DE3886823T2

DE3886823T2 - Ansteuerung einer Halbleitervorrichtung.

Info

Publication number: DE3886823T2
Application number: DE3886823T
Authority: DE
Inventors: Philip Harvey Bird
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1987-06-08
Filing date: 1988-06-06
Publication date: 1994-07-07
Anticipated expiration: 2008-06-07
Also published as: JP2726433B2; US4890020A; GB8812959D0; DE3886823D1; GB2206255A; EP0294887A2; EP0294887A3; KR890001273A; JPS648718A; KR0135532B1; GB8713384D0; EP0294887B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern einer Halbleiteranordnung in Reihenschaltung mit einer Belastung über eine Energieversorgungsquelle, wobei die Anordnung Mittel zum Anlegen geeigneter Signale an eine Steuerelektrode der Halbleiteranordnung in Beantwortung eines Steuersignals zum Definieren des gewünschten leitenden Zustands der Halbleiteranordnung, Mittel zum Detektieren, wenn die Energiespeisespannung einen vorgegebenen Schwellenwert überschreitet, und Mittel zum Leitendmachen der Halbleiteranordnung durch Verbinden der Steuerelektrode mit einer ersten Klemme der Energieversorgungsquelle enthält, wenn das Schwellendetektormittel detektiert, daß die Speisenspannung den Schwellenwert überschreitet.
Derartige Schaltungsanordnungen sind in vielen Anwendungen zum Ansteuern von Ausgangstransistoren, Thyristoren, Triacs und dergleichen in elektrischen Leistungsschaltungen erforderlich. In einem besonderen Beispiel kann die Halbleiteranordnung und ihre zugeordnete Schaltungsanordnung als elektronischer Schalter zum Steuern einer Lampe oder eines Elektromotors dienen.
In einigen Anwendungen, insbesondere wenn induktive Elemente Teile des Systems bilden, wie z. B. in einem Motorfahrzeug, kann die Spannungsversorgung Hochspannungsübergänge oder Spannungsspitzen erfahren, die einen Halbleiterschalter schneller beschädigen können als ein herkömmlicher elektromechanischer Schalter. Zu hohe Spannung führt zum Durchschlag von Knotenpunkten in der Halbleiteranordnung und möglicherweise zu dauerhafter Beschädigung.
In der britischen Patentschrift GB 1534206 ist eine derartige Anordnung beschrieben und dient dazu, dieses Problem durch Aufsteuern der Halbleiteranordnung zu beseitigen, wenn die Speisespannung den Schwellenwert ungeachtet des sonst gewünschten Zustands überschreitet.
In der bekannten Anordnung wird die Tatsache ausgenutzt, daß die Halbleiteranordnung, ein Transistor, bei Übergänge durch Abschalten (gesperrt) schadensanfälliger ist, da er dabei die volle Speisespannung empfangt und der Übergang über seine Hauptstrom führenden Klemmen zugeführt wird. Bei einem Hochspannungsübergang, der einen Durchschlagsstromfluß durch die abgeschaltete Halbleiteranordnung verursacht, bedeutet diese hohe Spannung, daß eine große Energiemenge im Halbleiter dissipiert werden kann, die durch Erhitzen Schaden verursacht. Im Gegensatz dazu wird bei eingeschalteter (leitender) Halbleiteranordnung die Speisespannung (und damit jeder der Speisespannung überlagerte Übergang) hauptsächlich über die zu steuernde Belastung angelegt, die derart aufgebaut ist, daß sie die Übergänge als Teil ihres Normalbetriebs aushält. Durch Einschalten der Halbleiteranordnung in Zeiten zu hoher Spannung, sogar wenn der sonst gewünschte Zustand der Anordnung der Sperrzustand ist, wird die Belastung zum Abfallen auf wenigstens einiges der zusätzlichen Spannung gezwungen. Hierdurch wird die innerhalb der Halbleiteranordnung zum Vermeiden von Beschädigung erzeugte Wärmeenergie reduziert. Um wirksamen Schutz darzustellen, ist es bekannt, daß das Schwellendetektormittel unabhängig von den normalen Ansteuerschaltungen arbeiten soll, die die Steuerelektrode möglichst direkt mit der ersten Klemme der Versorgung in der möglichst kurzen Zeit verbinden.
Ein Problem entsteht mit der bekannten Anordnung, wenn die Anwendung vorschreibt, daß die Halbleiteranordnung in Beantwortung eines Steuersignals schnell abgeschaltet werden muß. Um ein schnelles Abschalten zu erreichen, kann das Mittel zum Anlegen von Signalen an die Steuerelektrode aktive Abschaltmittel zum Verbinden der Steuerelektrode mit einer zweiten Klemme der Stromversorgung enthalten, wenn der gewünschte Leitzustand abgeschaltet (gesperrt) ist. Dies ist zum schnellen Entladen der großen Kapazität wirksam, die unumgänglich mit den Steuerelektroden großer Leistungsanordnungen verknüpft ist. Beispielsweise können Leistungs-Metalloxid- Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) eine Gatterkapazität von einigen zehn oder sogar einigen hundert Picofarad (pF) abhängig von der Abmessung und der Art der Leistungsanordnung besitzen.
Jedoch verursacht die Verknüpfung der oben beschriebenen bekannten und direkt wirkenden Schutzanordnung mit einem aktiven Abschaltmittel das Problem, daß das Abschaltmittel durch hohe Ströme beim Auftreten einer Spitzenspannung schadenanfällig sein kann, da die Schutzanordnung zum Anlegen der vollen Übergangsspannung über das Abschaltmittel dient (beispielsweise einen leitenden Transistor zur Verbindung mit einem negativen Pol). Eine Lösung ist, das Abschaltmittel mit einem ausreichend hohen Widerstandswert herzustellen, so daß der Übergangsstrom auf einen sicheren Pegel begrenzt wird. Eine bekannte Schaltung mit dieser Lösung ist Siemens' BTS412 integrierte Schaltung mit intelligentem Leistungsschalter nach der Beschreibung von J. Tihanyi und M. Glogolja im Conference Record der 1986 I.E.E.E. Industrial Applications Society Annual Meeting, S. 429 . . . 433. Man achte insbesondere auf den Widerstandswert RG in Fig. 2 auf Seite 430. Jedoch macht der erforderliche hohe Widerstandswert die Abschaltanordnung weniger wirksam beim Erreichen eines schnellen Abschaltens der vor der Abschaltanordnung gesteuerten Halbleiteranordnung.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Abschaltanordnung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, mit der ein schnelles Abschalten der Halbleiteranordnung erhalten werden kann, während dabei die Möglichkeit von Beschädigung durch Hochspannungsübergänge minimisiert wird.
Zur Lösung dieser Aufgabe ist eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung zum Ansteuern einer Leistungshalbleiteranordnung ("der Leistungsanordnung") in Reihenschaltung mit einer Belastung über eine Energieversorgungsquelle, deren erste Klemme mit einer stromführenden Hauptelektrode der Leistungsanordnung und deren zweite Klemme mit der Belastung verbunden sind, wobei die Schaltungsanordnung auf ein Steuersignal (ON) ansprechende Ansteuermittel enthält, und das Signal den gewünschten Leitungszustand der Leistungsanordnung zum Anlegen geeigneter Signale an eine Steuerelektrode der Leistungsanordnung definiert, insbesondere durch Verbinden der Steuerelektrode mit der ersten Versorgungsklemme, wenn Leitungszustand erforderlich ist, und durch Verbinden der Steuerelektrode mit der zweiten Versorgungsklemme, wenn Sperrzustand erforderlich ist, die Anordnung außerdem eine Halbleiter-Durchbruchseinrichtung enthält, die zwischen der ersten Versorgungsklemme und der Steuerelektrode der Leistungsanordnung angeschlossen ist, um die Spannung über die Leistungsanordnung beim Auftreten einer außergewöhnlich hohen Spannung zwischen den Versorgungsklemmen auf einen ersten vorgegebenen Pegel zu begrenzen, in dem die Leistungsanordnung auf dem ersten vorgegebenen Spannungspegel in den leitenden Zustand gebracht wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung außerdem noch Mittel zum Ändern des Betriebs der Steuermittel für die Dauer der außergewöhnlich hohen Spannung enthält, um die Steuerelektrode von der zweiten Versorgungsklemme zu lösen und mit der ersten Versorgungsklemme zu verbinden, wodurch die Leistungsanordnung leitend und dabei die Spannung über die Leistungsanordnung auf einen Pegel unter dem ersten vorgegebenen Spannungspegel reduziert wird.
Das Mittel zum Ändern des Betriebs des Ansteuermittels kann einen Schwellendetektor, der zwischen den Versorgungsklemmen zum Erzeugen eines Logiksignals angeschlossen ist, das die außergewöhnlich hohe Spannung anzeigt, wenn die Versorgungsspannung einen Schwellenwert übersteigt, und eine Logikschaltung zum logischen Verknüpfen des Ausgangssignals des Schwellendetektors mit dem Steuersignal enthält, bevor das Steuersignal an das Ansteuermittel gelegt wird. Eine derartige Anordnung kann das schnelle Ansprechen der bekannten direkt arbeitenden Schutzanordnung aufrechterhalten.
Durch die Fortpflanzungslaufzeiten, die dem Betrieb der Logikschaltung innewohnen, ist die direkt wirkende einfache Durchschlagsanordnung noch vorteilhaft, um ein direkteres Ansprechen auf einen Übergang zu ermöglichen, aber das Abschaltmittel erfährt nur einen hohen Strom für eine kurze Zeit, während das Logiksignal sich durch die Logik- und Steuerschaltungen fortpflanzt. Der Ausgang des Schwellendetektors kann daher auch dafür sorgen, daß die Anordnung den Steuerausgang der ersten Speiseklemme beispielsweise mittels eines Arbeitstransistors verbindet. Hierdurch kann eine Leistungs-Halbleiteranordnung in Verbindung mit dem Ansteuerausgang wirksamer einschalten als die einfache Durchschlagsschaltung (erster Schwellendetektor), die obgleich schnellwirkend nicht unter seiner Durchschlagsspannung leitet, die im Vergleich zum Spannungsabfall über einen Arbeitstransistor groß ist.
Der zwischen den Speiseklemmen verbundene Schwellendetektor kann eine Potentialteileranordnung enthalten, von der ein Arm eine oder mehrere Halbleiterdurchschlagseinrichtungen enthält, die den Schwellenwert definieren. Eine derartige Potentialteilereinrichtung kann ein Widerstandsgerät in Reihe mit einer oder mehreren in Sperrichtung betriebenen Zener- oder Lawinendioden enthalten. Wenn die Schaltungsanordnung mit MOS-Transistoren aufgebaut ist, kann der Widerstandswert mit einem MOS-Widerstandsgerät vorgesehen werden, wodurch der Schwellendetektor sich zum Integrieren mit dem Rest der Schaltungsanordnung eignet.
Die Halbleiterdurchschlagsanordnung in Verbindung zwischen der Steuerelektrode und der ersten Speiseklemme kann eine oder mehrere Halbleiterdurchschlagsdioden in Reihenschaltung enthalten, um in Sperrichtung betrieben zu werden, wenn der gewünschte Leitzustand abgeschaltet (gesperrt) ist. Dies ermöglicht das Anbringen eines einfachen und schnell arbeitenden Ausführungsbeispiels der Erfindung. Die Halbleiterdurchschlagsdioden können von Zener- oder Lawinentypen sein.
Die Durchschlagseinrichtung kann außerdem eine Halbleiterdiode in Reihenschaltung mit der bzw. den Durchschlagsdioden enthalten, jedoch mit entgegengesetzter Polarität, um Vorwärtsleitung durch die Durchschlagsdiode(n) abzublocken. Eine derartige Eigenschaft kann wünschenswert sein, wenn in einer Betriebsart, beispielsweise im leitenden Zustand, die Durchschlagseinrichtung sonst in den leitenden Zustand vorgespannt sein und die Leistung der Schaltungsanordnung beeinflussen könnte. Ohne die Abblockdiode könnte beispielsweise der Steuerausgang nicht einfach auf eine Spannung vorbei der der ersten Speiseklemme gebracht werden.
Das Mittel zum Anlegen von Signalen an die Steuerelektrode kann eine Spannungsquelle zum Anlegen eines Signals auf einer Spannung außerhalb des von verfügbaren Speisespannungen umfaßten Bereichs an diese Elektrode enthalten. Eine Spannungsquelle kann beispielsweise erforderlich sein, wenn die zu steuernde Halbleiteranordnung ein MOS- oder ein Bipolartransistor in Verbindung mit gemeinsamen Abzugs- oder Kollektor-Konfigurationen ist, weil dabei die Gatter- oder Basisspannung zum vollen Aufsteuern der Anordnung über die Speisespannung erhöht werden muß.
Die Spannungsquelle kann eine Ladungspumpenschaltung enthalten. Eine Ladungspumpe liefert eine gut integrierbare Niederstromspannungsquelle und kann insbesondere nützlich sein, wenn die Anordnung zum Ansteuern des Gatters beispielsweise eines in Drainschaltung verbundenen MOSFET verwendet werden muß. Die Schaltungsanordnung kann Mittel zum Erzeugen eines Ausgangssignals zum Mitteilen an externe Schaltungen enthalten, daß der Schwellenwert überschritten wurde.
Die Erfindung liefert weiter eine Anordnung mit einer Halbleiterausgangsanordnung und einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung, wobei die Schaltungsanordnung mit einer Steuerelektrode der Ausgangseinrichtung verbunden ist. Die Ausgangseinrichtung kann beispielsweise ein DMOS-Leistungstransistor sein. Wenigstens ein Teil der Schaltungsanordnung kann auf demselben Halbleiter wie die Ausgangseinrichtung integriert sein.
Die Erfindung liefert weiter noch einen geeigneten intelligenten Leistungsschalter zur Verwendung in einem Motorfahrzeug oder in einer derartigen Anwendung. Der intelligente Leistungsschalter liefert so eine Halbleiterleistungsschaltungsanordnung mit eingebautem Schutz gegen Hochspannungsübergänge.
Anmelderin merkt dabei auf, daß die Dokumente EP-A-0 055 551 und EP-A-0 173 148 TTL-Logikschaltungen mit eingebautem Schutz gegen abnormale Speisespannungen beschreiben. In diesen TTL-Schaltungen wird der mit einem negativen Pol verbundene Transistor einer Gegentaktausgangsstufe abgeschaltet, bevor ein Fehlbetrieb durch sehr hohe Speisespannung dafür sorgen kann, daß der Arbeitstransistor einen großen Strom in Reihenschaltung mit dem mit einer negativen Klemme verbundenen Transistor weiterleitet.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert, wobei in der einzigen Figur eine Blockschaltung einer Schaltung mit einem Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt ist.
In der Figur ist eine Schaltungsanordnung 10 nach der Erfindung zum Steuern eines n-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Leistungstransistor, Leistungs-MOST 1, dargestellt. Der MOST 1 enthält eine Drainelektrode 2 in Verbindung mit einer ersten Speiseklemme 3 und eine Sourceelektrode 4 in Verbindung mit einer Klemme einer Belastung 5, die angesteuert werden muß. Die andere Klemme der Belastung 5 ist mit einer zweiten Speiseklemme 6 verbunden. Die Klemme 3 kann beispielsweise mit der positiven Elektrode eines Motorfahrzeugakkumulators und die Klemme 6 mit dem Fahrzeugchassis oder Masse verbunden werden. Der MOST 1 enthält außerdem eine weitere Sourceelektrode 7 zum Verbinden bei 8 mit einer Strommeßschaltung (nicht dargestellt), die nach dem Stand der Technik bekannt ist.
Das Gate 9 des MOST 1 ist mit dem Steuerausgang der Schaltungsanordnung 10 über die Klemme 11 verbunden. Die Schaltungsanordnung 10 ist weiter mit einem Steuereingang an eine Klemme 12 angeschlossen und über die Klemme 14 und 18 mit den Speiseklemmen 6 (0 V) bzw. 3 (VBATT) verbunden. Die Anordnung 10 ist ebenfalls über eine Niederspannungsspeiseklemme 19 mit dem Ausgang eines Spannungsreglers (nicht dargestellt) verbunden, die eine Spannung von 5 bis 12 Volt abhängig vom benutzten Regler führen kann.
Eine erste Durchschlagseinrichtung 29 ist mit einem ersten Ende an die Klemme 18 (VBATT) und mit einem zweiten Ende an die Steuerausgangsklemme 11 angeschlossen und damit an das Gate 9 vom MOST 1. Die erste Durchschlagseinrichtung 29 enthält eine Reihenschaltung von Dioden, die mit einer Abblockdiode D13 anfängt, deren Anode beim ersten Ende mit der Klemme 18 (VBATT) verbunden ist. Vier Durchschlagsdioden 29a . . . 29d sind zwischen der Kathode von D13 und der Ausgangsklemme 11 in Reihe geschaltet. Die Durchschlagsdioden 29a . . . 29d sind in der entgegengesetzten Richtung mit der Diode D13 verbunden, wobei die Kathode der Diode 29. mit der Kathode von D13 und die Anode der Diode 29a mit der Klemme 11 verbunden sind.
Im Betrieb werden an der Klemme 11 mit einem nachstehend zu beschreibenden Mittel Signale erzeugt und an das Gate 9 des MOST 1 gelegt, um zu definieren, ob der MOST 1 aufgesteuert (Klemme 11 hoch) oder gesperrt (Klemme 11 niedrig) sein soll. Im Normalbetrieb ist die Durchbruchseinrichtung im offenen Stromkreis wirksam, da entweder die Diode D13 oder die Dioden 29a . . . 29d in Sperrichtung betrieben werden. Jedoch bricht selbstverständlich die erste Durchbruchsanordnung 29 bei einer Spannung durch, die von der Anzahl benutzter Dioden in der Reihenschaltung und von der Durchbruchsspannung einer jeden abhängig ist. Die Dioden 29a bis 29d können Zener- oder Lawinendurchbruchsdioden sein, und die Kette mit vier Durchbruchsdioden könnte durch eine Kette mit weniger oder mehreren Dioden ersetzt sein, um die gewünschte Schwellenspannung zu erhalten. Mit den vier dargestellten Dioden könnte die detektierte Schwelle für VBATT etwa 50 Volt betragen, wenn jede der Dioden 29a . . . 29d eine Durchbruchsspannung von etwa 12 Volt führt.
Wenn die Spannung VBATT auf einen Wert über eine Schwelle steigt, die durch die Durchschlagsspannung der ersten Durchbruchseinrichtung 29 definiert wird, brechen die Dioden 29a . . . 29d durch, die normalerweise in Sperrichtung im Sperrzustand betrieben werden, durch und bilden einen Niederwiderstandsweg durch die in Vorwärtsrichtung betriebene Diode D13 zwischen der Steuerausgangsklemme 11 und der Speisung VBATT. Dies wirkt sich dahin aus, daß der MOST 1 bei Hochspannungsübergängen aufgesteuert wird, und fast unmittelbar anspricht, wodurch die normalerweise an das Gate des MOST 1 gelegten Signale ausgetastet werden. Es sei bemerkt, daß die Anordnung 29 nur soviel leitet, daß sie die Spannung am Gate 9 des MOST 1 auf nicht mehr als etwa 50 Volt unter VBATT begrenzt. Der MOST 1 muß daher die Möglichkeit haben, die Leistungsdissipation durch mögliche Übergangsströme bei Spannungen bis zu dieser Spannung auszuhalten, aber im vorliegenden Beispiel ist dies nur für die Zeit direkt nach der Detektion der Spannungsspitze wahr, wie nachstehend näher erläutert wird. Die Diode D13 ist zum Abblocken des Vorwärtsbetriebs durch die Dioden 29a . . . 29d vorgesehen, die sonst im leitenden Zustand stehen würde, wenn die Spannung an der Klemme 11 VBATT übersteigt.
Die Anordnung 10 enthält außerdem eine Schwellendetektorschaltung 20, eine Logikschaltung 22 und eine Ladungspumpenschaltung 24. Die Schwellendetektorschaltung 20 enthält eine zweite Durchschlagseinrichtung 30 mit vier Durchbruchsdioden 30a . . . 30d in Reihenschaltung, wobei die Kathode der Diode 30a mit der Speiseklemme 19 (VBATT) verbunden ist. Die Anode der Diode 30d ist mit einem Ende eines Widerstandsgeräts RD8 verbunden, und das andere Ende davon ist mit der Speiseklemme 14 (0 V) über ein weiteres Widerstandsgerät RD9 verbunden. Eine weitere Durchbruchsdiode D7 ist parallel zu RD9 geschaltet, wobei ihre Anode mit der Speiseklemme 14 und ihre Anode mit dem Knotenpunkt 112 von RD9 mit RD8 verbunden sind. Der Knotenpunkt der Widerstandsgeräte RD8 und RD9 bildet einen Ausgang 32 der Schaltung 20 und führt ein logisches Signal HV. Eine (punktiert dargestellte) Klemme 33 kann mit dem Ausgang 32 (HV)verbunden werden, um nach Bedarf eine Anzeige des Signals HV nach externen Schaltungen zu liefern.
Im Normalbetrieb wird der Ausgang 32 durch RD9 niedrig gehalten, da die Spannung an den in Sperrichtung betriebenen Dioden 30a . . . 30d nicht zum Durchbrechen ausreicht. Also führt der Ausgang 32 ein Signal HV = 0 zum Angeben des Normalbetriebs. Wenn jedoch ein sehr hoher Spannungsübergang über die Speiseklemmen 14 und 18 erscheint, brechen die Dioden 30a . . . 30d durch und leiten, und der Ausgang 32 wird durch den niedrigen Durchbruchswiderstandswert der Dioden 30a . . . 30d aufgezogen. Also wird bei Hochspannungsübergängen oder Spannungsspitzen in der Spannungsversorgung ein Signal HV = 1 an den Ausgang 32 erzeugt. Die Diode D7 dient zum Begrenzen der Spannung an den Eingang der Logikschaltung 22 bei Spannungsspitzen, um Beschädigung von Eingangstransistoren der Schaltung 22 zu vermeiden.
Die Durchbruchsspannung der zweiten Durchbruchseinrichtung 30, die den Schwellenwert von VBATT definiert, die vom Signal HV = 1 dargestellt wird, wird durch die Anzahl der Dioden in der Reihenschaltung 30a . . . 30d und bei der Durchbruchsspannung einer jeden genau wie im Fall der ersten Durchschlagseinrichtung 29 nach obiger Beschreibung. Wenn die weitere Durchbruchsdiode D7 ebenfalls eine Durchbruchsspannung von etwa 12 Volt führt, und wenn VLOW reguliert wird, so daß die Niederspannungsspeisespannung zwischen den Klemmen 14 und 19 12 Volt beträgt, begrenzt die Diode D7 den Eingang nach der Niederspannungslogikschaltung 22 im wesentlichen auf den Bereich der Niederspannungsversorgung.
Die Logikschaltung 22 besteht aus einem Zweieingangs-CMOS-NOR- Gatter 118 mit vier Transistoren T57 . . . T60 und einer CMOS-Umkehrstufe 120 mit zwei Transistoren T61 und T62 und mit einem Ausgang 124. Diese CMOS-Schaltungen sind mit den Niederspannungsspeiseklemmen 14 und 19 verbunden. Ein Eingang des NOR- Gatters 118 ist mit der Steuereingangsklemme 12 verbunden, während der andere Eingang des NOR-Gatters 118 mit dem Ausgang 32 der Schwellendetektorschaltung 20 verbunden ist. Der Ausgang 122 des NOR-Gatters 118 ist mit dem Eingang der Umkehrstufe 120 verbunden.
Im Betrieb gelangt ein Signal ON an die Steuereingangsklemme 12 zum Definieren des gewünschten Zustands des MOST 1. Die Logik-ODER-Kombination der Signale HV und ON steht am Ausgang 124 zur Verfügung, während das komplementäre Signal, die NOR-Kombination, an 122 zur Verfügung steht. Die Ausgänge 122 und 124 bilden zusammen den Ausgang der Logikschaltung 22.
Die Ladungspumpenschaltung 24 enthält zwei Hochspannungs-n- Kanaltransistoren T63 und T65. Die Sources von T63 und T65 sind mit der Versorgungsklemme 14 (0 V) verbunden, und ihre Gatter bilden ein Paar komplementarer Eingänge, die zusammen einen Auftasteingang der Schaltung 24 bilden. Das Gate von T63 ist mit dem Ausgang 124 der Legikschaltung 22 verbunden, während das Gate von T65 über eine Leitung 131 mit dem komplementären (NOR-)Ausgang 122 der Legikschaltung 22 verbunden ist. Ein weiterer Hochspannungs-n-Kanaltransistor T67 ist mit seinem Gate an die Leitung 131 angeschlossen, und die Sources der Transistoren T65 und T67 sind mit der Speiseklemme 14 (0 V) verbunden.
Eine weitere Eingangsklemme 36 (CP), die von einer Oszillatorschaltung (nicht dargestellt) gesteuert wird, ist mit einer Platte eines jeden von zwei Kondensatoren C1 und C2 verbunden. Die andere Platte des Kondensators C1 ist bei 126 mit der Kathode einer Diode D8 verbunden und ebenfalls mit der Drain von T65.
Die Anode der Diode D8 ist mit der Drain eines Hochspannungs-p-Kanaltransistors T64 verbunden, der mit seiner Source an die Versorgungsklemme 18 (VBATT) angeschlossen ist. Die weitere Platte des Kondensators C2 ist bei 128 mit der Kathode einer Diode D10 verbunden, deren Anode an die Versorgungsklemme 18 (VBATT) angeschlossen ist.
Die Drain des n-Kanaltransistors T63 ist mit einem Ende eines Widerstandsgeräts RD10 verbunden, das den Eingang eines Potentialteilers bildet, der RD10 und ein weiteres Widerstandsgerät RD11 enthält. Der Knotenpunkt zwischen RD10 und RD11 ist mit einem Ausgang des Potentialteilers, der Leitung 130, verbunden, während das andere Ende von RD11 mit der Klemme 18 (VBATT) verbunden ist. Die Leitung 130 ist weiter mit dem Gate des Transistors T64 verbunden, während eine Durchbruchsdiode D9 parallel zu RD11 verbunden ist, wobei ihre Kathode mit der Klemme 18 (VBATT) und ihre Anode mit der Leitung 130 verbunden sind.
Die Drain des Transistors T67 ist über die Steuerausgangsklemme 11 mit dem Gate 9 des Leistungs-MOST 1 verbunden. Ein weiterer Hochspannungs-n- Kanaltransistor T66 ist mit seinem Gate an den Kondensator C1 bei 126 verbunden, mit seiner Drain an den Kondensator C2 bei 128 und mit seiner Source an das Gate 9 des Leistungs-MOST 1 über die Klemme 11 verbunden. Der Transistor T66 enthält eine getrennte Rückgatterelektrode 132, der mit der Source 4 des Leistungs-MOST 1 verbunden ist. Eine Durchbruchsdiode D11 ist zwischen dem Gate und der Source des Transistors T66 angeschlossen, deren Anode mit der Source verbunden ist, während eine weitere Durchbruchsdiode D12 ebenfalls zwischen dem Gate 9 und der Source 4 des Leistungs-MOST 1 angeschlossen ist.
Im Betrieb bestimmen das Signal an 124 und sein Komplement an 122, ob der Zustand des Leistungs-MOST 1 leitend oder gesperrt ist. Im leitenden Zustand, wenn ON = 1 ist, ist das OR-Signal an 124 hoch und das NOR-Signal an 122 niedrig in bezug auf die Niederspannungsversorgung an den Klemmen 14 und 19. Also leitet T63 und T65 und T67 sind gesperrt. Der Potentialteiler RD10/RD11 dient als Pegelschiebeschaltung zum Freigeben des Signals an 124 zum Steuern des Hochspannungstransistors T64, und so leitet im ON-Zustand T64 zum Zuführen von VBATT an die Anode von D8. Die Durchbruchsdiode D9 dient zum Begrenzen der an T64 gelegten Gate-Source-Spannung bei Hochspannungsversorgung zum Vermeiden der Beschädigung von T64. Gleichzeitig schwingt die Klemme 36 (CP), die an einen nicht dargestellten Oszillator, wie z. B. einen Ringoszillator, angeschlossen ist, auf hoher Frequenz zwischen zwei vom Ausgang des Oszillators bestimmten Spannungen. Beispielsweise kann CP im wesentlichen zwischen den Speisespannungen VBATT und 0 Volt oszillieren, um die maximal verfügbare Schwingung zu verwenden, aber wenn ein kleineres Signal erwünscht wäre, kann CP beispielsweise zwischen VBATT und eine Zwischenspannung schwingen. Die Wahl der Spannung für CP ist von der besonderen am Gate 9 des Leistungs-MOST 1 zum harten Aufsteuern dieses Transistors erforderlichen Spannung abhängig.
Wenn die Schwingung CP (bei 36) niedrig macht, beispielsweise 0 Volt, laden sich C1 und C2 über ihre jeweiligen Dioden D8 und D10 auf, bis sie im wesentlichen die volle Versorgungsspannung minus dem Abfall über die Bauelemente in der Reihenschaltung damit führen. Wenn CP darauf hoch wird, auf VBATT, können C1 und C2 sich nicht über die Dioden D8 und D10 entladen, die in Sperrichtung betrieben werden, da die Spannungen an 126 und 128 auf einen Pegel über VBATT ansteigen. Die Ladung an C1 wird dabei mit der Gate-Kapazität des Transistors T66 geteilt, der damit aufgesteuert wird, und die Ladung an C2 kann dabei T66 und die Ausgangsklemme 11 durchfließen und wird mit der Gate-Kapazität des Leistungs-MOST 1 geteilt. Dieser Vorgang wiederholt sich bei jedem Zyklus des Eingangs CP, bis nach einer Anzahl von Schwingungen das Gate 9 des Leistungs-MOST 1 auf einer Spannung VG um einige Volt über VBATT festgehalten wird, wobei ein hartes Aufsteuern des Leistungs-MOST 1 erreicht wird. Der endgültige Wert von VG wird annähernd mit nachstehender Gleichung beschrieben:
VG = VBATT + ΔVCP - VBE - VTH,
worin ΔVCP die Spitze-zu-Spitze-Amplitude der Schwingungen des Signals CP ist, VBE den Vorwärtsspannungsabfall über die Diode D10 und VTH den Spannungsabfall über den Transistor T66 darstellen, wenn er aufgesteuert wird. Es sei bemerkt, daß, der Einfachheit bei der Integration oder aus einem bestimmten anderen Grund halber, die Diode D10 als Durchbruchsdiode hergestellt ist, und der erreichbare Wert von VG wird durch die Durchbruchsspannung dieser Diode begrenzt. Das Gate 9 wird gegen Entladen wieder in der Zeit geschützt, in der CP niedrig ist, da dabei T66 derart gesperrt wird, daß er als synchroner Gleichrichter arbeitet.
Bei geeigneter Wahl der Werte für die Kondensatoren C1 und C2 und der Frequenz der Schwingung des Signals CP kann die Geschwindigkeit, bei der die Belastung aufgesteuert wird, gesteuert werden. Es kann wünschenswert sein, eine Belastung, wie z. B. eine Wendellampe, langsam zu erregen, um einen großen Anlaufstrom zu vermeiden, wenn die Wendel kalt ist. Derartige Ströme sind potentiell schadhaft, beispielsweise für dünne Drähte, die am Leistungshalbleiter zum Verbinden mit der Belastung befestigt sind.
Die Verbindung des Rückgattergebiets des Transistors T66 mit der Source 4 des Leistungs-MOST 1 ist im Vergleich zu der nach der Source von T66 selbst oder zu 0 Volt vorteilhaft, wenn die Schaltungsanordnung 10 oder der Leistungs-MOST 1 eine integrierte Schaltung enthalten, da es wahrscheinlich ist, daß das Halbleitersubstrat, in dem die Niederleistungsgeräte, wie z. B. T66, gebildet werden, ebenfalls das Draingebiet des Leistungs-MOST 1 sind. Dies ist beispielsweise der Fall, wenn MOST 1 ein vertikaler Leistungs-MOSTFET ist, und wenn der Transistor T66 ohne Isolierung vom Leistungs-MOST 1 integriert ist, wobei das n-Substrat, in dem T66 gebildet ist, mit VBATT verbunden ist. Wenn das p-Gebiet zur Bildung des Rückgatters 132 von T66 nach der Source von T66 auf herkömmliche Weise kurzgeschlossen würde, würde die Source von T66 und damit das Gate 9 des Leistungs-MOST 1 daran gehindert werden, auf erforderliche Weise VBATT zu überschreiten, da der p-n-Knotenpunkt zwischen dem Rückgatter 132 und dem Substrat dabei in Vorwärtsrichtung betrieben werden würde. Um dieses Problem zu vermeiden, könnte das Rückgatter 132 mit einer festen Bezugsspannung verknüpft werden, wie z. B. 0 Volt, aber welche Spannung auch gewählt werden würde, dies würde eine außergewöhnliche Rückwärtsregelspannung nach T66 in einer Phase des Betriebs ergeben, so daß die Wirkung der Schaltung beeinträchtigt werden würde, und T66 müßte derart aufgebaut werden, daß er derartige hohe Rückwärtsregelspannungen ohne Durchbruch aushalten könnte.
Die Verbindung des Rückgatters 132 nach der Figur ermöglicht eine einfache Integration, und T66 hat immer eine geringe Rückwärtsregelspannung, da, wenn der MOST 1 aufgesteuert wird, die Source 4 des MOST 1 zusammen mit seinem Gate 9 auf ungefähr VBATT ansteigt. Ein weiterer Vorteil durch Verbindung des Rückgatters 132 von T66 mit der Source des Ausgangsgeräts ist, daß der p-n-Übergang nach obiger Beschreibung derart angeschlossen wird, daß er als Diode D12 arbeitet, so daß D12 nicht getrennt vorgesehen zu werden braucht. Die Diode D12 ist eine Zener- oder Lawinendurchbruchsdiode und dient zum Begrenzen der Gate-Source-Spannung nach MOST 1. Die Durchbruchsdiode D11 arbeitet genauso wie die des T66. Die Durchbruchsspannung dieser Dioden ist eine Wahlsache, aber wenn die Schaltung als integrierte Schaltung aufgebaut wird, können integrierte Dioden auf geeignete Weise gleichzeitig mit den MOS-Transistoren mit Durchbruchsspannungen von 12 bis 14 Volt gebildet werden. Die Dioden D8 und D10 müssen nicht unbedingt als Durchbruchsdioden arbeiten, aber in diesem Ausführungsbeispiel sind sie Durchbruchsdioden gemäß der Darstellung und gleich den anderen Dioden, um die Herstellung zu erleichtern.
Im Sperrzustand, wenn die Eingangsklemme 12 niedrig wird (ON = 0, und für diesen Augenblick ausgehend von HV = 0), werden T63 und T64 gesperrt. Der nicht dargestellte Oszillator spricht auch auf das Signal ON = 0 an und es gelangt kein Schwingungssignal an den Eingang 36 (CP). Also wird die Diode D8 von VBATT gelöst und die Transistoren T65 und T67 werden vom Ausgang 122 der Legikschaltung 22 über die Leitung 131 aufgesteuert. Also wird das Gate von T66 nach 0 Volt gezogen, und T66 wird gesperrt, wodurch das Gate 9 des Leistungs-MOST 1 von der Speisequelle gelöst wird, und damit der MOST 1 gesperrt und die Belastung 5 spannungsfrei gemacht werden. Der Transistor T67 ist vorgesehen, da die Gate-Kapazität des Großbereichs-Leistungs-MOST 1 sehr groß ist und ein aktives Herabziehen zum schnellen Sperren erfordert. Wenn insbesondere ein schnelles Abschalten erforderlich ist, kann der Transistor T67 mit einem größeren Kanalquerschnitt als die anderen Transistoren aufgebaut werden, so daß er insbesondere einen niedrigen Einschaltwiderstand besitzt.
Da die erste Durchbruchseinrichtung 29 direkt und unabhängig wirkt bei einer Spannungsspitze zum Verbinden der Klemme 11 mit der Speiseklemme 18 (VBATT), könnte der Abschalttransistor T67 durch große Übergangsströme beschädigt werden, wenn sie dabei nicht für eine folgende Aktion der zweiten Durchbruchseinrichtung 30 verwendet würden. Eine andere Lösung, die angenommen werden könnte, um dieses Problem zu reduzieren, wäre den Aufbau des Abschalttransistors mit einem höheren Wert an Einschaltwiderstand, so daß die Übergangsströme begrenzt werden. Unglücklicherweise beeinträchtigt dieser hohe Einschaltwiderstand die Leistung des Abschalttransistors im Normalbetrieb, und in den Fällen, in denen hohe Leistung wesentlich ist, wurde gefunden, daß es keinen annehmbaren Kompromißwert gibt.
In der dargestellten Schaltung bricht beim Auftreten einer Spannungsspitze die zweite Durchbruchseinrichtung 30 durch (zu etwa derselben Zeit wie die erste Durchbruchseinrichtung 29) und das Signal HV = 1 erscheint am Ausgang 32 der Schwellendetektorschaltung 20. Dieses Signal HV = 1 kann das Signal ON = 0 austasten, da es die logische Kombination ON+HV ist, die die Ladungspumpenschaltung 24 aktiviert. Das Signal HV = 1 braucht nicht notwendigerweise den nicht dargestellten Oszillator zu aktivieren, sondern beispielsweise wenn die Zeit, die der Oszillator zum Anlaufen nehmen würde, zu lange ist, um für ein direktes Ansprechen auf eine Spannungsspitze verwendbar zu sein.
Wenn die Schaltung 20 detektiert, daß VBATT die vorgegebene Schwelle überschreitet und ein Signal HV = 1 an ihrem Ausgang 32 im Sperrzustand erzeugt, wenn ON = 0, ändert sich der OR-Ausgang 124 der Legikschaltung 22 von "0" nach "1" und T63 wird aufgesteuert, wodurch T64 für die Dauer der sehr hohen Spannung aufgesteuert wird. Obgleich die Ladungspumpenschaltung 24 das Gate 9 des Leistungs- MOST 1 nicht auf eine Spannung über VBATT steuern kann, wenn keine Schwingungen an den Eingang 36 gelegt werden, wird der Transistor T66 noch von T64 ausreichend aufgesteuert, um das Gate 9 wenigstens innerhalb wenigen Volt von VBATT über die Diode D10 zu ziehen. Gleichzeitig ändert sich selbstverständlich der NOR-Ausgang 122 der Legikschaltung 22 von "1" nach "0" und über die Leitung 131 schaltet er die Transistoren T65 und T67 ab, um die Verbindung zwischen 0 Volt und den Gates des Transistors T66 bzw. des MOST 1 zu unterbrechen.
Es gibt eine Fortpflanzungslaufzeit durch die Schaltungen 22 und 24, so daß eine kurze Laufzeit abhängig von der benutzten Integrationstechnologie vorhanden sein kann, die in der Größenordnung einer Mikrosekunde oder dergleichen vom Durchbruch der Anordnung 30 zum Aufsteuern des Transistors T64 und T66 und zum Abschalten der mit negativen Klemmen verbundenen Transistoren T65 und T67 betragen kann. Aus diesem Grund ist die erste Durchbruchseinrichtung 29 noch wünschenswert, um den MOST 1 gegen direkte Beschädigung durch einen Hochspannungsübergang in dieser Mikrosekundenlaufzeit zu schützen, aber die folgende Aktion in Beantwortung des Signals HV = 1 hat zwei wichtige Vorteile.
Zunächst erfährt der Abschalttransistor T67 Übergangsströme nur in der Fortpflanzungslaufzeit nach obiger Beschreibung. Also braucht der Transistor T67 nicht mit einem derart hohen Einschaltwiderstand versehen zu werden, die erforderlich wäre, um die ganze Dauer des Übergangsstroms auszuhalten, und daher braucht seine Leistung nicht derart beeinträchtigt zu werden. Der zweite Vorteil zum Anbringen der Schaltung 20 ist, daß beim Aufsteuern der Transistoren T64 und T66 für den weiteren Teil der Spannungsspitze der Schutz des MOST 1 selbst auch verbessert wird. Der Spannungsabfall über die Transistoren T64 und T66 über die Diode D10 wird nur wenige Volt betragen, wobei daran erinnert sei, daß der Spannungsabfall über die Einrichtung 29 bei einem Übergang die Durchbruchsspannung nicht unterschreiten kann, d. h. 50 V in diesem Beispiel. Also wird nach einer kurzen Laufzeit der MOST 1 schneller aufgesteuert für den restlichen Teil der Spannungsspitze, und dementsprechend wird die Leistungsdissipation (d. h. erzeugte Wärme) reduziert.
Es sei bemerkt, daß, wenn die Schaltungsanordnung zum Steuern eines Leistungs-MOSFET und gleichzeitig zum Schützen des Leistungs-MOSFET gegen positiv gerichtete Spannungsspitzen in der Versorgung (worin VBATT selbst positiv ist) verwendet wird, nach der Beschreibung in obigem Absatz, wird der Leistungs-MOSFET ebenfalls gegen negativ gerichtete Spannungsspitzen geschützt, und tatsächlich gegen eine irrtümliche Umkehrpolaritätsverbindung der Versorgung. Dieser Schutz entsteht für Leistungs-MOSFETs, beispielsweise für den MOST 1 nach der Figur, da unter Umkehrversorgungsbedingungen der pn-Übergang zwischen dem Draingebiet und dem Körpergebiet eines n-Kanal-MOSFET in Vorwärtsrichtung betrieben wird, und die negative Spannung vollständig über die Belastung abgegriffen wird, wie im Fall einer positiv gerichteten Spannungsspitze. Dieser p-n-Übergang kann ebenfalls als Schwungraddiode zum Ansteuern induktiver Belastungen nützlich sein. Es wird klar sein, daß eine derartige inhärente Immunität für eine Umkehrpolaritätsversorgung aus einem Eigenschaft eines MOSFET-Aufbaus entsteht und Immunität zum Beispiel in Bipolar-Leistungsgeräten nicht inhärent sein kann.

Claims

1. Schaltungsanordnung zum Ansteuern einer Leistungs-Halbleiteranordnung ("der Leistungsanordnung") (1) in Reihenschaltung mit einer Belastung (5) über eine Energieversorgungsquelle, deren erste Klemme (3) mit einer stromführenden Hauptelektrode der Leistungsanordnung und deren zweite Klemme (6) mit der Belastung verbunden sind, wobei die Schaltungsanordnung auf ein Steuersignal (ON) ansprechende Ansteuermittel (22, 24) enthält, und das Signal (ON) den gewünschten Leitungszustand der Leistungsanordnung zum Anlegen geeigneter Signale an eine Steuerelektrode (11) der Leistungsanordnung definiert, insbesondere durch Verbinden der Steuerelektrode mit der ersten Versorgungsklemme, wenn Leitungszustand erforderlich ist, und durch Verbinden der Steuerelektrode mit der zweiten Versorgungsklemme, wenn Sperrzustand erforderlich ist, die Anordnung außerdem eine Halbleiter-Durchbruchseinrichtung (29) enthält, die zwischen der ersten Versorgungsklemme und der Steuerelektrode der Leistungsanordnung angeschlossen ist, um die Spannung über die Leistungsanordnung beim Auftreten einer außergewöhnlich hohen Spannung zwischen den Versorgungsklemmen auf einem ersten vorgegebenen Pegel zu begrenzen, indem die Leistungsanordnung auf dem ersten vorgegebenen Spannungspegel in den leitenden Zustand gebracht wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Anordnung außerdem noch Mittel (20, 30,118) zum Ändern des Betriebs der Steuermittel für die Dauer der außergewöhnlich hohen Spannung enthält, um die Steuerelektrode von der zweiten Versorgungsklemme zu lösen und mit der ersten Versorgungsklemme zu verbinden, wodurch die Leistungsanordnung leitend und dabei die Spannung über die Leistungsanordnung auf einen Pegel unter dem ersten vorgegebenen Spannungspegel reduziert wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, worin die Mittel zum Ändern des Betriebs der Ansteuermittel einen Schwellendetektor (20), der zwischen den Versorgungsklemmen zum Erzeugen eines Legiksignals angeschlossen ist, das die außergewöhnlich hohe Spannung anzeigt, wenn die Versorgungsspannung einen Schwellenwert übersteigt, und eine Legikschaltung zum logischen Verknüpfen des Ausgangssignals des Schwellendetektors mit dem Steuersignal enthält, bevor das Steuersignal an die Ansteuermittel gelegt wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, worin der zwischen den Versorgungsklemmen angeschlossene Schwellendetektor (20) eine Potentialteilereinrichtung enthält, deren einer Arm eine oder mehrere Halbleiter- Durchschlagseinrichtungen (30a) enthält, die den Schwellenwert definieren.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, worin die zwischen der Steuerelektrode und der ersten Versorgungsklemme angeschlossene Halbleiter- Durchschlagseinrichtung eine oder mehrere Zenerdioden (29a) in Reihenschaltung enthält, um Betrieb in Sperrichtung zu verwirklichen, wenn die Leistungsanordnung im Sperrzustand steht.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, worin die Durchschlagseinrichtung außerdem eine Halbleiterdiode (D13) in Reihenschaltung mit einer oder mehreren Zenerdioden, jedoch in der entgegengesetzten Richtung enthält, um Vorwärtsleitung durch eine oder mehrere Zenerdioden abzublocken.

6. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, worin das Steuermittel eine Spannungsquelle (24) zum Speisen der Steuerelektrode mit einer außerhalb des von den verfügbaren Versorgungsspannungen umfaßten Bereichs liegenden Spannung enthält.

7. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche mit Mitteln zum Erzeugen eines Ausgangssignals, um externen Schaltungen weiterzuleiten, daß außergewöhnlich hohe Versorgungsspannung detektiert wurde.

8. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, worin wenigstens ein Teil der Anordnung eine integrierte Schaltung enthält.

9. Vorrichtung mit einer Leistungs-Halbleiteranordnung und einer Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, wobei das Steuermittel der Schaltungsanordnung mit der Steuerelektrode der Leistungsanordnung verbunden ist, worin wenigstens ein Teil der Schaltungsanordnung auf demselben Substrat wie die Leistungsanordnung integriert ist.

10. Intelligenter Leistungsschalter, geeignet zur Verwendung in einem Motorfahrzeug mit einer Vorrichtung nach Anspruch 9.