DE3780756T2

DE3780756T2 - Cml-vorspannungsregler.

Info

Publication number: DE3780756T2
Application number: DE8787309249T
Authority: DE
Inventors: Sungil Lee; Sasan Teymouri
Original assignee: Advanced Micro Devices Inc
Current assignee: Advanced Micro Devices Inc
Priority date: 1986-10-29
Filing date: 1987-10-20
Publication date: 1993-01-21
Anticipated expiration: 2007-10-21
Also published as: DE3780756D1; EP0266112B1; ATE78941T1; US4734593A; EP0266112A3; GR3005385T3; EP0266112A2; ES2033872T3; JPH0814776B2; JPS63133717A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen Referenzspannungsgeneratoren und insbesondere einen Biasspannungsgenerator zur Verwenüung in CML-Schaltungen, der eine Referenz-Ausgangsspannung aufweist, die über einen breiten Temperaturbereich von Schwankungen der Speisespannung im wesentlichen unabhängig ist.
Wie allgemein bekannt, können herkömmliche emittergekoppelte Logik-Gatterschaltungen (ECL) aus einer Differentialtransistorschaltung mit Emitterfolgerausgangs transistoren bestehen, wie in Fig. 1a) dargestellt. Läßt man die Emitterfolgerausgangstransistoren weg, wie in Fig. 1(b) dargestellt, wird diese Art von Logikgatter manchmal als Current-Mode-Logikgatter (CML) bezeichnet. Solche ECL- und CML-Catterschaltungen sind für Hochleistungsprodukte wie elektronische Computer und andere elektronische Geräte gut geeignet, da die Differentialtransistoren ohne Sättigung mit relativ geringen Spannungshüben betrieben werden. Infolgedessen haben diese Schaltungen kurze Ausbreitungsverzögerungszeiten, wodurch sie eine hohe Betriebsgeschwindigkelt erzielen. Da die Emitterfolgertransistoren T3 und T4 in der in Fig. 1(b) dargestellten CML-Gatterschaltung nicht vorhanden sind, haben CML-Schaltungen in der Regel eine geringere Verlustleistung und geringeren Spannungshub als die ECL-Gatterschaltungen. Die herkömmliche ECL-Gatterschaltung hat einen Logikhub von ungefähr 650 mV bis 850 mV. Bei CML-Gatterschaltungen beträgt der Logikhub jedoch nur ungefähr 340 mV bis 430 mV. In Anbetracht der Tatsache, daß beide Schaltungsarten weite Anwendungsbereiche haben, ist es von Wichtigkeit, ihre hohe Leistungsfähigkeit bei der Entwicklung und Herstellung dieser Schaltungen als integrierte Schaltungen zu bewahren.
Um sicherzustellen, daß integrierte Schaltungen mit den ECL-Schaltungen der Fig. 1(a) ihre maximale Leistungsfähigkeit erreichen, wird üblicherweise eine herkömmliche Bandabstands-Referenzspannung VCS in dem gleichen Chip erzeugt und zur Steuerung der Basis des Hauptstromquellentransistors T5 verwendet, der die Stärke des durch den Referenztransistor T2 oder den Eingangstransistor T1 fließenden Stroms bestimmt. Die Bandabstands- Referenzspannung VCS hat die Eigenschaft stabil zu sein und Schwankungen in der Verarbeitung und der Temperatur sowie Veränderungen in Betriebsparametern wie der Temperatur zu folgen. Eine herkömmliche Bandabstandsschaltung hat einen typischen Hub, der um 50 mV über den Schwankungen der Betriebstemperatur, der Leistungszufuhr und der Verarbeitung gehalten wird. Solche herkömmlichen Bandabstands-Referenzspannungsgeneratoren haben jedoch den Nachteil für Schwingungen anfällig zu sein. Zwar kann das Problem der Schwingungen durch die Verwendung eines Kondensators überwunden werden, jedoch ist ein solches Erfordernis im allgemeinen ein unerwünschter Zusatz zu einer integrierten Schaltung, da sie den Verbrauch eines relativ großen Teils der Chipfläche nach sich zieht. Ein dieser Beschreibung entsprechender bekannter Bandabstandsgenerator ist in Fig. 2 dargestellt. Wie ersichtlich, weist diese Bandabstandserzeugungsschaltung den Nachteil auf, die Verwendung einer relativ großen Zahl von Schaltungskomponenten zu erfordern, wodurch der Leistungsverbrauch und die Herstellungskosten erhöht werden.
Zwar könnte die abgewandelte bekannte Bandabstandsreferenzschaltung nach Fig. 2 verwendet werden, um die Referenzspannung VCS der Fig. 1(b) adäquat zu erzeugen, es wäre jedoch vorteilhafter einen Biasgenerator für die CML-Gatterschaltung zu verwenden, der die Möglichkeit des Auftretens von Schwingungen verhindert, die Notwendigkeit des Rückkopplungskondensators eliminiert und eine verringerte Zahl an Schaltungselementen zum Aufbau der Schaltung. Nach dem besten Wissen des Erfinders ist bisher kein Biasgenerator für CML-Gatterschaltungen entwickelt worden, der, wie erfindungsgemäß vorgesehen, von relativ einfachem Aufbau ist.
Es wird hierin ein Biasgenerator für eine CML-Gatterschaltung beschrieben, der relativ einfach und wirtschaftlich herstellbar und zusammensetzbar ist, und der dennoch die Nachteile des Standes der Technik überwindet.
Die vorliegende Erfindung sieht daher eine Bandabstands-Biasspannungserzeugungsschaltung zur Verwendung mit einem Current-Mode-Logikgatter vor, die derart ausgebildet ist, daß sie aus einer Speisespannung eine Referenz- Ausgangsspannung erzeugt, die im wesentlichen von der Speisespannung und von Temperaturschwankungen unabhängig ist, mit:
einem ersten Transistor, dessen Kollektor über einen ersten Lastwiderstand mit der Speisespannung verbunden ist;
einem zweiten Transistor, dessen Kollektor über einen zweiten Lastwiderstand mit der Speisespannung verbunden ist, und dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors verbunden ist;
einem Ausgangsknoten für die Referenzspannung, der mit dem Emitter des zweiten Transistors und über zwischengeschaltete Widerstandseinrichtungen mit der Basis des ersten Transistors verbunden ist;
einer mit dem ersten Transistor verbundenen Kompensationseinrichtung zum Minimieren von mit Veränderungen der Speisespannung und der Temperatur einhergehenden Schwankungen der Referenz-Ausgangsspannung; und
einer mit dem zweiten Transistor verbundenen Stabilisierungseinrichtung zum Aufrechterhalten der zu kompensierenden Referenz-Ausgangsspannung;
dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationseinrichtung zwischen dem Emitter des ersten Transistors und Nasse verbunden ist und einen ersten, als Diode geschalteten Transistor und
einen dazu parallel geschalteten ersten Emitterwiderstand aufweist, und daß die Stabilisierungseinrichtung zwischen dem Emitter des zweiten Transistors und Masse verbunden ist und einen zweiten, als Diode geschalteten Transistor und einen damit in Reihe geschalteten zweiten Emitterwiderstand aufweist.
In den zugehörigen Figuren ist als Beispiel gezeigt:
Fig. 1(a) ein schematisches Schaltungsdiagramm einer herkömmlichen ECL-Gatterschaltung;
Fig. 1(b) ein schematisches Schaltungsdiagramm einer herkömmlichen CNL-Gatterschaltung;
Fig. 2 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen Bandabstands-Referenzspannungsgenerators;
Fig. 3 ein schematisches Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen CML-Biasgenerators;
Fig. 4 Kurvendiagramme der Ausgangslogikpegeldifferenzen zum besseren Verständnis der Funktion des in Fig. 3 dargestellten Biasgenerators; und
Fig. 5 eine Tabelle zur Auflistung des Gatterstroms und der Hubspannung als Funktion von Schwankungen der Temperatur und der Leistungszufuhr.
In Fig. 1(b) der Zeichnungen ist eine herkömmliche CML- Gatterschaltung 10 dargestellt, der der erfindungsgemäße Biasgenerator 12 (Fig. 3) beigefügt ist. Die Gatterschaltung 10 besteht aus einem Eingangstransistor T1 und einem Referenztransistor T2, deren Emitter miteinander verbunden sind. Die Basis des Eingangstransistors T1 ist zum Empfang eines Eingangslogiksignals A verbunden und sein Kollektor ist über einen ersten Lastwiderstand RL1 mit einer Speisespannung oder einem Speisepotential VCC verbunden. Die Basis des Referenztransistors T2 ist zum Empfang einer Referenz-Speisespannung VBB1 verbunden und sein Kollektor ist über einen zweiten Lastwiderstand RL2 ebenfalls mit der Speisespannung oder dem Speisepotential VCC verbunden. Das Speisepotential hat üblicherweise +0,5 Volt. Die Verbindung zwischen dem Widerstand RL2 und dem Kollektor des Transistors T2 liefert ein nichtinvertierendes Ausgangs signal Q. Die Verbindung zwischen dem Widerstand RL1 und dem Kollektor des Transistors T1 liefert ein invertierendes Ausgangssignal , das ein Komplement des Signals Q ist. Die gemeinsamen Emitter der Transistoren T1 und T2 sind mit dem Kollektor des Haupt-Stromquellentransistors T5 verbunden. Die Basis des Transistors T5 ist mit einer stabilen Referenzspannung VCS verbunden, die von dem erfindungsgemäßen Biasgenerator 12 erzeugt wird. Der Emitter des Transistors T5 ist über einen Emitterwiderstand RE, der zur Einstellung des Gatterstroms verwendet wird, mit Masse verbunden.
Der Logikhub des an der Basis des Transistors T1 angelegten Eingangssignals A darf nicht zu groß sein, sonst wird dieser gesättigt. Andererseits darf der Logikhub nicht zu gering sein, sonst werden die Rauschgrenzen herabgesetzt. Bei den gezeigten Widerstandswerten liegt der Eingangslogikhub der Schaltung von Fig. 1(b) bei ungefähr 340 mV bei einer Sperrschichttemperatur von 155º C, wodurch die Verzögerung der Ausbreitungszeit verringert wird. Da die Referenzspannung VCS verwendet wird, um den Transistor T5 zum Steuern der entweder durch den Referenztransistor oder den Eingangstransistor fließenden Strommenge vorzuspannen, ist es wichtig, daß der Biasgenerator, der die Referenzspannung VCS liefert, die Sättigung dieser Transistoren vermeidet, um so seine hohe Betriebsgeschwindigkeit zu bewahren. Dementsprechend besteht das Bedürfnis nach einem Biasgenerator, der eine Referenz-Ausgangsspannung VCS liefert, die nur minimale Änderungen aufgrund der Schwankungen der Temperatur, der Leistungszufuhr und der Verarbeitung zeigt. Der Ausgangslogikhub am Kollektor des Transistors T1 und T2 der CML-Gatterschaltung sollte im Bereich von 50 mV über dem Betriebstemperaturbereich von -55ºC bis +155ºC ± 10% Fluktuation in der Leistungsversorgung und Verarbeitungsschwankungen. Da die Sperrschichttemperatur der Transistoren normalerweise bei +155ºC liegt, wäre es darüber hinaus wünschenswert, den Biasgenerator so auszubilden, daß er gegenüber Schwankungen, die durch das Speisepotential verursacht werden, bei dieser besonderen Betriebstemperatur die geringstmögliche Empfindlichkeit aufweist.
In Fig. 3 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm eines erfindungsgemäßen Biasgenerators 12 zum Erzeugen einer Referenz-Ausgagsspannung VCS für die CML-Gatterschaltung der Fig. 1(b) dargestellt. Der Biasgenerator 12 weist einen ersten Transistor Q2 und einen Emitterfolgertransistor Q1 auf. Der Kollektor des ersten Transistors Q2 ist mit einem Ende eines ersten Lastwiderstands R1 und mit der Basis des Emitterfolgertransistors Q1 verbunden. Der Kollektor des Emitterfolgertransistors Q1 ist mit einem Ende eines zweiten Lastwiderstands R2 verbunden. Die anderen Enden des Widerstands R1 und R2 sind mit einer Speisespannung oder einem Speisepotential VCC verbunden, das üblicherweise +0,5 Volt beträgt. Für CML- Schaltungen ist dieses Speisepotential jedoch derart spezifiziert, daß es akzeptabel ist, wenn es in einen Bereich von ±10% der nominellen +5,0 Volt fällt. Somit kann das Speisepotential VCC in dem Bereich zwischen +4,5 und +5,5 Volt liegen. Der Emitter des Transistors Q1 liefert die stabile Referenzspannung VCS an einem Ausgangsknoten und ist mit einem Ende eines Kompensationswiderstands Rx verbunden. Das andere Ende des Widerstands Rx ist mit der Basis des ersten Transistors Q2 verbunden.
Der Emitter des ersten Transistors Q2 ist mit einem Temperatur- und Spannungskompensationsschaltungsbereich verbunden, der aus einem Widerstand R3 und einem als Diode geschalteten Transistor Q3 besteht. Im einzelnen ist der Emitter des Transistors Q2 mit einem Ende des Widerstands R3 und dem Kollektor und der Basis des Transistors Q3 verbunden. Das andere Ende des Widerstands R3 und der Emitter des Transistors Q3 sind miteinander und mit Masse verbunden. Der Emitter des Transistors Q1 ist ferner mit einem Stabilisierungsschaltungsbereich verbunden, der aus einer Reihenschaltung aus einem als Diode geschalteten Transistor Q4 und einem Emitterwiderstand R4 besteht. Der Emitter des Transistors Q1 ist mit dem Kollektor und der Basis des Transistors Q4 verbunden. Der Emitter des Transistors Q4 ist mit einem Ende des Widerstands R4 verbunden und das andere Ende des Widerstands R4 ist mit Masse verbunden.
Wie allgemein bekannt, weist der Widerstand R3 einen positiven Temperaturkoeffizienten auf, während die Basis-Emitterspannung VBE3 des Transistors Q3 einen negativen Temperaturkoeffizienten hat. Bei kalten Temperaturen von -55ºC bis 20ºC ist der Transistor Q3 abgeschaltet und der positive Temperaturkoeffizient des Widerstands R3 regelt den Betrag der Referenz-Ausgangsspannung VCS. Der Transistor Q3 wird bei einer geregelten und vorbestimmten Temperatur T eingeschaltet und danach regelt der negative Temperaturkoeffizient des Transistors Q3 den Betrag der Referenz-Ausgangsspannung VCS. Diese vorbestimmte Temperatur T, oder der Umschaltpunkt, bei der der negative Temperaturkoeffizient des als Diode geschalteten Transistors Q3 wirkt, kann durch die Auswahl des Widerstandswerts des Widerstands R3 gesteuert werden. Es ist im allgemeinen vorteilhaft, den Wert des Widerstands R3 derart zu wählen, daß der durch Seisespannungsschwankungen bedingte Logikhub am Kollektor des Transistors T2 oder T1 der CML-Gatterschaltung bei den höchsten Betriebstemperaturen minimiert ist. Bei dem Wert 3,5 Kiloohm des Widerstands R3, ist die Schwankung aufgrund des Speisepotentials ungefähr 30 mV.
Das Verhältnis zwischen den Emitterflächen der Transistoren Q2 und Q3 ist mit 5:1 vorgegeben. Die Emitterfläche des Transistors Q2 ist derart gewählt, daß sie dem Fünffachen der Fläche des mit der Referenzspannung VCS am Ausgangsknoten zu verbindenden Lasttransistors entspricht, wodurch die Differenz ihrer Basis-Emitterspannungen teilweise kompensiert wird. Der Transistor Q1 hat ebenfalls eine fünffach größere Emitterfläche, da er zum Liefern des Ansteuerstroms der Lasttransistoren verwendet wird. Somit wird durch Erhöhung der Stromabgabefähigkeit des Transistors Q1 die Auffächerungsfähigkeit des Biasgenerators verbessert. Der Stabilisierungsschaltungsbereich ist aus Gründen des Schaltungsaufbaus hinzugefügt. Er dient der Erzielung einer ausgeglichenen Spannung an jedem Ende, an dem die Referenzspannung VCS an der integrierten Schaltung angeschlossen ist.
Ferner sei davon ausgegangen, daß die Transistoren Q1 und Q2 einen hohen gemeinsamen Emitterstromverstärkungsfaktor Beta (B) aufweisen. Da die kritische Hochspannungsfrequenz (Stromverstärkung - Bandbreitenprodukt) fT des Transistors Q2 in der Größenordnung von 2 GHz liegt und eine negative Realimpedanz hat, ist der Kompensationswiderstand Rx zur Vermeidung solcher negativer Impedanzen vorgesehen.
Der Biaserzeugungsschaltung der Fig. 3 ist, im wesentlichen wie dargestellt, durch Verwendung eines herkömmlichen Silizium-IC-Verfahrens als Teil der selben monolithischen integrierten Schaltung ausgebildet, die auch die CML-Schaltung der Fig. 1(b) enthält. Die folgenden repräsentativen Werte wurden verwendet: WIDERSTAND WERT Kiloohm Ohm
Bei der CML-Gatterschaltung der Fig. 1(b) weisen die Lastwiderstände RL1 und RL2 den Wert 2917,5 Ohm auf, während der Emitterwiderstand einen Wert von 4493,0 Ohm hat.
In Fig. 4 ist der Ausgangslogikhub der durch den erfindungsgemäßen Biasgenerator 12 angesteuerten CML-Gatterschaltung 10 durch die Kurven A bis D als Funktion von Schwankungen der Widerstandstoleranz, der Speisespannung und der Temperatur angegeben. Jeder der Widerstände RL1, RL2 und RE wurde mit einer Breite von 4 Mikron gebildet. Die prozentualen Toleranzen der Widerstandswerte der Widerstände RL1 und RL2 betrugen +21,9 und -16,8. Die prozentuale Toleranz des Widerstandswerts des Widerstands RE betrugen +18,7 und -15,0. Die Kurve A stellt den Ausgangslogikhub über den Temperaturbereich von -55ºC bis +155ºC dar, wobei der untere Toleranzwert der Widerstände und der untere Speisespannungswert von +4,5 Volt verwendet werden. Die Kurve B stellt den Ausgangslogikhub über den gleichen Temperaturbereich dar, jedoch bei Verwendung der höheren Toleranzwerte der Widerstände und des Speisespannungswerts +4,5 Volt. Die Kurve C stellt ferner den Ausgangshub über den gleichen Temperaturbereich dar, jedoch unter Verwendung der unteren Toleranzwerte der Widerstände und des höheren Speisespannungswerts +5,5 Volt. Schließlich stellt die Kurve D den Ausgangslogikhub über den gleichen Temperaturbereich dar, allerdings unter Verwendung der oberen Toleranzwerte der Widerstände und des höheren Speisespannungswerts +5,5 Volt. Betrachtet man die Temperatur von +155ºC, so ist zu erkennen, daß der Ausgangshub derart gehalten wurde, daß sie nicht um mehr als 30 mV über Schwankungen der Toleranz und der Speisespannung variiert.
In Fig. 5 ist eine Tabelle dargestellt, in welcher die Ausgangsspannung und der Gatterstrom über den Temperaturbereich aufgelistet ist. Die linke Seite der Tabelle zeigt die Ausgangsspannung und den Gatterstrom bei einer Speisespannung von +4,5 Volt, und die rechte Seite der Tabelle zeigt die Ausgangsspannung und den Gatterstrom bei einer Speisespannung von +5,5 Volt. Ferner zeigt die obere Zeile für jede Temperatur die Ausgangsspannung und den Gatterspannung für den Fall, daß die Widerstände in der CML-Gatterschaltung den negativen Toleranzwert haben, und die untere Zeile gibt die Ausgangsspannung und den Gatterstrom für den Fall an, daß die Widerstände den positiven Toleranzwert haben. Erneut läßt sich bei der Temperatur von +155ºC erkennen, daß der Ausgangshub nur zwischen 348 mV und 379,4 mV, also bis zu einer Differenz von 29,4 mV, variiert.
Die erfindungsgemäße Biaserzeugungsschaltung weist die folgenden Vorteile gegenüber dem Stand der Technik auf:
(a) Sie ist gegenüber Schwingungen unempfindlich;
(b) sie verwendet eine verringerte Anzahl von Schaltungskomponenten; und
(c) sie eliminiert die Notwendigkeit eines Kondensators, wodurch sie weniger Chipfläche in Anspruch nimmt.
Aus der detaillierten Beschreibung ist somit ersichtlich, daß die vorliegende Erfindung eine Biaserzeugungsschaltung zur Verwendung in CML-Gatterschaltungen vorsieht, welche eine Referenz-Ausgangsspannung aufweist, die über einen breiten Temperaturbereich von Schwankungen der Speisespannung im wesentlichen unabhängig ist. Der Biasgenerator weist einen Widerstand zum Steuern der Referenz-Ausgangsspannung bei niedrigen Temperaturen und einen als Diode geschalteten Transistor zum Steuern der Referenz-Ausgangsspannung bei höheren Temperaturen auf.

Claims

1. Bandabstands-Biasspannungserzeugungsschaltung zur Verwendung mit einem Current-Mode-Logikgatter, die derart ausgebildet ist, daß sie aus einer Speisespannung (VCC) eine Referenz-Ausgangsspannung (VCS) erzeugt, die im wesentlichen von der Speisespannung (VCC) und von Temperaturschwankungen unabhängig ist, mit:

einem ersten Transistor (Q2), dessen Kollektor über einen ersten Lastwiderstand (R1) mit der Speisespannung verbunden ist;

einem zweiten Transistor (Q1), dessen Kollektor über einen zweiten Lastwiderstand (R2) mit der Speisespannung (VCC) verbunden ist, und dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors (Q2) verbunden ist;

einem Ausgangsknoten für die Referenzspannung (VCS), der mit dem Emitter des zweiten Transistors (Q1) und über zwischengeschaltete Widerstandseinrichtungen (RK) mit der Basis des ersten Transistors (Q2) verbunden ist;

einer mit dem ersten Transistor (Q2) verbundenen Kompensationseinrichtung zum Minimieren von mit Veränderungen der Speisespannung (VCC) und der Temperatur einhergehenden Schwankungen der Referenz-Ausgangsspannung; und

einer mit dem zweiten Transistor (Q1) verbundenen Stabilisierungseinrichtung zum Aufrechterhalten der zu kompensierenden Referenz-Ausgangsspannung (VCS);

dadurch gekennzeichnet,

daß die Kompensationseinrichtung zwischen dem Emitter des ersten Transistors (Q2) und Masse verbunden ist und einen dritten, als Diode geschalteten Transistor (Q3) und einen dazu parallel geschalteten ersten Emitterwiderstand (R3) aufweist, und daß die Stabilisierungseinrichtung zwischen dem Emitter des zweiten Transistors (Q1) und Masse verbunden ist und einen vierten, als Diode geschalteten Transistor (Q4) und einen damit in Reihe geschalteten zweiten Emitterwiderstand (R4) aufweist.

2. Biasapannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Biasspannungserzeugungsschaltung als Teil einer monolithischen integrierten Schaltung ausgebildet ist.

3. Biasspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis der Emitterflächen des ersten und des dritten Transistors (Q2, Q3) 5 : 1 ist.

4. Biasspannungserzeugungsschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Verhältnis der Emitterflächen des zweiten und des dritten Transistors (Q1, Q3) 5 : 1 ist.

5. Biasspannungserzeugungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Wert des ersten Emitterwiderstands (R3) die Referenz-Ausgangsspannung für geringere Betriebstemperaturen bestimmt und die Basis-Emitter-Spannung des dritten, als Dieode geschalteten Transistors (Q3) die Referenz-Ausgangsspannung für höhere Betriebstemperaturen bestimmt.

6. Biasspannungserzeugungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistor npn- Bipolar-Transistoren sind.

7. Biasspannungserzeugungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sämtliche Transistoren npn-Bipolar-Transistoren sind.

8. Bandabstands-Biasspannungserzeugungsschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zwischengeschaltete Widerstandseinrichtung ein Impedanzkompensationswiderstand (RX) ist.