DE69304197T2

DE69304197T2 - Gleichstromrückkopplungsschaltung mit abtast- und halteschaltungen

Info

Publication number: DE69304197T2
Application number: DE69304197T
Authority: DE
Inventors: Donald Matthew Boulder Co 80301 Duft; Gerald Ross Blackhawk Co 80422 Ellis; Paul Zoltan Lafayette Co 80026 Kalotay
Original assignee: Micro Motion Inc
Current assignee: Micro Motion Inc
Priority date: 1992-04-23
Filing date: 1993-04-15
Publication date: 1997-03-06
Anticipated expiration: 2013-04-16
Also published as: ATE141729T1; EP0637411B1; JP3261132B2; CA2118020A1; DE69304197D1; EP0637411A1; CA2118020C; WO1993022830A1; JPH07506474A; HK1003238A1; US5233312A

Description

Diese Erfindung betrifft einen Verstärker und besonders einen Verstärker, der eine Gleichstrom- (DC) Signalrückkopplungseinrichtung verwendet. Die Erfindung bezieht sich im besonderen auf einen Wechselstrom(AC) Integrierverstärker, in dem speichernde Schaltkreise benutzt werden, um ein DC-Rückkopplungssignal bereitzustellen, das jede unerwünschte DC-Signalkomponente aufhebt, die an den Eingang des integrierenden Verstärkers angelegt wird oder an seinem Ausgang erscheint.
Es ist bekannt, integrierende Verstärker (Integratoren) als Tiefpaßfilter in Anwendungen zu verwenden, bei denen symmetrische und sich wiederholende oder periodische AC-Signale kleiner Amplitude mit Genauigkeit verarbeitet und gemessen werden müssen. Eine derartige Anwendung ist in Verbindung mit Meßgeräten des Coriolis-Effekttyps, wie z.B. das von Samson und Zolock im U.S. Patent 4,843,890, erteilt am 4. Juli 1989, gezeigte. In diesem Patent werden AC-Signale kleiner Amplitude, die durch mit dem Coriolis-Meßgerät verbundene Sensoren erzeugt werden, verstärkt und an Integratoren angelegt, die das hochfrequente Rauschen filtern und die gefilterten Signale an eine Logikschaltung anlegen. Die Logikschaltung mißt die Zeitverzögerung (Δt) zwischen den gefilterten Signalen, um den Massendurchsatz des durch das Meßgerät fließenden Materials zu bestimmen. Die Genauigkeit der durch die Logikschaltung durchgeführten Messung hängt von einer genauen Messung der Zeitverzögerung zwischen den an die Logikschaltung angelegten Signalen ab. Die Signalverarbeitungskreise zwischem dem Coriolis-Effektmesser und der Logikschaltung dürfen deshalb keine zufälligen Zeitverzögerungen in die an die Logikschaltung angelegten Signale einbringen. Aus diesem Grund sind die Verarbeitungsschaltkreise DC-gekoppelt, um das Hervorbringen von irgendwelchen ungewünschten Zeitverzögerungen zu verhindern. Es ist außerdem erwünscht, daß die Eingangssignale soweit wie möglich frei von Rauschen sind. Samson und Zolock offenbaren Integratoren, die als Tiefpaßfilter arbeiten, um hochfrequentes Rauschen von den Signalen zu entfernen und an die Logikschaltung rauschfreie Signale anzulegen, die dieselbe Zeitverzögerung dazwischen aufweisen wie die durch den Coriolis-Effektmesser erzeugten zwei Meßwertgebersignale.
Da die den Integratoren vorangehenden Verstärkerstufen an die Integratoren DC-gekoppelt sind, ist es möglich, daß die an die Integratoren angelegten AC-Signale eine DC-Komponente enthalten können, die durch die Verstärker erzeugt wird, an die die Eingänge der Integratoren DC-gekoppelt sind. Außerdem erzeugen als Integratoren benutzte Operationsverstärker bei ihrem Betrieb auch Offsetspannungen, die ähnliche schädliche Wirkungen haben. Die Spannungsverstärkung von Integratoren ist bei niedrigen Frequenzen oder bei DC relativ groß. Die resultierenden DC-Anteile von Eingangssignalen können folglich die Integratoren aus dem Gleichgewicht bringen und ihre Funktion nachteilig beeinflussen. Dies wiederum kann die Funktion der Logikschaltung verschlechtern, die die Zeitverzögerung zwischen den Integrator-Ausgangssignalen mißt.
Es sind Versuche unternommen worden, diesen DC-Anteil zu entfernen. Diese Versuche sind jedoch nur in einem begrenzten Ausmaß erfolgreich gewesen und alle weisen begleitende Nachteile auf. Eine solche Lösung des Standes der Technik ist, den Eingang und Ausgang des Integrators periodisch kurzuschließen. Dies ist bei einigen Anwendungen unerwünscht, da es die Funktion des Integrators unterbricht, während sein Eingang und Ausgang kurzgeschlossen sind. Es ist weiter unerwünscht, da der DC-Anteil in dem Ausgangssignal nach dem Entfernen des Kurzschlusses sofort wieder erscheint. Eine andere versuchte Lösung ist die Verwendung eines zwischen den Eingang und den Ausgang des Integrators geschalteten DC-Rückkopplungsverstärkers. Der Rückkopplungsverstärker empfängt einen gefilterten Teil des Ausgang des Integrators und führt dieses Signal an den Eingang des Integrators zurück, um den DC-Anteil aufzuheben. Dieser Ausweg ist nicht ideal. Der Eingang des Rückkopplungsverstärkers umfaßt ein frequenzselektives Netzwerk, das den AC-Anteil des Integrator-Ausgangssignals ausfiltert und nur ein DC-Signal an den Eingang des Rückkopplungsverstärkers anlegt. Dieses Tiefpaßfilter ist erforderlich, damit der Rückkopplungsverstärker kein AC-Signal vom Ausgang an den Eingang des Integrators zurückführt.
Dieses Tiefpaßfilter besitzt eine niedrige Eckfrequenz von etwa zwei bis fünf Hertz (Hz). Während die niedrige Eckfrequenz dem Verstärker erlaubt, als ein DC-Rückkopplungsverstärker zu arbeiten, ist er insofern unvorteilhaft, als diese Eckfrequenz von zwei bis fünf Hz die Funktion des Integrators vorübergehend aus dem Gleichgewicht bringen kann, wenn der Integrator ein Signal mit einem Frequenzanteil innerhalb und unterhalb dieses Frequenzbereiches empfängt. In diesem Fall arbeitet der Integrator als ein offener Verstärker und erzeugt ein gedämpftes Ausgangssignal großer Amplitude in dem Bereich von zwei bis fünf Hz. Dieses gedämpfte Signal beeinflußt nachteilig die Funktion der Logikschaltung. Außerdem erhöht das Tiefpaßfilter die Ansprechzeit des Durchflußmessers, indem langsame Reaktionen auf schnelle Prozeßänderungen hervorgebracht werden.
Die Verwendung des DC-Rückkopplungsverstärkers ist außerdem unvorteilhaft, weil die Tiefpaßfilter in dem rechten und linken Kanal eines Coriolis-Meßsystems leicht abweichende Frequenzgänge aufweisen können, die Differenzsignale sehr niedriger Frequenz erzeugen können, wenn sie an die Logikschaltung angelegt werden. Dies kann die Funktion der Logikschaltung für die Zeitdauer, die das Störungssignal andauert, nachteilig beeinflussen. Wenn z.B. der Unterschied in den RC-Zeitkonstanten zwischen den Integratoren des rechten und linken Kanals 1/10 Hz beträgt, kann dies ein 0.1 Hz Störungssignal mit einer Dauer von etlichen Sekunden erzeugen. Während dieses Zeitabschnitts ist die Logikschaltung nicht imstande, die Zeitdifferenz zwischen den durch den Coriolis-Effektmesser erzeugten Signalen genau zu messen.
Es ist daher ersichtlich, daß gegenwärtig ein Bedarf an einer verbesserten Schaltung zum Aufheben des DC-Anteils besteht, der am Eingang eines AC-Integrators auftreten kann, so der Integrator für ein empfangenes AC-Signal als ein Hochpaßfilter arbeiten kann.
EP-A-0325903 offenbart einen Operationsverstärker mit einem Eingang und einem Ausgang in Verbindung mit Ausgleichsschaltungen, die eine DC-Pegelverschiebung und Sättigung des Operationsverstärkers als Reaktion auf den gleichzeitigen Empfang eines AC-Signals und eines DC-Offsets durch den Eingang verhindern, wobei die Ausgleichsschaltungen eine Speicherschaltung, die mit dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist und Signale, die auf dem Ausgang als Reaktion auf den Empfang eines AC-Signals auf dem Eingang erscheinen, periodisch speichert, eine Einrichtung, die ein Rückkopplungssignal aus den durch die Speicherschaltung gespeicherten Signalen erzeugt, und eine Einrichtung umfassen, die wenigstens einen Teil des Rückkopplungssignals an den Eingang anlegt, der das AC-Signal empfängt, um jeden DC-Offset des AC- Signals auf dem Eingang aufzuheben.
Erfindungsgemäß ist eine solcher Operationsverstärker dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgleichsschaltung weiter eine Steuereinrichtung umfaßt, die von dem Operationsverstärker funktionell unabhängig ist und auf den Empfang des AC-Signals anspricht, um die Speicherschaltung zu veranlassen, die Amplitude von positiven und negativen Signalspitzen, die an dem Ausgang des Operationsverstärkers erscheinen, zu speichern, und die Erzeugungseinrichtung ein Rückkopplungsignal erzeugt, das die gemittelte Amplitude der positiven und negativen Signalspitzen darstellt.
Dies erziehlt einen Fortschritt in der Technik, indem der Operationsverstärker mit einer DC-Rückkopplungsschaltung versehen wird, die die vorangehenden Probleme und und Nachteile überwindet.
Bei einer bevorzugten Ausführung speichert eine erste Abtast- und Halteschaltung die Signalamplitude der positiven Spitzen des Integrator- Ausgangssignals, und eine zweite Abtast- und Halteschaltung speichert die Signalamplitude der negativen Spitzen des Integratorausgangs. Das Ausgangssignal des Integrators ist sinusförmig, und seine positiven und negativen Spitzen sind symmetrisch um die X- (null Volt) Achse, wann immer der Integrator als eine Nur-AC-Einrichtung ohne DC-Signalanteil an seinem Eingang arbeitet. Wenn der Integrator an seinem Eingang einen DC-Anteil empfängt, wird dieser DC-Anteil durch den Integrator verstärkt, und die positiven und negativen Spitzen des Ausgangs sind dann symmetrisch um einen Spannungspegel, der von der Null-Volt- X-Achse versetzt ist. Offsetspannungen, die den Integratoren eigen sind, erzeugen ähnliche schädliche Versetzungen.
Ein Spannungsteiler oder Potentiometer ist zwischen die Ausgänge der Abtast- und Halteschaltungen geschaltet, so daß der Mittelpunkt des des Spannungsteilers die Differenz zwischen den maximalen positiven und negativen Spitzen des Integrator-Ausgangssignals darstellt. Der Mittelpunkt des Potentiometers liegt auf null Volt, wenn kein DC-Anteil in dem Ausgangssignal vorhanden ist, und liegt auf einem DC-Pegel anders als null, wenn es einen DC-Anteil in dem Integratorausgang gibt. Erfindungsgemäß wird ein Teil dieses DC-Signals von dem Potentiometer an den Eingang des Integrators zurückgeführt, um den DC-Anteil des Eingangssignals aufzuheben. Dies erlaubt dem Integrator, mit einem Eingangssignal mit nur einem AC-Anteil zu arbeiteten und ein Ausgangssignal ohne jeden DC-Anteil zu erzeugen.
Der erfindungsgemäße Integrator arbeitet genau, weil er nur ein AC- Eingangssignal empfängt und dieses Eingangssignal verstärkt und filtert und es um 90 Grad in der Phase verschiebt. Die Abtast- und Halteschaltungen tasten die positiven und negativen Spitzen des Ausgangssignals ab, um ein DC-Rückkopplungssignal zu erzeugen, das jeden DC- Anteil innerhalb eines AC-Zyklus aufhebt, der andernfalls in dem Integrator-Eingangssignal erscheinen könnte. Diese DC-Rückkopplungsschaltung, einschließlich der Abtast- und Halteschaltungen, umgeht den Nachteil der DC-Rückkopplungsschaltung des Standes der Technik, indem die Unstabilitäten und andere Nachteile beseitigt werden, die mit den oben beschriebenen DC-Rückkopplungsvorrichtungen, die bisher benutzt worden sind, zusammenhängen.
Die DC-Rückkopplungsschaltung der vorliegenden Erfindung ist auch bei nicht-integrierenden Verstärkern nützlich, um jeden DC-Anteil eines an den Eingang des Verstärkers angelegten AC-Signals aufzuheben. Die Erfindung stellt ferner ein Verfahren zum Betrieb eines Operationsverstärkers mit einem Eingang und einem Ausgang in Verbindung mit Ausgleichsschaltungen zur Verfügung, die eine DC-Pegelverschiebung und Sättigung des Operationsverstärkers als Reaktion auf den gleichzeitigen Empfang eines AC-Signals und eines DC-Offsets durch den Eingang verhindern, wobei in dem Verfahren Signale, die am Ausgang des Operationsverstärkers als Reaktion auf den Empfang eines AC- Signals an dem Eingang erscheinen, periodisch an eine Speicherschaltung angelegt werden, und ein Rückkopplungssignal aus den durch die Speicherschaltung gespeicherten Signalen erzeugt und an den Eingang angelegt wird, der das AC-Signal empfängt, um jeden DC-Anteil des AC- Signals an dem Eingang aufzuheben, dadurch gekennzeichnet, daß die Speicherschaltung unabhängig von dem Operationsverstärker gesteuert wird, um die Speicherschaltung zu veranlassen, die Spitzen von positiven und negativen Signalen, die am Ausgang des Operationsverstärkers erscheinen, zu speichern, und das erzeugte Rückkopplungssignal die gemittelte Spitzenamplitude der positiven und negativen Signale verkörpert.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die obigen Vorteile und Merkmale der Erfindung können besser verstanden werden, indem ihre folgende ausführliche Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen gelesen wird; in denen:
Fig. 1 die Erfindung in Blockschaltbildforrn offenbart;
Fig. 2 die Schaltung des Integrators von Fig. 1 offenbart;
Fig. 3 Wellenformen in bezug auf die Schaltung von Fig. 2 zeigt;
Fig. 4 die Schaltung eines nicht-integrierenden Verstärkers offenbart und
Fig. 5 Wellenformen in bezug auf die Schaltung von Fig. 4 zeigt;

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG

Fig. 1 zeigt das Coriolis-Massendurchfluß-Meßsystem des Patentes von Samson und Zolock, das die Integratoren der vorliegenden Erfindung verwendet. Das System umfaßt ein Corioliseffekt-Meßgerät 10 und Meßelektronik 20. Das Meßgerät 10 erzeugt die Ausgangssignale 107R und 107L, die den Massendurchsatz einer durch das Meßgerät 10 fließenden Flüssigkeit darstellen. Die Meßelektronik 20 verarbeitet die Signale 107R und 107L, um den Massendurchsatz und aufsummierte Massenflußinformation zu gewinnen.
Das Coriolis-Meßgerät 10 umfaßt ein Paar von Verteilern 103 und 103', ein flaches Element 150 und ein Paar von parallelen Flußrohren 102 und 102'. Ein Treiber 140 ist mit den oberen gekrümmten Teilen 130 und 130' der Flußrohre verbunden. Ein Paar von Geschwindigkeits-Abtastspulen 104R und 104L zusammen mit zwei zugehörigen Magneten 106R und 106L sind an den Seitenschenkeln 131, 131', 134, 134' der Flußrohre befestigt. Die Flußrohre 102 und 102' können, wie gezeigt, im wesentlichen U-förmig sein, und ihre unteren Enden sind an Rohrhalterungsblöcken 120 und 120' befestigt, die wiederum an den betreffenden Verteilern 103 und 103' befestigt sind. Das Meßgerät 10 stellt einen geschlossenen kontunierlichen Flüssigkeitsweg zur Verfügung, der einer Flüssigkeit oder einem Material erlaubt, von einer Eingangsleitung (nicht gezeigt) zu dem Einlaßende 101 des Meßgerätes durch den Eingangskanal 105, den Halterungsblock 120, die Flußrohre 102 und 102' zu dem rechten Halterungsblock 120' und durch den Ausgangskanal 105' und das Auslaßende 101' zu einer Ausgangsleitung (nicht gezeigt) zu fließen. Das flache Element führt keine Flüssigkeit und dient nur dazu, die Verteiler 103 und 103' auszurichten. Die Flußrohre 102 und 102' werden sinusförmig in entgegengesetzten Phasen um ihre Biegungsachsen W-W und W'-W' durch ein Signal auf dem Pfad 112 getrieben, das durch eine Treiberschaltung 111 an den Treiber 140 angelegt wird. Das Signal 112 versetzt beide Flußrohre bei ihrer Resonanzfrequenz sinusförmig in Schwingungen.
Wenn Flüssigkeit durch die schwingenden Rohre fließt, verursachen die sich ergebenden Corioliskräfte Unterschiede zwischen der vibrierenden Bewegung der zwei Flußrohre. Eine Möglichkeit zum Messen dieser Unterschiede besteht darin, die Zeitverzögerung Δt zwischen einem Punkt an einem Flußrohr, der eine vorbestimmte Bezugsebene schneidet, und und einem anderen Punkt des Flußrohres, der dieselbe Ebene schneidet, zu messen. Dieses ΔT ist proportional der Masse der Flüssigkeit, die durch die zwei Leitungen fließt.
Um das Zeitintervall Δt zu messen, sind zwei Spulen 104R und 104L nahe den freien Enden von Magneten 106R und 106L angeordnet. Die von den Spulen 104R und 104L erzeugten Signalausgänge liefern ein Geschwindigkeitsprofil der Bewegung der Flußrohre und können verarbeitet werden, um das Zeitintervall und damit den Massendurchsatz der Flüssigkeit zu bestimmen, die durch das Meßgerät 10 fließt. Hinsichtlich einer ausführlicheren Erklärung der Funktion und Messungen des Coriolis- Meßgerätes wird auf das vorerwähnte Patent von Samson und Zolock sowie auf das U.S. Patent Re 31,450, erteilt am 29. November 1983 an J.E. Smith et al., verwiesen. Weiter wird auf die U.S. Patente 4,187,721; 4,491,025 und 4,843,890 verwiesen, die alle an den Zessionar der vorliegenden Anmeldung abgetreten sind.
Die Meßelektronik 20 empfängt das rechte und linke Geschwindigkeitssignal 107R und 107L und erzeugt Massendurchsatz- und andere Information der durch das Meßgerät 10 fließenden Flüssigkeit.
Die Meßelektronik 20 umfaßt Verstärker 108 und 109 und Integratoren 113, 114, die über Pfade 118, 119 mit einer Logikschaltung 121 verbunden sind. Die Logikschaltung 121 ist über Pfade 122 mit einer Verwertungseinrichtug 123 verbunden. Die Geschwindigkeitssignale 107R und 107L von den Meßwertgeberspulen 104R und 104L sind reine AC-Signale. Die Verstärker 108 und 109 verstärken diese Signale und legen sie als Signale 110R und 110L an die Integratoren 113 und 114 an. Die Ausgangssignale 110R und 110L können jedoch einen DC-Anteil aufweisen, da die Verstärker 108, 109, 113 und 114 direkt und nicht AC-gekoppelt sind. Diese direkte Kopplung ist erforderlich, um das Einführen von zufälligen Phasenverschiebungen oder Zeitverzögerungen in die Signale 110R und 110L zu verhindern. Eine richtige Phasenbeziehung ist wichtig, weil die Massendurchsatzinformation, die durch die Logikschalschaltungen zu gewinnen ist, durch die Zeitverzögerung Δt zwischen den Signalen 107L und 107R dargestellt wird. Es ist daher erforderlich, daß die Signale 107R und 107L identische Zeit- oder Phasenverzögerungen in ihren Pfaden aufweisen.
Die Ausgänge 118, 119 der Integratoren 113, 114 sind mit der Logikschatung 121 verbunden. Die zu einem Teil der Pfade 118, 119 gehörenden gestrichelten Linien stellen von Samson und Zolock gezeigte Stromkreise dar, die nicht Bestandteil der vorliegenden Erfindung sind. Die Logikschaltung 121 bestimmt den Massendurchsatz der in dem Coriolis- Meßgerät 10 fließenden Substanz durch Messen der Zeitverzögerung zwischen den Signalen 118 und 119 an vorbestimmten Kreuzungspunkten. Diese Zeitverzögerung ist relativ klein, und es ist daher wichtig, daß, wenn genaue Messungen erhalten werden sollen, die Signalverarbeitungsschaltung zwischen den Signalpfaden 107R und 107L und der Logikschaltung 121 frei von unbekannten oder zufälligen Phasenverschiebungen oder Zeitverzögerungen ist, die den zu messenden Zeitunterschied zwischen den durch die Spulen 104R und 104L erzeugten Signalen überfluten könnten. Jede durch die Verarbeitungsschaltung erzeugte unbekannte Verzögerung könnte die Zeitverzögerungen zwischen den Signalen 107R und 107L verändern und damit die relativ kleine Zeitverzögerung der an die Logikschaltung 121 angelegten Signale 110R und 110L bedeutungslos machen.
Fig. 3 zeigt Wellenformen, die mit verschiedenen Punkten des Systems von Fig. 1 verbunden sind. Die Zeile 300 von Fig. 3 zeigt die Signale 107R und 107L der Meßwertgeberspulen 104R und 104L sowie die Signale 110R und 110L, die an die Eingänge der Integratoren 113 und 114 angelegt werden. Die in Zeile 300 dargestellten Zustände nehmen an, daß die Signale 107R, 107L, 110R und 110L frei von Zeitverzögerung und Rauschen sind. Sowohl die Signale 110R und 110L als auch die Signale 107R und 107L sind einander überlagert, um dazwischen eine Zeitverzögerung von null darzustellen, wenn keine Substanz durch das Meßgerät 10 fließt.
Zeile 301 von Fig. 3 zeigt die Wellenformen 110R und 110L unter Bedingungen, wo Flüssigkeit durch das Meßgerät 10 fließt. Die zwei Wellenformen sind durch einen Betrag voneinander versetzt, der als Δt auf der X-Achse dargestellt wird. Dieses Δt stellt eine Zeitverzögerung dar, die eine Folge der gleichzeitigen schwingenden Bewegung der durch den Treiber 140 getriebenen Flußrohre und der Corioliskräfte ist, die erzeugt werden, wenn die Flüssigkeit durch die Röhren 102 und 102' fließt. Diese Differenz Δt stellt sowohl die Verschiebung zwischen den Meßwertgebersignalen 107R und 107L als auch zwischen den Signalen 110R und 110L dar. Die Signale 110R und 110L schildern idealisierte Bedingungen, wo die Ausgänge der Verstärker 108 und 109 frei von Rauschen und frei von jeder Zeitverzögerung innerhalb der Verstärker 108 und 109 sind. Die Ausgangssignale 118 und 119 der Integratoren 113 und 114 werden in der Zeile 303 gezeigt und werden durch die Integratoren 113 und 114 um 90 Grad gegenüber den Signalen 110R und 110L phasenverschoben. Das Ausgangssignal 119 des Integrators des linken Kanals 114 wird in Zeile 305 gezeigt, wo es gegenüber dem in Zeile 301 gezeigten Eingangssignal 110L um 90 Grad verschoben gezeigt wird. Die Zeile 302 von Fig. 3 zeigt die Wellenformen 110R und 110L unter Bedingungen, wo Rauschen in den Meßwertgebersignalen 107R und 107L vorhanden ist. Dieses Rauschen erscheint in verstärkter Form in den Signalen 110R und 110L und ist unerwünscht, weil das Rauschen um die Zeitverzögerungs-Erfassungspegel herum es schwer macht, die Zeitverzögerung zwischen den Signalen genau zu messen, wenn sie direkt an die Logikschaltung 121 anzulegen wären. Für die Logikschaltung 121 ist es relativ einfach, die Phasenverschiebung Δt zwischen den zwei Signalen für einen rauschfreien Zustand, wie in Zeile 301 gezeigt, zu messen. Für die Logikschaltung 121 ist schwierig, eine bedeutungsvolle Messung von Δt für verrauschte Signale des in Zeile 302 gezeigten Typs vorzunehmen, weil die Anwesenheit von Rauschen falsche zeitliche Beziehungen in der Nähe der Meßpegel hervorruft.
Die Integratoren 113 und 114 werden als Tiefpaßfilter benutzt, um dieses Rauschen zu vermindern, so daß die Ausgangssignale 118 und 119 relativ rauschfrei sind, wie für Zeile 303 gezeigt.
Das Obige kurz zusammengefaßt, das rechte und linke Meßwertgebersignal 107R und 107L werden durch die Verstärker 108 und 109 verstärkt und als verstärkte Signale 110R und 110L an die Integratoren angelegt. Diese Eingangssignale können Rauschen enthalten, wie in Zeile 302 von Fig. 3 gezeigt. Die Integratoren arbeiten als Tiefpaßfilter und entfernen dieses Rauschen, so daß die Integrator-Ausgangssignale 118 und 119 in Zeile 303 frei von Rauschen sind und eine Zeitdifferenz Δt dazwischen aufweisen, die sowohl der Zeitdifferenz zwischen den Meßwertgebersignalen 107R und 107L als auch zwischen den Signalen 110R und 110L getreu entspricht. Die Signale 118 und 119 werden an die Logikschaltung 121 angelegt, die die Zeitdifferenz zwischen den zwei Signalen mißt und den Massendurchsatz der durch das Meßgerät 10 fließenden Flüssigkeit berechnet.
Fig. 2 offenbart weitere Einzelheiten der Integratoren 113 und 114 von Fig. 1, die die vorliegende Erfindung verkörpern. Der Integrator 114 des linken Kanals wird im einzelnen gezeigt, während der Integrator 113 des rechten Kanals nur schematisch dargestellt wird, da er mit dem Integrator des linken Kanals 114 identisch ist. Die Funktion des Integrators 114 des linken Kanals wird nun mit Verweis auf Fig. 2 und die Wellenformen von Fig. 3 beschrieben.
In Fig. 2 wird das Meßwertgebersignal 110L des linken Kanals über den Widerstand R1 und den Pfad 221 an den invertierenden Eingang 222 des Operationsverstärkers 114 geführt. Der Operationsverstärker 114, der Widerstand R1 und der Kondensator C1 bilden zusammen einen Integrator. Der nichtinvertierende Eingang 223 des Operationsverstärkers ist durch die Parallelschaltung aus dem Widerstand R3 und dem Kondensator C2, die dieselben Werte wie R1 und C1 haben, mit Masse verbunden. Der Zweck dieser Elemente ist, dem nichtinvertierenden Eingang 223 dieselbe Impedanz zu präsentieren wie sie vom invertierenden Eingang 222 gesehen wird. Der Integrator 114 arbeitet als Tiefpaßfilter. Die Verstärkung des Integrators ist bei DC und niedrigen Frequenzen am größten und nimmt infolge der durch den Kondensator C1 bereitgestellten Gegenkopplung mit zunehmender Frequenz ab.
Jeder DC-Anteil, der durch den Verstärker 109 (Fig. 1) an das Eingangssignal 110L angelegt oder irgendwo in der Integratorschaltung erzeugt werden könnte, wird durch die zu beschreibende Rückkopplungsschaltung effektiv aufgehoben, so daß der Integrator 114 ohne DC- Offset an seinem Eingang arbeitet. Indem dies der Fall ist, ist der Ausgang des Integrators 114 auf dem Pfad 119, wie in den Zeilen 303 und 305 von Fig. 3 gezeigt, ein relativ rauschfreies Signal, das um genau 90 Grad in bezug auf das an den Integratoreingang 222 angelegte Eingangssignal 110L (Fig. 3, Zeile 300) verschoben ist. Der Integratpr 113 des rechten Kanals arbeitet in einer ähnlichen Weise als Reaktion auf dem Empfang des Eingangssignals 110R und erzeugt das Ausgangssignal 118, das zusammen mit dem Signal 119 des Integrators 114 des linken Kanals an den Eingang der Logikschaltung 121 angelegt wird.
Beide Signale 118 und 119 (Fig. 3, Zeile 303) sind 90 Grad in bezug auf ihre Eingangssignale lior und 110L in Zeile 300 verschoben. Diese Phasenverschiebung ist jedoch ein bekannter und konstanter Wert und beeinflußt die relative Zeitverzögerung Δt zwischen den Ausgangssignalen 118 und 119 nicht. Die zwei Ausgangssignale der Integratoren sind somit um einen Betrag Δt voneinander verschoben, der identisch mit der Verschiebung Δt zwischen den von den Meßwertgeberspulen 104R und 104L in Fig. 1 erzeugten Meßwertgebersignalen 107R und 107L ist.
Das Eingangssignal 110L in Fig. 2 wird über den Widerstand R5 und über den Pfad 207 auch an den invertierenden Eingang des Spannungskomparators 206 angelegt, dessen nichtinvertierender Eingang auf Masse gelegt ist. Der Ausgang des Komparators 206 ist mit den positiven und negativen Triggereingängen der monostabilen Multivibratoren (Monoflop) 203 und 204 verbunden. Der Komparator 206 empfängt die symmetrische sinusförmige Wellenform auf dem Pfad 207 und erzeugt einen Rechteckwellenausgang auf dem Pfad 208. Das Rechteckwellenausgangsignal besitzt infolge der hohen Spannungsverstärkung und Begrenzungswirkung des Komparators 206 steile Anstiegs- und Abfallflanken. Das Rechteckwellenausgangssignal 208 wird in der Zeile 304 von Fig. 3 gezeigt und ändert sich zwischen null Volt und fünf Volt positiv.
Die Monoflopschaltung 203 spricht auf übergange der Abfallflanke der Rechteckwelle 208 an und erzeugt ein kurzes positiv gehendes Signal 212 als Reaktion auf jeden negativen (Abfallflanken) Übergang der Rechteckwelle 208. Das Ausgangssignal 212 des Monoflops 203 wird in Zeile 306 von Fig. 3 gezeigt. Der Monoflop 204 spricht auf die Anstiegsflanken der Rechteckwelle 208 an und erzeugt ein kurzes Ausgangssignal 213 bei Zeit T2, das in Zeile 307 von Fig. 3 gezeigt wird. Die Ausgangssignale 212 und 213 sind um 180 Grad voneinander phasenverschoben.
Die mit den Monoflops 203 und 204 und einer positiven Versorgungsspannung verbundenen Komponenten R9, R10, C3 und C4 bestimmen gemeinsam die Länge der in den Zeilen 306 und 307 gezeigten Impulse.
Das Impulssignal 212 veranlaßt die Abtast- und Halteschaltung 201, den Wert des Integrator-Ausgangssignals 119 bei der Zeit (10 und T4), wo der Eingangsimpuls 212 angelegt wird, zu empfangen und zu speichern. In Zeile 306 von Fig. 3 ist zu sehen, daß die Impulse 212 an die Abtast- und Halteschaltung 201 zu dem Zeitpunkt angelegt werden, wo das Ausgangssignal 119 des Integrators auf oder nahe seinem positiven Spitzenwert ist. Der Impuls 213 des Monoflops 204 ist gegenüber dem Impuls 212 um 180 Grad phasenverschoben und veranlaßt die Abtast- und Halteschaltung 202, den Wert des Integrator-Ausgangssignals 119 bei der Zeit 12 und 16 zu empfangen und zu speichern. In Zeile 307 von Fig. 3 ist zu sehen, daß der Impuls 213 zu der Zeit erzeugt wird, wo das Ausgangssignal 119 auf oder nahe seinem negativen Spitzenwert ist. Wenn dies der Fall ist, speichert die Abtast- und Halteschaltung 202 den negativen Spitzenwert des Ausgangssignals auf dem Pfad 119, während die Abtast- und Halteschaltung 201 den positiven Spitzenwert des Signals 119 speichert.
Der Ausgang 214 der Abtast- und Halteschaltung 201 wird an den oberen Anschluß des Spannungsteilers R21 angelegt, und der Ausgang 216 der Abtast- und Halteschaltung 202 wird an den unteren Eingang des Spannungsteilers R21 angelegt. Der Mittelabgriff 218 des Spannungsteilers R21 stellt die Differenz der positiven und negativen Spitzen der Wellenform 119 dar. Unter Bedingungen, wo der Integrator 114 keinen DC- Anteil an seinem Eingang empfängt, ist die Amplitude der positiven Spitze des Signals 119 gleich der Amplitude der negativen Spitze, so daß ein Signal von null Volt an den Mittelabgriff des Spannungsteilers R21 angelegt wird. Bei Bedingungen, wo das vom Integrator 114 empfangene Signal einen DC-Anteil aufweist, sind die positiven und negativen Spitzen des Ausgangssignals 119 in bezug auf die Nullvolt-X- Achse nicht gleich und sind entweder in einer positiven oder negativen Richtung verschoben. In diesem Fall nimmt der Abgriff 218 des Spannungsteilers R21 einen DC-Wert an, der gleich dem Betrag ist, um den das Integrator-Ausgangssignal 119 in bezug auf die Nullvolt-X-Achse verschoben ist. Dieses DC-Potential auf dem Pfad 219 ist proportional dem Offset, der am Ausgang des Integrators erscheint. Dieses DC-Signal wird durch den Widerstand R2 geführt, um die DC-Komponente der Schleife, einschließlich des Integrators, aufzuheben. Dies verschiebt die Funktion des Integrators, so daß die Spitzenausschläge seines Ausgangssignals 119 symmetrisch um diese Nullvolt-X-Achse sind. Der Integrator des rechten Kanals arbeitet in einer ähnlichen Weise, wobei jede an seinem Eingang erscheinende DC-Komponente durch seine Abtast- und Halteschaltungen sofort erfaßt und aufgehoben wird.
Fig. 4 zeigt, wie ein Paar von Abtast- und Halteschaltungen benutzt werden kann, um einen DC-Offset in einem Ausgangssignal eines nichtintegrierenden Verstärkers zu erfassen und diese erfaßte DC-Offsetspannung an den Eingang des Verstärkers zurückzuführen, um den DC- Offset aufzuheben. Die Schaltung von Fig. 4 ist ähnlich dem Integrator des linken Kanals 114 von Fig. 2. Elemente in Fig. 4, die Elementen in Fig. 2 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet. Elemente, die in Fig. 4 neu sind, sind mit einem Bezugszeichen in der 400-Serie bezeichnet. In Fig. 4 ist ein Element 424 ein herkömmlicher Operationsverstärker anstelle eines integrierenden Verstärkers, wie es für den Integrator 224 von Fig. 2 der Fall ist. Die Rückkopplungseinrichtung für den Verstärker 424 umfaßt daher den Widerstand 402 anstelle des Rückkopplungskondensators C1 für den integrierenden Verstärker 424. Außerdem umfaßt in Fig. 4 die Verbindung zwischen dem Eingangsleiter 110 und dem invertierenden Eingang des Komparators 206 einen Differenzierer. Das heißt, der Kondensator C401 verbindet den Eingangsleiter 110 mit dem invertierenden Eingang des Komparators 206, und der Widerstand R401 verbindet den invertierenden Eingang des Komparators 206 mit Masse. Die Serienschaltung des Kondensators C401 und des Widerstandes 401 ist ein Differenzierer (90 Grad Phasenverschiebung), so daß das durch den invertierenden Eingang des Komparators empfangene Signal das differenzierte Signal 110 umfaßt. Der Rest der in Fig. 4 gezeigten Schaltungselemente ist mit den in Fig. 2 gezeigten identisch, und eine ausführliche Beschreibung ihrer Funktion wird daher nicht wiederholt.
Die Funktion der Schaltung von Fig. 4 wird nun in bezug auf das Zeitdiagramm von Fig. 5 beschrieben.
Die Zeile 500 von Fig. 5 zeigt das auf dem Eingangsleiter 110 von Fig. 4 empfangene Eingangssignal 110. Dieses Eingangssignal ist eine Sinuswelle mit einer Amplitude von Vin, die von einer Nullvolt-X-Achse um einen als Vbias bezeichneten Betrag versetzt ist. Das Eingangssignal 110 wird durch den Kondensator C401 und den Widerstand R401 differenziert, wobei das resultierende differenzierte Signal 207 an den invertierenden Eingang des Verstärkers 206 angelegt wird. Das Signal 207 wird in Zeile 501 von Fig. 5 gezeigt. Das Signal 501 ist in bezug auf das in Zeile 500 gezeigte Eingangssignal 110 um 90 Grad phasenverschoben.
Der Komparator 206 arbeitet wie für Fig. 2 beschrieben, um das in Zeile 502 gezeigte Rechteckwellensignal 208 zu erzeugen. Dieses Rechteckwellensignal 208 wird an die zwei Monoflopschaltungen 203 und 204 angelegt, die wie für Fig. 2 beschrieben arbeiten. Der Monoflop 203 erzeugt einen in Zeile 503 gezeigten Inpulsausgang als Reaktion auf jede Anstiegsflanke des Rechteckwellensignals 208. Der Monoflop 204 spricht auf jede Abfallflanke des Signals 208 an und erzeugt den in Zeile 504 gezeigten positiven Impuls 213. Die positiven Impulse 212 und 213 werden an die Abtast- und Halteschaltungen 201 bzw. 202 angelegt. Diese Abtast- und Halteschaltungen speichern die am Ausgang 119 des Verstärkers 424 erscheinenden Signalspitzen. Der Ausgang des Verstärkers 424 ohne DC-Rückkopplung wird in Zeile 505 als eine Sinuswelle 119 mit einer Amplitude Vout und einem DC-Offset von Vbias gezeigt.
Der Monoflop 203 und die Abtast- und Halteschaltung 210 arbeiten bei Zeit T1, um die Amplitude des Ausgangssignals 119 abzutasten. Wie in Zeile 505 zu sehen ist, hat das Ausgangssignal Vout bei Zeit T1 seine maximale negative Spitze. Der Monoflop 204 und die Abtast- und Halteschaltung 202 arbeiten bei Zeit T3 und tasten die Amplitude der positiven Spitze des Ausgangssignals 119 ab. Die Amplituden der positiven und negativen Spitzen werden an den Spannungsteiler R21 angelegt, und der Mittelabgriff 218 des Spannungsteilers R21 weist ein DC-Potential von Vbias auf. Dieses DC-Signal wird über den Widerstand R2 und über den Pfad 221 an den Eingang des Verstärkers 424 angelegt. Indem die Schaltungskomponenten auf den geeigneten Wert festgesetzt werden, um die richtige Rückkopplungs-Schleifenverstärkung hervorzubringen, hebt dieses Signal den am Ausgang des Verstärkers 424 erscheinenden DC- Offset auf. Dieses Entfernen des DC-Offsets vom Ausgang des Verstärkers 424 bring ein reines AC-Signal 119 mit einem Zyklus des Eingangssignals, der um die Nullvolt-X-Achse symmetrisch ist, wie in Zeile 506 gezeigt, ohne jede unerwünschte Phasenverschiebung oder Zeitverzögerung hervor. Dies wird in Zeile 506 von Fig. 5 gezeigt.
Zusammengefaßt, die Prinzipien der vorliegenden Erfindung, die die Verwendung von Abtast- und Halteschaltungen umfassen, können benutzt werden, um ein DC-Rückkopplungsignal zu erzeugen, das die DC-Komponente eines Eingangssignals, die eine DC-Komponente im Ausgangssignal verursachte, aufhebt. Die Verwendung von Abtast- und Halteschaltungen, um diese Funktion auszuführen, ist in gleicher Weise sowohl auf herkömmliche DC-gekoppelte Operationsverstärker als auch auf integrierende DC-Verstärker anwendbar.
Die obige Offenbarung legt eine mögliche Ausführung der vorliegenden Erfindung dar. Andere nicht genau gezeigte Anordnungen oder Ausführungen könnten unter den Lehren der vorliegenden Erfindung, wie in den folgenden Ansprüchen dargelegt, verwirklicht werden.

Claims

1. Operationsverstärker (114) mit einem Eingang (222) und einem Ausgang (224; 424) in Verbindung mit Ausgleichsschaltungen, die eine DC- Pegelverschiebung und Sättigung des Operationsverstärkers als Reaktion auf den gleichzeitigen Empfang eines AC-Signals (110L) und eines DC-Offsets durch den Eingang verhindern, wobei die Ausgleichsschaltungen eine Speicherschaltung (201, 202), die mit dem Ausgang des Operationsverstärkers verbunden ist und Signale, die auf dem Ausgang als Reaktion auf den Empfang eines AC-Signals auf dem Eingang erscheinen, periodisch speichert, eine Einrichtung (R21), die ein Rückkopplungssignal aus den durch die Speicherschaltung gespeicherten Signalen erzeugt, und eine Einrichtung (219, R2, 221) umfassen, die wenigstens einen Teil des Rückkopplungssignals an den Eingang anlegt, der das AC-Signal empfängt, um jeden DC-Offset des AC-Signals auf dem Eingang aufzuheben, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgleichsschaltung weiter eine Steuereinrichtung (203, 204) umfaßt, die von dem Operationsverstärker funktionell unabhängig ist und auf den Empfang des AC- Signals anspricht, um die Speicherschaltung zu veranlassen, die Amplitude von positiven und negativen Signalspitzen, die an dem Ausgang des Operationsverstärkers erscheinen, zu speichern, und die Erzeugungseinrichtung (R21) ein Rückkopplungsignal erzeugt, das die gemittelte Amplitude der positiven und negativen Signalspitzen darstellt.

2. Operationsverstärker nach Anspruch 1, worin der Operationsverstärker ein integrierender Operationsverstärker ist, dessen Ausgangssignal (224) in bezug auf das AC-Signal (222) um 90º phasenverschoben ist;

die Speicherschaltung eine erste Abtast- und Halteschaltung (201) umfaßt, die mit dem Ausgang verbunden ist, sowie eine zweite Abtast- und Halteschaltung (202), die mit dem Ausgang verbunden ist,

und die Steuereinrichtung eine Einrichtung (203), die auf Übergänge einer ersten Polarität des AC-Eingangssignals anspricht und die erste Abtast- und Halteschaltung bei dem Nulldurchgang des AC-Eingangssignals betätigt, um die Spitzenamplitude von Signalen einer Polarität, die auf dem Ausgang erscheinen, zu speichern, und eine Einrichtung (204) umfaßt, die auf Übergänge einer zweiten Polarität des AC- Eingangssignals anspricht und die zweite Abtast- und Halteschaltung bei dem Nulldurchgang des AC-Signals betätigt, um die Spitzenamplitude von Signalen einer anderen Polarität, die auf dem Ausgang erscheinen, zu speichern.

3. Integrierender Operationsverstärker nach Anspruch 2, bei dem die Rückkopplungssignal-Erzeugungseinrichtung einen Spannungsteiler (R21), der zwischen einen Ausgang der ersten Abtast- und Halteschaltung (201) und einen Ausgang der zweiten Abtast- und Halteschaltung (202) geschaltet ist, und einen Abgriff (219) an dem Spannungsteiler umfaßt, wobei die erste und zweite Abtast- und Halteschaltung Potentiale an den Spannungsteiler anlegen, so daß das Potential des Abgriffes den Mittelwert der in der ersten und zweiten Abtast- und Halteschaltung gespeicherten Signale darstellt, und bei dem die Einrichtung zum Anlegen eine Einrichtung (R2, 221) umfaßt, die wenigstens einen Teil des Potentials an dem Abgriff an den Eingang des integrierenden Operationsverstärkers anlegt, um jeden DC-Anteil eines an den Eingang des integrierenden Operationsverstärkers angelegten AC-Signals aufzuheben.

4. Integrierender Operationsverstärker nach Anspruch 2, bei dem die auf die Übergänge ansprechende Einrichtung umfaßt:

eine Rechteckwellen-Erzeugungseinrichtung (203, 204), die mit dem Eingang des integrierenden Operationsverstärkers verbunden ist, wobei die Rechteckwellen-Erzeugungseinrichtung auf den Empfang eines AC-Signals an dem Eingang des integrierenden Operationsverstärkers anspricht, um ein Rechteckwellensignal mit derselben Frequenz wie das AC-Signal zu erzeugen,

eine Einrichtung (212), die auf das Erzeugen jeder Vorderflanke des Rechteckwellensignals anspricht und die erste Abtast- und Halteeinrichtung (201) betätigt, um die Spitzenamplitude des Signals einer Polarität an dem Ausgang des integrierenden Operationsverstärkers zu speichern, und

eine Einrichtung (213), die auf das Erzeugen jeder Hinterflanke des Rechteckwellensignals anspricht und die zweite Abtast- und Halteschaltung (202) betätigt, um die Spitzenamplitude des Signals einer anderen Polarität an dem Ausgang des integrierenden Operationsverstärkers zu speichern.

5. Operationsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die Speicherschaltung eine erste Abtast- und Halteschaltung (201), die mit dem Ausgang (424) verbunden ist, und eine zweite Abtast- und Halteschaltung (202), die mit dem Ausgang (424) verbunden ist, umfaßt, und die Steuereinrichtung eine Einrichtung (203), die auf Übergänge einer ersten Polarität des AC-Signals anspricht und die erste Abtast- und Halteschaltung betätigt, um die Spitzenamplitude von Signalen einer Polarität, die auf dem Ausgang erscheinen, zu speichern, und eine Einrichtung (204) umfaßt, die auf Übergänge einer zweiten Polarität des AC-Signals anspricht und die zweite Abtast- und Halteschaltung betätigt, um die Spitzenamplitude von Signalen einer anderen Polarität, die auf dem Ausgang erscheinen, zu speichern.

6. Operationsverstärker nach Anspruch 5, bei dem die Rückkopplungssignal-Erzeugungs- und Anlegungseinrichtug einen Spannungsteiler (218), der zwischen einen Ausgang der ersten Abtast- und Halteschaltung (201) und einen Ausgang der zweiten Abtast- und Halteschaltung (202) geschaltet ist, und einen Abgriff (219) an dem Spannungsteiler umfaßt, wobei die erste und zweite Abtast- und Halteschaltung (201, 202) Potentiale an den Spannungsteiler anlegen, so daß das Potential des Abgriffes den Mittelwert der in der ersten und zweiten Abtast- und Halteschaltung gespeicherten Signale darstellt, sowie eine Einrichtung (R2, 221), die wenigstens einen Teil des Potentials an dem Abgriff an den Eingang des integrierenden Operationsverstärkers weiterleitet, um jeden DC-Anteil eines an den Eingang integrierenden Operationsverstärkers angelegten AC-Signals aufzuheben.

7. Operationsverstärker nach Anspruch 6, bei dem die Steuereinrichtung eine Einrichtung (C401, R401), die das AC-Signal differenziert, um ein differenziertes AC-Signal zu erzeugen, eine Rechteckwellen- Erzeugungseinrichtung (206), die mit der Differenzierungseinrichtung verbunden ist, wobei die Rechteckwellen-Erzeugungseinrichtung auf das Erzeugen des differenzierten AC-Signals anspricht, um ein Rechteckwellensignal mit derselben Frequenz wie das differenzierte AC-Signal zu erzeugen, eine Einrichtung (203), die auf das Erzeugen jeder Vorflanke des Rechteckwellensignals anspricht und die erste Abtast- und Halteeinrichtung (201) betätigt, um die Spitzenamplitude des Signals einer Polarität am Ausgang des integrierenden Operationsverstärkers zu speichern, und eine Einrichtung (204) umfaßt, die auf das Erzeugen jeder Hinterflanke des Rechteckwellensignals anspricht und die zweite Abtast- und Halteschaltung (202) betätigt, um die Spitzenamplitude des Signals einer anderen Polarität am Ausgang des Operationsverstärkers zu speichern.

8. Operationsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die mit dem Ausgang (424) verbundene Speicherschaltung eine erste Speicherschaltung (201), die mit dem Ausgang verbunden ist und durch die Steuereinrichtung gesteuert wird und die Spitzenamplitude von positiven Signalen, die an dem Ausgang erscheinen, als Reaktion auf den Empfang von Signalen einer ersten Polarität am Eingang speichert, und eine zweite Speicherschaltung (202) umfaßt, die mit dem Ausgang verbunden ist und durch die Steuereinrichtung gesteuert wird und die Spitzenamplitude von negativen Signalen, die an dem Ausgang erscheinen, als Reaktion auf den Empfang von Signalen einer zweiten Polarität am Eingang speichert.

9. Operationsverstärker nach Anspruch 8, bei dem die erste und zweite Speicherschaltung eine erste und zweite Abtast- und Halteschaltung (201, 202) umfassen, und die Steuereinrichtung eine Einrichtung (C401, R401), die das AC-Signal differenziert, um die genaue Abtastung der Spitzenamplitude des den DC-Offset enthaltenden AC-Signals zu ermöglichen, eine Einrichtung (203), die auf Übergänge einer ersten Polarität des Eingangssignals anspricht und die erste Abtast- und Halteschaltung bei dem Nulldurchgang des differenzierten Signals betätigt, um die Spitzenamplitude von positiven Signalen, die auf dem Ausgang erscheinen, zu speichern, und eine Einrichtung (204) umfaßt, die auf Übergänge einer zweiten Polarität des Eingangssignals anspricht und die zweite Abtast- und Halteschaltung bei dem Nulldurchgang des differenzierten Signals betätigt, um die Spitzenamplitude von negativen Signalen, die auf dem Ausgang erscheinen, zu speichern.

10. Operationsverstärker nach Anspruch 1, bei dem die mit dem Ausgang (224; 424) verbundene Speicherschaltung eine erste mit dem Ausgang verbundene Abtast- und Halteschaltung (201) und eine zweite mit dem Ausgang verbundene Abtast- und Halteschaltung (202) umfaßt, worin die Steuereinrichtung eine Einrichtung (203), die auf Übergänge einer ersten Polarität des AC-Signals anspricht und die erste Abtast- und Halteschaltung betätigt, um die Spitzenamplitude von Signalen einer positiven Polarität, die auf dem Ausgang erscheinen, zu speichern, und eine Einrichtung (204) umfaßt, die auf Übergänge einer zweiten Polarität des AC-Signals anspricht und die zweite Abtast- und Halteschaltung betätigt, um die Spitzenamplitude von Signalen einer negativen Polarität, die auf dem Ausgang erscheinen, zu speichern, worin die Rückkopplungssignal-Erzeugungseinrichtung einen Spannungsteiler (R21), der zwischen einen Ausgang der ersten Abtast- und Halteschaltung (201) und einen Ausgang der zweiten Abtast- und Halteschaltung (202) geschaltet ist, und einen Abgriff (219) an dem Spannungsteiler umfaßt, wobei die erste und zweite Abtast- und Halteschaltung ein Potential über den Spannungsteiler legen, so daß das Potential des Abgriffes den Mittelwert der in der ersten und zweiten Abtast- und Halteschaltung gespeicherten Signale darstellt, und worin die Einrichtung zum Anlegen wenigstens einen Teil des Potentials an dem Abgriff an den Eingang des Operationsverstärkers, der das AC-Signal empfängt, anlegt, um jeden DC-Anteil des an den Eingang des Operationsverstärkers angelegten AC-Signals aufzuheben.

11. Operationsverstärker nach Anspruch 10, bei dem die Einrichtung zum Betätigen der ersten Abtast- und Halteschaltung (201) und der zweiten Abtast- und Halteschaltung (202) eine Rechteckwellen-Erzeugungseinrichtung (206), die auf den Empfang des AC-Signals anspricht und ein Rechteckwellensignal mit derselben Frequenz wie das AC-Eingangssignal erzeugt, eine Einrichtung (203), die auf das Erzeugen jeder Vorderflanke des Rechteckwellensignals anspricht und die erste Abtast- und Halteeinrichtung betätigt, um die Spitzenamplitude eines Signals einer ersten der positiven und negativen Polaritäten, das an dem Ausgang des integrierenden Operationsverstärkers erscheint, zu speichern, und eine Einrichtung (204) umfaßt, die auf das Erzeugen jeder Hinterflanke des Rechteckwellensignals anspricht und die zweite Abtast- und Halteschaltung betätigt, um die Spitzenamplitude eines Signals einer zweiten der positiven und negativen Polaritäten, das an dem Ausgang des integrierenden Operationsverstärkers erscheint, zu speichern.

12. Verfahren zum Betrieb eines Operationsverstärkers (114) mit einem Eingang (222) und einem Ausgang (224; 424) in Verbindung mit einer Ausgleichsschaltung, die eine DC-Pegelverschiebung und Sättigung des Operationsverstärkers als Reaktion auf den gleichzeitigen Empfang eines AC-Signals und eines DC-Offsets durch den Eingang verhindert, wobei in dem Verfahren Signale, die am Ausgang des Operationsverstärkers als Reaktion auf den Empfang eines AC-Signals an dem Eingang erscheinen, periodisch an eine Speicherschaltung (201, 202) angelegt werden, und ein Rückkopplungssignal aus den durch die Speicherschaltung gespeicherten Signalen erzeugt und an den Eingang angelegt wird, der das AC-Signal empfängt, um jeden DC-Anteil des AC-Signals an dem Eingang aufzuheben, dadurch gekennzeichnet, daß die Speicherschaltung (201, 202) unabhängig von dem Operationsverstärker gesteuert wird, um die Speicherschaltung zu veranlassen, die Spitzen von positiven und negativen Signalen, die am Ausgang des Operationsverstärkers erscheinen, zu speichern, und das erzeugte Rückkopplungssignal die gemittelte Spitzenamplitude der positiven und negativen Signale darstellt.

13. Verfahren nach Anspruch 12, dei dem der Operationsverstärker ein integrierender Operationsverstärker (114) ist, dessen Ausgangssignal (224) in bezug auf das AC-Signal (222) um 90º phasenverschoben ist, und bei dem die Speicherung von Signalen durch die Speicherschaltung das Betätigen einer ersten Abtast- und Halteschaltung (201) bei dem Nulldurchgang des AC-Signals umfaßt, um die Spitzenamplitude von Signalen einer Polarität, die an dem Ausgang erscheinen, als Reaktion auf Übergänge einer ersten Polarität des AC-Eingangssignals zu speichern, sowie das Betätigen einer zweiten Abtast- und Halteschaltung (202) bei dem Nulldurchgang des AC-Signals, um die Spitzenamplitude von Signalen einer anderen Polarität, die an dem Ausgang erscheinen, als Reaktion auf übergänge einer zweiten Polarität des AC-Eingangssignals zu speichern.

14. Verfahren nach Anspruch 13, bei dem das Rückkopplungssignal erzeugt wird, indem die erste und zweite Abtast- und Halteschaltung (201, 202) veranlaßt werden, Potentiale an einen Spannungsteiler (R21) anzulegen, der zwischen einen Ausgang der ersten Abtast- und Halteschaltung und einen Ausgang der zweiten Abtast- und Halteschaltung geschaltet ist, so daß das Potential eines Abgriffes (219) an dem Spannungsteiler den Mittelwert der in der ersten und zweiten Abtast- und Halteschaltung gespeicherten Signale darstellt, und bei dem wenigstens ein Teil des Potentials an dem Abgriff an den Eingang des integrierenden Operationsverstärkers angelegt wird, um jeden DC-Anteil eines an den Eingang des Operationsverstärkers angelegten AC-Signals aufzuheben.

15. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem eine mit dem Eingang (222) verbundene Rechteckwellen-Erzeugungseinrichtung (206) als Reaktion auf den Empfang eines AC-Signals an dem Eingang betätigt wird, um ein Rechteckwellensignal mit derselben Frequenz wie das AC-Signal an dem Eingang zu erzeugen, die erste Abtast- und Halteschaltung (201) betätigt wird, um die Spitzenamplitude des Signals einer Polarität an dem Ausgang des Operationsverstärkers als Reaktion auf das Erzeugen jeder Vorderflanke des Rechteckwellensignals zu speichern, und die zweite Abtast- und Halteschaltung (202) betätigt wird, um die Spitzenamplitude des Signals einer anderen Polarität an dem Ausgang des integrierenden Operationsverstärkers als Reaktion auf das Erzeugen jeder Hinterflanke des Rechteckwellensignals zu speichern.

16. Verfahren nach Anspruch 12, bei dem das Speichern von Signalen durch die Speicherschaltung das Betätigen einer ersten Abtast- und Halteschaltung (201), um die Spitzenamplitude von Signalen einer Polarität, die an dem Ausgang erscheinen, als Reaktion auf Übergänge einer ersten Polarität des AC-Signals zu speichern, und das Betätigen einer zweiten Abtast- und Halteschaltung (202) umfaßt, um die Spitzenamplitude von Signalen einer anderen Polarität, die an dem Ausgang erscheinen, als Reaktion auf Übergänge einer zweiten Polarität des AC-Signals zu speichern.

17. Verfahren nach Anspruch 16, bei dem das Rückkopplungssignal erzeugt wird, indem die erste und zweite Abtast- und Halteschaltung (201, 202) betätigt werden, um Potentiale an einen Spannungsteiler (R21) anzulegen, der zwischen einen Ausgang der ersten Abtast- und Halteschaltung und einen Ausgang der zweiten Abtast- und Halteschaltung geschaltet ist, so daß das Potential eines Abgriffes (219) an dem Spannungsteiler den gemittelten Wert der in der ersten und zweiten Abtast- und Halteschaltung gespeicherten Signale darstellt, und bei dem wenigstens ein Teil (221) des Potentials an dem Abgriff an den Eingang des integrierenden Operationsverstärkers angelegt wird, um jeden DC-Anteil eines an den Eingang des integrierenden Operationsverstärkers angelegten AC-Signals aufzuheben.

18. Verfahren nach Anspruch 17, bei dem die Speicherschaltung gesteuert wird durch:

Differenzieren (C401, R401) des AC-Signals an dem Eingang (222), um ein differenziertes AC-Signal zu erzeugen,

Betätigen einer Rechteckwellen-Erzeugungseinrichtung (206) als Reaktion auf das Erzeugen des differenzierten AC-Signals, um ein Rechteckwellensignal mit derselben Frequenz wie das differenzierte AC-Signal zu erzeugen,

Betätigen der ersten Abtast- und Halteschaltung (201), um die Spitzenamplitude des Signals einer Polarität an dem Ausgang des Operationsverstärkers als Reaktion auf das Erzeugen jeder Vorderflanke des Rechteckwellensignals zu speichern, und

Betätigen der zweiten Abtast- und Halteschaltung (202), um die Spitzenamplitude des Signals einer anderen Polarität an dem Ausgang des Operationsverstärkers als Reaktion auf das Erzeugen jeder Hinterflanke des Rechteckwellensignals zu speichern.

19. Verfahren nach Anspruch 12, bei dem die Speicherschaltung gesteuert wird, um eine mit einem Ausgang des Operationsverstärkers verbundene erste Speicherschaltung (201) zu veranlassen, die Spitzenamplitude von positiven Signalen, die an dem Ausgang erscheinen, als Reaktion auf den Empfang von Signalen einer ersten Polarität an dem Eingang zu speichern, und eine mit dem Ausgang verbundene zweite Speicherschaltung (202) zu veranlassen, die Spitzenamplitude von negativen Signalen, die an dem Ausgang erscheinen, als Reaktion auf den Empfang von Signalen einer zweiten Polarität an dem Eingang zu speichern.

20. Verfahren nach Anspruch 19, bei dem die erste und zweite Speicherschaltung eine erste (201) und eine zweite (202) Abtast- und Halteschaltung umfassen und die Speicherschaltung gesteuert wird durch Differenzieren (C401, R401) des AC-Signals, um die genaue Abtastung der Spitzenamplitude des den DC-Offest enthaltenden AC-Signals zu ermöglichen, Betätigen der ersten Abtast- und Halteschaltung (201) bei dem Nulldurchgang des differenzierten Signals, um die Spitzenamplitude von positiven Signalen, die an dem Ausgang erscheinen, als Reaktion auf Übergänge einer ersten Polarität des Eingangssignals zu speichern, und Betätigen der zweiten Abtast- und Halteschaltung (202) bei dem Nulldurchgang des differenzierten Signals, um die Spitzenamplitude von negativen Signalen, die an dem Ausgang erscheinen, als Reaktion auf Übergänge einer zweiten Polarität des Eingangssignals zu speichern.

21. Verfahren nach Anspruch 12, bei dem die Speicherschaltung eine erste und zweite Abtast- und Halteschaltung (201, 202) umfaßt, die erste Abtast- und Halteschaltung (201) gesteuert wird, um die Spitzenamplitude von positiven Signalen, die an dem Ausgang erscheinen, als Reaktion auf Übergänge einer ersten Polarität eines AC-Signals an dem Eingang zu speichern, die zweite Abtast- und Halteschaltung (202) gesteuert wird, um die Spitzenamplitude von negativen Signalen, die an dem Ausgang erscheinen, als Reaktion auf Übergänge einer zweiten Polarität des AC-Signals an dem Eingang zu speichern, das Rückkopplungssignal durch Betätigen der ersten und zweiten Abtast- und Halteschaltung (201, 202) erzeugt wird, um ein Potential über einen Spannungsteiler (R21) zu legen, der zwischen einen Ausgang der ersten Abtast- und Halteschaltung und einen Ausgang der zweiten Abtast- und Schaltung geschaltet ist, so daß das Potential eines Abgriffes (219) an dem Spannungsteiler den gemittelten Wert der in der ersten und zweiten Abtast- und Halteschaltung gespeicherten Signale darstellt, und wenigstens ein Teil (221) des Potentials an dem Abgriff an den Eingang des Operationsverstärkers angelegt wird, um jeden DC-Anteil eines an den Eingang des Operationsverstärkers angelegten AC-Signals aufzuheben.

22. Verfahren nach Anspruch 21, bei dem die erste Abtast- und Halteschaltung (201) und die zweite Abtast- und Halteschaltung (202) gesteuert werden durch Erzeugen eines Rechteckwellensignals (208) mit derselben Frequenz wie das AC-Signal, Betätigen der ersten Abtast- und Halteschaltung (201), um die Spitzenamplitude eines Signals einer Polarität, das an dem Ausgang des integrierenden Operationsverstärkers erscheint, als Reaktion auf das Erzeugen jeder Vorderflanke des Rechteckwellensignals zu speichern, und Betätigen der zweiten Abtast- und Halteschaltung (202), um die Spitzenamplitude eines Signals einer anderen Polarität, das an dem Ausgang des integrierenden Operationsverstärkers erscheint, als Reaktion auf das Erzeugen jeder Hinterflanke des Rechteckwellensignals zu speichern.