führen, da die kapazitive Impedanz groß ist im Vergleich zu den kleinen parallelen Werten von Emitterwiderstand des Transistors 14 und Vorwärtswiderstand der Diode 12. Die Bandbreite weist etwa den Wert α auf (größer als 10 MHz) für kleine Werte von R. Für große Werte von R wird die Bandbreite durch den Pol begrenzt, der durch R und die Kapazität an den Ausgangsknotenpunkten gebildet wird.

Es sei darauf hingewiesen, daß die zuvor beschriebene Analyse im Hinblick auf die Gleichtakt-Eingangsströme und differentiellen Eingangsströme in gleicher Weise auch bezüglich der DC-Ströme und der inkrementalen Ströme Δ I _{IN 1} und Δ I _{IN 2} durchgeführt werden kann. Bei einigen Anwendungen können die Isolationsbarrierenkondensatoren 25 und 26 auch durch Widerstände, optische Koppler oder andere Strom tragende Komponenten ersetzt werden.

Claims

1. Strommeßverstärker mit einem ersten (27) und einem zweiten (28) Eingangsanschluß sowie mit einem ersten (V₁) und einem zweiten (V₂) Ausgangsanschluß, gekennzeichnet durch

(a) eine Vorspannungsschaltung (17 bis 19) zur Erzeugung einer Vorspannung (V₀),
(b) einen ersten Transistor (14), dessen Basis die Vorspannung (V₀) empfängt, dessen Kollektor mit dem ersten Ausgangsanschluß (V₁) und dessen Emitter mit dem ersten Eingangsanschluß (27) gekoppelt sind,
(c) einen zweiten Transistor (15), dessen Basis die Vorspannung (V₀) empfängt, dessen Kollektor mit dem zweiten Ausgangsanschluß (V₂) und dessen Emitter mit dem zweiten Eingangsanschluß (28) gekoppelt sind,
(d) erste und zweite Lasteinrichtungen (22, 23), die jeweils mit den Kollektoren des ersten und des zweiten Transistors (14, 15) gekoppelt sind,
(e) einen ersten Stromspiegel mit einem Steueranschluß zum Empfang eines ersten Eingangsstroms vom ersten Eingangsanschluß (27) und mit einem Ausgangsanschluß, der mit dem zweiten Ausgangsanschluß (V₂) gekoppelt ist, und
(f) einen zweiten Stromspiegel mit einem Steueranschluß zum Empfang eines zweiten Eingangsstroms vom zweiten Eingangsanschluß (28) und mit einem Ausgangsanschluß, der mit dem ersten Ausgangsanschluß (V₁) gekoppelt ist.

2. Strommeßverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistor (14, 15) bipolare Transistoren sind, daß der erste Stromspiegel einen Steuertransistor (12), der zwischen dem ersten Eingangsleiter (2) und einem ersten Referenzspannungsleiter angeordnet ist, sowie einen Ausgangstransistor (10) aufweist, dessen Basiselektrode mit dem ersten Eingangsanschluß (27), dessen Emitter mit dem ersten Referenzspannungsleiter und dessen Kollektor mit dem zweiten Ausgangsanschluß (V₂) gekoppelt sind, und daß der zweite Stromspiegel einen Steuertransistor (13), der zwischen dem zweiten Eingangsleiter (3) und dem ersten Referenzspannungsleiter angeordnet ist, sowie einen Ausgangstransistor (11) aufweist, dessen Emitter mit dem ersten Referenzspannungsleiter, dessen Basis mit dem zweiten Eingangsanschluß (28) und dessen Kollektor mit dem ersten Ausgangsanschluß (V₁) gekoppelt sind.

3. Strommeßverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsschaltung (17 bis 19) eine Stromquelle (19) enthält, die mit einem ersten Anschluß (16) verbunden ist, wobei eine erste Diode (17) mit ihrer Anode ebenfalls mit dem ersten Anschluß (16) und mit ihrer Kathode mit der Anode einer zweiten Diode (18) verbunden ist, die ihrerseits eine Kathode aufweist, die mit dem ersten Referenzspannungsleiter verbunden ist.

4. Strommeßverstärker nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch erste und zweite Isolationskondensatoren (25, 26), die jeweils mit den ersten und zweiten Eingangsanschlüssen (27, 28) verbunden sind, wobei erste und zweite Eingangsströme inkrementale Ströme sind, die jeweils durch die ersten und zweiten Isolationskondensatoren (25, 26) hindurchfließen.

5. Strommeßverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Isolationskondensatoren (25, 26) jeweils eine Kapazität von wenigstens annähernd 1 pF aufweisen.

6. Strommeßverstärker, gekennzeichnet durch

(a) erste und zweite Transistoren (14, 15)
(b) erste und zweite Stromspiegelschaltungen mit Ausgangsleitern, die jeweils kreuzweise mit den Kollektoren der ersten und zweiten Transistoren (14. 15) verbunden sind,
(c) eine Einrichtung (17 bis 19) zum Anlegen einer Vorspannung an Basisanschlüsse der ersten und zweiten Transistoren (14, 15),
(d) erste und zweite Lasteinrichtungen (22, 23), die jeweils mit den Kollektoren der ersten und zweiten Transistoren (14, 15) verbunden sind, und
(e) Mittel, mit deren Hilfe die Emitter der ersten und zweiten Transistoren (14, 15) jeweils mit den Steuereingängen der zweiten und ersten Stromspiegelschaltungen gekoppelt werden.

7. Verfahren zur Erzielung einer niedrigen Eingangsimpedanz, einer hohen Differentialverstärkungslinearität und einer Gleichtaktunterdrückung größer als 1, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

(a) Anlegen einer Vorspannung an Basisanschlüsse von ersten und zweiten Transistoren (14, 15),
(b) Treiben von ersten und zweiten Eingangsströmen in Steuereingänge von ersten und zweiten Stromspiegelschaltungen, wobei eine Differenz zwischen den Werten der ersten und zweiten Eingangsströme vorhanden ist,
(c) Weiterleiten erster und zweiter Ströme von Emittern der ersten und zweiten Transistoren (14, 15) in jeweilige Steuereingänge der ersten und zweiten Stromspiegelschaltungen,
(d) Erzeugen von dritten und vierten Strömen in jeweiligen Ausgängen der ersten und zweiten Stromspiegelschaltungen und
(e) Leiten des ersten Stroms und des vierten Stroms über eine erste Lasteinrichtung (22) zur Erzeugung einer ersten Ausgangsspannung (V₁) sowie Leiten des zweiten Stroms und des dritten Stroms über eine zweite Lasteinrichtung (23) zur Erzeugung einer zweiten Ausgangsspannung (V₂).