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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Funksender und
insbesondere auf die Leistungsendverstärkerstufe eines Hochfrequenz (HF)
Funksenders.
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Wenn ein Sender ein Signal übertragen soll, das Komponenten
bei verschiedenen bestimmten Frequenzen enthält, geben Nichtlinearitäten
in dem Leistungsendverstärker Anlaß zu Intermodulationsprodukten (IMPs)
am Ausgang des Verstärkers bei anderen als denjenigen Frequenzen, die in
dem Eingangssignal vorhanden sind. Die IMPs verzerren daher den Ausgang
und bewirken auf diese Weise Interferenzen in benachbarten Kanälen.
Dieser Effekt führt zu einem signifikanten technischen Problem, wo die
Frequenz des Eingangssignals zu der Leistungsendverstärkerstufe Information
darstellt, wenn beispielsweise das Eingangssignal der Ausgang eines
parallelen Tonmodems ist, oder wo der Sender verwendet wird, um
verschiedene unterschiedliche Signale auf der gleichen Trägerfrequenz wie in einer
unabhängigen Seitenbandbetriebsart zu senden. Für diese Zwecke erfordert
eine typische Spezifikation, daß irgendwelche IMPs um wenigstens -35dB
relativ zu den gewünschten Signalen reduziert werden. Obwohl es möglich
ist, dies mit Verstärkern, die Ventile benutzen, zu erzielen, war es
bisher schwierig und unpraktisch, IMPs reduziert um mehr als -30dB mit
bei Radiofrequenzen arbeitenden Linearverstärkern der Festkörperklasse B
zu erzeugen.
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Typischerweise wurden Versuche unternommen, die Verzerrung in
derartigen Verstärkern durch die Verwendung von invertierten
Rückkopplungstechniken und eine Anzahl von Verstärkerstufen zu reduzieren, um
die durch die negative Rückkopplung erzeugte Reduktion des
Verstärkungsfaktors zu kompensieren. Verbesserungen können auch durch sorgfältiges
Auswählen der Vorspannungsbedingungen der verwendeten Transistoren
erhalten werden. Derartige Auslegungsbetrachtungen sind in der Literatur
hinreichend diskutiert. Es wurde jedoch gefunden, daß derartige
Techniken uneffektiv in bezug auf das Erreichen der geforderten hohen
Anforderungen sind.
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Die vorliegende Erfindung sucht das technische Problem des
Schaffens eines Funksenders zu lösen, der in der Lage ist,
Intermodulationsprodukte auf besser als -30dB über einen weiten Frequenzbereich,
beispielsweise für den gesamten HF-Bereich, zu unterdrücken.
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Dementsprechend schafft die vorliegende Erfindung einen
Funksender umfassend einen linearen Leistungsverstärker zum Verstärken eines
Signals bei einer variablen Funkfrequenz zum Senden und einen
Vorverzerrungsschaltkreis, über den das Signal mit dem Verstärker verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet, daß eine Vielzahl besagter
Vorverzerrungsschaltkreise zusammen mit Mitteln zum selektiven Anlegen des Signals an den
Eingang nur eines der besagten Vorverzerrungsschaltkreise in
Abhängigkeit von seiner Frequenz vorgesehen ist, wobei jeder
Vorverzerrungsschaltkreis geeignet ist, um eine Verzerrung für einen spezifischen
Frequenzbereich zu erzeugen, die im wesentlichen gleich und
entgegengerichtet zu der Verzerrung ist, die durch den Verstärker für diesen
Frequenzbereich erzeugt wird, so daß Signale innerhalb jedes der Bereiche im
wesentlichen unverzerrt am Ausgang des Verstärkers sind.
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Die Verwendung einer Reihe von Vorverzerrungsschaltkreisen
zusammen mit Mitteln zum Selektieren des geforderten Schaltkreises zu
irgendeiner Zeit in Abhängigkeit von dem Frequenzbereich des
Eingangssignals ermöglicht es, den Sender zum Senden von Signalen über einen
weiten Frequenzbereich ohne die Intermodulationsprodukte, die eine nicht
akzeptable Verzerrung bewirken, zu verwenden.
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Die Technik der Vorverzerrung ist für die Gestaltung von
elektronischen Schaltkreisen bekannt. Beispielsweise ist vorgeschlagen
worden, Vorzerrungsschaltkreise zu verwenden, die zwischen einer
Signalquelle und einer Übertragungsleitung angeordnet sind, so daß die
Verzerrung, der das Signal unterliegt, wenn es längs der Leitung übertragen
wird, kompensiert werden kann, damit das Signal korrekt empfangen wird.
Es wird jedoch davon ausgegangen, daß derartige
Vorverzerrungsschaltkreise bisher immer in Anwendungen verwendet wurden, so daß das
varzuverzerrende Signal eine bekannte feste Frequenz hatte.
Vorverzerrungsschaltkreise wurden insbesondere weitgehend in Leistungsverstärkern für
Fernsehsender verwendet, Beispiele für die Verwendung von Vorverzerrung
in dieser Anwendung sind zu finden in GB-A-2 153 173, GB-A-1 419 519 und
GB-A1 381 597. Natürlich wird in derartigen Fernsehsendeverstärkern die
Trägerfrequenz konstant gehalten, obwohl die Bandbreite des Signals, das
übertragen wird, breit ist. Die Vorverzerrungsschaltkreise, die in
diesen Spezifikationen beschrieben sind, sind sämtlich permanent
eingeschaltet, sogar dann, wenn wie in der GB-A-2 153 173 mehrere
verschiedene Vorverzerrungswege vorgesehen sind. COMSAT TECHNICAL REVIEW, Band 15,
Nr. 2, Teil A, 1985, S. 309-341, Washington, US; Y.S. LEE et al.:
"Linearized transponder technology for satellite communications part II:
System simulation and performance assessment" offenbart einen
Transponder, bei dem eine Wahl zwischen verschiedenen
Vorverzerrungsschaltkreisen für das IF-Signal mittels eines Redundanzschalters gewählt werden
kann, jedoch offenbart dieses Dokument keine Information darüber, ob
diese Vorverzerrungsschaltkreise für verschiedene Frequenzbereiche
angepaßt sind.
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Für die Zwecke des Senders der vorliegenden Erfindung ist es
erforderlich, eine Technik zum Korrigieren des Effektes von IMPs zu
liefern, wenn der Sender in der Lage sein soll, bei irgendeiner Frequenz
innerhalb eines breiten Frequenzbereichs zu arbeiten. Damit dies
möglich wird, ist es notwendig, in der Lage zu sein, die Verzerrung über
den ganzen Frequenzbereich des Verstärkers genau zu messen. Eine neue
Technik zur Durchführung der Messung, die es ermöglicht, diese Erfindung
in die Tat umzusetzen, ist hier beschrieben.
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In Übereinstimmung mit einem anderen Aspekt der Erfindung wird
eine Methode zum Testen eines Verstärkers geschaffen, um seine
Verzerrungscharakteristik aufgrund von Intermodulationsprodukten
festzustellen, umfaßend die Schritte des Erzeugens von zwei Signaltönen, die
gleichzeitig dem zu testenden Verstärker zugeführt werden, Mischen des
Ausgangs des Verstärkers mit einer lokalen Oszillatorfrequenz,
periodisches Abtasten der Spannung am Ausgang des Mischers und Anwenden einer
Fourier-Transformation auf die Abtastmuster, um Amplituden- und
Phaseninformationen für eine Vielzahl von Abtastfrequenzen innerhalb des
Verstärkerausgangs abzuleiten, Identifizieren verzerrender IMPs und
Bestimmen der Phasen- und Amplitudenverzerrung, die hierdurch erzeugt wird,
relativ zu der Amplitude der beiden Töne und Wiederholen der
vorangehenden Schritte für Paare von Tönen über den Frequenzbereich des
Verstärkers.
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Verwendet man einen solchen Test, ist es möglich, die
Intermodulationsprodukte aufgrund des nichtlinearen Verstärkungsfaktors zu
identifizieren, und Anderungen in bezug auf Phase und Amplitude mit der
Signalamplitude aufzuzeichnen, die in der Verzerrung des
Eingangssignals über dem Frequenzbereich resultieren. Die geeigneten Typen von
Vorverzerrungsschaltkreisen, die zur Kompensation dieser Effekte
geeignet sind, können dann zur Eingliederung in den Sender ausgewählt werden,
so daß, was auch immer die Sendefrequenz des zu sendenden Signals ist,
der Eingang des Verstärkers durch einen geeigneten
Vorverzerrungsschaltkreis geleitet werden kann, um die Intermodulationsprodukte zu
minimalisieren. Es wurde typischerweise gefunden, daß eine Reihe von drei
Vorverzerrungsschaltkreisen den gesamten HF-Bereich (beispielsweise 1,6 bis
30 MHz) abdecken und sicherstellen kann, daß alle Ordnungen von IMPs zu
wenigstens -40dB reduziert werden. Es wird jedoch bevorzugt, den Test
für mehr als drei Frequenzen vom Bereich des Verstärkers zu wiederholen.
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Ein HF-Funksender und ein Verfahren zum Messen der Verzerrung
des Leistungsverstärkers entsprechend der vorliegenden Erfindung wird
nun nur beispielhaft unter Bezugnahme auf die beigefügten
diagrammartigen Zeichnungen beschrieben, in denen
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Fig. 1 ein Blockdiagramm des HF Senders ist;
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Fig. 2 ein Vorverzerrungsschaltkreis zum Kompensieren eines
ersten Verzerrungstyps ist;
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Fig. 3 ein Vorverzerrungsschaltkreis zum Kompensieren eines
zweiten Verzerrungstyps ist;
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Fig. 4 ein Testaufbau zur Verwendung bei der Auslegung des
Senders von Fig. 1 ist;
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Fig. 5 ein Vektordiagramm zum Illustrieren des Eingangssignals
zu einem Verstärker ist, der mit dem Gerät von Fig. 4 getestet werden
soll; und
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Fig. 6a bis 6d auf der linken Seite Darstellungen von
Amplituden gegenüber der Zeit für verschiedene verzerrte Ausgangssignale von
einem Verstärker, der mit zwei Tönen wie in dem Gerät von Fig. 4
gespeist wird, und auf der rechten Seite entsprechende Bilder der
Amplituden- oder Phasenverzerrung relativ zu der Zweitonamplitude zeigen.
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Ein HF-Funksender, wie er in Fig. 1 dargestellt ist, umfaßt im
wesentlichen konventionelle Mischstufen 2 zum Konvertieren eines
Eingangssignals, etwa eines Stimmensignals, oder den Ausgang eines
Paralleltonmodems in ein RF-Signal an einem Ausgang 4. Das Ausgangs-RF-Signal
wird zu einem von einer Reihe von drei Vorverzerrungsschaltkreisen 8,
10, 12 über einen Wählschalter 14 geleitet, dessen Stellung durch einen
Wählsteuerkreis 16 gesteuert wird. Die Ausgänge aller drei
Vorverstärkungsschaltkreise sind mit einem Eingang eines Leistungsverstärkers 20
verbunden. Der Ausgang des Leistungsverstärkers ist mit einer
Sendeantenne 22 verbunden.
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Die Wählsteuereinheit ist über eine Steuerleitung 18 mit den
Mischstufen 2 verbunden dargestellt, um anzuzeigen, daß die Einstellung
des Wählschalters 14 durch die RF-Frequenz des Ausgangssignals, wie sie
durch den Benutzer bestimmt ist, bestimmt wird. Die RF-Frequenz des
Ausgangs wird natürlich verwendet, um die lokalen Oszillatorfrequenzen, die
während der Mischstufen 2 verwendet werden, zu bestimmen. Die durch den
Benutzer verwendeten Eingabemittel zum Festlegen der RF-Frequenz und
daher die lokalen Oszillatorfrequenzen in den Mischstufen können
ebenfalls verbunden sein, um den Wählschalter zu steuern. Jeder
Vorverzerrungsschaltkreis ist in der Lage, eine geforderte Mischung von
Amplituden- und Phasenverzerrung zu liefern, wie sie durch die vorher gemessene
Verzerrung bestimmt wurde, die innerhalb jedes Frequenzbereichs durch
den Leistungsverstärker 20 erzeugt wird, und zwar für einen bestimmten
Teil des Frequenzbereichs des Verstärkers 20.
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Wegen der Anwesenheit der Vorverzerrungsschaltkreise ist der
Ausgang des Leistungsverstärkers eine verstärkte, jedoch ansonsten im
wesentlichen identische Version des RF-Signals, das am Ausgang 4 der
Mischstufen 2 präsentiert wird. Um die geeignete Auslegung der
Vorverzerrungsschaltkreise 8, 10 und 12 und die erforderliche Anzahl
derartiger Vorverzerrungsschaltkreise zu bestimmen, ist es notwendig, die durch
den Verstärker 20 erzeugten Verzerrungstypen genau über seinen
Arbeitsfrequenzbereich
zu messen. Dies kann durch Verwendung des in Fig. 4
dargestellten Geräts geschehen, das nun beschrieben wird. Fig. 2 und 3
zeigen geeignete Ausführungen für die Vorverzerrungsschaltkreise 8, 10 oder
12. Die Größe und Art (Widerstand, Induktor, Kondensator oder
Kombinationen hiervon) der verwendeten Impedanzen Z wird durch die zu
korrigierende Verzerrung bestimmt, wie in weiteren Einzelheiten später
beschrieben wird.
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Der Verstärker 20 ist typischerweise ein Linearverstärker der
Klasse B, der unter Verwendung von Festkörperkomponenten gestaltet ist.
Für Testzwecke wird das Eingangssignal als zwei RF-Töne bei geringfügig
unterschiedlichen Frequenzen gewählt, die beispielsweise durch 2 kHz
getrennt sind, um so Intermodulationsprodukte zu erzeugen, die das
besondere Anliegen der vorliegenden Erfindung sind. Es wird anerkannt, daß
der Verstärker auch anderen Verzerrungstypen unterliegt, etwa der
Verzerrung aufgrund von 0berwellen. Die Vorverzerrungsschaltkreise können
in der Lage sein, derartige alternative Arten von Verzerrung bis zu
einem gewissen Ausmaß zu der Zeit, zu der sie mit den IMPs beschäftigt
sind, zu kompensieren.
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Ein Zweitoneingang zum Verstärker 20 wird durch zwei
Signalgeneratoren 22, 24 geliefert, die bei zwei bestimmten Frequenzen arbeiten,
die um beispielsweise 2 kHz im HF-Bereich voneinander getrennt sind. Der
Ausgang des Verstärkers wird über einen Mischer 26 zu einem
Abtastvoltmeter 28 geführt. Der Mischer 26 wird an seinem zweiten Eingang von
einem Signalgenerator 30 beaufschlagt, der auf eine geeignete Frequenz
gesetzt ist, um einen Ausgang zu erzeugen, in dem die beiden
Eingangstöne, die durch die Signalgeneratoren 22 und 24 erzeugt wurden, zu 20 kHz
bzw. 22 kHz abgemischt werden. Es wird darauf hingewiesen, daß diese
Zahlen nur beispielhaft angegeben sind und andere geeignete
Testbedingungen ohne weiteres in Abhängigkeit von der beabsichtigten Anwendung
des HF-Senders ausgewählt werden können.
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Die Frequenzstandards der Generatoren 22, 24 und 30 sind
miteinander verbunden, wie durch die gestrichelte Steuerlinie 32 gezeigt
ist.
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Das Abtastvoltmeter erzeugt Digitalmuster des abgemischten
Ausgangs des Verstärkers 20. Die Muster werden in einen Rechner 34
gegeben, der programmiert ist, um eine Fourier-Transformation des
Ausgangssignals unter Verwendung eines FFT-Algorithmus vorzunehmen und auch
weiter die Resultate des FFT zu verarbeiten, um Aufzeichnungen des
Spektrums des Ausgangssignals, der Amplitudenverzerrung und der
Phasenverzerrung auf Anzeigegeräten oder als Ausdrucke zu erzeugen, wie durch die
Blöcke 36, 38, 40 dargestellt ist. Es wird darauf verwiesen, daß diese
Funktionen ohne weiteres durch geeignete Programme ausgeführt werden
können, die hier nicht im einzelnen außer in bezug auf ihre Funktionen,
die sie ausüben, die nachstehend vollständiger aufgeführt sind, im
einzelnen beschrieben werden müssen.
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Da das Abtastvoltmeter 28 in seiner Abtastrate begrenzt sein
kann, ist es notwendig, in Zeitintervallen abzutasten, so daß jede
aufeinanderfolgende Abtastung der Wellenform aktuell von einem folgenden
Signalzyklus anstatt vom gleichen Zyklus genommen wird. Dies erzeugt die
gleichen Resultate, da die individuellen Zyklen, obwohl sie einer
Verzerrung unterworfen werden, identisch sein werden. Wenn daher das FFT
eingerichtet ist, um 512 (2N) Abtastungen über eine Periode (T) von 2 ms
zu verwenden, sollten jede 0,0039 ms Abtastungen genommen werden.
Vorausgesetzt jedoch, daß alle signifikanten Frequenzkomponenten Vielfache
von 1kHz sind, können Abtastungen statt dessen alle 1,0039 ms genommen
werden. Dies wird es ermöglichen, den Signalausgang vom Mischer 26 über
einen Frequenzbereich von 128 kHz zu analysieren. Dies ist tatsächlich
ein größerer Bereich als er als strikt notwendig betrachtet werden muß,
erscheint jedoch wegen des Erfordernisses des FFT-Algorithmus, eine
Anzahl von Abtastungen zu haben, die eine Potenz von 2 ist. Für die Zwecke
der vorliegenden Erfindung ist die Analyse von Verzerrungen aufgrund von
IMPs bis zur siebten Ordnung im allgemeinen alles, was notwendig ist, da
IMPs höherer Ordnung Verzerrungen produzieren, die schon von einem
genügend niedrigen Pegel sind und keine weitere Kompensation erfordern. Der
Ausgang des FFT enthält Amplituden- und Phaseninformationen für jede der
256 (N) Abtastfrequenzen innerhalb des Analysenbereichs von 0,5 kHz bis
128 kHz in Stufen von 0,5 kHz (1/T). Der erste Ausgang des Prozessors 34
auf dem Anzeigegerät 36, das ein CRT oder ein Plotter oder beides sein
kann, ist das Spektrum des Ausgangssignals, d.h. die Amplitude jeder
Abtastfrequenz gegenüber der Frequenz aufgetragen. Wenn es keine durch den
Verstärker 20 erzeugte Verzerrung gibt, wird dieser nur die beiden Töne
bei 20 bzw. 22 kHz zeigen. Jedoch wird das Spektrum normalerweise auch
IMPs bei verschiedenen Pegeln und Oberwellen zeigen. IMPs dritter
Ordnung werden bei 28 und 24 kHz, der fünften Ordnung bei 16 und 26 kHz,
usw. sein.
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Um die durch das FFT erzeugte Phasen- und
Amplitudeninformation zu analysieren, ist es erforderlich, die Phasen- und
Amplitudenverzerrung gegenüber der Zweitonsignalamplitude aufzutragen. Typische
derartige Diagramme sind in den Fig. 6a bis 6d für verschiedene
Verzerrungstypen gezeigt. Um diese Diagramme zu erzeugen, identifiziert das
Programm, das von dem Computer 34 durchlaufen wird, zunächst in dem
Spektrum die beiden Töne und berechnet die Vektorsumme dieser beiden
Töne, wie in Fig. 5 gezeigt ist, wo der, erste Ton durch den Vektor 44
identifiziert wird, der als A&sub1;e-j(ω&sub1;t+φ&sub1;) ausgedrückt werden kann. Der
zweite Ton wird durch den Vektor 46 dargestellt als A&sub2;e-j(ω&sub2; t+φ&sub2;). Im
vorliegenden Beispiel sind ω&sub1; = 20 kHz und ω&sub2; = 22 kHz und φ&sub1; und φ&sub2;
die relativen Phasen der beiden Töne. Wo die Frequenzstandards der
Signalgeneratoren 22 und 24 miteinander verbunden sind, wird φ&sub1; - φ&sub2; ein
konstanter Wert sein. Die Maximalamplituden der Signale A&sub1; und A&sub2; sind
idealerweise gleich. Die Vektorsumme der beiden Töne 44 und 46 wird
durch den Vektor 48 dargestellt. Es wird darauf hingewiesen, daß der
Vektor 48 mit der Zeit rotiert und daß sich seine Amplitude als eine
Funktion der Zeit ändern wird, da die Frequenzen seiner beiden
Komponenten unterschiedlich sind. Die Phase der Vektorsumme 48 der beiden Töne
wird als eine Referenzphase während der folgenden Analyse verwendet.
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Die Durchschnittsfrequenz der beiden Töne, d.h. 21 kHz beim
vorliegenden Beispiel, wird ebenfalls als eine Bezugsfrequenz verwendet.
Daher haben relativ zu diesem Bezug die beiden Töne Frequenzen von plus
bzw. minus 1 kHz resultierend in ihrer Vektorsumme 48, die eine
konstante Phase besitzt.
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Das Computerprogramm identifiziert von dem Ausgang des FFT
diejenigen Abtastfrequenzen, bei denen ein großes Signal existiert, d.h.
eines, das eine Amplitude besitzt, die größer als ein vorbestimmter
Schwellenwert ist. Die Schwelle kann durch Bezug auf die Amplitude der
Signale bei den Abtastfrequenzen bestimmt werden, die den Eingangstönen
und dem erforderlichen Pegel entsprechen, auf den alle IMPs zu
reduzieren sind, wie er durch die Auslegungsspezifikation für den Verstärker
bestimmt wird. Nur Signale, die bei IMP-Frequenzen (z.B. ± 3 kHz, ± 5
kHz, usw.) sind, werden in den folgenden Berechnungen verwendet. Die
anderen großen Signale werden just als eine überprüfung in dem Test
überwacht. Es sollten keine großen Signale außer dem IMPs und den Oberwellen
geben. Die Phasen dieser IMPs relativ zur Referenzphase wird dann
berechnet. Aus dieser Information ist es möglich, die Vektorsumme der IMPs
für eine Anzahl von Punkten, typischerweise 200 während einer Periode
von einer Millisekunde zu berechnen, was 1 kHz entspricht und daher
einen kompletten Zyklus der Vektorsumme der beiden Töne abdeckt. Die
Komponente der Vektorsumme der IMPs, die in Phase mit der Vektorsumme der
beiden Töne ist, wird dann berechnet. Diese Komponente repräsentiert die
Amplitudenverzerrung und wird gegenüber der Zweitonamplitude für die
Zwecke der Anzeige oder des Ausdruckens 38 aufgezeichnet. Die Komponente
der Vektorsumme IMPs bei 90º zur Referenzphase repräsentiert die
Phasenverzerrung. Diese wird gegen die Zweitonamplitude für den Ausgang 40
aufgezeichnet.
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Es gibt vier Grundformen für diese Diagramme. Jedoch kann
jeder zu untersuchende spezielle Verstärker Modifikationen dieser Formen
erzeugen. Die beiden Grundformen der Amplitudenverzerrungsdiagramme sind
auf der rechten Seite in den Fig. 6a und 6b dargestellt mit dem Effekt,
den sie auf die tatsächliche Wellenform haben, die auf der linken Seite
dargestellt ist, wo die Spannung gegenüber der Zeit aufgetragen ist,
wobei die durchgezogene Wellenform 50 die ideale, unverzerrte Wellenform
und die gestrichelte Linie 52 die verzerrte Wellenform zeigt.
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Wie in Fig. 6a gezeigt, gibt es eine positive
Amplitudenverzerrung bei niedrigen Pegeln der Zweitonamplitude und eine negative
Amplitudenverzerrung bei hohen Pegeln. Dies wird durch den
Verstärkungsfaktor des Verstärkers 20 bewirkt, der mit der Amplitude abnimmt, wie
durch ein Vergleich der Wellenform 50 und 52 auf der linken Seite von
Fig. 6a ersehen werden kann.
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Das in Fig. 6b dargestellte Amplitudenverzerrungsdiagramm
zeigt das Ergebnis des mit der Amplitude abnehmenden
Verstärkungsfaktors. Diese Art der Verzerrung ist als Überschneidungsverzerrung
bekannt.
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Ähnliche Diagramme zur Phasenverzerrung sind in den Fig. 6c
und 6d dargestellt. In Fig. 6c beruht die Verzerrung auf der Verzögerung
durch den Verstärker, die mit der Amplitude des Signals wächst. Die
umgekehrte Situation ist in Fig. 6d dargestellt.
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Diagramme des Spektrums, wie auf dem Anzeigegerät 36
dargestellt, das Amplitudenverzerrungsdiagramm, wie auf dem Anzeigegerät 38
dargestellt, und das Phasenverzerrungsdiagramm, wie auf dem Anzeigegerät
40 dargestellt, werden erhalten und vorzugsweise für zwei durch die
Signalgeneratoren 22 und 24 erzeugten zwei Töne an verschiedenen Punkten
im Frequenzbereich des Verstärkers 20 ausgedruckt. Ein Diagramm der
momentanen Wellenform kann ebenfalls erforderlichenfalls erzeugt werden,
um die Frequenz zu messen. Diese Ergebnisse können dann analysiert
werden, um dann zu bestimmen, wie die Vorverzerrungsschaltkreise am besten
auszulegen sind, um die bei verschiedenen Frequenzen innerhalb des
Arbeitsbereichs des Verstärkers aufgefundenen Verzerrungstypen zu
kompensieren. Typischerweise wird es notwendig sind, diesen Arbeitsbereich in
eine Anzahl von Unterbereichen aufzuteilen, die verschiedene
Verzerrungscharakteristiken haben. Für jeden Bereich wird ein geeigneter
Vorverzerrungsschaltkreis ausgelegt, der die entgegengesetzte Änderung im
Verstärkungsfaktor und Phase mit Amplitude zu dem durch den Verstärker
20 erzeugten liefert. Ein einfacher und effektiver Weg zum Erzeugen von
Verzerrung besteht darin, ein Paar von Dioden und Impedanzen zu
verwenden. Ein Schaltkreis, wie er in Fig. 2 dargestellt ist, wird den
Überschneidungstyp der Amplitudenverzerrung, der in Fig. 6b dargestellt ist,
kompensieren, wenn die Impedanzen Z geeignete Widerstände sind. Bei
niedrigen Amplituden, wo die Dioden 54 und 56, die vorzugsweise
Schottky-Dioden sind, nichtleitend sind, wird die Ausgangsspannung über den
Anschlüssen 58 durch den Vorverzerrungsschaltkreis nicht beeinträchtigt,
wohingegen bei höheren Spannungen oder Amplituden, bei denen die Dioden
leiten, der Widerstand eine größere Dämpfung erzeugen, um den
vergrößerten Verstärkungsfaktor des Verstärkers zu versetzen. Der Wert des
Widerstandes wird durch den Betrag bestimmt, durch den der Verstärkungsfaktor
mit der Amplitude ansteigt.
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Der in Fig. 3 dargestellte Schaltkreis korrigiert den in Fig.
6a dargestellten Verzerrungstyp, wenn die Impedanz Z ein Widerstand ist.
In diesem Fall hat der Schaltkreis keinen Effekt, wenn die Dioden 60, 62
leitend sind, hat aber den Effekt des Verminderns des
Verstärkungsfaktors bei niedrigen Amplituden, wenn die Dioden aus sind.
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Korrekturen zur Phasenverzerrung können durch Verwendung
ähnlicher Schaltkreise vorgenommen werden, in denen Z eine Induktanz oder
eine Kapazitanz ist. Der Nebenschlußschaltkreis von Fig. 2 liefert daher
eine Phasenänderung, wenn die Dioden zuschalten, und der
Serienstromkreis von Fig. 3 liefert eine Phasenänderung, wenn die Dioden
abschalten. Für den in Fig. 6c dargestellten Phasenverzerrungstyp kann die
notwendige Korrektur durch die Verwendung von Induktoren in dem Schaltkreis
von Fig. 2 oder Fig. 3 erzielt werden. Da normalerweise eine
Amplitudenverzerrung zur gleichen Zeit korrigiert werden muß, bestimmt dies die
Wahl der Art des Schaltkreises zwischen Fig. 2 und 3 und ein resistiver
Reduktor wird als Impedanz Z verwendet werden. Die Verwendung einer
kapazitiven Impedanz wird den Typ von Phasenverzerrung, wie er in Fig. 6d
dargestellt ist, kompensieren.
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Vorverzerrungsschaltkreise können auch ausgelegt werden, indem
die Schaltkreise, die in den Fig. 2 und 3 dargestellt sind, in Reihe mit
den Werten von Z ausgewählt entsprechend dem Typ der Verzerrung, der
unter Verwendung des in Fig. 4 dargestellten Geräts gemessen wurde,
verwendet werden.
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Die Ergebnisse, die aus der Verwendung des in Fig. 4
dargestellten Geräts erhalten wurden, können auch verwendet werden, um der
Auslegung des Verstärkers 20 durch geeignete Wahl von Vorspannung und
Komponentenauswahl beizustehen.