DE3042882A1

DE3042882A1 - Kapazitiv gekoppelter isolationsverstaerker

Info

Publication number: DE3042882A1
Application number: DE19803042882
Authority: DE
Inventors: Lewis Reading Tucson Ariz. Smith
Original assignee: Burr Brown Research Corp
Current assignee: Texas Instruments Tucson Corp
Priority date: 1979-11-13
Filing date: 1980-11-13
Publication date: 1981-05-21
Also published as: US4292595A; FR2469827B1; DE3042882C2; GB2062998A; GB2062998B; JPS5684009A; FR2469827A1

Description

1Α-3423
437-Α-41

BURR-BROWN RESEARCH CORPORATION Tucson, Arizona, USA

Kapazitiv gekoppelter Isolationsverstärker

Die Erfindung betrifft einen Isolationsverstärker und insbesondere einen Isolationsverstärker mit einem äußerst hohen Maß an Isolation zwischen dem Ausgang und dem Eingang und mit einem äußerst hohen Signal/Rausch-Verhältnis.

Es sind Isolationsverstärker für verschiedenste Anwendungen entwickelt worden. Diese zeigen ein hohes Maß an Isolation zwischen dem Verstärkereingang und dem Verstärkerausgang. Herkömmliche Instrumentationsverstärker und Differentialgleichspannungsverstärker liefern ein solches hohes Maß an Isolation nicht. Der Kopplungspfad zwischen dem Eingang und dem Ausgang herkömmlicher Isolationsverstärker gehört zum Typ der kapazitiven Kopplung in der Größenordnung von 20 pF.

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Derzeit ist eine Anzahl verschiedener Typen von Isolationsverstärkern im Gebrauch. Dabei handelt es sich zum Teil um transformatorgekuppelte Isolationsverstärker oder um optisch gekoppelte Isolationsverstärker oder um Isolationsverstärker mit Impulsbreitenmodulation (PVIM). Alle diese Isolationsverstärker haben den Nachteil, daß sie äußerst teuer sind und nur bei Anwendungen eingesetzt werden können, bei denen ein hohes Maß an Isolation zwischen den Isolationsverstärkerausgängen und -eingängen unbedingt erforderlich ist. Auf verschiedensten anderen-Gebieten könnten jedoch Isolationsverstärker vorteilhaft angewendet werden, falls sie billiger wären als die derzeit erhältlichen Isolationsverstärker. Ein derzeit gebräuchlicher, kostengünstiger Isolationsverstärker mit einem hohen Maß an Isolation zwischen einer Datenquellenschaltung und einer Datenverwertungsschaltung wird als "Isolationsverstärker mit fliegendem Kondensator" bezeichnet. Bei der Methode mit fliegendem Kondensator sind Reed-Relais derart gekoppelt, daß ein doppelter Pol gebildet wird. Doppelte Umschalter werden zunächst aktiviert und verbinden einen Kondensator mit der Datenquellenschaltung. Hierdurch wird ein Kondensator geladen. Die Reed-Relais werden sodann umgeschaltet und trennen den geladenen Kondensator von der Quellenschaltung. Andererseits wird hierdurch der Kondensator mit einer Datenverwertungsschaltung verbunden. Diese Technik hat den Nachteil, daß Reed-Relaissysteme langsam sind sowie mit einem großen Raumbedarf verbunden sind. Außerdem sind sie unzuverlässig und es kommt zu Störungen aufgrund von Änderungen des Widerstands der Reed-Relaiskontakte. Es besteht daher derzeit noch ein Bedürfnis nach einem billigeren, zuverlässigen Isolationsverstärker.

Es ist somit Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen äußerst zuverlässigen, kostengünstigen Isolationsverstär-

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ker zu schaffen, welcher die Nachteile der Isolationstechnik mit fliegendem Kondensator vermeidet.

Ein wesentlicher Faktor, welcher zu den hohen Kosten der herkömmlichen Isolationsverstärker führt, besteht darin, daß sie relativ teure, elektrisch schwimmende Stromversorgungseinrichtungen erfordern, welche dazu befähigt sind, einen beträchtlichen Strombetrag zu liefern.

Es ist somit weiterhin Aufgabe der Erfindung, einen kostengünstigen, äußerst zuverlässigen Isolationsverstärker zu schaffen, welcher ein Stromversorgungssystem -umfaßt, welches wesentlich kostengünstiger ist als die Stromversorgungssysteme der herkömmlichen Isolationsverstärker.

Es wurde festgestellt, daß bestimmte Typen von elektronischen Analogeinrichtungen häufig fehlerhafte Signale erzeugen können, wenn die Einrichtung in Gegenwart einer starken elektromagnetischen Störung (EMI) verwendet wird. Dieses Phänomen scheint häufig aufzutreten als Ergebnis von Stromstößen niedriger Frequenz. Diese treten auf zwischen Hochfrequenzsignalen, welche in der elektronischen Einrichtung erzeugt werden, sowie hochfrequenten EMI-Umgebungssignalen, welche durch die elektronische Einrichtung erfaßt werden. Bei bestimmten Anwendungen, 2.B. in Steuereinrichtungen für Kernreaktoren und in Sicherheitseinrichtungen und in bestimmten medizinischen elektronischen Geräten, wie in Einrichtungen zur überwachung des Patienten während einer Herzoperation, ist es unbedingt erforderlich, daß keinerlei fehlerhafte Signale erzeugt werden können, und zwar insbesondere nicht als Ergebnis einer Empfindlichkeit der Schaltung um Uiagebungs-EMI-Signale.

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Es ist somit weiterhin Aufgabe der Erfindung, einen kostengünstigen, äußerst zuverlässigen Isolationsverstärker zu schaffen, welcher auf Umgebungs-EMI-Signale äußerst unempfindlich reagiert.

Erfindungsgemäß wird ein Isolationsverstärker geschaffen, der eine elektrisch schwimmende Komparatorschaltung aufweist. Diese umfaßt einen ersten und einen zweiten Eingang, welche mit dem ersten bzw. zweiten Eingang des Isolationsverstärkers verbunden sind. Ein Different!aleingangssignal oder Differenzeingangssignal liegt am ersten und zweiten Eingang des Isolationsverstärkers. Die Leistung für den elektrisch schwimmenden Komparator wird erzeugt durch eine elektrisch schwimmende Gleichrichterschaltung. Diese empfängt ein Paar komplementärer Signale von Dreieckwellenform aus einem Dreieckwellenform-Generator. Die eine Dreieckwellenform des Dreieckwellenform-Generators wird kapazitiv in den einen Eingang der Komparatorschaltung gekoppelt. Hierbei wird das Dreiecksignal dem Differenzeingangssignal überlagert, welches an den Eingängen des Isolationsverstärkers ansteht. Typischerweise existiert am ersten und zweiten Eingang des Isolationsverstärkers ein hohes Gleichtaktsignal. Erfindungsgemäß wird die Energie kapazitiv von den komplementären Ausgängen des Dreieckwellenform-Generators auf ein Paar Eingänge der schwimmenden Gleichrichterschaltung gekoppelt. Die Gleichrichterschaltung umfaßt vier Transistoren in Diodenschaltung, einen Filterkondensator und zwei schwimmende Spannungsversorgungsleiter, zwischen denen die Komparatorschaltung liegt. Zwei der Transistoren mit Diodenschaltung sind mit ihrem Kollektor und ihrem Emitter mit einer der schwimmenden Spannungsleitungen verbunden. Ihre Basen sind mit einem ersten bzw. zweiten Kondensator verbunden. Diese beiden Kondensatoren sind andererseits mit den Ausgängen des Dreieckwellenform-Generators verbunden.

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f.

-X-

Die Kollektoren und Basen der anderen beiden Transistoren mit Diodenschaltung sind mit dem zweiten schwimmenden Spannungsleiter verbunden. Ihre Emitter sind jeweils mit den Basen der anderen beiden Transistoren mit Diodenschaltung verbunden. Der Filterkondensator liegt zwischen den beiden schwimmenden Spannungsleitern. Der erste und der zweite Eingang der Komparatorschaltung sind über Widerstände mit dem ersten bzw. zweiten Eingang des Isolationsverstärkers gekoppelt. Die Komparatorschaltung erzeugt ein impulsbreiten-moduliertes Ausgangssignal, welches das Differenzeingangssignal zwischen dem ersten und zweiten Eingang des Isolationsverstärkers darstellt. Eine Impulsbreiten-Demodulatorschaltung spricht auf das Ausgangssignal der Komparatorschaltung an und erzeugt ein analoges Ausgangssignal. Dieses ist vollständig frei von Leitungspfaden zu den Eingängen des IsolationsVerstärkers. Die Amplitude des analogen Ausgangssignals ist eine genaue Darstellung oder Nachbildung der Größe des Differenzeingangssignals am ersten und zweiten Eingang des Isolationsverstärkers. Bei einer Ausführungsform der Erfindung ist ein Bereich der zweiten Dreieckwellenform kapazitiv mit dem entgegengesetzten Eingang der Komparatorschaltung gekoppelt, mit der die erste Dreieckwellenform kapazitiv gekoppelt ist. Dies dient der Reduzierung möglicher elektromagnetischer Störungen, welche durch den Isolationsverstärker erzeugt werden.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:

Flg. 1 ein schematisches Diagramm einer ersten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 2A und 2B in Kombination eine schematische Schaltung einer abgewandelten Ausführungsform eines Dreieckwellenform-Generators des Isolationsverstärkers der Fig. 1;

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Fig. 3 eine präzise geschaltete Stromquelle für die Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 1; und

Fig. 4a bis 4k Wellenformen zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung gemäß Fig. 1.

Im folgenden soll zunächst auf die Fig. 1 Bezug genommen werden. Der dargestellte, kapazitätsgekoppelte Isolationsverstärker 1 umfaßt einen Dreieckswellenform-Generator 3 für 1 MHz, einen ungeerdeten, elektrisch schwimmenden Gleichrichterteil 5, einen Vergleichsteil 7 und einen Demodulator 9. Ein Eingangsdifferenzsignal wird zwischen den Eingangsanschlüssen 11 und 13 an den Isolationsverstärker

I angelegt. Die Differenz zwischen den Spannungen an den Anschlüssen 11 und 13 kann etwa 100 mV betragen. Andererseits kann jedoch die Gleichtaktspannung an den Anschlüssen 11 und 13 bis zu mehrere Kilovolt betragen.

Das Ausgangssignal des Isolationsverstärkers 1 erscheint am Ausgangsanschluß 15. Es handelt sich hierbei um ein verstärktes Replikat des zwischen den Eingangsanschlussen

II und 13 anstehenden Differenzsignals. Das Ausgangssignal steht in Bezug zur Erdspannung am Erdleiter 17, und es ist vollständig von den Eingangsanschlussen 11 und 13 isoliert, wenn man einmal von den vernachlässigbaren Mengen der kapazitiven Kopplung mit den Eingangsanschlussen 11 und 13 absieht.

Vor der Beschreibung der Arbeitsweise des Isolationsverstärkers 1 sollen zunächst die oben erwähnten Schaltungsteile im einzelnen erläutert werden. Der Dreieckswellenform-Generator 3 umfaßt einen Komparator 17» dessen Ausgang mit Schaltstromquellen 18 und 21 verbunden ist. Der Ausgangs der Präzisionsstromquelle 21 ist mit dem Eingang eines Hochgeschwindigkeitsinverters 19 verbunden. Das Ausgangssignal des Inverters 19 ist mit zu einem Knoten-

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punkt 23 geführt. Ein Rückkopplungswiderstand 25 liegt zwischen dem Knotenpunkt 23 und dem Eingang des !Comparators 17. Der Ausgangsanschluß der Schaltstromquelle 18 ist ebenfalls mit dem Eingang des !Comparators 17 verbunden.

Am Knotenpunkt 23 erscheint eine erste Dreieckwellenform mit einem doppelten Scheitelwert von etwa 20 bis 25 V. Diese Dreieckswellenform gelangt zu jeweils einem Anschluß der Kondensatoren 29 und 31.

Ein zweiter Hochgeschwindigkeitsinverter 37 ist eingangsseitig über einen Widerstand 39 mit dem Knotenpunkt 23 verbunden. Am Knotenpunkt 43 erscheint eine zweite Dreieckswellenform. Diese ist das Komplement der ersten Dreieckswellenform am Knotenpunkt 23. Der Knotenpunkt 43 ist mit dem Ausgangs des Inverters 37 verbunden. Auch die Wellenform am Knotenpunkt 43 zeigt einen doppelten Scheitelwert von 20 bis 25 V. Das Ausgangssignal des Inverters 37 ist mit dessen Eingang über einen RUckkopplungswiderstand 41 verbunden. Das Ausgangssignal des Inverters 19 ist mit dessen Eingang über einen Kondensator 27 verbunden. Somit wirken der Inverter 19 und der Komparator 17 in Kombination als Integrator.

Der Knotenpunkt 43 ist mit je einem Anschluß der Kondensatoren 33 und 35 verbunden.

Die oben erwähnten Komponenten der Schaltung des Dreieckwellenform-Generators 3 können vom Durchschnittsfachmann leicht bereitgestellt werden. Die Fig. 2A und 2B zeigen eine alternative Schaltung zur Verwirklichung des Dreieckwellenform-Generators 3» wobei jedoch die Kondensatoren 29, 31, 33 und 35 fehlen. Diese Schaltting wird weiter unten näher erläutert.

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Ein Teil der komplementären Dreieckwellenformsignale, die an den Knotenpunkten 23 und 43 erzeugt werden, gelangt über die Kondensatoren 31 und 35 zu Leitern 44 bzw. 45. Diese sind mit dem schwimmenden Gleichrichter 5 gekoppelt. Der schwimmende Gleichrichter 5 umfaßt einen Leiter 95 für die Versorgungsspannung. Über diese Leitung gelangt die Versorgungsspannung zur Komparatorschaltung 7. Ferner ist ein NPN-Transistor 99 mit Diodenschaltung vorgesehen. Sein Kollektor und Emitter sind mit dem Leiter 95 verbunden und seine Basis ist mit dem Leiter 44 verbunden. In ähnlicher Weise ist ein MPN-Transistor 101 mit Diodenschaltung vorgesehen, wobei dessen Emitter und Kollektor mit dem Knotenpunkt 95 verbunden sind und wobei seine Basis mit dem Leiter 45 verbunden ist. Ferner wird der Komparatorschaltung 7 eine Versorgungsspannung über eine zweite schwimmende Spannungsleitung 74 zugeführt. Die Komparatorschaltung 7 liegt somit zwischen den Spannungsversorgungsleitungen 95 und 74.

Ein weiterer NPN-Transistor 102 mit Diodenschaltung ist mit seinem Kollektor und seiner Basis mit dem Leiter 74 verbunden, während sein Emitter mit dem Leiter 44 verbunden ist. In ähnlicher Weise ist ein NPN-Transistor 103 mit Diodenschaltung vorgesehen, wobei dessen Kollektor und Basis ebenfalls mit dem Leiter 74 verbunden sind, während sein Emitter mit dem Leiter 45 verbunden ist.

Ein großdimensionierter Kondensator 97 (etwa 100 pF) liegt zwischen den schwimmenden Versorgungsspannungsleitungen 95 und 74. Er dient der Eliminierung einer Hochfrequenz-"Welligkeit" zwischen den Leitungen 95 und 74.

Im folgenden soll der Komparatorteil 7 erläutert werden. Der Eingang 11 ist über einen Widerstand 51 (etwa 100 kiü) mit dem Knotenpunkt 55 verbunden. Der Knotenpunkt 55 ist

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mit der Basis eines NPN-Transistors 63 verbunden. Der Eingang 13 ist über einen Widerstand 53 (etwa 11 k-Λ) mit einem Leiter 57 verbunden. Die am Knotenpunkt 23 erzeugte Dreieckwellenform wird über den Kondensator 29 teilweise auf den Leiter 47 gekoppelt, welcher mit dem Leiter 57 verbunden ist. Ein Teil der komplementären Dreieckwellenform am Knotenpunkt A3 wird über den Kondensator 33 mit einer Leitung 49 gekoppelt, welche mit dem Eingang 13 verbunden ist.

Der Transistor 63 ist ein Emitterfolgertransistor, dessen Emitter mit dem Kollektor eines als Konstantspannungsquelle dienenden NPN-Transistors 69 verbunden ist. NPN-Transistoren 691 71 und 73 sind jeweils mit ihrer Basiselektrode mit einem Leiter 62 verbunden, welcher auch zur Basis des NPN-Transistors 93 geführt ist. Die Emitter der Transistoren 69, 711 73 und 93 sind allesamt mit dem schwimmenden Versorgungsspannungsleiter 74 verbunden. Der Leiter 62 ist ferner mit dem Kollektor des Transistors 93 verbunden. Der Kollektor des NPN-Transistors 93 ist ferner über einen Widerstand 91 (etwa 100 kji) mit dem Leiter 13 verbunden sowie mit dem Emitter des NPN-Transistors 89. Der Kollektor des NPN-Transistors 89 ist mit der schwimmenden VersorgungsSpannungleitung 95 verbunden. Die Basis des NPN-Transistors 89 ist mit der Kathode einer Diode 87 verbunden, deren Anode mit der Kathode einer Diode 86 verbunden ist. Die Anode der Diode 86 ist mit der Versorgungsspannungsleitung 95 verbunden.

Der Emitter des NPN-Transistors 63 ist mit der Basis des Transistors 64 verbunden. Der Emitter des Transistors 64 ist mit einem Knotenpunkt 67 verbunden, welcher andererseits mit dem Kollektor des als Stromquelle dienenden Transistors 71 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 65 ist mit dem Knotenpunkt 67 verbunden. Die Basis des

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Transistors 65 ist mit dem Emitter eines Transistors 66 verbunden. Hierbei handelt es sich um einen Emitterfolgertransistor. Der Emitter des Transistors 66 ist ferner mit dem Kollektor eines als Konstantstromquelle dienenden Transistors 73 verbunden. Die Basis des Transistors 66 ist mit 57 verbunden.

Die Kollektoren der emittergekoppelten Transistoren 64 und 65 sind jeweils mit Emittern von NPN-Transistoren 75 bzw. 77 verbunden, deren Basen mit der Basis des Transistors 89 verbunden sind sowie mit dem Kollektor des Transistors 63.

Der Kondensator 59 liegt zwischen Knotenpunkten 55 und 13. Der Kondensator 61 liegt zwischen den Knotenpunkten 57 und 13· Beide Kondensatoren können eine Kapazität von etwa 50 pF haben.

Die Kollektoren der Transistoren 75 und 77 sind jeweils mit Leitern 83 bzw. 85 verbunden. Die Leiter 83 und 85 sind mit der schwimmenden Versorgungsspannungsleitung 95 über Widerstände 84 bzw. 85' verbunden(jeweils etwa 20 k-ß).

Die Dioden 86 und 87 und der Transistor 89 bauen das Potential der schwimmenden Grundspannung des Leiters 13 auf. Der Widerstand 91 und der Transistor 93 bauen eine Referenzspannung auf, welche an den Basen der als Stromquelle dienenden Transistoren 69, 71 und 73 anliegt. Die Transistoren I'd und Π wirken im Sinne einer Verringerung der Miller'sehen kapazitiven Rückkopplung von den Kollektoren der Transistoren 64 und 65 zu ihren jeweiligen Basen.

Der Demodulatorteil 9 umfaßt einen Komparator 112, dessen erster und zweiter Eingang mit Knotenpunkten 109 bzw. 110

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/if.

verbunden sind. Der Knotenpunkt 109 ist über einen Widerstand 107 mit dem Erdleiter 17 verbunden sowie mit einem Anschluß eines Kondensators 105. Der andere Anschluß des Kondensators 105 ist mit dem Leiter 85 verbunden. Der Knotenpunkt 110 ist über einen Widerstand 108 mit dem Erdleiter 17 verbunden sowie andererseits mit dem Kondensator 106. Der andere Anschluß des Kondensators 106 ist mit dem Leiter 83 verbunden.

Der Ausgang des Komparators 112 ist mit einem Eingang einer Präzisionsschaltstromquelle 114 verbunden, deren Ausgang mit einem Knotenpunkt 115 verbunden ist. Die Präzisionsschaltstromquelle kann den in Fig. 3 gezeigten Aufbau haben. Der Knotenpunkt 115 ist mit Hilfe eines Widerstandes 116 mit dem Erdleiter 17 verbunden sowie über einen Widerstand 117 mit dem positiven Eingang eines Differentialverstärkers 119. Der positive Eingang des Differentialverstärkers 119 ist über einen Kondensator 118 mit dem Erdleiter 17 gekoppelt. Der Ausgangs des Differentialverstärkers 119 ist mit dem Ausgangsanschluß 15 verbunden sowie über einen Kondensator 120 mit dem Knotenpunkt 115. Der Ausgang des Different!alVerstärkers 119 ist ebenfalls mit seinem negativen Eingang verbunden.

Die Arbeitsweise der Schaltung der Fig. 1 kann am einfachsten unter Bezugnahme auf die Zeitdiagramme der Fig. 4a bis 4k verstanden werden. Die Wellenformen A, B, BÖ, F, C, D, J, K, I und P erscheinen an den Knotenpunkten 11, 13, 57, 55, 23, 43, 83, 85, 95 bzw. 15. Die Wellenform, welche am Ausgang des Komparators 112 erscheint, wird mit N bezeichnet. Die Wellenform der Fig. 4A, welche als Wellenform A bezeichnet wird, liegt am Eingangsanschluß 11 an und umfaßt eine Gleichtaktspannung mit einer Größe von mehreren Kilovolt. Der Gleichtaktspannung ist ein Datensignal mit einer Größe von mehreren 100 mV überla-

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gert. Naturgemäß kann das Datensignal bei dem gewählten Maßstab in der Wellenform A nicht sichtbar dargestellt werden.

Fig. 4b zeigt eine Gleichtaktspannung (Erdspannung), die als Wellenform B bezeichnet wird und am Anschluß 13 der Fig. 1 ansteht. Die Gleichtakt-Erdspannung (schwimmend) ist gleich der oben erwähnten Gleichtaktspannung der Wellenform A.

Fig. 4C zeigt die mit A-B bezeichnet© Ifellenform,, Es handelt sich dabei um die algebraisch© Differenz zwischen der Wellenform A und der Wellenform Bo Die Wellenform A-B erfährt zum Zeitpunkt X1 einen Übergang von einem hohen Pegel zu einer: niedrigen P©g©l= DieserUnterschied stallt das oben erwähni& Datensignal da?. Di© G^oBe der Differenz zwischen der Wellenform A und dar Wellenform B beträgt, grob gesprochen, 100 mV. In Figo 4C Ist die Wellenform A-B mit einem Hochfreqtienz-Rauschsa ©der mit einer Hochfrequenz-Welligkeit dargestellt ₀

Die Fig. 4D zeigt eine mit F-B bezeichnet© Wellenform. Hierbei handelt es sich us die Spamungsdifferenz zwischen der Wellenform F und der Wellenform B₀ Das Hochfroquenz-Rauschen, welches in d@r Wellenform A=B ä@r Figo 4C erscheint, wurde mit Hilfe d@s Kondensators - 59 der FIg» 1 herausgefiltert. Die Wellenform P=B kann als Eingangssignal der !Comparatorschalttmg 7 d®r FIg₀ 1 angesehen werden.

Es soll an dieser Stell© zumachst auf Fig= 4J Bezug genommen werden. Diese zeigt di® Wellenform C₉ vr@lch© am Knotenpunkt 23 erzeugt wirdL Es handelt sich um ©in© Dreieckwellenform mit einer doppelten Scheltelspannung von etwa 25 V. Die Wellenform der Figo 4K vrirü. als Wslisnfora D bezeichnet» Sie erscheint am lüaotenptsaisi k-3 und hat eine

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zur Wellenform C inverse Wellenform. Sie hat präzise die gleiche doppelte Scheitelspannung wie die Wellenform C.

Im folgenden soll auf Fig. 4E Bezug genommen werden. Diese zeigt eine mit B'-B bezeichnete Wellenform. Die Wellenform B'-B erscheint am Widerstand 53 der Fig. 1 und wird erzeugt als Ergebnis der kapazitiven Einkopplung der Wellenform C (des Leiters 23) auf die Leiter 47 und 57 (welche miteinander verbunden sind). Die Wellenform B'-B hat eine doppelte Scheitelspannung von etwa 400 mV. Diese Größe ist festgelegt durch das Verhältnis des Kondensatorwertes zum Kondensatorwert 61. Es kommt daher zu einer Überlagerung einer 400 mV Dreieckwellenform auf die schwimmende Erdspannung am Anschluß 13. Fig. 4F zeigt eine mit B'-F bezeichnete Wellenform. Hierbei handelt es sich um die Differentialwellenform, welche an den Eingängen des Differentialkomparators anliegt. Letzterer umfaßt die Transistoren 63, 64, 65 und 66. Es handelt sich dabei um die Differenz zwischen der Wellenform B¹-B der Fig. 4E und der Wellenform F-B der Fig. 4D. Daher erscheint in der Wellenform B'-F ein Übergang zum Zeitpunkt X1, wie in Fig. 4F dargestellt.

Die Spannung X5 in Fig. 4F stellt den Spannungspegel dar, bei dem der Komparator, welcher die Transistoren 63, 64, 65 und 66 umfaßt, eine Zustandsumschaltung erfährt. Die Punkte X6, X7, X9, X12, X13 und X14 der Fig. 4F können als Nullpunkte oder Kreuzungspunkte (schwimmender Nullpunkt) der Wellenform B'-F bezeichnet werden. Wie man ohne weiteres erkennt, bestimmen die erwähnten schwimmenden Nullpunkte die Übergangspunkte der Rechteckwellenform, die die Differenz zwischen den Spannungen der Leiter 85 und der Fig. 1 darstellen. Fig. 4G zeigt diese Wellenform. Hierbei handelt es sich um die Differenz zwischen den Spannungen an den Knotenpunkten 83 und 85. Sie wird als

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4t .

Wellenform J-K bezeichnet. In Übereinstimmung mit bekannten Impulsbreiten-Modulationstechniken entspricht die Breite des Impulses X8 der Wellenform J-K der oben erwähnten 100 mV Signaldifferenz zwischen den Wellenformen A und B vor dem Übergangszeitpunkt X1. Die Breite des Impulses X11 in Fig. 4G hat einen Zwischenwert, der zurückzuführen ist auf das Auftreten des Übergangs zum Zeitpunkt X1. Die Breite des Impulses X15 und nachfolgender Impulse stellt die Größe der Differenz zwischen den Wellenformen A und B nach dem Übergang X1 dar.

Fig. 4h zeigt eine Wellenform, welche als Wellenform N bezeichnet wird und am Ausgang des Komparators 112 erscheint. Die Wellenform N wird gefiltert, und zwar mit Hilfe der Schaltung, welche die Präzisionsschaltstromquelle 114 umfaßt sowie die Widerstände 116 und 117 und die Kondensatoren 118 und 120 sowie den Differentialverstärkers 119. Es wird dabei eine analoge Ausgangswellenform am Ausgangsanschluß 15 erzeugt, welche als Wellenform P bezeichnet wird. Die Wellenform P ist in Fig. 41 4argestellt. Der untere Spannungspegel X16 der Wellenform P wird erzeugt als Ergebnis der oben erwähnten Filterung der Wellenform N vor dem Übergangszeitpunkt X1. Der obere Pegel X17 der Wellenform P wird erzeugt als Ergebnis der oben erwähnten Filterung der Wellenform N nach dem Übergangszeitpunkt X1. Somit handelt es sich bei der Wellenform P um eine äußerst genaue (obgleich invertierte) Wiedergabe der Wellenform A-B der Fig. 4C. Die Wellenform P steht in Bezug zur Spannung des Erdleiters 17 und hat eine Höhe, die festgelegt ist durch den Widerstand 116 sowie durch den Wert der Stromquelle 114 und den Komparator 112 (Dreiecksspannung, gleichförmiger Prozeß) _a Die Wellenform P ist in hohem Maße von der Wellenform A-B isoliert, wie dies bei einem Isolationsverstärker erforderlich ist.

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Fig. 2A und 2B zeigen ein Ausführungsbeispiel der Dreieckwellenformschaltung 3 der Fig. 1. Der Leiter 49 (auf den die Wellenform C kapazitiv gekoppelt wird) ist mit dem Emitter des NPN-Transistors 130 verbunden, dessen Kollektor mit einem Versorgungsspannungsleiter 125 verbunden ist. Die Basis des Transistors 130 ist mit dem Kollektor eines PNP-Transistors 128 verbunden sowie mit der Anode einer Diode 134. Der Emitter des Transistors 128 ist mit der Spannungsleitung 125 verbunden. Seine Basis ist mit dem Emitter eines PNP-Transistors 124 verbunden, dessen Kollektor wiederum mit der Spannungsleitung 127 verbunden ist. Seine Basis ist mit dem Leiter 133 verbunden. Die Diode 134 ist mit ihrer Kathode mit der Anode einer Diode 136 verbunden, deren Kathode wiederum mit der Kathode der Diode 132 verbunden ist sowie mit dem Kollektor eines NPN-Transistors 138. Die Anode der Diode 132 ist mit dem Leiter 49 verbunden und der Emitter des Transistors 138 ist mit dem Leiter 127 verbunden.

Die Basis des Transistors 138 ist mit der Kathode einer Diode 142 verbunden und mit einem Anschluß eines Widerstands 144. Der andere Anschluß des Widerstandes 144 ist mit dem Spannungsleiter 127 verbunden. Die Anode der Diode 142 ist mit dem Emitter des NPN-Transistors 140 verbunden, dessen Kollektor mit dem Spannungsleiter 125 verbunden ist, und dessen Basis mit einem Anschluß eines Kondensators 158 verbunden ist sowie mit dem Kollektor eines NPN-Transistors 186 und dem Kollektor eines NPN-Transistors 178. Der andere Anschluß des Kondensators 158 ist mit dem Leiter 49 verbunden sowie mit der Kathode einer Zenerdiode 16Ο. Die Anode der Zenerdiode ist mit dem Kollektor eines NPN-Transistors 206 verbunden.

Der Emitter des Transistors 178 ist über einen Widerstand 180 mit dem Spannungsleiter 127 verbunden und seine Basis

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ist mit dem Emitter eines NPN-Transistors 172 verbunden. Der Kollektor des NPN-Transistors ist mit dem Spannungsleiter 125 verbunden und seine Base ist mit dem Kollektor eines NPN-Transistors 174 verbunden. Der Emitter des Transistors 174 ist über einen Widerstand 182 mit dem Spannungsleiter 127 verbunden. Der Emitter des Transistors 172 ist ferner mit den Basen der NPN-Transistoren 191, 190, 204 und 208 verbunden. Die Emitter derselben sind über Widerstände 184, 200, 202 bzw= 210 mit der Spannungsleitung 127 verbunden. Die Basis des NPN-Transistors 172 ist über einen Widerstand 164 mit dar Basis eines PNP-Transistors 150 verbunden sowie mit dem Kollektor eines NPN-Transistors 146. Der Emitter des Transistors 146 ist über einen Widerstand 147 mit dem Spamungsleiter 125 verbunden. Die Basis des Transistors 146 ist mit den Basen der PNP-Trau^istoren 144 und 148 verbunden. Die Emitter der Transistoren 144 und 148 sind mit der Spannungsleitung 125 verbunden, und zwar über Widerstände 151 bzw. -149. Der Kollektor eines Transistors 150 ist mit dem Spannungsleiter 125 verbunden und sein Emitter ist mit der Basis des Transistors 146 verbunden» Der Kollektor des PMP-Transistors 144 ist mit dem Kollektor eines Transistors 188 verbunden sowie mit der Verbindungsstelle zwischen Widerständen 152 und 154. Der andere Anschluß des Widerstands 152 ist mit dem Leiter 49 verbunden, und der andere Anschluß des Widerstandes 154 ist alt gsm einen Anschluß des Kondensators 234 verbunden. Der andere Anschluß desselben ist sowohl mit dem Kollektor des NPN-Transistors 186 verbunden sowie mit der Basis des NPN-Transistors 236„

Die Basis des NPIT-Transistors 162 ist mit der Anode der Zenerdiode 160 verbunden und s©in Kollektor igt mit dein Leiter 157 verbunden. Der Leiten 157 ist mit d@m Emitter des NPN-Transistors 220 verbunden wid ä©ss@n Kollektor ist mit dem Spannimgsleiter 125 verbunden und aesssn Basis

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it

ist mit der Spannungsreferenzschaltung verblenden, die den Widerstand 222, Dioden 224, 226, 228 und 230 und einen Widerstand 232 umfaßt, welche allesamt in Reihe zwischen den Spannungsleitern 125 und 127 liegen. Der Emitter des NPN-Transistors 162 ist über einen Widerstand 166 und einen Kondensator 168 (welche parallel zueinander liegen) mit dem Kollektor des Transistors 191 und der Basis des NPN-Transistors 170 verbunden. Der Kollektor des Transistors 170 ist über einen Widerstand 156 mit dem Leiter 157 verbunden sowie ferner mit der Basis des NPN-Transistors 216. Der Kollektor des Transistors 216 ist mit dem Leiter 157 verbunden und sein Emitter ist über den Widerstand 212 und den Kondensator 214 (welche parallel zueinander geschaltet sind) mit der Basis des NPN-Transistors 206 verbunden. Der Kollektor des Transistors 206 ist sowohl mit der Basis des Transistors 152 als auch mit einem Anschluß eines Widerstandes 218 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstandes 218 ist mit dem Leiter 157 verbunden.

Die Emitter der Transistoren 170 und 206 sind mit dem Kollektor des Transistors 204 verbunden. Die Basis des Transistors 216 ist mit der Anode der Zenerdiode 161 verbunden. Die Kathode der Zenerdiode 161 ist mit dem Leiter 47 verbunden sowie mit einem Anschluß des Kondensators 234. Der andere Anschluß des Kondensators 234 ist sowohl mit dem Kollektor des NPN-Transistors 186 verbunden als auch mit der Basis der NPN-Transistors 236. Die Basis des Transistors 186 ist mit der Basis des Transistors 206 verbunden. Der Emitter des Transistors 188 ist mit dem Kollektor des Transistors 190 verbunden.

Der Emitter des Transistors 236 ist mit der Anode einer Diode 238 verbunden, deren Kathode mit der Basis eines NPN-Transistors 248 verbunden ist. Die Kathode der Diode 238 ist über einen Widerstand 240 mit dem Spannungsleiter

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verbunden. Der Kollektor des Transistors 236 ist mit dem Spannungsleiter 125 verbunden. Der Emitter des Transistors 248 ist mit dem Spannungsleiter 127 verbunden. Der Kollektor des Transistors 248 ist mit den Kathoden der Dioden 246 und 250 verbunden. Die Anode der Diode 250 ist mit dem Leiter 47 verbunden sowie mit dem Emitter eines NPN-Transistors 242. Der Kollektor des Transistors 242 ist mit dem Spannungsleiter 125 verbunden. Die Basis des Transistors 242 ist mit dem Kollektor eines PNP-Transistors 252 verbunden sowie mit der Anode einer Diode 244. Die Kathode der Diode 244 ist mit der Anode der Diode 246 verbunden. Der Emitter eines PNP-Transistors 252 ist mit dem Spannungsleiter 125 verbunden. Die Basis des Transistors 252 ist mit dem Kollektor des PNP-Transistors 124 verbunden.

Im Betrieb erzeugt die Dreieckwellenformschaltung der Fig. 2A und 2B die Wellenformen C und D derart, daß zwischen den komplementären Wellenformen C und D nur eine äußerst geringe Verzögerung besteht. Dabei arbeitet die Schaltung nach einem Verfahren, das von demjenigen der Schaltung 3 der Fig. 1 abweicht. Es ist erwünscht, eine derartige Verzögerung zu eliminieren, und zwar zum Zwecke der Erzielung einer maximalen Leistungsüberführung über die Kondensatoren 31 und 35 der Fig. 1. Ferner kann hierdurch eine mögliche EMI der Schaltung der Fig. 1 auf ein Minimum herabgesetzt werden. Die Arbeitsweise der Schaltungen der Fig. 2A und 2B zur Erzeugung einer Dreieckwellenform kann leichter verstanden werden, wenn man sich vor Augen hält, daß die Bereiche der Schaltung, welche mit den gestrichelten Linien 311 und 312 umgeben sind, als Integratoren wirken, wobei die Kondensatoren 158 und 234 als Integratorkondensatoren wirken. Die übrigen Bauteile der Schaltungsteile 311 und 312 wirken im wesentlichen als grobe Operationsverstärker.

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Wie weiter unten erläutert wird, triggem die unteren Bereiche der jeweiligen Dreieckwellenformen C und D die Schaltung der Fig. 2A und 2B und führen somit zu einer Änderung des Zustande der darin verwirklichten latchähnlichen Schaltung. Die Änderung des Zustandes führt zu einer Änderung der Richtung der Flanken der Ausgangswellenformen C und D, welche auf den Leitern 23 bzw. 43 erzeugt werden.

Für die Zwecke der nachfolgenden Diskussion soll angenommen werden, daß die PNP-Transistoren 144 und 148 als Konstantstromquellen für 800 bzw. 400/uA wirken. Die NPN-Transistoren 178, 191, 190, 204 und 208 wirken als Konstantstromquellen für 400, 200, 200, 400 bzw. 200/uA. Es soll ferner angenommen werden, daß anfänglich der Transistor 248 eingeschaltet ist. Dies führt zu einer Entladung des Kondensators 234 und somit zu einem Abfall der Wellenform C. Unter diesen Bedingungen sind die Transistoren 186 und ausgeschaltet, während die Transistoren 188 und 206 eingeschaltet sind. Der Transistor 188 führt sodann dazu, daß der Transistor 140 ausgeschaltet wird. Dies führt dazu, daß der Transistor 138 ausgeschaltet wird, während der Transistor 130 eingeschaltet wird. Hierdurch wird der Kondensator 158 aufgeladen, so daß die Wellenform D ansteigt.

Da der Transistor 170 ausgeschaltet ist und der Transistor 206 eingeschaltet ist, zieht der Widerstand 156 die Basis des Transistors 216 zu einem höheren Spannungswert im Vergleich zur Basis des Transistors 162.

Während die Wellenform C weiterhin abfällt, erreicht sie einen Pegel, welcher zu einem Einschalten der Schottky-Diode 161 führt. Der Abfall der Wellenform C ist bestimmt durch den Spannungsabfall über den Widerstand 232 und die algebraisch summierten Spannungsabfälle über die Dioden

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230, 228, 226, 224, den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 220 und die Schottky-Diode 161. Hierdurch wird die Spannung des Emitters des Transistors 216 gesenkt. Dies wiederum führt zu einer Senkung der Basisspannung der Transistoren 206 und 188. Dies wiederum führt zu einem Ausschalten der Transistoren 206 und 188 und zu einem Einschalten der Transistoren 170 und 186. Wenn der Transistor 188 ausgeschaltet wird, so wird der Transistor 140 ausgeschaltet und der Transistor 138 wird ebenfalls ausgeschaltet, wodurch die Flanken der Wellenform D umgekehrt wird. Wenn der Transistor 186 eingeschaltet wird, so wird die Basisspannung des Transistors 236 gesenkt, so daß der Transistor 248 ausgeschaltet wird. Nunmehr kann der Transistor 242 eingeschaltet werden und der Kondensator 234 beginnt sich nun in Richtung auf die Spannung +V aufzuladen. Somit wird die Richtung der Flanke der Wellenform C ebenfalls umgekehrt.

Es sollte bemerkt werden, daß die Transistoren 170 und 206 in Verbindung mit den Widerständen 156 und 218 und den Transistoren 162 und 216 als Latch wirken, welches eine Zustandsladung jedesmal dann erfährt _t \?enn die unteren Bereiche der Wellenformen C und D dazu führen, daß die Schottky-Dioden 161 bzw. I60 eingeschaltet werden. Die Richtungen der Flanken der Wellenformen C und D bleiben relativ konstant zwischen den Änderungen des Zustands der oben erwähnten Latch-Schaltung. Jedesmal, wenn die erwähnte Latch-Schdteung eine Zustandsänderung erfährt, so werden die Richtungen der Flanken der Wellenformen C und D im wesentlichen umgekehrt, und zwar mit wesentlich geringerer Verzögerung im Vergleich zur Schaltung 3 der Fig. 1.

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Claims

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Patentansprüche

Isolationsverstärker zur Erzeugung eines isolierten Ausgangssignals, ansprechend auf ein Differenzeingangssignal, gekennzeichnet durch

(a) eine erste Einrichtung zur Erzeugung eines ersten und eines zweiten Signals, deren jedes eine Dreieckwellenform hat, wobei das erste und zweite Signal im wesentlichen komplementär zueinander sind;

(b) eine schwimmende Stromversorgungseinrichtung zur Erzeugung einer elektrisch schwimmenden Gleichspannungsdifferenz ;

(c) eine erste und zweite Kopplungseinrichtung zur kapazitiven Kopplung eines ersten Bereichs des ersten und zweiten Signals mit der schwimmenden Stromversorgungseinrichtung; und

(d) eine EingangsSchaltungseinrichtung zum Empfand der Arbeitsleistung der Arbeitsstromversorgungseinrichtung und zum Empfang und zur Verarbeitung der Differenzeingangsspannung, wobei die Eingangsschaltung elektrisch schwimmt.
2. Isolationsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung eine Komparatorschaltung umfaßt, deren erster und zweiter Eingang auf das Differenzeingangssignal ansprechen.
3. Isolationsverstärker nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen ersten Kondensator, dessen .erste Elektrode mit dem Ausgang der ersten Einrichtung zum Empfang des ersten Signals verbunden ist, und dessen zweite Elektrode mit dem ersten Eingang der Komparatorschaltung verbunden ist, so daß ein Bereich des ersten Signals dem Differenzeingangssignal überlagert wird.

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ORIGINAL IMSPECTED
4. Isolationsverstärker nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, daß die Komparatorschaltung ein impulsbreiten-moduliertes Ausgangssignal erzeugt, und zwar ansprechend auf den Bereich des ersten Signals, welcher dem ersten Differentialeingangssignal überlagert ist, wobei der Isolationsverstärker ferner eine Impulsbreiten-Demodulatoreinrichtung umfaßt, welche auf das Ausgangssignal der ersten Komparatorschaltung anspricht und ein Ausgangssignal erzeugt, welches von dem Differentialeingangssignal isoliert ist, und wobei das Ausgangssignal der Impulsbreiten-Demodulatoreinrichtung eine Größe aufweist, die der Amplitude des Differentialeingangssignals präzise entspricht.
5 Isolationsverstärker nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch einen zweiten Kondensator, dessen erste Elektrode mit der ersten Einrichtung zum Empfang des zweiten Signals verbunden ist und dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Eingang des Komparators verbunden ist, zur Beseitigung einer Welligkeitsspannung, welche auf den zweiten Eingang des Komparators gekoppelt wird, und zwar ansprechend auf das erste Signal.
6. Isolationsverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Kopplungseinrichtung einen dritten Kondensator umfaßt, dessen erste Elektrode mit der ersten Einrichtung zum Empfang des ersten Signals verbunden ist und dessen zweite Elektrode mit der schwimmenden Stromversorgungseinrichtung verbunden ist, zur Abgabe von Energie von der ersten Einrichtung zur schwimmenden Stromversorgungseinrichtung, wobei die erste Elektrode des dritten Kondensators mit der ersten Elektrode des ersten Kondensators verbunden ist und wobei die zweite Kopplungseinrichtung einen vierten Kondensator umfaßt, dessen erste Elektrode mit dem Ausgang der ersten Einrichtung zum

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Empfang des zweiten Signals verbunden ist und dessen zweite Elektrode mit der schwimmenden Stromversorgungseinrichtung zur Abgabe von Energie an die schwimmende Stromversorgungseinrichtung verbunden ist.
7. Isolationsverstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die schwimmende Stromversorgungseinrichtung eine erste, zweite, dritte und vierte Gleichrichtereinrichtung umfaßt sowie einen ersten und einen zweiten schwimmenden Spannungsleiter, zwischen denen die Komparatorschaltung vorgesehen ist, wobei die elektrisch schwimmende Gleichspannungsdifferenz zwischen dem ersten schwimmenden Spannungsleiter und dem zweiten schwimmenden Spannungsleiter erzeugt wird, und wobei die erste Gleichrichtereinrichtung und die zweite Gleichrichtereinrichtung zwischen dem ersten schwimmenden Spannungsleiter und den zweiten Elektroden des dritten bzw. vierten Kondensators liegen, und wobei die dritte und vierte Gleichspannungseinrichtung zwischen dem zweiten schwimmenden Spannungsleiter und der zweiten Elektrode des dritten Kondensators bzw. der zweiten Elektrode des vierten Kondensators liegt.
8. Isolationsverstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die schwimmende Stromversorgungseinrichtung einen fünften Kondensator umfaßt, der zwischen dem ersten und dem zweiten schwimmenden Spannungsleiter liegt und dem Herausfiltrieren der elektrisch schwimmenden Gleichspannungsdifferenz dient.
9. Isolationsverstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Differentialeingangssignal über die ersten und zweiten Eingänge der Komparatorschaltung mittels des ersten und zweiten Widerstands eingekoppelt wird.

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10. Verfahren zum Betrieb eines Isolationsverstärkers zum Zwecke der Erzeugung eines isolierten Ausgangssignals, wobei der Isolationsvsrstärker ein® elektrisch schwimmende Schaltung umfaßt, welche die Differentialeingangsspannung empfängt und verarbeitet, gekennzeichnet durch die folgenden Stufen;

(a) Erzeugung eines ersten Eingangssignals mit Dreieckwellenform;

(b) kapazitiv© Einkoppelung eines ersten. Bereichs des ersten Signals in eine elektrisch schwimmende Stromversorgungsschaltung;

(c) Erzeugung einer elektrisch schwimmenden Gleichspannungsdifferenz mit Hilfe der elektrisch schwimmenden Stromversorgungseinrichtung\ und

(d) Anlegen der elektrisch schwimmenden Gieichspannungsc.-fferenz an dis elektrisch schwimmende Schaltung.

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