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Diese Erfindung betrifft integrierte Schaltungen in
komplementärer MOS-Technik (hierin, soweit anwendbar, als
"CMOS-Schaltungen" bezeichnet).
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JP-A-55 141 828 offenbart eine integrierte Schaltung in
komplementärer MOS-Technik, die einen Dateneingangsanschluß,
eine Ausgangsschaltung mit einem ersten P-Kanal-MOS-Transistor
und einem ersten N-Kanal-MOS-Transistor, die miteinander in
Reihe geschaltet sind, umfaßt, wobei die Ausgangsschaltung
zwischen ersten und zweiten Energieversorgungsanschlüssen
angeschlossen ist und ein Ausgangsanschluß an einem
gemeinsamen Verbindungspunkt der ersten P-Kanal- und N-Kanal-
MOS-Transistoren vorgesehen ist, und eine zum Ansteuern der
Ausgangsschaltung angepaßte Vor-Ausgangsschaltung,die
zwischen den ersten und zweiten Energieversorgungsanschlüssen
parallel zu der Ausgangsschaltung angeschlossen ist, wobei die
Vor-Ausgangsschaltung einen zweiten P-Kanal-MOS-Transistor,
einem zweiten N-Kanal-MOS-Transistor, und ein
Widerstandselement beinhaltet, das einen dritten P-Kanal-MOS-Transistor
und einem dritten N-Kanal-MOS-Transistor in Parallelschaltung
umfaßt, die die Steueranschlüsse mit dem Dateneingangsanschluß
verbunden haben, wobei das Widerstandselement zwischen den
Gates des ersten P-Kanal- und N-Kanal-MOS-Transistors der
Ausgangsschaltung angeschlossen ist.
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Fig. 1 der zugehörigen Zeichnungen zeigt eine weitere
konventinelle CMOS-Ausgangangschaltung. In Fig. 1 bezeichnet
eine Bezugsziffer 1 einen Eingangsanschluß; 2 einen
Ausgangsanschluß; 3 einen Energieversorgungsanschluß, an dem
eine Spannung Vcc als Energieversorgung angelegt ist; 4 einen
Masseanschluß (GND); 5 einen P-Kanal-MOS-Transistor; und 6
einen N-Kanal-MOS-Transistor.
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Wenn in Fig. 1 eine an den Eingangsanschluß 1 angelegte
Spannung auf Massepotential (GND) liegt, ist der P-Kanal-MOS-
Transistor 5 eingeschaltet, während der N-Kanal-MOS-Transistor
6 ausgeschaltet ist, so daß der Ausgangsanschluß 2 auf dem
Potential Vcc gehalten wird. Wenn im Gegensatz dazu die
Eingangspannung auf Vcc liegt, ist der P-Kanal-MOS-Transistor
5 ausgeschaltet, während der N-Kanal-MOS-Transistor 6
eingeschaltet ist, so daß der Ausgangsanschluß 2 auf dem
Massepotential (GND) gehalten wird. Wenn die Spannung zwischen
der Masse (GND) und Vcc liegt, wird das Potential des
Ausgangsanschlusses 2 durch das sogenannte "Verhältnis der
Ein-Widerstände" der MOS-Transistoren 5 und 6 bestimmt.
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Fig. 2 ist eine graphische Darstellung eines
Durchdringungsstroms (Icc), der über der Eingangsspannung in
Fig. 1 aufgetragen ist. In Fig. 2 bezeichnet das Bezugszeichen
VTHN die Schwellspannung des N-Kanal-MOS-Transistors und VTHP
die Schwellspannung des P-Kanal-MOS-Transistors. Wie aus Fig. 2
ersichtlich ist, werden im allgemeinen der P-Kanal-MOS-
Transistor 5 und der N-Kanal-MOS-Transistor 6 so gewählt, daß
der Durchdringungsstrom (Icc) den Spitzenwert dann erreicht,
wenn die Eingangspannung um 1/2 Vcc liegt.
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Fig. 3 ist ein Schaltbild, das eine Treiberschaltung zur
Ansteuerung der CMOS-Ausgangsschaltung von Fig. 1 zeigt
(hierin im weiteren, so weit anwendbar, als "Vor-
Ausgangsschaltung" bezeichnet). Die Vor-Ausgangsschaltung
besteht aus einem P-Kanal-MOS-Transistor 7 und einem N-Kanal-
MOS-Transistor 8, um die CMOS-Ausgangsschaltung von Fig. 1
anzusteuern.
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Fig. 6 zeigt die CMOS-Ausgangsschaltung auf auf einem
Substrat aufgebaut. Wie in Fig. 6 gezeigt, sind induktive
Komponenten 200 und 201, die durch den Rahmen und die
Leitungen der integrierten Schaltung und durch die Verdrahtung
auf einer Leiterplatte gebildet werden, zwischen den
Energieversorgungsanschluß 3 und einer externen
Energieversorgung Vcc' und zwischen den Nasseanschluß 4 (GND)
und den Masseanschluß GND' der externen Energieversorgung
geschaltet.
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Als nächstes ist eine konventionelle komplementäre Tri-
State-MOS-Schaltung in Fig. 8 dargestellt.
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In Fig. 8 bezeichnet eine Bezugsziffer 11 einen
Eingangsanschluß; 12 einen Ausgangsanschluß; 13 einen
Energieversorgungsanschluß (eine erste Energieversorgung), an
den eine Spannung Vcc angelegt ist; 14 einen Masseanschluß
(eine zweite Energieversorgung); 15 einen
Steuereingangsanschluß,
an den ein erstes Steuersignal 4) angeschlossen ist;
16 einen Steuereingangsanschluß, an den ein zweites
Steuersignal Φ angeschlossen ist; P1, P2, P3 und P4 P-Kanal-
MOS-Transistoren; 18 einen ersten Analogschalter bestehend aus
den Transistoren N4 und P4; 19 eine erste parallele
Transistorschaltung, bestehend aus den Transistoren P2 und P3;
20 eine zweite parallele Transistorschaltung, bestehend aus
den Transistoren N2 und N3; 21 ein Vor-Ausgangsschaltung,
bestehend aus dem ersten Analogschalter 18 und den ersten und
zweiten parallelen Transistorschaltungen 19 und 20; und 22
eine Ausgangsschaltung mit den Transistoren P1 und N1.
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Die dergestalt aufgebaute konventionelle komplementäre
Tri-State-MOS-Schaltung arbeitet wie folgt:
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Wenn der Steuereingangsanschluß 15 auf einem niedrigen
Pegel (hierin im folgenden soweit anwendbar lediglich als "L"
bezeichnet) gehalten wird, und der Steuereingangsanschluß 16
auf einem hohem Pegel (hierin im folgenden soweit anwendbar
lediglich als "H" bezeichnet) gehalten wird, werden die
Transistoren P3 und N3 nichtleitend (Aus), während die
Transistoren P4 und N4 leitend (Ein) werden. Deshalb wird ein
"L"-Signal am Ausgangsanschluß 12 ausgegeben, wenn der
Eingangsanschluß 11 auf "L" liegt; und es wird dann ein "H"-
Signal am Ausgangsanschluß 12 ausgegeben, wenn der
Eingangsanschluß 11 auf "H" ist. Andererseits werden die
Transitoren P3 und N3 (EIN) leitend, wenn der
Steuereingangsanschluß 15 auf "H" und der
Steuereingangsanschluß 16 auf "L" liegt. Deshalb, sind
unabhängig von dem Pegel an dem Eingangsanschluß 11, die
Transistoren P1 und N1 ausgeschaltet und der Ausgangsanschluß
12 befindet im hochohmigen Zustand.
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Die Ausgangsschaltung, die man erhält, wenn die
Transistoren P4 und N4 von Fig. 8 leitend (EIN) werden und die
"Ein-Widerstände" dieser Transistoren P4 und N4 vernachlässigt
werden, ist äquivalent zu der einer gewöhnlichen
komplementären MOS-Schaltung, wie in Fig. 1 gezeigt.
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Zur Erfüllung der neuen Forderung nach hoher
Arbeitsgeschwindigkeit wurde die Stromkapazität (das
Stromlieferungsvermögen) (oder die Treiberkapazität) der MOS-
Transistoren, die die Ausgangsschaltung bilden, auf einen
hohen Wert von beispielsweise 200 bis 330 mA bei Vcc = 5 V
eingestellt. Demzufolge ist auch der oben beschriebene
Durchdringungsstrom erhöht, und eine durch die induktiven
Komponenten 200 (L1) und 201 (L2) induzierte Spannungsspitze
(e= -(di/df)) ist erhöht, wodurch sich eine fehlerhafte
Arbeitsweise ergibt. Fig. 7 zeigt ein Beispiel einer Wellenform
am Ausgangsanschluß 2, die eine Störspitze enthält. In Fig. 7
stellt die horizontale Achse die Zeit dar, während die
vertikale Achse die Spannung darstellt. Wie aus Fig. 7
ersichtlich ist, wird eine große Störspitze erzeugt, wenn das
Ausgangssignal von "L" nach "H" und umgekehrt wechselt, und
verursacht damit einen fehlerhafte Arbeitsweise einer
Schaltung, die durch das Ausgangssignal der Ausgangsschaltung
angesteuert wird.
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Demzufolge ist es eine Aufgabe dieser Erfindung die oben
beschriebenen Schwierigkeiten und Nachteile in Verbindung mit
einer konventionellen integrierten CMOS-Schaltung zu
eliminieren oder zumindest zu reduzieren. Insbesonders ist es
Aufgabe der Erfindung eine komplementäre integrierte MOS-
Schaltung zu schaffen, in der, sogar dann, wenn MOS-
Transistoren mit hoher Treiberkapazität für die Bildung einer
Ausgangsschaltung eingesetzt werden, die Erhöhung des
Durchdringungsstroms unterdrückt wird, Störspitzen während der
Schaltzeit der Transistoren verkleinert, und die Erhöhung des
Leistungsverbrauchs als Folge der Erhöhung des
Durchdringungsstroms ebenfalls verhindert wird.
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Gemäß der Erfindung ist eine integrierte komplementäre
MOS-Schaltung geschaffen, umfassend einen
Dateneingangsanschluß; eine Ausgangsschaltung mit einem ersten P-Kanal-MOS-
Transistor und einem ersten N-Kanal-MOS-Transistor, die
miteinander in Serie geschaltet sind, wobei die
Ausgangsschaltung zwischen ersten und zweiten
Energieversorgungsanschlüssen angeschlossen ist und ein Ausgangsanschluß
an einem gemeinsamen Verbindungspunkt des ersten P-Kanal- und
N-Kanal-MOS-Transistors vorhanden ist; eine zum Ansteuern der
Ausgangsschaltung angepaßte Vor-Ausgangsschaltung,die
zwischen den ersten und zweiten Energieversorgungsanschlüssen
parallel zu der Ausgangsschaltung angeschlossen ist, wobei die
Vor-Ausgangsschaltung eine erste steuerbare Tor-Vorrichtung
bestehend aus zweiten und dritten parallel geschalteten P-
Kanal-MOS-Transistoren, eine zweite steuerbare Tor-Vorrichtung
bestehend aus zweiten und dritten parallel geschalteten N-
Kanal-MOS-Transistoren, einen Analogschalter, der zwischen die
ersten und zweiten steuerbaren Tor-Vorrichtungen geschaltet
ist, und einen vierten P-Kanal und dazu einen vierten
parallelgeschalteten N-Kanal-Transistor umfaßt, der die
Steueranschlüsse mit den entsprechenden ersten und zweiten
Steuereingangsanschlüssen verbunden hat und ein
Widerstandselement mit einem fünften P-Kanal und dazu
parallel geschalteten fünften N-Kanal-Transistor, das die
Steueranschlüsse mit den Dateneingangsanschlüssen verbunden
hat, um Störspitzen während der schnellen Schaltvorgänge zu
glätten; wobei der Analogschalter und das Widerstandselement
in Reihe zwischen die Gates der ersten P-Kanal- und N-Kanal-
Transistoren der Ausgangsschaltung geschaltet sind; wobei
die erste Tor-Vorrichtung zwischen dem ersten
Energieversorgungsanschluß und dem Gate des ersten P-Kanal-MOS-
Transistors der Ausgangsschaltung angeschlossen ist und die
Steueranschlüsse mit dem Dateneingangsanschluß und dem zweiten
Steuereingangsanschluß verbunden hat; und wobei die zweite
Tor-Vorrichtung zwischen dem zweiten
Energieversorgungsanschluß und dem Gate des ersten N-Kanal-MOS-
Transistors der Ausgangsschaltung angeschlossen ist und die
Steueranschlüsse entsprechend mit dem Dateneingangsanschluß
und dem ersten Steuereingangsanschluß verbunden hat, um ein
erstes Steuersignal mit entgegengesetzten logischen Pegel zu
einen zweiten Steuersignal zu empfangen, das an einen zweiten
Steuereingangsanschluß angelegt ist, wobei der
Leitwertkoeffizient des zweiten und vierten P-Kanal-
Transistors und des zweiten und vierten N-Kanal-Transistors
untereinander gleich sind, und der Leitwertkoeffizient des
fünften P-Kanal-Transistors und des fünften N-Kanal-
Transistors gleich ein Fünftel des zweiten und vierten P-
Kanal- und des zweiten und vierten N-Kanal-Transistors ist.
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Für ein besseres Verständnis der Erfindung und um zu
zeigen wie dieselbe ausgeführt werden kann, wird nun mittels
eines Beispiels Bezug auf die zugehörigen Zeichnungen
genommen, in denen:
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Fig. 1 ein Schaltbild ist, das die einfachste Anordnung
einer konventinellen CMOS-Schaltung zeigt;
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Fig. 2 eine graphische Darstellung ist, die einen
Durchdringungsstrom in der Schaltung von Fig. 1 zeigt;
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Fig. 3 ein Schaltbild ist, das die CMOS-Schaltung mit einer
konventinellen Vor-Ausgangsschaltung zeigt;
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Fig. 4 ein Schaltbild ist, das eine äquivalente Schaltung
zur Vor-Ausgangsschaltung von Fig. 3 zeigt;
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Fig. 5 eine Tabelle zur Berechnung des Durchdringungsstroms
in der Schaltung von Fig. 3 ist;
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Fig. 6 ein Schaltbild ist, das eine äquivalente Schaltung
der auf einem Substrat ausgebildeten CMOS-Schaltung zeigt;
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Fig. 7 eine Darstellung ist, die auftretende Störspitzen
zeigt wenn der Ausgangspegel der CMOS-Schaltung geschaltet
wird;
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Fig. 8 ein Schaltbild ist, das eine konventionelle
komplementäre integrierte Tri-State-MOS-Schaltung zeigt;
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Fig. 9 eine äquivalente Schaltung der Vor-Ausgangsschaltung
von Fig. 8 ist;
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Fig 10 eine Tabelle ist zur Anzeige der normierten "Ein-
Widerstände" R1 bis R3 und der Variationen von VGP und VGN,
die sich ergeben, wenn sich das Potential am Eingangsanschluß
1 von 0 V auf Vcc ändert;
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Fig. 11 ein Schaltbild ist, das eineintegrierte
komplementäre MOS-Schaltung zeigt, die einer Ausführungsform
dieser Erfindung entspricht;
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Fig. 12 ein Schaltbild ist, das eine äquivalente Schaltung
einer Vor-Ausgangsschaltung in Fig. 11 zeigt;
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Fig. 13 eine graphische Darstellung zur Anzeige der
Eingangspannungen und der "Ein-Widerstände" eines
Analogschalters in der Vor-Ausgangsschaltung in Fig. 11 ist;
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Fig. 14 eine Tabelle zur Berechnung des
Durchdringungsstroms in der Schaltung von Fig. 11 ist;
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Fig. 15 ein Schaltbild ist, das ein Beispiel einer
komplementären integrierten Tri-State-MOS-Schaltung gemäß
dieser Erfindung ist;
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Fig. 16 eine graphische Darstellung zur Anzeige der
normierten "Ein-Widerstände" eines Analogschalters 30 ist, der
als Widerstand für das Potential eines Eingangsanschlusses 1
benutzt wird;
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Fig. 17 eine äquivalente Schaltung einer Vor-
Ausgangsschaltung in Fig. 15 ist; und
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Fig. 18 eine Tabelle ist zur Anzeige der normierten
"Ein-Widerstände" R1 bis R4 und der Variationen von VGP und
VGN, die sich ergeben, wenn sich das Potential am
Eingangsanschluß 1 von 0 V auf Vcc ändert.
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Fig. 11 ist ein Schaltbild eines Beispiels einer
integrierten komplementären MOS-Schaltung gemäß dieser
Erfindung, die eine Ausgangsschaltung und ein Vor-
Ausgangsschaltung umfaßt. Die CMOS-Schaltung der Erfindung
kann man durch die Modifikation der konventionellen Schaltung
von Fig. 3 wie folgt erhalten: Ein Analogschalter 9, der eine
Parallelschaltung eines P-Kanal-MOS-Transistor und eines N-
Kanal-MOS-Transistor umfaßt, wird zwischen den Drain-Anschluß
des P-Kanal-MOS-Transistor 7 und den Drain-Anschluß des N-
Kanal-MOS-Transistor 8 in Fig. 3 geschaltet.
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Die Auswirkungen der Erfindung werden mittels eines
Vergleichs zwischen der konventionellen CMOS-Schaltung von
Fig. 3 und der CMOS-Schaltung von Fig. 11 beschrieben.
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Zuerst wird der Durchdringungsstrom der konventionellen
CMOS-Schaltung in Fig. 3 beschrieben.
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Fig. 4 zeigt eine äquivalente Schaltung der Vor-
Ausgangsschaltung von Fig. 3. Ein Widerstand 107 repräsentiert
den sogenannten "Ein-Widerstand" des MOS-Transistors 7 und ein
Widerstand 108 repräsentiert den "Ein-Widerstand" des MOS-
Transistors 8. Fig. 5 ist eine Tabelle, die die
Eingangsspannungen (VIN) im Bereich von 0 V bis Vcc mit den
"Ein-Widerständen" der MOS-Transistoren, die zur
Vereinfachung der Beschreibung normiert sind, darstellt.
Beispielweise ist der Widerstandwert des Widerstand 107 (R1)
gleich 1, wenn Vin gleich 0 (V) ist, gleich 10, wenn VIN
gleich V&sub1; (V) ist und so weiter. In Fig. 3 sind die Gate-
Spannungen der MOS-Transistoren 5 und 6 in der
Ausgangsschaltung gleich, wie es durch die Bezugszeichen VGP
und VGN in der Tabelle bezeichnet ist. In dem Fall der Tabelle
von Fig. 5 erreicht der Durchdringungsstrom seinen Spitzenwert
dann, wenn die Eingangsspannung gleich V2 ist. In diesem Falle
ist die Gate-Spannung der MOS-Transistoren in der
Ausgangsschaltung gleich:
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50/100·Vcc = 1/2·Vcc
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In diesem Falle ist der Durchdringungsstrom (Icc), der in
die Ausgangsschaltung fließt gleich:
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Icc = K(Vcc/²-VTH)² (1)
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wobei K der Leitwertkoeffizient ist und VTH die
Schwellspannung der MOS-Transistoren ist (wobei die P-Kanal-
und N-Kanal-MOS-Transistoren 5 und 6 den gleichen
Leitwertkoeffizienten und die gleiche Schwellspannung haben).
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Mit der Annahme daß Vcc = 5 V und VTH = 0,7 V sei, ergibt
sich dann Icc wie folgt:
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Icc = K{(5/2)-0,7}² = 3,24 K (2)
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Jetzt wird der Durchdringungsstrom in der CMOS-Schaltung
von Fig. 11 beschrieben.
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Fig. 12 zeigt in Übereinstimmung mit Fig. 4 eine äquivalente
Schaltung der Vor-Ausgangsschaltung in der CMOS-Schaltung von
Fig. 11. In der Schaltung von Fig. 12 ist ein Widerstand 109
zwischen die Widerstände 107 und 108 geschaltet, und deshalb
unterscheidet sich die Gate-Spannung des P-Kanal-MOS-
Transistors 5 von der der des N-Kanal-MOS-Transistors 6 in der
Ausgangsschaltung. In Fig. 12 stellt der Widerstand 109 den
"Einwiderstand" des Analogschalters 9 in Fig. 11 dar.
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Weiter stellen in Fig. 12 die Bezugszeichen VGP (110) die
an das Gate des P-Kanal-MOS-Transistors 5 angelegte Spannung,
und VGN (112) die an das Gate des N-Kanal-MOS-Transistors 6
angelegte Spannung dar.
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Wie in Fig. 11 gezeigt, sind die Gates des P-Kanal-MOS-
Transistors und des N-Kanal-MOS-Transistors in dem
Analogschalter 9 mit dem Eingangsanschluß 1 verbunden.
Demzufolge variiert der Wert des Widerstandes 109 in
Abhängigkeit vom Eingang. Im allgemeinen werden beide Gate-
Spannungen des P-Kanal-MOS-Transistors und des N-Kanal-MOS-
Transistors in dem Analogschalter 9 niedriger, wenn die
Eingangsspannung gleich Vcc/² ist, und der Widerstandswert des
Schalters wird damit maximal, wie in Fig. 13 gezeigt. Der "Ein-
Widerstand" ist der Reziprokwert der Stromkapazität des
Transistors: 1/K(VG-TTH)²
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während, ähnlich wie in Gleichung 1, K der
Leitwertkoeffizient, VG die Gate-Spannung des MOS-Transistors, und VTH
die Schwellspannung der MOS-Transistoren ist (wobei die P-
Kanal- und N-Kanal-MOS-Transistoren des Analogschalters 9 die
gleichen Leitwertkoeffizienten K und die gleiche
Schwellspannung VTH haben).
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Wenn beispielsweise Vcc= 5 und VTH = 0,7 V ist, ist das
Verhältnis des "Ein-Widerstandes" bei VIN = 0 V zu dem "EIN-
Widerstand" bei VIN = Vcc/² wie folgt
Wenn VIN = 0 V ist, ist der "Einwiderstand gleich:
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Wenn VIN = Vcc/² ist, ist der "Ein-Widerstand gleich:
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"Ein-Widerstand (VIN = 0 V)" : "Ein-Widerstand (VIN =
Vcc/²)"
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ist gleich:
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Fig. 14 zeigt in Übereinstimmung mit Fig. 5 eine Tabelle,
die die Widerstandswerte der MOS-Transistoren und des
dazwischengeschalteten Widerstandes 109, die zur Vereinfachung
der Beschreibung normiert sind, darstellt
Wie aus Fig. 14 ersichtlich ist, ist die Gate-Source-
Spannung des N-Kanal-MOS-Transistors 6 gleich 6/40 Vcc und
die Gate-Source-Spannung des P-Kanal-MOS-Transistors 5 gleich
(Vcc - 34 Vcc/40) = 6/40·Vcc, wenn der Durchdringungsstrom
seinen Spitzenwert erreicht. Ähnlich wie in dem Falle von
Fig. 5 ist der in die Ausgangsschaltung fließende Strom gleich:
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Icc = K{(6·Vcc/40) &supmin;VTH}² (3)
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Entsprechend gilt z. B., wenn Vcc = 5 V und VTH = 0,7 V
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Icc = K{(6·5)/40-0,7}² = 0,0025K (4)
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Das heißt, der Durchdringungsstrom Icc ist auf weniger als
1/1000 des Durchdringungsstroms in der konventionellen
Schaltung reduziert (siehe Gleichung (2)). Weiterhin weisen,
wie es aus dem Vergleich der Fig. 3 und 11 ersichtlich ist, der
P-Kanal-MOS-Transistor 5 und der N-Kanal-MOS-Transistor 6 die
vollständig gleiche Stromkapazität (oder Treiberkapazität)
auf, und es versteht sich von selbst, daß die CMOS-Schaltung
mit genügend hoher Geschwindigkeit sogar bei einer kapazitiven
Last arbeitet. In Fig. 12 sind die Spannungen VGP (100) und VGN
(111) entsprechend dem Widerstandsverhältnis bestimmt. In
Fig. 11 sind alle Widerstandswerte durch die MOS-Transistoren
gegeben. Diese MOS-Transistoren schwanken in ihrer Dimension
z. B. wird die Gatelänge L vergrößert oder verkleinert); die
Schwankungen können jedoch im wesentlichen vernachlässigt
werden, da die Spannungen entsprechend dem
Widerstandswertverhältnis bestimmt werden. Folglich ist die CMOS-
Schaltung der Erfindung im wesentlichen unabhängig von den
Dimensionsschwankungen der MOS-Transistoren.
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Fig. 15
zeigt ein Beispiel einer integrierten
komplementären MOS-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung,
in dem die Schaltungskomponenten, die die gleichen wie die in
Fig. 8 sind, dieselbe oder entsprechende Bezugsnumerierung oder
Bezugbezeichnung tragen. In Fig. 15 bezeichnet die
Bezugsnumerierung 30 einen zweiten Analogschalter, bestehend
aus einem P-Kanal-MOS-Transistor 5 und einem N-Kanal-MOS-
Transistor 6. Der zweite Analogschalter 30 ist zwischen die
erste parallele Transistorschaltung 19 und den ersten
Analogschalter 18 in der Vor-Ausgangsschaltung 21 geschaltet.
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Fig. 16 ist eine graphische Darstellung, die den normierten
"Ein-Widerstand" des zweiten Analogschalters über dem
Potential an dem Eingangsanschluß 11 anzeigt.
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Die dergestalt aufgebaute komplementäre integrierte CMOS-
Schaltung arbeitet wie folgt:
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Ähnlich wie in dem Fall der konventionellen komplementären
integrierten Tri-State-CMOS-Schaltung von Fig. 8 werden die
Transistoren P3 und N3 nicht-leitend (Aus), während die
Transistoren P4 und N4 leitend (Ein) werden, wenn der
Steuereingangsanschluß 15 auf "L" und der andere
Steuereingangsanschluß 16 auf "H" liegt. Deshalb werden die
Transistoren P2, P5 und N1 leitend (Ein) und der Transistor P1
nicht-leitend (Aus), wenn der Eingangsanschluß 11 auf "L"
liegt. Als Ergebnis liegt ein "L"-Signal an dem
Ausgangsanschluß 12 an. Wenn andererseits der
Steuereingangsanschluß 15 auf "H" und der Steuereingangsanschluß 16
auf "L" liegt, werden die Transistoren P3 und N3 leitend
(Ein), während die Transistoren P4 und N4 nicht-leitend (Aus)
werden. Deshalb werden, unabhängig vom Potential am
Eingangsanschluß 11, die Transistoren P1 und P2 nicht-leitend
(Aus), und der Ausgangsanschluß 12 wird auf hochohmigen
Zustand gehalten.
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Die Auswirkungen der Erfindung werden durch den
gegenseitigen Vergleich der Ausführungsform der Erfindung
(Fig. 15) und der konventionellen Schaltung (Fig. 8)
beschrieben.
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Zuerst wird der Durchdringungsstrom der Ausgangsschaltung
in der konventionellen Schaltung von Fig. 8 näher untersucht.
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Fig. 9 ist ein Schaltbild, das eine äquivalente Schaltung zur
Vor-Ausgangsschaltung von Fig. 8 zeigt. Wenn die
Steuereingangsanschlüsse 15 und 16 auf "L" bzw. auf "H"
liegen, werden die Transistoren P3 und N3 nicht-leitend (Aus),
und deswegen sind die Transistoren P3 und N3 nicht in der
äquivalenten Schaltung mit eingeschlossen. In Fig. 9 bezeichnen
die Bezugszeichen R1, R2 und R3 die "Ein-Widerstände" der
Transistors P2, des Transistors N2 und des Analogschalters 18,
der aus den Transistoren N4 und P4 besteht; und VGP und VGN
die Gate-Spannungen der Transistoren P1 und N1.
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Fig. 10 zeigt die normierten Werte der "Ein-Widerstände"
von R1, R2 und R3 und die auftretende Variation von VGP und
VGN, wenn sich das Potential VIN des Eingangsanschlusses 11 von
0 V auf Vcc ändert.
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In Fig. 10 erscheint die Spitze des Durchdringungsstroms
dann, wenn die Eingangsspannung gleich V&sub2; ist. Der
Durchdringungsstrom kann zu diesem Zeitpunkt durch die
folgende Gleichung beschrieben werden:
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Icc = K(Vcc-VGP-VTH)² (5)
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oder
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Icc = K(VGN-VTH)² (6)
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Das heißt, der kleinere Icc-Wert ist der Wert des
Durchdringungsstroms.
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Wenn Vcc = 5 V und VTH = 0,7 V ist, dann ist:
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Icc = K(5·6/13-0,7)² = 2,58K
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In den obigen Gleichungen ist K der Leitwertkoeffizient
und VTH die Schwellspanung eines MOS-Transistors, und die
Transistoren P2, P4 N2 und N4 sind untereinander gleich in
ihrem Leitungskoeffizienten und in ihrer Schwellspannung.
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Jetzt wird in ähnlicher Weise der Durchdringungsstrom in
der Schaltung der Erfindung von Fig. 15 näher betrachtet.
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Fig. 17 ist eine äquivalente Schaltung der Vor-
Ausgangsschaltung in Fig. 15 in dem Falle, wenn die
Steuereingangsanschlüsse 15 und 16 auf "L" beziehungsweise auf
"H" liegen. In diesem Falle sind die Transistoren P3 und N3
nicht-leitend (Aus), und damit sind diese Transistoren P3 und
N3 nicht in der äquivalenten Schaltung mit enthalten. In
Fig. 17 bezeichnen die Bezugszeichen R1, R2, R3 und R4 die
Werte der "Ein-Widerstände" der Transistoren P2, N2, des aus
den Transistoren P4 und N4 bestehenden Analogschalters 18, und
des aus den Transistoren P5 und N5 bestehenden Analogschalters
30, und die Bezugszeichen VGP und VGN bezeichnen die Gate-
Spannungen der Transistoren P1 und N1.
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Fig. 18 zeigt die normierten Werte der "Ein-Widerstände"
von R1 bis R4 und die Variationen von VGP und VGN wenn sich
das Potential des Eingangsschlusses 11 von 0 V auf Vcc ändert.
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In der Schaltung von Fig. 15 ist das Gate des
Analogschalters 30 mit dem Eingangsanschluß 11 verbunden und
der Wert des "Ein-Widerstandes" wird, wie in Fig. 16 gezeigt,
maximal, wenn das Potential des Eingangsanschlusses 11 gleich
V&sub2; ist, da die Gate-Spannung der Transistoren P5 und N5
niedriger wird. Der "Ein-Widerstand" eines MOS-Transistors
wird durch den Reziprokwert der Gleichungen (5) oder (6)
bestimmt. Der "Ein-Widerstand" des Analogschalter 30 ist der
parallele Widerstand der Transistoren P5 und N5. Das
Verhältnis des "Ein-Widerstandes" des Analogschalters 30, den
er aufweist wenn das Potential am Eingangsanschluß 0 V ist, zu
dem, den der Analogschalter aufweist, wenn das das Potential
am Eingangsanschluß 11 gleich Vcc/² ist, ist wie folgt:
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R(VIN = 0 V) : R(VIN = Vcc/²)
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wobei Vcc = 5 V und VTH = 0,7 V ist.
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In der Schaltung von Fig. 15 tritt die Spitze des
Durchdringungsstroms dann auf, wenn das Potential des
Eingangseinschlusses 11 gleich V&sub2; ist. Der Durchdringungsstrom
zu diesem Zeitpunkt kann durch folgende Gleichung ausgedrückt
werden:
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Icc = K(5·6/28)-0,7)2 = 0,14K (9)
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wobei Vcc = 5 V, VTH = 0,7 V, K der Leitwertkoeffizient
und VTH die Schwellspannung des MOS-Transistors ist. Die
Transistoren P2, P4, N2 und N4 sind im Leitwert untereinander
gleich. Der Leitwertkoeffizient der Transistoren P5 und N5 ist
ein Fünftel (1/5) von dem der Transistoren P2, P4, N2 und N4,
weil die Transistoren P5 und N5 als ein Widerstandselement
benutzt werden. Die MOS-Transistoren sind jedoch untereinander
gleich in ihrer Schwellspannung.
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Wie aus obiger Beschreibung ersichtlich ist, kann der
Durchdringungsstrom in der Ausgangsschaltung der integrierten
Schaltung der Erfindung (Fig. 15) auf ungefähr ein zwanzigstel
des Durchdringungsstroms der Ausgangsschaltung in der
konventionellen Schaltung (Fig. 8) reduziert werden.
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Die Ausgangsschaltungen der Fig. 8 und 15 sind
untereinander in der Stromkapazität (oder Treiberkapazität)
vollständig gleich. Deshalb ist es selbstverständlich, daß die
Schaltung der Erfindung mit genügend hoher Geschwindigkeit für
kapazitive Lasten arbeitet.
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In der oben beschriebenen Ausführungsform ist der
Leitwertkoeffizient der Transistoren P5 und N5 ein Fünftel von
dem der Transistoren P2 und N2; die Erfindung ist jedoch nicht
darauf und dadurch eingeschränkt.
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Obwohl in der oben beschriebenen Ausführungsform der
zweite Analogschalter 30 zwischen der ersten parallelen
Transistorschaltung 19 und dem ersten Analogschalter 18
angeschlossen ist, ist ein Modifikation der Art möglich, daß
der zweite Analogschalter 30 zwischen der zweiten parallelen
Transistorschaltung 20 und dem ersten Analogschalter 18
angeschlossen werden kann. In dieser Modifikation sind die
Auswirkungen dieselben.
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Obwohl die Erfindung mit Bezug auf die integrierte
komplementäre MOS-Schaltung beschrieben wurde, ist das
technische Konzept der Erfindung in der gleichen Art und Weise
auf andere MOS-Schaltungen anwendbar.
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Die Erfindung wurde mit Bezug auf die integrierte
komplementäre MOS-Schaltung beschrieben; dennoch ist das
technische Konzept der Erfindung in der gleichen Art und Weise
auf ein sogenannte "BI-CMOS - Integrierte Schaltung"
anwendbar, die aus bipolaren- und CMOS-Schaltungen besteht. Es
können auch in diesem Falle die gleichen Auswirkungen erzielt
werden.
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Wie oben beschrieben, ist der, die "Ein-Widerstände" der
Transistoren ausnutzende Widerstand erfindungsgemäß zwischen
den Gates der MOS-Transistoren in der Vor-Ausgangsschaltung
angeschlossen, so daß Durchdringungsstrom, der auftritt, wenn
die Transistoren in der Ausgangsschaltung geschaltet werden,
verkleinert wird, um damit das Auftreten von Störspitzen zu
unterdrücken. Demzufolge wird auch der Leistungsverbrauch
reduziert.