-
Die vorliegende Erfindung betrifft elektromagnetische
Strömungsmesser, und insbesondere ein Verfahren und eine Einrichtung zum
Kompensieren einer in einer Verstärkungsschaltung in einem elektromagnetischen
Strömungsmesser erzeugten Gleichstrom-Verlagerungsspannung, ohne daß
die Ausgangsgrößen unangemessen empfindlich für zwischen Elektroden des
elektromagnetischen Strömungsmessers erzeugtes Wechselstromrauschen
sind.
-
US-A-4 157 035 offenbart einen induktiven Strömungsmesser, in
welchem ein alternierendes Magnetfeld quer durch ein Rohr, durch welches im
Gebrauch ein elektrisch leitfähiges Fluid strömt, ausgebildet wird, und eine
entsprechend alternierende elektrische Spannung erscheint an einem Paar
Elektroden, die auf dem Rohr vorgesehen sind. Die entgegengesetzten
Spannungen werden abgetastet und gespeichert, und eine Differenz
zwischen ihnen wird als ein Ausgangswert genommen. Der Ausgang wird
gesperrt, wenn übermäßiges Wechselstromrauschen detektiert wird.
-
US-A-4 210 022 offenbart einen ähnlichen Strömungsmesser, in
welchem Perioden magnetischer Erregung mit Perioden von keiner Erregung
abwechseln. Während einer Periode von keiner Erregung wird die
Ausgangsgröße von einem Verstärker mittels einer Einstellschaltung zu Null
kompensiert, welche dann eine konstante Kompensationsspannung während
der nachfolgenden Erregungs- und Abtastperiode aufrechterhält.
-
GB-A-2 084 740, worauf der Oberbegriff des Anspruchs 1 basiert,
offenbart einen Strömungsmesser, in welchem die Signalspannung während
des letzteren Teils einer Erregungsperiode zu Null kompensiert wird, und
die erhaltene Kompensationsspannung wird während der nachfolgenden
Abtastperiode mit entgegengesetzter Erregung aufrechterhalten, um eine sich
langsam ändernde Gleichstrom-Interferenzspannung zu kompensieren. Die
vorliegende Anmelderin veranschlagt, daß "Null" in der Praxis einen
endlichen Wert in dem Bereich von von 10&supmin;&sup6; bis 10&supmin;³&sup0; des Werts am Beginn der
Kompensationsperiode bedeutet.
-
Jedoch kann eine aktuelle Interferenzspannung nicht als eine einfache
Gleichstrom-Spannung betrachtet werden und hat eine große Variation,
welche selbst in einer Halbperiode der Erregung nicht außer Betracht gelassen
werden kann.
-
Speziell treten die folgenden Probleme auf:
-
(1) Elektrochemische Störungen, die einen breiten Frequenzbereich
haben, werden über den Elektroden erzeugt, und die Größe und die
Frequenzkomponenten der Störungen varüeren in Abhängigkeit von der Art
und der Menge an Ionen in dem Fluid, und der Materialien und
Oberflächenbedingungen der Elektroden.
-
(2) Impulsartige Störungen, die Breiten innerhalb eines Bereichs
von mehreren Millisekunden bis mehreren zehn Millisekunden haben, können
in einem Fall eines Schlammfluids erzeugt werden.
-
(3) Statistische Störungen, welche schnell zunehmen, wenn die
Strömungsrate in dem Meßrohr auf 3 oder 4 m/sec oder mehr ansteigt
(nachstehend als "ein Hochgeschwindigkeitsfuidrauschen" bezeichnet),
welche merkliche Störungssignale sein können. Figur 6 zeigt ein Beispiel von
aktuell gemessenen Daten der Beziehung zwischen der Frequenz und Größe
eines solchen Hochgeschwindigkeitsfluidrauschens. Wie in Figur 6 zu sehen
ist, ist das Hochgeschwindigkeitsfluidrauschen eine Ansammlung von
Anzahlen von Störungen innerhalb eines weiten Frequenzbereichs und hat
besonders große Größen in der Nähe der Frequenz des Erregungsstroms,
d.h. in dem Bereich von etwa einem bis mehreren 10 Hz.
-
(4) Andererseits besteht eine Tendenz, den Erregungsstrom klein
zu machen, um den Leistungsverbrauch in dem elektromagnetischen
Strömungsmesser zu vermindern, und die Signalspannung kann so niedrig wie
etwa 10 uV pro 1 m/sec Strömungsrate sein. Wenn ein solches kleines
Spannungssignal verwendet wird, können die oben erwähnten
Wechselstromstörungen, die dem Strömungssignal überlagert werden, nicht außer
Betracht bleiben.
-
In dem vorher vorgeschlagenen Verfahren, in welchem eine
Signalspannung so kompensiert wird, daß sie in einer Kompensationsperiode Null
ist, waren Probleme insofern vorhanden, als große Änderungen in der
verstärkten Ausgangsgröße bewirkt werden, wenn ein solches
Wechselstromrauschen einem Strömungssignal überlagert wird, und insbesondere
insofern, als sehr große Änderungen bewirkt werden, wenn ein impulsartiges
Rauschen einem Strömungssignal in einer Kompensationsperiode überlagert
wird.
-
Weiter ist in dem vorher vorgeschlagenen Strömungsmesser ein
Differentialverstärker in der Eingangsstufe direkt mit den Elektroden
verbunden. Demgemäß ist es notwendig, den Verstärkungsgrad des
Differentialverstärkers auf etwa 1 bis 10 vermindern, so daß der Differentialverstärker
durch eine Störungs-Gleichstrom-Spannung nicht gesättigt wird. Demgemäß
war ein Problem insofern vorhanden, als der Verstärkungsgrad der
Eingangsstufe in einem elektromagnetischen Strömungsmesser mit niedrigerem
Leistungsverbrauch, in welchem sehr kleine Signale, die nicht größer als
10 uV pro 1 m/sec der Strömungsrate sind, verwendet werden, nicht
ausreichend ist.
-
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und
eine Einrichtung in einem elektromagnetischen Strömungsmesser zur
Verfügung zu stellen, worin Änderungen in einer Ausgangsgröße einer
Verstärkungsschaltung nur schwer verursacht werden, selbst wenn große
Störungen, die statistisch variieren, einem effektiven Signal überlagert werden,
worin ein Differentialverstärker, der einen großen Verstärkungsgrad hat,
so verwendet werden kann, daß er besonders wirksam bei einem
elektromagnetischen Strömungsmesser vom Typ niedrigen Leistungsverbrauchs ist,
und worin eine Gleichstrom-Verlagerungsspannung, die in dem
Differentialverstärker und einem Wechselstromverstärker in der nächsten Stufe erzeugt
wird, wenigstens teilweise kompensiert werden kann.
-
Die Erfindung stellt ein Verfahren zum Kompensieren von
Gleichstrom-Verlagerungsspannungen in einem elektromagnetischen
Strömungsmesser zur Verfügung, umfassend das Erzeugen eines Gleichstrom-Magnetfelds,
das eine periodisch entgegengesetzte Polarität hat, Abtasten und Speichern
eines über einem Paar von Elektroden erzeugten Signals, die auf einem
Rohr vorgesehen sind, durch welches im Gebrauch ein elektrisch leitfähiges
Fluid quer durch das Magnetfeld strömt, in jeder aus einem Paar von
Abtastperioden, wenn das Magnetfeld eine positive Polarität bzw. eine negative
Polarität annimmt, und Bilden einer Differenz zwischen den Abtastwerten
als eine Ausgangsspannung, Abtasten der Signalspannung in einer
Kompensationsperiode, die jeder Abtastperiode folgt, um eine
Kompensationsspannung zu erzeugen, Speichern der Kompensationsspannung von einer
Kompensationsperiode zu der nächsten, und Überlagern der
Kompensationsspannung auf die Signalspannung vor dem Abtasten derselben, um wenigstens
teilweise Gleichstrom-Verlagerungsspannungen zu kompensieren, dadurch
gekennzeichnet, daß der Schritt des Abtastens der kompensierten
Signalspannung mit einer derartigen Zeitkonstante ausgeführt wird, daß über die
Länge der Kompensationsperiode die kompensierte Signalspannung auf einen
Wert in dem Bereich von von 10 % bis 60 % ihres Werts am Beginn der
Kompensationsperiode reduziert wird.
-
Die Erfindung stellt außerdem einen elektromagnetischen
Strömungsmesser zur Verfügung, umfassend eine Einrichtung zum Erzeugen eines
Gleichstrom-Magnetfelds, das eine periodisch entgegengesetzte Polarität hat,
ein Paar Elektroden, die so angeordnet sind, daß sie auf einem Rohr
vorgesehen sind, durch welches im Gebrauch ein elektrisch leitfähiges Fluid
quer durch das Magnetfeld strömt, eine Einrichtung, die im Gebrauch so
angeordnet ist, daß sie eine über den Elektroden in jeder aus einem Paar
von Abtastperioden erzeugte Signalspannung, wenn das Magnetfeld eine
positive Polarität bzw. eine negative Polarität annimmt, abtastet und
speichert, und eine Differenz zwischen den Abtastwerten als eine
Ausgangsspannung bildet, eine geschlossenschleifige Einstellschaltung, die im
Gebrauch so angeordnet ist, daß sie die Signalspannung in einer
Kompensationsperiode, welche jeder Abtastperiode folgt, zum Erzeugen einer
Kompensationsspannung abtastet, die Kompensationsspannung von einer
Kompensationsperiode zu der nächsten speichert, und die
Kompensationsspannung auf die Signalspannung vor dem Abtasten derselben überlagert,
um Gleichstrom-Verlagerungsspannungen wenigstens teilweise zu
kompensieren, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellschaltung das Abtasten
der Signalspannung mit einer Zeitkonstante derart ausführt, daß über eine
Kompensationsperiode von vorbestimmter Länge die kompensierte
Signalspannung auf einen Wert in dem Bereich von von 10 % bis 60 % ihres Werts
am Beginn der Kompensationsperiode reduziert wird.
-
Verfahren und Einrichtungen gemäß der vorliegenden Erfindung
werden nun nur durch Beispiel mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben, worin:
-
Figur 1 ein Blockschaltbild ist, das die Anordnung von einer Form
der Einrichtung zeigt;
-
Figur 2 ein Signalwellenformdiagramm ist, das die Betriebssignale an
verschiedenen Betriebspunkten in der in Figur 1 gezeigten Einrichtung
veranschaulicht;
-
Figur 3 ein Signalwellenformdiagramm, das einem Teil der Figur 2
entspricht, in einem größeren Maßstab als in Figur 2;
-
Figur 4 ein Signalwellenformdiagramm, das einem Teil der Figur 2
entspricht und einen Fall veranschaulicht, in dem den Signalen
Wechselstromstörungen überlagert sind;
-
Figur 5 ein Signalwellenformdiagramm, das einem Teil der Figur 4
entspricht, welches einen Zeitpunkt veranschaulicht, in dem
Wechselstromstörungen den Signalen überlagert sind sowie vor und nach dieser Zeit,
und zwar in einem größeren Maßstab als in Figur 4;
-
Figur 6 eine Kurvendarstellung, die Frequenzkomponenten von
Hochgeschwindigkeitsfluidrauschen veranschaulicht, das an den Elektroden
erzeugt wird;
-
Figur 7 ein Blockschaltbild einer zweiten Form einer Einrichtung, das
einem Teil der Figur 1 entspricht; und
-
Figuren 8 bis 10 Kurvendarstellungen zum Erläutern des Betriebs und
der Wirkungen der in den Figuren 1 und 7 gezeigten Einrichtung.
-
Es sei nun auf die Zeichnungen, und anfänglich auf Figur 1, Bezug
genommen, wonach in einer Form der Einrichtung gemäß der Erfindung ein
Magnetfeld H durch zwei Erregungsspulen 2a und 2b senkrecht zu einer
Mittelachse eines Rohrs 1, das eine isolierte innere Oberfläche hat, erzeugt
wird. Ein Paar Elektroden 3 und 4 ist innerhalb des Rohrs 1 so
vorgesehen, daß eine Induktionsspannung, die proportional der
Strömungsgeschwindigkeit eines elektrisch leitfähigen Fluids quer zu dem Magnetfeld
ist, von diesen Elektroden 3 und 4 abgenommen werden kann.
-
Eine Erregungsschaltung 5 ist so eingerichtet, daß sie einen
Erregungsstrom zu den Erregungsspulen 2a und 2b synchron zu einem
Steuersignal P4 zuführt, das von einer Steuerschaltung 6 zu der
Erregungsschaltung 5 geschickt wird.
-
Die Elektroden 3 und 4 sind mit den Eingängen eines
Differential-verstärkers 7 durch einen Kondensator C5 bzw. C4 verbunden, so daß eine
Störspannung und eine langsame Änderung derselben durch diese
Kondensatoren C4 und C5 abgeblockt werden und nur ein effektives Signal und
Hochfrequenzstörungen dem Differentialverstärker 7 zugeführt werden.
-
Der Ausgang des Differentialverstärkers 7 ist mit einem Eingang einer
Addierschaltung 8 verbunden, deren Ausgang wiederum mit dem Eingang
eines Verstärkers 9 verbunden ist, der einen Verstärkungsgrad A hat.
-
Zwei Abtast- und Halteschaltungen 10 und 11 sind mit dem Ausgang
des Verstärkers 9 parallel zueinander verbunden. Aus Gründen der
Vereinfachung
ist die Abtast- und Halteschaltung 10 von einem Schalter S2
gebildet, der mittels eines Steuersignals P2 von der Steuerschaltung 6 her
angetrieben wird, und von einem Kondensator C2. Wenn der Schalter S2
eingeschaltet ist, wird der Kondensator C2 auf eine Spannung geladen, die
gleich der Ausgangsspannung des Verstärkers 9 ist.
-
Wenn der Schalter S2 ausgeschaltet wird, wird der Abtastwert, der
in dem Kondensator C2 gespeichert ist, erhalten und als eine Spannung V1
an den Ausgangsanschluß der Abtast- und Halteschaltung 10 angelegt, bis
der Schalter S2 das nächste Mal eingeschaltet wird.
-
Entsprechend der Abtast- und Halteschaltung 10 ist die Abtast- und
Halteschaltung 11 von einem Schalter S3, welcher mittels eines Steuersignals
P3 von der Steuerschaltung 6 her angetrieben wird, und einem Kondensator
C3 gebildet. Wenn der Schalter S3 in seinem EIN-Zustand ist, wird der
Kondensator C3 auf eine Spannung geladen, die gleich einer
Ausgangsspannung des Verstärkers 9 ist.
-
Wenn der Schalter S3 ausgeschaltet ist, wird der in dem Kondensator
C3 gespeicherte Abtastwert erhalten und als eine Spannung V2 an den
Ausgangsanschluß der Abtast- und Halteschaltung 11 angelegt, bis der
Schalter S3 das nächste Mal eingeschaltet wird.
-
Ein Impedanzwandler (nicht gezeigt) kann mit der Nachstufe von
jeder der Abtast- und Halteschaltungen 10 und 11 verbunden sein, um zu
verhindern, daß sich der Kondensator C2 oder C3 entlädt, nachdem der
jeweilige Schalter S2 oder S3 ausgeschaltet ist.
-
Die jeweiligen Ausgänge der Abtast- und Halteschaltungen 10 und 11
sind mit den beiden Eingängen einer Subtraktionsschaltung 12 verbunden,
so daß ein Signal V3, das der Differenz zwischen den Abtastwerten V1 und
V2, die jeweils in den Abtast- und Halteschaltungen 10 und 11 gespeichert
sind, entspricht, an dem Ausgang 13 der Subtraktionsschaltung 12
erscheint. Das Ausgangssignal V3 bildet ein Meßsignal, das die
Strömungsgeschwindigkeit in dem Rohr 1 repräsentiert.
-
Eine Integrationsschaltung 15, die von einem Widerstand R1, einem
Kondensator C1 und einem Operationsverstärker 14 gebildet ist, ist mit dem
Ausgang der Steuerschaltung 6 durch einen Schalter S1 verbunden, der
mittels eines Steuersignals P1 von der Steuerschaltung 6 angetrieben wird.
Der Ausgang der Integrationsschaltung 15 ist mit dem zweiten Eingang der
Addierschaltung 8 verbunden.
-
Wellenformen der Betriebssignale an verschiedenen Betriebspunkten in
Figur 1 sind in den Diagrammen P4, P2, P3, P1, I, e&sub1;, e&sub4;, e&sub2; der Figur 2
gezeigt.
-
In Figur 2(A) gibt die Periode TM den gesamten Meßzyklus an,
welcher gleich der Periode des alternierenden Magnetfelds ist, das durch die
Erregungsspulen 2a und 2b erzeugt wird, und welcher in sechs Zeitteile
T&sub1;, T&sub2;, T&sub3;, T&sub4;, T&sub5; und T&sub6; unterteilt ist, die zu den Zeitpunkten t&sub0;, t&sub1;,
t&sub2;, t&sub3;, t&sub4; und t&sub5; jeweils beginnen.
-
Der Zeitteil T&sub6; endet an dem Zeitpunkt t&sub6;, welcher mit dem Zeitpunkt
t&sub0;' zusammenfällt, an dem der nächste Meßzyklus beginnt. In Figur 2(A) ist
auch der nachfolgende Meßzyklus gezeigt, der die Zeitteile T&sub1;', T&sub2;', T&sub3;',
T&sub4;', T&sub5;' und T&sub6;' hat, welche jeweils zu den Zeitpunkten t&sub1;', t&sub2;', t&sub3;', t&sub4;',
t&sub5;', und t&sub6;' enden.
-
In Figur 2(A) sind die Wehenformen der Steuersignale P4, P3, P2
und P1, die von der Steuerschaltung 6 erzeugt werden, veranschaulicht.
Jedes der Steuersignale P4, P3, P2 und P1 hat ein veränderbares
Signalniveau, das entweder "1" oder "0" ist.
-
Wenn die Steuersignale P1, P2 und P3 an die Schalter S1 bzw. S2
bzw. S3 angelegt werden, gibt das Signalniveau "1" den EIN-Zustand des
Schalters an, und das Signalniveau "0" gibt den AUS-Zustand des Schalters
an.
-
Während der Zeitteile T&sub1;, T&sub2; und T&sub3; wird das Steuersignal P4 an die
Erregungsschaltung 5 angelegt, wobei sein Signalniveau auf "1" gehalten
wird, und ein Gleichstrom-Erregungsstrom 1 fließt durch die
Erregungsspulen 2a und 2b in der positiven Richtung, wie in Figur 2(B) gezeigt ist.
Andererseits wird während der Zeitteile T&sub4;, T&sub5; und T&sub6; das Steuersignal P4
an die Erregungsschaltung 5 angelegt, wobei dessen Signalniveau auf "0"
gehalten wird, und der Gleichstrom-Erregungsstrom I fließt durch die
Erregungsspulen 2a und 2b in der negativen Richtung. Das Magnetfeld H
ändert sich mit der Zeit in der gleichen Weise wie der Erregungsstrom I. Der
Schalter S2 der Abtast- und Halteschaltung 10 wird mittels des
Steuersignals P2 während des Zeitteils T&sub2; in jedem Meßzyklus EIN-geschaltet.
Demgemäß tastet die Abtast- und Halteschaltung 10 die Ausgangsspannung des
Verstärkers 9 etwa in der Mitte der Periode, für welche das Magnetfeld H
positiv ist, ab und speichert den Abtastwert.
-
Der Schalter S3 der Abtast- und Halteschaltung 11 wird mittels des
Steuersignals P3 während des Zeitteil T5 in jedem Meßzyklus
EIN-geschaltet. Demgemäß tastet die Abtast- und Halteschaltung 11 die
Ausgangsspannung
des Verstärkers 9 etwa in der Mitte der Periode ab, für welche das
Magnetfeld H negativ ist, und speichert den Abtastwert.
-
Wenn der Schalter S1 eingeschaltet wird, wird eine
geschlossenschleifige Einstellschaltung 16 von dem Ausgang des Verstärkers 9 zu dem
Eingang des gleichen Verstärkers 9 durch die Integrationsschaltung 15 und die
Addierschaltung 8 gebildet. In der geschlossenschleifigen Einstellschaltung
16 integriert die Integrationsschaltung 15 die Ausgangsspannung e&sub4; des
Verstärkers 9 mit einer Zeitkonstante, welche gleich dem Produkt C1 x R1
zwischen der Kapazität C1 und im Widerstandswert R1 des Kondensators C1
bzw. des Widerstands R1 ist, während einer Periode von dem Zeitpunkt t&sub2;
oder t&sub5;, wenn der Schalter S1 eingeschaltet wird, zu dem Zeitpunkt t&sub3; oder
t&sub6;, wenn der Schalter S1 ausgeschaltet wird.
-
Die Ausgangsspannung e&sub2; der Integrationsschaltung 15 ändert sich
von einem positiven Wert E&sub2;(t&sub2;) zu einem negativen Wert E&sub2;(t&sub3;), wie in
Figur 2(E) gezeigt ist, so daß eine Kompensationsspannung E&sub2;(t&sub3;) erzeugt
wird.
-
Die Kompensationsspannung E&sub2;(t&sub3;) hat die entgegengesetzte Polarität
zu der Ausgangsspannung e&sub1; des Differentialverstärkers 7 und hat einen
Wert, welcher proportional der Ausgangsspannung e&sub1; ist, und zwar mit
einem vorbestimmten Verhältnis, das kleiner als 1 ist.
-
Wenn sich die Ausgangsspannung e&sub2; der Integrationsschaltung 15
ändert, nimmt die Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9 exponentiell ab,
bis sie einen Wert E&sub4;(t&sub3;) zu dem Zeitpunkt t&sub3; hat, welcher mit einem
vorbestimmten Verhältnis dem Wert E&sub4;(t&sub2;) zum Zeitpunkt t&sub2; proportional ist.
Dieser Zustand ist in Figur 2(D) veranschaulicht.
-
Nachdem der Schalter S1 ausgeschaltet worden ist, ist die
Integrationsschaltung 15 in einem Haltezustand und speichert die
Kompensationsspannung E&sub2;(t&sub3;) während der Zeitteile T&sub4; und T&sub5;.
-
Diese Kompensationsspannung wird in der Addierschaltung 8 zu der
Signalspannung e&sub1; addiert, welche aufeinanderfolgend der Addierschaltung
8 jedesmal zugeführt wird, wenn die Kompensationsspannung gespeichert
wird.
-
Nachdem der Schalter S1 ausgeschaltet worden ist, nimmt die
Ausgangsspannung e&sub1; des Differentialverstärkers 7 einen Wert E&sub1; von
negativer Polarität in dem Zeitteil T&sub4; an, wenn die Polarität des Erregungsstroms
negativ wird.
-
Als nächstes nimmt in dem Zeitteil T&sub6;, wenn der Schalter S1 wieder
eingeschaltet wird, die Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9
exponentiell in der gleichen Art und Weise wie in dem Zeitteil T&sub4; ab, und die
Integrationsschaltung 15 erzeugt eine Kompensationsspannung E&sub2;(t&sub6;) von
entgegengesetzter Polarität zu dem Wert E&sub2;(t&sub3;), der zu dem Zeitpunkt t&sub3;
gespeichert worden ist.
-
Demgemäß bilden die Zeitteile T&sub1; bis T&sub6; eine Periode TM des
Kompensationszyklus.
-
Der vorstehende Betrieb der geschlossenschleifigen Einstellschaltung
16 sei nun in näheren Einzelheiten unter Verwendung von mathematischen
Ausdrücken beschrieben:
-
Wenn der Schalter S1 eingeschaltet wird, integriert die
Integrationsschaltung 15 die Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9 mit der
Zeitkonstante C1 x R1, und die Ausgangsspannung e&sub2; der Integrationsschaltung
15, welche E&sub2;(t&sub2;) von positiver Polarität zum Zeitpunkt t&sub2; war, wird E&sub2;(t&sub3;)
von negativer Polarität zu dem Zeitpunkt t&sub3;. Diese Beziehung wird durch
die Gleichung (1) wie folgt ausgedrückt:
-
Die Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9 wird dadurch erhalten,
daß der Addierwert e&sub3;, der in der Addierschaltung 8 durch Addieren der
Ausgangsspannung e&sub1; des Differentialverstärkers 7 und der
Ausgangsspannung e&sub2; der Integrationsschaltung 15 erhalten wird, mit dem
Verstärkungsgrad A desselben verstärkt wird, und demgemäß
-
Durch Substituieren des Werts e&sub2; aus Gleichung (1) in Gleichung (3)
kann die Ausgangsspannung E&sub4;(t&sub3;) des Verstärkers 9 zum Zeitpunkt t&sub3; wie
folgt erhalten werden:
-
Aus Gleichung (3):
-
E&sub4;(t&sub3;) = A {E&sub1; + E&sub2;(t&sub2;)}
-
Daher:
-
E&sub4;(t&sub3;) = E&sub4;(t&sub2;) X ...(4)
-
Das bedeutet, daß der Wert E&sub4;(t&sub3;) der Ausgangsspannung e&sub4; des
Verstärkers 9 zum Zeitpunkt t&sub3; ein Produkt des Werts E&sub4;(t&sub2;) der
Ausgangsspannung
e&sub4; zum Zeitpunkt t&sub2; und des Werts X ist.
-
Als nächstes ändert sich, wenn sich die Polarität des
Erregungsstroms I in dem Zeitteil T&sub4; von positiv zu negativ ändert, die
Ausgangsspannung e&sub1; des Differentialverstärkers 7 zu einem Wert -E&sub1;.
-
Der Wert E&sub4;(t&sub4;) der Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9 zum
Zeitpunkt t&sub4;, wenn der Erregungsstrom einen stationären Zustand erreicht
hat, wird ausgedrückt als:
-
E&sub4;(t&sub4;) = A (e&sub1; + e&sub2;) ...(5)
-
Zu dem Zeitpunkt t&sub4; ist e&sub1; = -E&sub1;, und die Kompensationsspannung e&sub2;
hat den Wert E&sub2;(t&sub3;), der zum Zeitpunkt t&sub3; gespeichert worden ist.
Demgemäß wird der Wert E&sub4;(t&sub4;) durch Substituieren dieser Werte für e&sub1; und e&sub2;
in Gleichung (5) ausgedrückt durch:
-
In dem stationären Zustand sind die absoluten Werte des positiven
und negativen Werts des Ausgangs der Addierschaltung 8 einander gleich,
d.h., E&sub4;(t&sub2;) = -E&sub4;(t&sub4;).
-
Demgemäß
-
Aus der Gleichung (8) wird der Verstärkungsgrad G der
geschlossenschleifigen Einstellschaltung 16, die Ausgänge von positiver und
negativer Polarität hat, in einer generellen Form ausgedrückt durch:
-
G = e&sub4; / e&sub1; = (2 A) / (1 + X) ...(9)
-
Aus Gleichung (4):
-
X = {E&sub4;(t&sub3;)} / {E&sub4;(t&sub2;)} ...(10)
-
Demgemäß kann X vorteilhafterweise als ein Koeffizient verwendet
werden, der den Grad der Kompensation durch die geschlossenschleifige
Einstellschaltung 16 repräsentiert. Figur 8 zeigt die zeitliche Änderung der
Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9 in dem Zeitteil T&sub3; mit X als einem
Parameter.
-
In dem in GB-A-2 084 740 beschriebenen Verfahren wird die
Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9 durch Addieren des gespeicherten
Werts in dem Zeitteil T&sub3; zu dem gespeicherten Wert in dem Zeitteil T&sub5;
verdoppelt.
Demgemäß ist es notwendig, die Kompensation so durchzuführen,
daß der Ausgangswert in dem Zeitteil T&sub3; so schnell wie möglich nach Null
zu gebracht wird. Zu diesem Zweck, es wird auf Figur 8 Bezug genommen,
nimmt X einen sehr kleinen Wert der Größenordnung von 10&supmin;&sup6; bis 10&supmin;³&sup0; an.
-
Im Gegensatz hierzu ist gemäß der vorliegenden Erfindung der
optimale Wert von X 0,6 bis 0,1 (60 % bis 10 % Kompensation).
-
Um die Wirkung zu erklären, die durch die Auswahl von X so, daß
es ein Wert innerhalb eines Bereichs von 0,1 bis 0,6 ist, verursacht wird,
sei der Fall angenommen, daß ein einzelner Rauschimpuls gerade vor dem
Ende des Zeitteils T&sub3;', welcher eine Kompensationsperiode ist (siehe Figur
2) überlagert wird.
-
Figur 3 zeigt einen vergrößerten Teil der Figur 2 vor und nach dem
Zeitteil T&sub3;' in dem Diagramm (A) der Figur 2.
-
Das Diagramm (A) der Figur 3 zeigt die Ausgangsspannung e&sub1; des
Differentialverstärkers 7, welche derjenigen entspricht, die in dem
Diagramm (C) der Figur 2 gezeigt ist, und veranschaulicht den Fall, in dem
der Ausgangsspannung e&sub1; des Differentialverstärkers 7 ein impulsartiges
Rauschen überlagert wird. Das bedeutet, daß ein Rauschen, welches eine
Impulsbreite von Tx2 hat, der Ausgangsspannung e&sub1; des
Differentialverstärkers 7 beginnend zum Zeitpunkt ta eine Zeitdauer Tx1 nach dem
Zeitpunkt t&sub2;' überlagert wird, und das Rauschen verschwindet zum Zeitpunkt
tb, eine Zeitdauer Tx3 vor dem Zeitpunkt t&sub3;'. Es sei nun angenommen, daß
der Spitzenwert eN des Rauschimpulses gleich der Ausgangsspannung E&sub1;
von positiver Polarität ist, und daß die Werte der Ausgangsspannung e&sub4;
des Verstärkers 9 und der Ausgangsspannung e&sub2; der Integrationsschaltung
15 zum Zeitpunkt t&sub2;', in welchem der Schalter S1 eingeschaltet wird, E4a
bzw. E2a sind. Nachdem der Schalter S1 eingeschaltet worden ist,
integriert die Integrationsschaltung 15 die Ausgangsspannung e&sub4; des
Verstärkers 9 mit der Zeitkonstanten C1 x R1. Der Wert E2b der
Ausgangsspannung e&sub2; der Integrationsschaltung 15 zum Zeitpunkt ta wird durch die
folgende Gleichung (11) entsprechend der Gleichung (1) ausgedrückt:
-
Die Gleichung (12) ist die gleiche wie die Gleichung (2),
ausgenommen, daß die Integrationszeit von T&sub3; zu Tx1 geändert ist.
-
Zu dem Zeitpunkt ta, in dem die Kompensationsspannung den Wert
E2b
annimmt, wird der Wert E4b der Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers
9 ausgedrückt durch:
-
E4b = A (E&sub1; + E2b).
-
Obwohl die Ausgangsspannung e&sub1; des Differentialverstärkers 7 zu
diesem Zeitpunkt ta um einen Wert eN erhöht wird, der dem Spitzenwert eN
des Rauschens entspricht, ändert sich die Ausgangsspannung e&sub2; der
Integrationsschaltung 15 nicht augenblicklich, sondern nimmt den Wert E2b, wie
sie ist, an. Demgemäß wird der Wert E4c der Ausgangsspannung e&sub4; des
Verstärkers 9, nachdem das Rauschen derselben überlagert worden ist, von
dem Wert E4b durch das Produkt des Spitzenwerts eN des Rauschens und
den Verstärkungsgrad A erhöht, d.h. A eN. Demgemäß:
-
Die Integrationsschaltung 15 integriert die Ausgangsspannung des
Verstärkers 9 unter Einschluß des Rauschens mit der Zeitkonstante C1 x
R1 in dem Zeitteil Tx2, in welchem das Rauschen der Ausgangsspannung
des Verstärkers 9 überlagert ist, und der Wert E2c der Ausgangsspannung
e&sub2; der Integrationsschaltung 15 zu dem Zeitpunkt tb wird zu:
-
Die Gleichung (15) ist die gleiche wie Gleichung (2), ausgenommen,
daß die Integrationszeit von T&sub3; zu Tx2 geändert ist.
-
Zu dem Zeitpunkt tb, in dem die Kompensationsspannung den Wert
E2c annimmt, ist der Wert E4d der Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9
ein Produkt des Verstärkungsgrad A des Verstärkers 9 und der Summe (E&sub1;
+ eN + E2c) der Kompensationsspannung E2c und des durch den
Differentialverstärker 7 erzeugten Werts. Demgemäß wird der Wert E4d ausgedrückt
durch:
-
E4d = A (E&sub1; + eN + E2c) ...(16)
-
Selbst wenn das Rauschen zu diesem Zeitpunkt tb verschwindet,
ändert sich die Ausgangsspannung e&sub2; der Integrationsschaltung 15 nicht
augenblicklich, sondern nimmt den Wert E2c an, wie sie ist. Demgemäß wird
der Wert E4e der Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9, nachdem das
Rauschen verschwunden ist, von dem Wert E4d durch die Verminderung des
Rauschens herabgesetzt, wie es ausgedrückt wird durch:
-
E4d = A (E&sub1; + E2c) ...(17)
-
Die Integrationsschaltung 15 integriert die Ausgangsspannung des
Verstärkers 9, die nur dem effektiven Signal ohne irgendwelches Rauschen
entspricht, in dem Zeitteil tx3, und der Wert E2d der Ausgangsspannung
e&sub2; der Integrationsschaltung 15 zu dem Zeitpunkt t&sub3;' wird:
-
Wenn die Kompensationsspannung zum Zeitpunkt t&sub3;' zu E2d geworden
ist, wird der Wert E4f der Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9 zu
diesem Zeitpunkt zu:
-
E4f = A (E&sub1; + E2d) ...(20)
-
Wenn die Polarität des Erregungsstroms I in dem Zeitteil T&sub4;'
umgekehrt wird, nachdem der Schalter S1 zu dem Zeitpunkt t&sub3;' ausgeschaltet
worden ist, wird auch die Ausgangsspannung e&sub1; des Differentialverstärkers
7 in der Polarität umgekehrt, so daß sie zu -E&sub1; wird.
-
Da die Ausgangsspannung e&sub2; der Integrationsschaltung 15 so
aufrechterhalten wird, daß sie die Kompensationsspannung E2d ist, wird
andererseits der Wert E&sub4;(t&sub4;') der Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9 zum
Zeitpunkt t&sub4;' ausgedrückt durch:
-
E&sub4;(t&sub4;') = A (-E&sub1; + E2d) ...(21)
-
Dieser Wert E&sub4;(t&sub4;') ist die Ausgangsspannung, welche der letzten
halben Periode der Erregung entspricht, und hat einen Fehler im Vergleich
mit dem Wert E&sub4;(t&sub4;), der in dem Fall erhalten wurde, in welchem kein
Rauschen überlagert war.
-
Es sei angenommen, daß K das Verhältnis des Werts E&sub4;(t&sub4;') zu dem
Wert E&sub4;(t&sub4;) repräsentiert, d.h.:
-
K = E&sub4;(t&sub4;') /E&sub4;(t&sub4;) ...(22)
-
Der Wert K kann dazu verwendet werden, den Grad des Einflusses
eines einzelnen Impulsrauschens auszudrücken. Der Wert K repräsentiert
die Vergrößerung der Ausgangsspannung des Verstärkers 9 in der
nächsten halben Periode, in welcher der Ausgangsspannung ein Rauschen
überlagert ist, relativ zu der korrekten Ausgangsspannung des Verstärkers 9.
-
In Figur 9 ist die Änderung des Einflusses eines einzelnen
Impulsrauschens in Abhängigkeit von dem Wert von X durch Verwendung des Werts
K ausgedrückt. Figur 9 ist ein Ergebnis der Simulation für Werte von X in
dem Bereich von von 0,6 bis 10&supmin;&sup6; unter Benutzung der Gleichungen (11)
bis (22). Die Simulation wurde unter den Bedingungen bewirkt, daß das
Kompensationszeitintervall T&sub3;', welches die Länge der Zeit ist, während der
der Schalter S1 eingeschaltet war, zu 10 msec gewählt war, wobei die
zeitliche Breite des einzelnen Impulsrauschens tx2 zu 1 msec gemacht war, und
es wurde angenommen, daß der Spitzenwert eN gleich dem Wert E&sub1; der
Ausgangsspannung des Differentialverstärkers 7 ist. Weiter wurden zwei
Arten von Zeitdauern, wenn ein Rauschen überlagert war, wie folgt
angenommen.
-
(1) Tx3 = 0 msec, Tx1 = 9 msec
-
(2) Tx3 = 0,2 msec, Tx1 = 8,8 msec
-
In Figur 9 nimmt sowohl unter der Bedingung, daß Tx3 = 0 msec als
auch unter der Bedingung, daß Tx3 = 0,2 msec ist, der
Rauschen-Einflußgrad K zu, wenn der Wert von X abnimmt. Im einzelnen ist es so, daß
dann, wenn ein Rauschen in dem Zustand von Tx3 = 0, d.h. gerade am
Ende des Zeitteils T&sub3;', überlagert wird, die Tendenz von K zuzunehmen,
wenn X abnimmt, groß ist. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird X so
gewählt, daß es einen Wert in dem Bereich von 0,1 bis 0,6 hat, so daß der
Rauschen-Einflußgrad K so weit unterdrückt wird, daß er etwa 1,1 oder
weniger ist. Im Gegensatz hierzu ist es in dem Fall, in dem es beabsichtigt
ist, daß die Kompensation so bewirkt werden soll, daß der Ausgangswert in
dem Zeitteil T&sub3;', welcher eine Kompensationsperiode in der oben erwähnten
GB-A-2 084 740 ist, vollständig zu Null gemacht wird, notwendig, den Wert
X so zu wählen, daß er nicht größer als 10&supmin;&sup4; ist, wie in Figur 8 zu sehen
ist, und daher macht der Einfluß des Rauschens die Ausgangsgröße zu dem
1,3- oder 1,4fachen des korrekten Werts, wie in Figur 9 zu sehen ist.
-
Wenn X so gewählt wird, daß es nicht größer als etwa 10&supmin;² ist, wenn
ein Rauschen in der Endperiode des Zeitteils T&sub3;' überlagert wird, wird die
Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9 so kompensiert, daß sie in dem
Zustand Null ist, in welchem die Ausgangsspannung das Rauschen enthält.
Demgemäß enthält die Kompensationsspannung E2d einen Fehler, der dem
Rauschen entspricht. In den Zeitteilen T&sub4; und T&sub5;, nachdem der
Erregungsstrom in der Polarität umgekehrt worden ist, hat daher die
Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9 einen großen Fehler, wie in Figur 9 gezeigt ist,
weil sie mittels der Kompensationsspannung E2d kompensiert wird, die einen
Fehler enthält. Obwohl sich der Verstärkungsgrad der
geschlossenschleifigen Einstellschaltung 16, der durch die Gleichung (6) repräsentiert wird,
ändert, wenn sich der Wert von X ändert, ist es weiter so, daß diese
Änderung in dem Verstärkungsgrad der geschlossenschleifigen
Einstellschaltung
16 in Figur 9 korrigiert worden ist. Demgemäß gibt in Figur 9 der
Wert längs der Ordinate die Änderung von K relativ zu der Änderung in X
unter der Bedingung eines festen Verstärkungsgrads an.
-
Als nächstes wird ein Fall diskutiert, in dem dem Strömungssignal
allgemeine statistische Störungen überlagert werden.
-
Figuren 4(A) bis (C) zeigen Ausgangssignale in verschiedenen Teilen
in Figur 1 entsprechend Figur 2. In Figur 4 jedoch ist ein Fall
veranschaulicht, in welchem statistische Störungen in jedem der Zeitteile T&sub3;, T&sub6;,
T&sub3;' und T&sub6;', in denen der Schalter S1 eingeschaltet ist, überlagert sind.
-
Obwohl solche Störungen generell in allen Perioden der Zeitteile
überlagert sein können, sind die Störungen, die in den Zeitteilen T&sub3;, T&sub6;,
T&sub3;' und T&sub6;' überlagert sind, in Figur 4 gezeigt, und Störungen, die in
den anderen Zeitteilen überlagert sind, sind weggelassen, weil es der Grad
des Einflusses auf den Kompensationsvorgangs des Rauschens, das in einer
Kompensationsperiode (T&sub3; oder T&sub6;) überlagert ist, ist, der erörtert wird.
-
Figuren 5(A) bis (C) sind vergrößerte
Signalwellenform-Darstellungen, die Teile der Figuren 4(A) bis (C) in Einzelheiten vor, während und
nach den Zeitteilen T&sub3; und T&sub6; zeigen, in denen Störungen überlagert sind.
-
Obwohl die Ausgangsspannung e&sub1; des Differentialverstärkers 7 nur
die effektive Signalkomponente hat und daher einen Wert E&sub1; in dem Zeitteil
T&sub2; annimmt, wird der Zeitteil T&sub3; gleichmäßig in 50 kleinere Zeitteile T&sub1;&submin;&sub1;,
T&sub1;&submin;&sub2;, T&sub1;&submin;&sub3;, ... und T&sub1;&submin;&sub5;&sub0; unterteilt, und ein impulsartiges Rauschen wird
in jedem der kleineren Zeitteile überlagert. Das heißt, es sei nun
angenommen, daß dem Wert E&sub1; der Ausgangsspannung des Differentialverstärkers 7
in der kleineren Zeitdauer T&sub1;&submin;&sub1; ein Rauschen überlagert wird, wobei das
Niveau des Rauschens bei dessen Spitzenwert N&sub1;&submin;&sub1; von positiver Polarität
konstant gehalten wird, und ein Rauschen wird dem Wert E&sub1; in dem
nächsten kleineren Zeitteil T&sub1;&submin;&sub2; überlagert, wobei das Niveau des Rauschens bei
dessen Spitzenwert N&sub1;&submin;&sub2; von negativer Polarität konstant gehalten wird. In
entsprechender Weise werden Rauschen N&sub1;&submin;&sub3;, N&sub1;&submin;&sub4;, ... und N&sub1;&submin;&sub5;&sub0;, von
denen jedes ein Niveau hat, das während dessen jeweiligen kleineren
Zeitteils konstant gehalten wird, dem Wert E&sub1; in den nachfolgenden kleineren
Zeitteilen T&sub1;&submin;&sub3; bzw. T&sub1;&submin;&sub4;, ... bzw. T&sub1;&submin;&sub5;&sub0; überlagert.
-
Entsprechend dem Zeitteil T&sub3; in Figur 5 wird der Zeitteil T&sub6; auch
gleichmäßig in 50 kleinere Zeitteile T&sub2;&submin;&sub1;, T&sub2;&submin;&sub2;, T&sub2;&submin;&sub3;, ... und T&sub2;&submin;&sub5;&sub0;
unterteilt. Demgemäß werden die 50 kleinere Zeitteile T&sub1;&submin;&sub1;, T&sub1;&submin;&sub2;, T&sub1;&submin;&sub3;, ...
und T&sub1;&submin;&sub5;&sub0; in dem Zeitteil T&sub3; durch die 50 kleineren Zeitteile
T&sub2;&submin;&sub1; bzw.
T&sub2;&submin;&sub2; bzw. T&sub2;&submin;&sub3;, ... bzw. T&sub2;&submin;&sub5;&sub0; in dem Zeitteil T&sub6; ersetzt, und die
jeweiligen Spitzenwerte N&sub1;&submin;&sub1;, N&sub1;&submin;&sub2;, ... und N&sub1;&submin;&sub5;&sub0; der in den kleineren
Zeitteilen in dem Zeitteil T&sub3; überlagerten Rauschen werden durch die jeweiligen
Spitzenwerte N&sub2;&submin;&sub1;, N&sub2;&submin;&sub2;, ... und N&sub2;&submin;&sub5;&sub0; in dem Zeitteil T&sub6; ersetzt.
-
Demgemäß bilden die Zeitteile T&sub1; bis T&sub6; einen Kompensationszyklus
von einer Periode TM.
-
Entsprechend werden die Zeitteile T&sub3;' und T&sub6;' gleichmäßig in 50
kleinere Zeitteile T&sub3;&submin;&sub1;, T&sub3;&submin;&sub2;, T&sub3;&submin;&sub3;, ... und T&sub3;&submin;&sub5;&sub0; bzw. 50 kleinere Zeitteile
T&sub4;&submin;&sub1;, T&sub4;&submin;&sub2;, T&sub4;&submin;&sub3;, ... und T&sub4;&submin;&sub5;&sub0; unterteilt, und es wird angenommen, daß
die jeweiligen Spitzenwerte der Rauschen, die in diesen kleineren Zeitteilen
überlagert sind und statistisch variieren N&sub3;&submin;&sub1;, N&sub3;&submin;&sub2;, N&sub3;&submin;&sub3;, ... und N&sub3;&submin;&sub5;&sub0;
bzw. N&sub4;&submin;&sub1;, N&sub4;&submin;&sub2;, N&sub4;&submin;&sub3;, ... und N&sub4;&submin;&sub5;&sub0; sind. Die Zeitteile T&sub1;' bis T&sub6;'
bilden einen weiteren Kompensationszyklus von einer Periode TM.
-
In dieser Simulation werden 50 Kompensationszyklen betrachtet, von
denen jeder eine Periode TM hat. Dementsprechend sind 50 x 50 x 2 = 5000
kleinere Zeitteile insgesamt vorhanden, und alle die 5000 kleineren Zeitteile
sind in der zeitlichen Breite gleich gemacht.
-
Andererseits ist die Anzahl von Rauschen, die in den kleineren
Zeitteilen überlagert sind, 5000, und die jeweiligen Spitzenwerte der 5000
Rauschen sind N&sub1;&submin;&sub1;, N&sub1;&submin;&sub2;, N&sub1;&submin;&sub3;, ... und N&sub1;&submin;&sub5;&sub0;; N&sub2;&submin;&sub1;, N&sub2;&submin;&sub2;, N&sub2;&submin;&sub3;, ... und
N&sub2;&submin;&sub5;&sub0;; ...; und N&sub1;&sub0;&sub0;&submin;&sub1;, N&sub1;&sub0;&sub0;&submin;&sub2;, N&sub1;&sub0;&sub0;&submin;&sub3;, ... und N&sub1;&sub0;&sub0;&submin;&sub5;&sub0;, welche durch
Abtasten der Änderungen erhalten werden, die in der Ausgangsspannung
e&sub1; des Differentialverstärkers 7 verursacht werden, 50mal in jedem der
hundert Zeitteile, entsprechend den 100 Zeitteilen T&sub3;, T&sub6;, T&sub3;', T&sub6;', und so
weiter.
-
Spezieller ist es so, daß jedes Kompensationszeitintervall, d.h. jeder
der 100 Zeitteile T&sub3;, T&sub6;, T&sub3;', T&sub6;', und so weiter, auf 10 msec festgesetzt
wird, und daher ist jeder der kleineren Zeitteile 0,2 msec.
-
Demgemäß wird die Ausgangsspannung des Differentialverstärkers 7,
welche aufgrund der Überlagerung von Rauschen statistisch variiert, bei
jeden 0,2 msec über 10 msec normiert, so daß dadurch 5000 Datenteile
erhalten werden, die als ein Satz von Rauschdaten für die Simulation
verwendet werden. Entsprechend kann das Ergebnis der Simulation so betrachtet
werden, als sei es dasselbe wie der Vorgang in einer aktuellen
elektronischen Schaltung.
-
Das Verfahren der vorstehenden Simulation wird nachfolgend
beschrieben.
-
In den Figuren 5(A) bis (C) ändert sich, obwohl die
Ausgangsspannung e&sub1; des Differentialverstärkers 7 zu (E&sub1; + N&sub1;&submin;&sub1;) zum Zeitpunkt t&sub2;
wird, weil ein Rauschen unmittelbar nachdem der Schalter S1 zum Zeitpunkt
t&sub2; eingeschaltet worden ist, überlagert wird, die Ausgangsspannung e&sub2; der
Integrationsschaltung 15 nicht augenblicklich und wird, wie sie ist, bei
einem Wert E&sub2;&submin;&sub0; gehalten, und der Wert E&sub4; der Ausgangsspannung e&sub4; des
Verstärkers 9 wird zu:
-
E&sub4;&submin;&sub1; = A (E&sub1; + N&sub1;&submin;&sub1; + E&sub2;&submin;&sub0;) ...(23)
-
Die Integrationsschaltung 15 integriert die Ausgangsspannung des
Verstärkers 9 mit der Zeitkonstanten C1 x R1, und der Wert E&sub2;&submin;&sub1; der
Ausgangsspannung e&sub2; der Integrationsschaltung 15 wird zu dem Zeitpunkt t&sub2;&submin;&sub1;
wie folgt.
-
Die Gleichung (25) ist die gleiche wie Gleichung (2), ausgenommen,
daß die Integrationszeit von T&sub3; zu Ta geändert ist.
-
Zu dem Zeitpunkt t&sub2;&submin;&sub1;, in dem sich die Ausgangsgröße der
Integrationsschaltung 15 von dem Wert E&sub2;&submin;&sub0; zu E&sub2;&submin;&sub1; geändert hat, wird der Wert
E&sub4;&submin;&sub2; der Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9 zu:
-
E&sub4;&submin;&sub2; = A (E&sub1; + N&sub1;&submin;&sub1; + E&sub2;&submin;&sub1;) ...(26)
-
Selbst wenn sich der Spitzenwert des Rauschens augenblicklich von
N&sub1;&submin;&sub1; zu N&sub1;&submin;&sub2; in diesem Zeitpunkt t&sub2;&submin;&sub1; ändert, ändert sich die
Ausgangsspannung e&sub2; der Integrationsschaltung 15 nicht, sondern bleibt, wie sie
ist, bei dem Wert E&sub2;&submin;&sub1;.
-
Entsprechend wird der Wert E&sub4;&submin;&sub3; der Ausgangsspannung e&sub4; des
Verstärkers 9 aus dem Wert E&sub4;&submin;&sub2; durch Ersetzen des Werts N&sub1;&submin;&sub1; durch N&sub1;&submin;&sub2; in
der Gleichung (26) wie folgt erhalten:
-
E&sub4;&submin;&sub3; = A (E&sub1; + N&sub1;&submin;&sub1; + E&sub2;&submin;&sub1;) ...(27)
-
Es sollte beachtet werden, daß der Spitzenwert des Rauschens N&sub1;&submin;&sub2;
in der Gleichung (27) ein negativer ist, wie in Figur 5 zu sehen ist.
-
Die Integrationsschaltung 15 integriert die Ausgangsspannung des
Verstärkers 9 in dem nächsten kleineren Zeitteil T&sub1;&submin;&sub2;, und der Wert E&sub2;&submin;&sub2;
der Ausgangsspannung e&sub2; der Integrationsschaltung 15 wird zu dem
Zeitpunkt t&sub2;&submin;&sub2;' zu:
-
E&sub2;&submin;&sub2; = E&sub2;&submin;&sub1; Xa - (E&sub1; + N&sub1;&submin;&sub2;).(1 - Xa) ...(28)
-
Wegen der Änderung des Werts der Ausgangsspannung e&sub2; der
Integrationsschaltung
15 zu dem Zeitpunkt t&sub2;&submin;&sub2; wird der Wert E&sub4;&submin;&sub4; der
Ausgangsspannung e&sub4; des Verstärkers 9 zu:
-
E&sub4;&submin;&sub4; = A (E&sub1; + N&sub1;&submin;&sub2; + E&sub2;&submin;&sub2;) ...(29)
-
Durch Berechnen des Einflusses von Rauschen in jedem kleineren
Zeitteil in der gleichen Weise, wie oben beschrieben, ist es möglich, den
Ausgangswert E&sub4;(t&sub4;) zu dem Zeitpunkt t&sub4; zu erhalten, in dem kein
Rauschen vorhanden ist, nachdem sich die Polarität des Erregungsstroms
umgekehrt hat (siehe Figur 4).
-
Dieses Verfahren ist das gleiche, wie dasjenige, das oben beschrieben
worden ist, in welchem der Einfluß eines einzigen impulsartigen Rauschens
analysiert wird. Der Wert E&sub4;(t&sub4;) hat einen Fehler aufgrund von Rauschen,
das in dem Zeitteil T&sub3; überlagert ist.
-
Durch völlig das gleiche Verfahren, wie es dasjenige ist, das oben
beschrieben ist, ist es möglich, den Wert E&sub4;(t&sub1;') in der ersten Hälfte des
nächsten Kompensationszyklus TM' zu erhalten, welcher durch die Rauschen
N&sub2;&submin;&sub1;, N&sub2;&submin;&sub2;, N&sub2;&submin;&sub3;, ... und N&sub2;&submin;&sub5;&sub0; beeinflußt wird, die in dem Zeitteil T&sub6;
überlagert sind.
-
In der gleichen Art und Weise ist es möglich, 100 Ausgangsgrößen
insgesamt über alle die 50 Kompensationsperioden zu erhalten, indem man
die durch Rauschen beeinflußte Ausgangsgröße in jeder der ersten und
zweiten Hälften von jeder Kompensationsperiode erhält.
-
Alle die 50 Rauschen, die in jedem der 100 Zeitteile T&sub3;, T&sub6;, T&sub3;', T&sub6;'
... überlagert sind, sind im Muster unterschiedlich voneinander, und daher
sind alle die Ausgangsspannungen, welche durch diese Rauschen in den
jeweiligen Halbperioden beeinflußt werden, unterschiedlich voneinander.
-
Obwohl sie auf einen Blick kompliziert ist, kann die vorstehende
Berechnung sehr leicht mittels eines Rechners ausgeführt werden, wenn das
Berechnungsverfahren programmiert wird.
-
Von den auf diese Weise erhaltenen 100 Ausgangsspannungen wurden
die 50 Ausgangsspannungen in den jeweiligen ersten Halbperioden der 50
Kompensationsperioden verwendet, wie sie sind, und die übrigen 50
Ausgangsspannungen in den jeweiligen zweiten Halbperioden der 50
Kompensationsperioden wurden verwendet, nachdem sie mit -1 multipliziert worden
waren, so daß sie im Vorzeichen umgekehrt waren. Dieses ist notwendig, um
die Verarbeitung äquivalent derjenigen zu machen, die mittels der
Abtastund Halteschaltungen 10 und 11 und der Subtraktionsschaltung 12 der
Figur 1 ausgeführt wird. Da die 100 Ausgangsspannungen, die demgemäß in
den jeweiligen Halbperioden der 50 Kompensationszyklen erhalten worden
sind, unterschiedlich voneinander waren, wurde die Standardabweichung
der Variationen dazu benutzt, den Grad des Einflusses der Rauschen
darzustellen.
-
Figur 10 zeigt den Grad des Einflusses, wobei die Ordinate die
Standardabweichung 1 der Variationen und die Abszisse den Wert von X,
ausgedrückt durch die Gleichung (2), repräsentiert. Figur 10 zeigt die
Tatsache, daß, wenn der Wert X abnimmt, die Variation der Ausgangsgröße der
Kompensationsschleife, welche durch das gegebene Rauschen verursacht
wird, die Tendenz hat, zu zunehmen.
-
Obwohl sich der Verstärkungsgrad der geschlossenschleifigen
Einstellschaltung 16, der durch die Gleichung (9) repräsentiert wird, ändert,
wenn sich der Wert von X ändert, ist diese Änderung in dem
Verstärkungsgrad der geschlossenschleifigen Einstellschaltung 16 in Figur 10
korrigiert worden. Entsprechend zeigt Figur 10 den Zustand der Änderung in
den Variationen der Ausgangsgröße, wenn der Wert von X verändert wird,
unter der Bedingung eines festen Verstärkungsgrads. Die in der Simulation
benutzten Rauschen waren die 5000 Ausgangsgrößen, welche durch
Abtasten der Variationen in der Ausgangsspannung des Differentialverstärkers 7
in den Bedingungen des Gebrauchs, welche ein Ziel der vorliegenden
Erfindung sind, erhalten worden waren, und die 5000 Daten wurden als ein Satz
eines Rauschmodells in all den Simulationen für die Werte X in dem Bereich
von 0,6 bis 1 x 10&supmin;¹&sup5; verwendet. In der Simulation wurden Rauschen nur
in den Zeitteilen T&sub3;, T&sub6; ... überlagert, in denen der Schalter S1
eingeschaltet war, und kein Rauschen wurde in den Zeitteilen T&sub2;, T&sub5; ...
überlagert, in denen der Schalter S&sub2; oder S&sub3; eingeschaltet war, so daß das
Strömungssignal gespeichert wurde.
-
Von den drei Gesichtspunkten her zeigt Figur 10 den Einfluß, den
die geschlossenschleifige Einstellschaltung 16 allein durch das statistische
Rauschmodell eines konstanten Niveaus erfährt, wenn der Wert von X
verändert wird.
-
Wie oben in jeder der beiden Simulationen der Fälle, worin ein
einzelnen impulsartiges Rauschen überlagert bzw. worin statistische Störungen
überlagert werden, wird der Einfluß des Rauschens auf die Ausgangsgröße
der geschlossenschleifigen Einstellschaltung 16 groß, wenn der Wert von X
klein wird. Der Einfluß der Störungen auf die geschlossenschleifige
Einstellschaltung 16 verursacht einen großen Fehler, wenn ein Rauschen in
der letzten Periode in dem Kompensationszyklus überlagert wird. Das ist
deswegen der Fall, weil ein Fehler, der dem Spitzenwert des Rauschens
entspricht, erzeugt wird, da die geschlossenschleifige Einstellschaltung 16
die Kompensation ausführt, um den Ausgangswert, der das Rauschen
enthält, zu Null zu machen.
-
Andererseits ist der Einfluß des Rauschens in dem Fall, in weichem
ein einzelnes impulsartiges Rauschen in der ersten Halbperiode des
Kompensationszyklus überlagert wird, geringer.
-
Unter diesem Gesichtspunkt sind die Möglichkeit, daß große
Störungen in der letzten Periode eines Kompensationszyklus überlagert werden,
und die Möglichkeit, daß große Störungen in den anderen Teilen des
Kompensationszyklus überlagert werden, einander gleich für Perioden der
gleichen zeitlichen Breite, und daher wird der Einfluß der Störungen, die
statistisch variieren, derart betrachtet, daß jeder Kompensationszyklus eine
erste Periode hat, in welcher die Ausgangsgröße der geschlossenschleifigen
Einstellschaltung 16 in großem Maße durch Störungen beeinflußt wird, und
eine weitere Halbperiode, in welcher die Ausgangsgröße der
geschlossenschleifigen Einstellschaltung 16 durch Störungen, so daß Variationen in der
Ausgangsgröße erzeugt werden, geringer beeinflußt wird.
-
Indem sie durch den Einfluß von Störungen, die statistisch variieren,
verursacht werden, haben die Variationen in der Ausgangsgröße der
geschlossenschleifigen Einstellschaltung 16 eine normale Verteilung, die sich
um einen korrekten Ausgangswert (der erhalten wird, wenn kein Rauschen
vorhanden ist) zentriert. Demgemäß zeigt, selbst wenn ein Einfluß von
Störungen vorhanden ist, der Mittelwert über eine lange Zeit einen korrekten
Meßwert. Jedoch ist es wünschenswert, in der Lage zu sein, die
Strömungsmessung in der kürzestmöglichen Zeit auszuführen. Wenn die
Kompensation in jedem Kompensationszyklus so ausgeführt wird, daß sie etwa 60 %
bis 10 % des Werts vor der Kompensation ist, d.h., wenn der Wert von X
zu 0,6 bis 0,1 gemacht wird, ist es mögiich, die in der Ausgangsgröße
verursachten Variationen klein zu machen, selbst wenn da Störungen
auftreten, und daher ist es möglich, eine Strömungsmessung mit einer
gegebenen Genauigkeit in einer kurzen Zeit auszuführen.
-
Es sei auf Figur 7 Bezug genommen, wonach eine zweite Form der
Einrichtung gemäß der Erfindung in hohem Maße im Betrieb die gleiche ist,
wie diejenige, die in Figur 1 gezeigt ist, und es werden nur die Teile
beschrieben, die von der letzteren unterschiedlich sind.
-
Ein Schalter S1 wird mit der gleichen Zeitgebung wie der Schalter S1
der Figur 1 eingeschaltet, so daß eine Ausgangsspannung e&sub4; eines
Verstärkers 9 mit einer Zeitkonstante C2 X R6 integriert wird, und eine
Ausgangsgröße einer Ausgangsspannung e&sub2; eines Impedanzwandlers 17, der mit
einer Verbindungsstelle zwischen einem Widerstand R6 und einem
Kondensator C6 verbunden ist, wird als eine Kompensationsspannung an einen
Minuseingang einer Subtraktionsschaltung 18 angelegt.
-
In der in Figur 1 gezeigten Einrichtung ist die Integrationsschaltung
15 vom Invertertyp, in welcher die Ausgangsgröße e&sub2; derselben relativ zu
ihrer Eingangsgröße in der Phase umgekehrt wird, und daher wird die
Ausgangsgröße e&sub2; auf die Addierschaltung 8 gegeben. Andererseits ist in
der in Figur 7 gezeigten Einrichtung der Impedanzwandler 17 vom
nichtinvertierenden Typ, und die Ausgangsgröße e&sub2; desselben ist mit der
Subtraktionsschaltung 18 verbunden, so daß eine geschlossenschleifige
Einstellschaltung zum Bewirken der Kompensationsfunktion gebildet wird.
Demgemäß hat die in Figur 7 gezeigte Schaltung eine Funktion, die äquivalent
derjenigen des entsprechenden Teils der in Figur 1 gezeigten Schaltung
ist.
-
Demgemäß ist es gemäß der vorliegenden Erfindung, indem man ein
Signal verstärkt, das eine große Störung aufweist, möglich, eine
Kompensation auszuführen, die nur schwer durch Störungen beeinflußt wird,
welche statistisch variieren, die in einer Störspannung enthalten sind,
während wenigstens teilweise jede Gleichstrom-Verlagerung eliminiert wird, die
durch einen Differentialverstärker und einen Wechselstrom-Verstärker in
der nächsten Stufe erzeugt wird.
-
Da der Differentialverstärker 7 durch eine Elektrode und einen
Kondensator angeschlossen ist, so daß irgendeine Gleichstrom-Störspannung,
die in den Elektroden erzeugt wird, blockiert wird, ist es weiter so, daß
der Differentialverstärker 7 nicht gesättigt wird, und der
Verstärkungsgrad des Verstärkers 7 kann bis zu einem Ausmaß, das durch seine eigene
Verlagerung beschränkt ist, groß gemacht werden. Demgemäß ist die
Erfindung auf einen elektromagnetischen Strömungsmesser vom Typ niedrigen
Leistungsverbrauchs anwendbar.