DE3328082C2 - Spannungsreferenzschaltung - Google Patents
SpannungsreferenzschaltungInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Festkörper -
"band-gap" - Spannungsreferenzschaltungen zum Schaffen
einer Ausgangsspannung, die bei Temperaturänderungen
im wesentlichen konstant ist, und im besonderen auf eine
verbesserte band-gap-Referenzschaltung, bei der eine
Temperaturkompensationseinrichtung, die über den Temperatur
bereich mit einem konstanten Strom arbeitet, vorgesehen ist,
um Ausgangsspannungsänderungen bei Temperaturänderungen
zu eliminieren. Die Erfindung bezieht sich auch auf eine
verbesserte Schaltungsanordnung für Verstärker, die eine
hohe Verstärkungscharakteristik aufweisen. "Band-gap"
bedeutet das verbotene Energieband im Halbleiterkristall,
und eine "band-gap"-Schaltung ist eine Schaltung, die
auf der Grundlage dieser physikalischen Erscheinung ar
beitet.
Bisher waren als integrierte Schaltungen (IC) ausgeführte
band-gap-Referenzschaltungen so aufgebaut, daß ungleiche
Ströme durch ein monolithisch angepaßtes Paar von
Basis-Emitter-Transistorübergängen oder gleiche Ströme durch
Basis-Emitter-Transistorübergänge von verschiedenen
Flächen geschickt wurden, um an dem Paar von Übergängen
genau definierte Differenzen in den charakteristischen
band-gap-Spannungen zu erhalten, und hiervon wurde eine
proportionale Spannung zur Verwendung als Präzisionsreferenz
spannung abgeleitet.
Dieser Stand der Technik ist beispielsweise in den US-Patent
schriften 3 617 859 (Dobkin et. al.), 3 887 863 (Brokaw), 4 250 445
(Brokaw) und 4 088 941 beschrieben. Die grundlegenden
band-gap-Referenzschaltungen gemäß dem Stand der Technik waren verhält
nismäßig unausgereift gestaltet, und es waren große, komplexe zu
sätzliche Netzwerke zum Liefern definierter Ströme und Spannungen
und große, komplexe zusätzliche Lasten für einen ordentlichen Be
trieb dieser Schaltungen nötig.
Einige der bekannten Schaltungen, wie diejenige gemäß der
US-PS 4 088 941 benutzten passive Lasten und hatten keine ausreichende
Leerlauf-Spannungsverstärkung, um eine temperaturunabhängige, kon
stante Ausgangsspannung zu schaffen. Diese bekannten Schaltungen
benötigten verwickelte Strom- und Spannungserzeugungsnetzwerke. Um
passive Lasten bei kleinen Strömen verwenden zu können, waren
Widerstände mit großen Absolutwerten erforderlich, wodurch unnötig
große Halbleiter-Bereiche bzw. Flächen auf dem Chip belegt wurden.
Wegen der bei den bekannten band-gap-Spannungsreferenzschaltungen
gegebenen verhältnismäßig geringen Schleifenverstärkung war die
Ausgangsspannungskonstanz bei Änderungen des Ausgangslaststromes
nicht befriedigend.
Die bekannten band-gap-Spannungsreferenzschaltungen benutzten
allgemein einen Strom durch die band-gap-Transistorzelle (oder das
Transistorpaar des Differenzverstärkers), der zu der Umgebungs- oder
Halbleiterchip-Temperatur proportional war.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine band-gap-Spannungs
referenzschaltung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten,
insoweit der US-PS 4 088 941 entsprechenden Gattung mit verbes
serter Temperaturkompensation über den Bereich von Arbeitstempera
turen zu schaffen, die einfach aufgebaut ist und deren Platzbedarf
und Verbrauch an Halbleiterfläche für Widerstandseinrichtungen
gering ist, so daß die erforderliche Halbleiterfläche bzw. die
benötigte IC-Chip-Fläche verringert wird.
Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1
gelöst.
In der Zeichnung sind Ausführungsbeispiele der Erfindung darge
stellt. Es zeigt:
Fig. 1 ein vereinfachtes schematisches Schaltbild zur Erläute
rung der grundsätzlichen Arbeitsweise der band-gap-Span
nungsreferenzschaltung mit einer negativen Rückkopp
lungsschleife,
Fig. 2 ein Blockschaltbild der bei der verbesserten erfindungs
gemäßen band-gap-Spannungsreferenzschaltung vorhandenen
funktionellen Elemente,
Fig. 3 ein schematisches Schaltbild einer Ausführungsform der
Erfindung, wobei die bestimmte Schaltungselemente umge
benden Kästchen den Blöcken des Blockschaltbildes der
Fig. 2 äquivalent sind,
Fig. 4 ein schematisches Schaltbild einer alternativen Ausfüh
rung des "Stromquellen"-Merkmals, welches anstelle des
in Fig. 3 gezeigten "Stromquellen"-Merkmals verwendet
werden kann, und
Fig. 5 ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausführungs
form der Erfindung, die sich von derjenigen gemäß Fig. 3
dadurch unterscheidet, daß Gegenkopplungswiderstände
einbezogen sind, die an bestimmte Transistorpaare ange
schlossen sind.
Bei der erfindungsgemäßen band-gap-Referenzschaltung wird dem
band-gap-Differenzverstärker über den Temperaturbereich hinweg ein
konstanter Strom eingeprägt, wodurch die Konstanz der Ausgangs-Re
ferenzspannung gegenüber Temperaturänderungen verbessert wird.
Die Spannungsreferenzschaltung bildet einen zwischen die Versor
gungsspannung, Masse und Referenzausgang geschalteten Dreipol mit
einem geringeren Leistungsbedarf und einem geringeren Leistungs
verbrauch im Chip bei Temperaturänderungen. Sie ist trotzdem ein
fach aufgebaut und beansprucht weniger Halbleiterfläche bzw. weni
ger Fläche vom IC-Chip. Sie zeichnet sich auch durch eine hohe
Konstanz der Ausgangs-Referenzspannung bei Laststromänderungen
aus. Auch ist die Ausgangs-Referenzspannung gegenüber Versorgungs
spannungsänderungen sehr unempfindlich.
Bei den nachstehend geschilderten Ausführungsbeispielen der Erfin
dung zwingt eine temperaturunabhängige Stromsenke den Emitter-Ge
samtstrom aus dem emittergekoppelten Paar von Transistoren kon
stant zu bleiben, um die Temperaturstabilität der (band-gap) Span
nungsdifferenz zu verbessern. Der Differenz-Ausgangsstrom des
Differenzverstärkers wird in einen Einzelstrom (single-ended cur
rent) umgewandelt und verstärkt, der zum Betreiben einer Ausgangs
last gepuffert wird. Eine Stromquelle, die von dem gleichen Netz
werk zum Liefern definierter Ströme und Spannungen abgeleitet ist,
das auch den Strom der Stromsenke festlegt, liefert einen konstan
ten, temperarturunabhängigen Strom für den Betrieb des Differenz
strom/Einzelstrom-Wandlers. Es ist ein Rückkopplungsnetzwerk vor
gesehen, welches eine temperaturkompensierte, maßstäbliche, als
Differenz in Erscheinung tretende Nachbildung der der Last aufge
prägten Ausgangsspannung an die Differenzeingänge des Differenz
verstärkers anlegt, wodurch es zu einem Gleichgewichtszustand
kommt, bei dem die Ausgangsspannung eine maßstäbliche, temperatur
kompensierte Nachbildung der genau vorhersagbaren "band-gap"-Dif
ferenzspannung ist.
Die Differenz in den Emitterstromdichten im Differenzverstärker
wird dadurch erzielt, daß entweder gleiche Ströme durch zwei emit
tergekopptelte Transistoren mit ungleichen und in ein präzises
Verhältnis gesetzten Emitterflächen geschickt werden, wobei der
Differenzstrom/Einzelstrom-Wandler im Gleichgewicht arbeitet, wenn
die Ausgangsströme des Differenzverstärkers gleich sind, oder daß
ungleiche Ströme durch zwei emittergekoppelte Transistoren mit
gleichen Emitterfläche geschickt werden, wobei die Differenzstrom-
Einzelstrom-Umwandlungseinrichtung im Gleichgewicht arbeitet, wenn
die Ausgangsströme des Differenzverstärkers in einem durch die
Umwandlungseinrichtung definierten präzisen Verhältnis ungleich
sind.
Bei jeder im vorhergehenden geschilderten Ausführungsform gestat
ten die verbesserten band-gap-Referenzschaltungen einen einfachen
Schaltungsaufbau, eine kleinere Größe und einen geringeren Lei
stungsverbrauch durch das Vorsehen einer einzigen Einrichtung
(biasing-means) zum Liefern definierter Ströme und Spannungen - im
folgenden als Beaufschlagungseinrichtung bezeichnet -, die eine
präzise, temperaturkompensierte Beaufschlagung herbeiführt.
Bei jeder der geschilderten Ausführungsformen wird der Differenz-Aus
gangsstrom des Differenzverstärkers in einen Einzelstrom umge
wandelt, was mittels einer durch einen zusätzlichen Transistor in
Kollektorschaltung verstärkten Stromspiegel-Schaltung erzielt
wird, die eine zusätzliche Verstärkung und eine verminderte Emp
findlichkeit gegenüber Veränderungen der Lastimpedanz herbeiführt.
Bei jeder der geschilderten Ausführungsformen ist eine Temperatur
kompensation des Rückkopplungsnetzwerkes vorgesehen, die dadurch
erzielt wird, daß ein als Diode geschalteter Transistor, der einen
negativen Temperaturkoeffizienten aufweist, mit Rückkopplungs-Tei
lerwiderständen in Reihe geschaltet ist. Der Strom wird durch
einen Ausgangspuffer durch dieses Rückkopplungs-Teilernetzwerk
getrieben.
Bei allen vorstehend allgemein beschriebenen Ausführungsformen der
verbesserten band-gap-Spannungsreferenzschaltung gelangt eine
Stromquelle zur Anwendung. Eine Ausführung der Stromquelle benutzt
eine Stromspiegelung, die dadurch erreicht wird, daß die Emitter-
Basis-Spannung, die durch Treiben des Beaufschlagungsstromes durch
einen ersten, als Diode geschalteten Transistor erzeugt wird, an
den Basis-Emitter-Übergang eines angepaßten zweiten Transistors
angelegt wird.
Gemäß einer besonderen Ausführungsform kann die Stromspiegelung
besonders vorteilhaft gestaltet werden, indem ein dritter Transi
stor, ein Puffertransistor in Basisschaltung, an einen der emit
tergekoppelten Transistoren eines Stromspiegels unter Bildung
einer negativen Rückkopplungsschleife angeschlossen wird, so daß
eine verbesserte Konstanz des Stromspiegelungsverhältnisses und
eine verbesserte Ausgangsimpedanz erzielt werden. Diese
band-gap-Spannungsreferenzschaltung beinhaltet somit das Merkmal eines
"Wilson-Spiegels" in Verbindung mit den anderen Merkmalen der
Schaltung, um die oben beschriebenen Verbesserungen für die
band-gap-Spannungsreferenzschaltung herbeizuführen.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird die
band-gap-Spannungsreferenzschaltung weiter dadurch verbessert, daß ein
"Gegenkopplungs-Widerstand" in Serie mit dem Emitter eines jeden
Transistors eines Transistorpaares, bei dem die Basis-Emitteranpas
sung kritisch ist, eingefügt wird.
Die verschiedenen bevorzugten Ausführungsformen werden nachstehend
anhand der Zeichnung noch näher erläutert.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1 wird die grundlegende Arbeitsweise der
erfindungsgemäßen "band-gap-Spannungsreferenzschaltung beschrie
ben. Eine Spannungsquelle oder "band-gap"-Referenz VBG27, die der
Differenz in "band-gap"-Spannung zwischen zwei Transistoren äqui
valent ist (die in dieser Fig. nicht gezeigt sind, aber den Tran
sistoren Q₁ und Q₂ der Fig. 3 entsprechen), die mit unterschiedli
chen Emitterstromdichten betrieben werden, ist mit einem Opera
tionsverstärker 26 in Reihe geschaltet, der einen Differenzstrom-Ein
gang, einen Einzelstrom-Ausgang und eine hohe Verstärkung auf
weist. Der Operationsverstärker 26 erzeugt einen
Spannungsausgang 30, der aufgrund eines sehr hohen Spannungs
verstärkungsverhältnisses zu der positiven Differenz zwischen
Spannungen proportional ist, die zwischen Klemme 29
des nicht-invertierenden (positiven) Eingangs und Klemme 28
des invertierenden (negativen) Eingangs angelegt sind.
Im Idealfalle ist der Ausgang nur von der Differenzspannung
zwischen den Klemmen 29 und 28 ohne Rücksicht auf die
Spannung von diesen Klemmen zu irgendeiner anderen Bezugs
spannung abhängig.
Der Spannungsausgang 30 wird zu dem Knotenpunkt der Ver
bindungsstelle der "band-gap"-Referenz 27 und einem ersten
Ende eines Widerstandes R₁ "rückgekoppelt". Ein zweites
Ende des Widerstandes R₁ ist mit der Eingangsklemme 29
des Verstärkers 26 und sowohl mit der Basisklemme als auch
mit der Kollektorklemme eines Transistors Q₁₀ mit Basis
kollektor-Kopplung verbunden. Der Emitter des Transistors
Q₁₀ ist an ein erstes Ende eines Widerstandes R₂ ange
schlossen, von dem ein zweites Ende an Referenzmasse liegt.
In Fig. 1 ist eine "negative"Rückkopplungsschleife zu sehen,
die einen Gleichgewichtszustand herbeizuführen trachtet, in
dem die Spannung zwischen den Eingangsklemmen 28 und 29 im
wesentlichen auf den Wert 0 gezwungen worden ist. In solch
einem Gleichgewicht muß die Spannung am Widerstand R₁ not
wendig der Spannung an der band-gap-Referenz 27 oder einem
Wert VBG gleichen. Da ein idealer Operationsverstärker
keinen Eingangsstrom verbraucht, muß dann der Strom durch
R₁ gleich sein VBG/R₁, und dieser Strom muß durch Q₁₀
und R₂ zur Masse fließen. Unter der Annahme eines standardi
sierten Spannungsabfalls von VBE am Basis-Emitter-Übergang
von Q₁₀ stellt sich der Gleichgewichtszustand ein,
wenn der Ausgang 30 eine Spannung V₀ erreicht, die gleich
ist der Summe der Spannungsabfälle an R₂, Q₁₀ und R₁,
oder gleich ist VBG+VBE+(VBG/R₁)R₂. Es ist somit ersichtlich,
daß V₀ lediglich von dem präzisen VBG, von dem Präzisions
verhältnis R₂/R₁ und von VBE abhängt. Durch die Widerstände
R₁ und R₂ wird vom Verstärker 26 (sh. Fig. 1) ein solcher
Strom getrieben, daß die Temperaturcharakteristik von VBE
des Transistors Q₁₀ aufgehoben wird. Die Aufhebungsspannung
an den Widerständen R₁ und R₂ wird durch das Verhältnis von
R₂ zu R₁ festgelegt. Die Summe der Spannungen an dem Wider
stand R₁, dem Transistor Q₁₀ und dem Widerstand R₂ erzeugt
eine stabile Ausgangsspannung V₀.
Die Fig. 2 zeigt ein funktionelles Blockschaltbild, das das
in Fig. 1 umrissene Prinzip zu erfüllen vermag. Der
band-gap-Referenzverstärker 20 hat Eingangscharakteristiken, die
die Funktionen der band-gap-Referenzspannungsquellen VBG27
und der Eingänge 28 und 29 der Fig. 1 annähern und kombi
nieren, derart, daß das Gesamtgleichgewicht erreicht wird,
wenn die Spannung VBG27 zwischen die Eingänge 103 und 105
(wie in Fig. 1 und 2 dargestellt) eingeprägt wird.
Von einer Konstantstrom-Senke 25 wird aus dem Verstärker 20
ein konstanter Gesamtstrom gezogen, so daß die Summe der
Ströme, die in den Differenzausgängen 101 und 112 fließen,
gleich ist dem konstanten Senkenstrom, der durch die
Leitung 106 des Verstärkers 20 fließt.
Die Differenz in den Strömen, die in den Differenzausgängen
101 und 112 fließen, wird durch den Differenzstrom/Einzel
strom-Konverter/Verstärker 21 in einen verstärkten Einzel
strom umgewandelt, der in den Knotenpunkt 102 fließt.
Die Konstantstromquelle 22 liefert einen temperaturunabhängi
gen Arbeitsstrom an den Konverter/Verstärker 21. Netto-Än
derungen im Ausgang des Konverter/Verstärkers 21 werden durch
einen Ausgangspuffer 23 gepuffert, und der resultierende Aus
gang des Ausgangspuffers 23 auf der Ausgangsleitung 117
treibt die nicht dargestellte Ausgangslast. Die Konstant
stromquelle 22 und die Konstantstromsenke 25 aus Fig. 2
sind in Fig. 1 nicht besonders dargestellt, da sie als
Teil des in Fig. 1 dargestellten Verstärkers 26 vorhanden
sein würden. Ebenso sind der Konverter/Verstärker 21 und
der Ausgangspuffer 23 als Teil des in Fig. 1 zu sehenden
Verstärkers 26 vorhanden. Das Rückkopplungsnetzwerk 24,
das in Fig. 2 als mittels der Eingänge 103 und 105 an den
band-gap-Differenzverstärker 20 angeschlossen dargestellt
ist, ist dem Rückkopplungsnetzwerk äquivalent, das die
Rückkopplungsschleife in Fig. 1 vom Ausgang 30 des Ver
stärkers 26 aufweist, und enthält die Widerstände R₁ und
R₂ und den dazwischenliegenden, Basis-Kollektor-gekoppelten
(als Dioden geschalteten) Transistor Q₁₀.
Die Spannung an der Last (die nicht dargestellt ist, jedoch
zwischen dem Ausgang 117 und Masse liegen würde) wird mittels
des Rückkopplungsnetzwerkes 24, dessen Ausgänge die Eingänge
103 und 105 des Differenzverstärkers treiben, in einem präzisen
Verhältnis vermindert sowie temperaturkompensiert. Ein alleini
ger, temperaturkompensierter Beaufschlagungsstrom strömt durch
die Leitung 118, um das Stromniveau der Stromsenke 25 einzu
stellen, und durch die Leitung 122, um das Stromniveau der
Stromquelle 22 einzustellen. Die durch das Rückkopplungs
netzwerk erzielte negative Rückkopplung arbeitet in einer
Weise, die mit der in Fig. 1 beschriebenen vergleichbar ist,
indem am Ausgang 117 (sh. Fig. 2) ein Gleichgewicht erreicht
wird, bei dem die durch das Rückkopplungsnetzwerk 24 zwischen
die Eingangsklemmen 103 und 105 eingeprägte Spannung gleich
ist der präzisen "band-gap"-Referenzspannung VBG27 (sh. Fig. 1),
und die Ausgangsspannung am Ausgang 117 ist somit präzise
definiert und im wesentlichen temperaturunabhängig.
Fig. 3 zeigt ein Schaltbild einer Ausführung
der Erfindung gemäß Fig. 2, wobei strich-punktierte Linien
Kästchen definieren, welche die Grenze von Elementen
innerhalb der jeweiligen, in Fig. 2 gezeigten Blöcke fest
legen. Der "band-gap"-Differenzverstärker 22 besteht aus
Transistoren Q₁ und Q₂, deren Emitter 104 und 104A gekoppelt
und mit dem Ausgang 106 der Stromsenke 25 verbunden sind, der
der Kollektor des Transistors Q₁₂ ist. Der Kollektor des
Transistors Q₁ ist am Knotenpunkt 101A mit dem Kollektor
109 des Transistors Q₄ und mit der Basis 113 des Transistors
Q₅ verbunden. Der Kollektor 115 des Transistors Q₅ liegt an
Masse. Der Kollektor des Transistors Q₂ ist mit dem Kollektor
112 und mit der Basis 111 des Transistors Q₃ und mit der
Basis 108 des Transistors Q₄ verbunden. Der Emitter 114
des Transistors Q₅, der Emitter des Transistors Q₄ und
der Emitter 110 des Transistors Q₃ sind an den Knotenpunkt
102 (sh. Fig. 2) angeschlossen. Der Knotenpunkt 102 ist
auch an den Ausgang der Stromquelle 22 angeschlossen,
welcher der Leitungszug von dem Kollektor des Transistors Q₆
ist, und ferner mit der Basis des ersten Puffertransistors Q₈
im Ausgangspuffer 23 verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₈
ist mittels des Steuereingangs 122 mit der Stromquelle 22 ver
bunden. Die Eingangsleitung 122 ist an die Basis und an den
Kollektor des Basis-Kollektor-gekoppelten oder als Dioden
geschalteten Transistors Q₇ und an die Basis des Transistors Q₆
angeschlossen. Die Transistoren Q₆ und Q₇ sind in der in
Fig. 3 gezeigten Weise miteinander verbunden, um die Funktion
der in Fig. 2 als Block und in Fig. 3 strich-punktiert darge
stellten Konstantstromquelle 22 zu erfüllen. Die Emitter der
Transistoren Q₆ und Q₇ sind miteinander gekoppelt und beide
mit der Klemme 116 verbunden, an der die Versorgungsrohspan
nung anliegt.
Der Emitter des ersten Puffertransistors Q₈ ist innerhalb des
Ausgangspuffer-Kästchens 23 mittels der Leitung 118 mit der
Basis des zweiten Puffertransistors Q₉ innerhalb des Aus
gangspuffer-Kästchens 23 verbunden und an ein erstes Ende
eines Widerstandes R₃ angeschlossen, der sich innerhalb
der Konstantstromsenke 25 befindet. Ein zweites Ende von
R₃ ist mit dem Knotenpunkt 120 verbunden, der an den Kollektor
und die Basis des Basis-Kollektor-gekoppelten oder als Diode
geschalteten Transistors Q₁₁ sowie an die Basis des Transi
stors Q₁₂ angeschlossen ist. Die Transistoren Q₁₁ und Q₁₂
sind in der gezeigten Weise miteinander verbunden, um die
Konstantstromsenke 25 zu bilden.
Der Kollektor des zweiten Puffertransistors Q₉ ist mittels
der Leitung 200 (sh. Fig. 3 und 2) an die Klemme 116 der
positiven Versorgungsrohspannung angeschlossen. Der Emitter
des zweiten Puffertransistors Q₉ ist mit dem Ausgang 117,
der Basis 103 des im band-gap Differenzverstärker-Käst
chen 20 angeordneten Transistors Q₁ und mit einem ersten
Ende des Widerstandes R₁ verbunden. Ein anderes Ende des
Widerstandes R₁ ist an die Basis des Transistors Q₂ mittels
der Leitung 105 und sowohl an den Kollektor als auch an die
Basis des Basis-Kollektor-gekoppelten Transistors Q₁₀ ange
schlossen, der einen Teil des Rückkopplungsnetzwerkes 24
bildet. Der Emitter 121 des Transistors Q₁₀ ist mit einem
ersten Ende des Widerstandes R₂ verbunden. Ein zweites Ende
des Widerstandes R₂ ist an Masse angeschlossen. Ebenfalls
an Masse liegen die Emitter der Transistoren Q₁₂ und Q₁₁,
welche die Konstantstromsenke 25 bilden.
Die Schaltung gemäß Fig. 3 arbeitet folgendermaßen:
Bei einer bevorzugten Ausführungsform hat der Emitter 104 des im band-gap-Differenzverstärker 20 angeordneten Transi stor Q₁ die Fläche x, und der Emitter 104a des Transistors Q₂ ist N mal größer, d. h. er hat eine Fläche N·(x). Der Kollektor des Transistors Q₁₂ liefert einen konstanten Gesamtstrom zu den zusammengeschalteten Emittern 104 und 104a der Transistoren Q₁ bzw. Q₂, und im Gleichgewichtszustand fließt die Hälfte des Stromes in jeden der Emitter. Da das Emitterflächenver hältnis zwischen dem Emitter 104A des Transistors Q₁ und dem Emitter 104 des Transistors Q₁ N ist, wird unter dieser Gleichgewichtsbedingung im Emitter 104 des Transistors Q₁ eine Stromdichte erzeugt, die N mal größer ist als die Stromdichte im Emitter 104A des Transistors Q₂. Somit ist die Differenz in der band-gap-Spannung an den Emitter-Basis-Über gängen der Transistoren Q₁ und Q₂ präzise definiert von einem gegebenen Gesamtstrom her, der aus dem Kollektor des Transistors Q₁₂ fließt. Bei dieser bevorzugten Aus führungsform, bei der gleiche Ströme durch ungleiche Emitter flächen getrieben werden, sind die Gleichgewichts-Kollektor ströme der Transistoren Q₁ und Q₂ untereinander gleich. Der Kollektorstrom aus dem Transistor Q₂ wird durch den Emitter- Basis-Übergang des als Dioden geschalteten Transistors Q₃ ge trieben, wodurch ein vorhersagbarer Emitter-Basis-Spannungs abfall erzeugt wird, der, wenn er dem Emitter-Basis-Übergang des Transistors Q₄ aufgeprägt wird, einen gleich großen Strom von entgegengesetzter Polarität veranlaßt, in den Kollektor 109 des Transistors Q₄ zu fließen. Das Gleichgewicht ist hergestellt - vernachlässigt man den verhältnismäßig kleinen Basisstrom des Transistors Q₅, wenn der "gespiegelte" Strom aus dem Kollektor 109 des Transistors Q₄ gleich ist dem Kollektorstrom des Transistors Q₁.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform hat der Emitter 104 des im band-gap-Differenzverstärker 20 angeordneten Transi stor Q₁ die Fläche x, und der Emitter 104a des Transistors Q₂ ist N mal größer, d. h. er hat eine Fläche N·(x). Der Kollektor des Transistors Q₁₂ liefert einen konstanten Gesamtstrom zu den zusammengeschalteten Emittern 104 und 104a der Transistoren Q₁ bzw. Q₂, und im Gleichgewichtszustand fließt die Hälfte des Stromes in jeden der Emitter. Da das Emitterflächenver hältnis zwischen dem Emitter 104A des Transistors Q₁ und dem Emitter 104 des Transistors Q₁ N ist, wird unter dieser Gleichgewichtsbedingung im Emitter 104 des Transistors Q₁ eine Stromdichte erzeugt, die N mal größer ist als die Stromdichte im Emitter 104A des Transistors Q₂. Somit ist die Differenz in der band-gap-Spannung an den Emitter-Basis-Über gängen der Transistoren Q₁ und Q₂ präzise definiert von einem gegebenen Gesamtstrom her, der aus dem Kollektor des Transistors Q₁₂ fließt. Bei dieser bevorzugten Aus führungsform, bei der gleiche Ströme durch ungleiche Emitter flächen getrieben werden, sind die Gleichgewichts-Kollektor ströme der Transistoren Q₁ und Q₂ untereinander gleich. Der Kollektorstrom aus dem Transistor Q₂ wird durch den Emitter- Basis-Übergang des als Dioden geschalteten Transistors Q₃ ge trieben, wodurch ein vorhersagbarer Emitter-Basis-Spannungs abfall erzeugt wird, der, wenn er dem Emitter-Basis-Übergang des Transistors Q₄ aufgeprägt wird, einen gleich großen Strom von entgegengesetzter Polarität veranlaßt, in den Kollektor 109 des Transistors Q₄ zu fließen. Das Gleichgewicht ist hergestellt - vernachlässigt man den verhältnismäßig kleinen Basisstrom des Transistors Q₅, wenn der "gespiegelte" Strom aus dem Kollektor 109 des Transistors Q₄ gleich ist dem Kollektorstrom des Transistors Q₁.
Der Transistor Q₅ verstärkt die Stromveränderungen, die am
Knotenpunkt 101A auftreten, und überlagert den verstärkten
Strom den summierten Emitterströmen der Transistoren Q₄ und
Q₃ am Knotenpunkt 102. Wegen des effektiven, positiv rück
koppelnden Anschlusses des Transistors Q₅, tritt am Knoten
punkt 101A eine sehr hohe Impedanz auf, und die effektive
Differenzstrom/Einzelstrom-Verstärkung zwischen den Diffe
renzverstärkereingängen 103 und 105, und dem Knotenpunkt 102
ist hoch.
Die Basis des ersten Puffertransistors Q₈ in Kollektorschal
tung bietet dem Knotenpunkt 102 eine hohe Impedanz, wo
durch die Differenzstrom/Einzelstrom-Verstärkung hoch bleibt
und relativ unabhängig von der an den Emitter des zweiten
Puffertransistors Q₉ angeschlossenen Lastimpedanz sein kann.
Die Ausgangsspannung V₀ am Ausgang 117 wird durch das nega
tive Rückkopplungsnetzwerk 24, wie vorstehend beschrieben,
an die Differenzeingänge 103 und 105 gelegt, wodurch es
zu dem gewünschten Rückkopplungsgleichgewicht kommt und
eine maßstäbliche, temperaturkompensierte Nachbildung der
präzisen band-gap-Referenz als Ausgang V₀ erzeugt wird.
Da die präzise Spannungsreferenz V₀ am Ausgang 117 bei
Gleichgewicht oder im Gleichgewichtszustand erscheint, ist
die Spannung an der Leitung 118 um VBE größer als V₀ und
hat einen Temperaturkoeffizienten, der sich wie VBE ändert.
Die VBE-Charakteristiken und der Temperaturkoeffizient des
Transistors Q₁₁ ziehen diejenigen des Transistors Q₉, und die
dem Widerstand R₃ aufgeprägte Spannung ist, unabhängig von
der Temperatur, konstant und durch die präzise Spannung V₀
festgelegt. R₃ ist ein Widerstand mit geringem Temperatur
koeffizienten. Demzufolge ist der Strom I2 präzise definiert
und entsprechend temperaturunabhängig.
Der durch die Leitung 118 fließende Strom I₂ steuert den
Strom im Kollektor des Transistors Q₁₂ mittels des gleichen
"Stromspiegelungs"-Mechanismus, der vorher für die Transi
storen Q₆ und Q₇ beschrieben wurde, mit der Ausnahme, daß
der Emitter des Transistors Q₁₁ die doppelte Fläche wie
der Emitter des Transistors Q₁₂ erhalten hat. Der Senken
strom des Kollektors des Transistors Q₁₂ ist somit gleich I₂/2.
Vernachlässigt man die kleinen Basisströme in den Tran
sistoren Q₈ und Q₉, so fließt der gesamte Strom I₂ als
Kollektorstrom in den Transistor Q₈ und wird durch den
Strom aus der Stromquelle 22 (Transistor Q₆) in den Knoten
punkt 102 gespiegelt. Da der Senkenstrom, der durch den
Differenzverstärker und durch die Emitter 107 und 110
der Transistoren Q₄ bzw. Q₃ fließt, I₂/2 ist, ist am
Knotenpunkt 102 ein Stromüberschuß von I₂/2 vorhanden,
der daher durch den Emitter 114 des Transistors Q₅ zu
Masse fließt,und zwar durch den Kollektor 115 des Transi
stors Q₅. Die Beaufschlagungsanordnung gemäß Fig. 3, 4 und
5 zeigt keine Initial-Einschalteinrichtung, durch die si
chergestellt werden kann, daß die Transistoren Q₆, Q₇ und
Q₈ anfänglich leiten, wenn der Energieversorgungsklemme 116
erstmals Energie zugeführt wird. Abhängig von der IC-Techno
logie, die zur Herstellung der Erfindung zur Anwendung ge
langt, kann ein sehr kleiner Eigenleckstrom im Kollektor
des Transistor Q₆ oder im Kollektor des Transistors Q₈ aus
reichen, um das "Einschalten" zu gewährleisten. Ein posi
tives oder zuverlässigeres Einschalten kann jedoch dadurch
erzielt oder begünstigt werden, daß ein künstlicher Leck
strom beispielsweise durch Verwendung eines großen, in
seinem Wert nicht kritischen Widerstandes oder eines ande
ren im Stande der Technik allgemein bekannten Mittels er
zeugt wird, der entweder von dem Kollektor des Transistors Q₆
zu der Stromversorgungsquelle 116 oder vom Kollektor des
Transistors Q₈ zu Masse geleitet wird. Es stellt somit eine
einzige, auf den Widerstand R₃ und der Spannung V₀ beruhende
Beaufschlagungsschaltung alle Arbeitsströme ein, bis auf
denjenigen, der in dem zweiten Ausgangspuffertransistor,
Q₉, fließt, wenn der Ausgangsstrom sich mit der an den
Ausgang 117 angeschlossenen Last ändert. Die präzise Tempe
raturabhängigkeit der internen Beaufschlagungsströme ver
bessert die Gesamt-Temperaturstabilität und den gesamten
Schaltungsenergieverbrauch der Präzisions-band-gap-Spannungs
referenz.
Bei einer zweiten alternativen Ausführung sind die Emitter
flächen der Transistoren Q₁ und Q₂ gleich groß, aber die
Emitterflächen der Transistoren Q₃ und Q₄ sind in einem
Verhältnis N ungleich. Bei dieser zweiten Ausführung stellt
sich das Stromgleichgewicht am Knotenpunkt 101A ein, wenn
die Kollektorströme und damit die Emitterströme der Transi
storen Q₁ und Q₂ durch die Rückkopplungsschleife gezwun
gen werden, in einem Verhältnis N ungleich zu sein. Damit
wird bei der zweiten Ausführung das gleiche Gesamtverhält
nis 1:N der Emitterstromdichte erzielt, wie bei der ersten
Ausführung.
Bei einer weiteren, dritten Ausführung ist die bisher in
Verbindung mit Fig. 3 beschriebene Stromquelle 22 mit zwei
Transistoren (Q₆ und Q₇) durch eine Schaltungsanordnung
von "Wilson Spiegel"-Typ mit drei Transistoren, die in
Fig. 4 dargestellt ist, ersetzt. Die Transistoren Q₁₈ und
Q₁₇ bilden einen Verstärker mit negativer Rückkopplung,
bei dem sich der Gleichgewichtszustand einstellte wenn der
Kollektorstrom des Transistors Q₁₇ so groß ist wieder
Strom, der in den Knotenpunkt 122A getrieben wird, der
an die Leitung 122 (sh. Fig. 3) zwischen der Konstant
stromquelle 22 und dem Ausgangspuffer 23 angeschlossen ist,
und zwar abzüglich des vernachlässigbaren Basisstromes des
Transistors Q₁₈. Die Basis-Emitter-Übergänge der Transisto
ren Q₁₆ und Q₁₇ sind angepaßt, so daß die Emitter-Basis-
Spannung, die dem Transistor Q₁₇ im Gleichgewichtszustand
durch die Rückkopplungsschleife aufgeprägt wird, und die
gerade ausreicht, einen Kollektorstrom zu erzeugen, der
so groß ist wie derjenige, der in den Knotenpunkt 122A
getrieben wird, und diesem entgegengerichtet ist, in dem
Transistor Q₁₆ einen identischen Kollektorstrom hervor
ruft, der zu dem Knotenpunkt 102 herausfließt, der dem
in Fig. 3 gezeigten entspricht. Die Genauigkeit der Strom
reflexion oder -spiegelung und die Ausgangsimpedanz der
Schaltungskonfiguration gemäß Fig. 4 vom "Wilson Spiegel"-Typ
ergeben eine Verbesserung um etwa einen der Stromver
stärkung des Transistors Q₁₈ entsprechenden Faktor gegen
über dem Aufbau der Konstantquelle oder Schaltung, die
in Fig. 3 mit 22 bezeichnet ist.
Bei monolithisch integrierten Schaltungen ist die Anpassung
zwischen den Emittern der Transistoren Q₆ und Q₇, der Tran
sistoren Q₁₂ und Q₁₁ und den Transistoren Q₄ und Q₃ hervor
ragend. Diese Emitteranpassung kann aber gemäß noch einer
anderen Ausführung der Schalterkonfiguration nach Fig. 3,
sogar noch weiter verbessert werden, bei der "Gegenkopplungs"-Wi
derstände (Emitter-Widerstände) R₄, R₅, R₈, R₉, R₆ und
R₇ jeweils mit den Emittern der Transistoren Q₆, Q₇, Q₁₂,
Q₁₁, Q₄ und Q₃ in Serie geschaltet sind, wie dies in Fig. 5
dargestellt ist.
Die Erfindung wurde zwar unter Bezugnahme auf die bevor
zugten Ausführungsformen im besonderen gezeigt und beschrie
ben, doch versteht es sich für den Fachmann, daß die vorge
nannten und weitere Änderungen hinsichtlich Form und Ein
zelheiten vorgenommen werden können, ohne den Erfindungs
gedanken zu verlassen oder den Umfang der Erfindung zu
überschreiten.
So wurden z. B. bei den dargestellten Ausführungsbeispielen
npn- und pnp-Transistoreinrichtungen in der gezeigten Weise
verwendet, doch können diese Einrichtungen umgekehrt werden,
d. h. pnp-Einrichtungen für npn-Einrichtungen und umgekehrt
eingesetzt werden, um die gleiche Schaltungsfunktion zu er
zielen, doch würde dies zu einer negativen Ausgangsspannung
führen und eine negative Energieversorgungsspannung erfordern.
Die in den Fig. 3, 4 und 5 wiedergegebenen Schaltungsanord
nungen benutzen einen konstanten Versorgungsstrom, doch
ist es auch möglich, die offenbarte band-gap-Spannungsrefe
renzschaltung unter Verwendung eines variablen Versorgungs
stromes effektiv zu betreiben, wenngleich das Leistungs- oder
Funktionsniveau etwas geringer sein kann. Es könnten
somit unabhängig von der Verwendung konstanter oder variabler
Stromquellen wesentliche Leistungs- oder Funktionsverbesserun
gen durch die Benutzung des Differenzstrom/Einzelstrom-Kon
verters von hoher Verstärkung erreicht werden.
Claims (21)
1. Band-gap-Spannungsreferenzschaltung mit einem
band-gap-Differenzverstärker (20), der zwei untereinander emitter
gekoppelte, bipolare band-gap-Transistoren (Q1, Q2) auf
weist, die mit unterschiedlichen Emitterstromdichten
betrieben werden, mit einer Einrichtung (21), die die
Differenz der Ausgangsströme des Differenzverstärkers
(20) in einen Einzelstrom umwandelt und verstärkt, mit
einer Puffereinrichtung (23) zum Puffern des Einzelstro
mes für die Beaufschlagung der Ausgangslast (an Klemme
117) der Spannungsreferenzschaltung und mit einem Rück
kopplungsnetzwerk (24) zum Erzeugen einer von der Aus
gangsspannung (V₀) der Spannungsreferenzschaltung abgelei
teten Differenzspannung und zum Anlegen derselben an die
Basisanschlüsse der band-gap-Transistoren (Q1, Q2) des
Differenzverstärkers (20), gekennzeichnet durch eine
Einrichtung (Q9, R3, Q11) zum Erzeugen eines temperatur
unabhängigen konstanten Steuerstroms (I₂) mittels des
BE-Übergangs eines von der Umwandlungseinrichtung (21) her
basisseitig gesteuerten, in der Puffereinrichtung (23)
vorgesehenen Puffertransistors (Q9), der an seinem Emit
ter die geregelte Ausgangsspannung (V₀) liefert, eines an
die Basis des Puffertransistors (Q9) mit einem Ende ange
schlossenen Widerstandes (R3) und mittels des BE-Über
gangs eines mit Basis und Kollektor an das andere Ende
des Widerstandes (R3) und emitterseitig an Referenzmasse
geschalteten weiteren Transistors (Q11), und durch eine
von dem Steuerstrom (I₂) gesteuerte Beaufschlagungsein
richtung (22, 25) mit einem als Stromsenke (25) wirkenden,
aus dem weiteren Transistor (Q11) und einem dritten Tran
sistor (Q12) gebildeten ersten Stromspiegel (Q11, Q12)
der über den dritten Transistor (Q12) den Gesamtstrom aus
dem Differenzverstärker (20) abzieht, sowie mit einem
eine Stromquelle bildenden zweiten Stromspiegel (Q6, Q7)
mit einem vierten (Q7) und einem fünften (Q6) Transistor,
wobei durch den vierten, als Diode geschalteten Transi
stor (Q7) der Steuerstrom (I₂) geleitet ist und der fünfte
Transistor (Q6) die Umwandlungseinrichtung (21) mit einem
temperaturunabhängigen Speisestrom versorgt, wobei der
Strom, den der erste Stromspiegel (Q11, Q12) aus dem
Differenzverstärker (20) abzieht, halb so groß ist wie
der Speisestrom für die Umwandlungseinrichtung (21).
2. Spannungsreferenzschaltung gemäß Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die beiden, den ersten Stromspiegel
bildenden Transistoren (Q11, Q12) sind, deren Basen mit
einander verbunden sind, wobei ein Transistor (Q12) des
Paares einen an den Differenzverstärker angeschlossenen
Kollektor zum Abziehen des Gesamtstromes aus diesem auf
weist.
3. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 2, dadurch ge
kennzeichnet, daß bei dem anderen Transistor (Q11) des
Paares (Q11, Q12) die Basis und der Kollektor miteinander
verbunden sind und die Emitterfläche dieses Transistors
ein festes Vielfaches der Emitterfläche des einen Transi
stors (Q12) des Paares (Q11, Q12) beträgt.
4. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 3, dadurch ge
kennzeichnet, daß die Emitterfläche des anderen Transi
stors (Q11) des Paares (Q11, Q12) doppelt so groß ist, wie
die Emitterfläche des einen Transistors (Q12) des Paares
(Q11, Q12).
5. Spannungsreferenzschaltung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung
zum Erzeugen des Steuerstromes (I₂) zwei Transistoren (Q9, Q11)
und einen mit diesen gekoppelten - dritten -
Widerstand (R₂) aufweist, der zusammen mit diesen Transi
storen (Q9, Q11) eine an ihm abfallende Spannung schafft,
die so groß ist wie die von der Spannungsreferenzschal
tung erzeugte Ausgangsspannung (V₀).
6. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 5, dadurch ge
kennzeichnet, daß der eine Transistor (Q9) der Einrich
tung für den Steuerstrom (I₂), der gleichzeitig den Aus
gangspuffertransistor der Puffereinrichtung (23) bildet,
einen Basis-Emitter-Temperaturkoeffizienten hat, der dem
Temperaturkoeffizienten eines (Q11) der beiden, mit ihm
über den dritten Widerstand (R3) verbundenen Transistoren
der ersten Stromsenke (Q11, Q12) folgt.
7. Spannungsreferenzschaltung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet daß der zweite Strom
spiegel (Q3, Q4) eine die entgegengesetzte Polarität auf
weisenden Nachbildung eines von dem Differenzverstärker
(20) erzeugten Ausgangsstromes spiegelt und die Umwand
lungseinrichtung (21) ausgerüstet ist mit einem ersten
Stromsummierungsknotenpunkt (101A), der an den Differenz
verstärker (20) und die Nachbildung des Ausgangsstromes
aus diesem angeschlossen ist, wobei der erste Stromsum
mierungsknotenpunkt (101A) auch an den Kollektor des
zweiten Transistors (Q2) des Differenzverstärkers (20)
angeschlossen ist, einem an den zweiten Stromspiegel
(Q3, Q4) angeschlossenen dritten Transistor (Q5), der mit
dem ersten Stromsummierungsknotenpunkt (101A) verbunden
ist, einem zweiten Stromsummierungsknotenpunkt (102), an
den der Emitter des dritten Transistors (Q5) angeschlos
sen ist und der auch mit dem zweiten Stromspiegel (Q3, Q4)
verbunden ist, so daß der gesamte Gleichtakt-Kollektor
ausgangsstrom des ersten (Q1) und des zweiten (Q2) Tran
sistors des Differenzverstärkers (20) durch den zweiten
Stromsummierungsknotenpunkt (102) fließt, und wobei der
dritte Transistor (Q5) eine wesentliche Stromverstärkung
vom ersten Knotenpunkt (101A) zum zweiten Knotenpunkt
(102) schafft, und daß die Beaufschlagungseinrichtung
(22, 25) auch an den zweiten Stromsummierungsknotenpunkt
(102) angeschlossen ist und den von dem dritten Transi
stor (Q5) und dem zweiten Stromspiegel (Q3, Q4) verlangten
Gesamtstrom als konstanten und temperaturunabhängigen
Strom liefert.
8. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 7, dadurch ge
kennzeichnet, daß die Beaufschlagungseinrichtung (22, 25)
eine Stromquelle (22) aufweist, an die die Einrichtung
(Q9, R3, Q11) zum Erzeugen des Steuerstromes (I₂), die Senke
(25) und die Umwandlungseinrichtung (21) so angeschlossen
sind, daß die beiden ersteren einander hinsichtlich der
Stromwerte folgen und die letztere mit einem konstanten
temperaturunabhängigen Strom (I₂) gespeist wird.
9. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 8, dadurch ge
kennzeichnet, daß die Stromquelle (22) einen - dritten -
Stromspiegel (Q6, Q7) aufweist.
10. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 9, dadurch ge
kennzeichnet, daß der dritte Stromspiegel als
Wilson-Stromspiegelschaltung (Q16, Q17, Q18) ausgeführt ist.
11. Spannungsreferenzschaltung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung
(Q9, R3, Q11) zum Schaffen des Steuerstromes (I₂) versehen
ist mit einer an die Umwandlungseinrichtung (21) ange
schlossenen Einrichtung (Q9) zum Schaffen einer Beauf
schlagungsspannung, die aus der Ausgangsspannung (V₀)
abgeleitet und gegen diese um einen Spannungsabfall an
der Puffereinrichtung (23) versetzt ist, und mit einem
Eingang zu der Senke (25), an den eine Einrichtung (Q11)
zum Schaffen einer Versatzspannung angeschlossen ist, die
zu dem Spannungsabfall an der Puffereinrichtung äquiva
lent ist, wobei der dritte Widerstand (R₃) zwischen die
Einrichtung (Q9) für die Beaufschlagungsspannung und den
Eingang zu der Senke (25) geschaltet ist.
12. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche 7 bis
11, gekennzeichnet durch an die Senke (25), die Umwand
lungseinrichtung (21) und die Stromquelle (22) ange
schlossene Gegenkopplungs-Widerstände (R4-R9) zum Verbes
sern der Anpassungscharakteristiken von diesen.
13. Spannungsreferenzschaltung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die unterschiedli
chen Emitterstromdichten in den Transistoren (Q1, Q2) des
Differenzverstärkers (20) durch unterschiedlich große
Emitterflächen dieser Transistoren und im Gleichgewicht
befindliche Kollektorausgangsströme von diesen erzielt
werden.
14. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis
12, dadurch gekennzeichnet, daß die unterschiedlichen
Emitterstromdichten in den Transistoren (Q1, Q2) des Dif
ferenzverstärkers (20) mit Emitterflächen dieser Transi
storen von gleicher Größe bei Beaufschlagung mit unter
schiedlichen Strömen erzielt werden.
15. Spannungsreferenzschaltung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Umwandlungs
einrichtung (21) eine hohe Verstärkung herbeiführt.
16. Spannungsreferenzschaltung nach einem der Ansprüche 7 bis
15, dadurch gekennzeichnet, daß an den zweiten Stromspie
gel (Q3, Q4) eine Stromverstärkungseinrichtung (Q5) ange
schlossen ist, die die algebraische Summe des von diesem
Stromspiegel geschaffenen Stromes und eines der beiden
Ausgangsdifferenzströme des Differenzverstärkers ver
stärkt, und daß eine Einrichtung zum Kombinieren und
Vermehren des Ausgangseinzelstromes der Stromverstär
kungseinrichtung (Q5) mit der Gesamtheit bzw. um die
Gesamtheit des Stromes, der in dem zweiten Stromspiegel
(Q3, Q4) fließt, vorgesehen ist.
17. Spannungsreferenzschaltung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste (Q1) und
der zweite (Q2) band-gap-Transistor des Differenzverstär
kers (20) npn-Transistoren sind, und daß die Umwand
lungseinrichtung (21) versehen ist mit einem dritten
pnp-Transistor (Q3), dessen Kollektor und dessen Basis mit
dem Kollektor des zweiten npn-Transistors (Q2) verbunden
sind, einem vierten pnp-Transistor (Q4), dessen Basis mit
dem Kollektor des zweiten npn-Transistors (Q2) und mit
der Basis und mit dem Kollektor des dritten pnp-Transi
stors (Q3) verbunden ist, dessen Kollektor mit dem Kol
lektor des ersten npn-Transistors (Q1) verbunden ist und
dessen Emitter mit dem Emitter des dritten pnp-Transi
stors (Q3) verbunden ist, und einem fünften pnp-Transi
stor (Q5), dessen Basis mit den Kollektoren des vierten
pnp-Transistors (Q4) und des ersten npn-Transistors (Q1)
verbunden ist, dessen Kollektor an Masse angeschlossen
ist und dessen Emitter mit den Emittern des dritten
pnp-Transistors (Q3) und des vierten pnp-Transistors (Q4)
verbunden ist.
18. Spannungsreferenzschaltung nach Anspruch 17, dadurch
gekennzeichnet, daß die Beaufschlagungseinrichtung
(22, 25) einen sechsten pnp-Transistor (Q6) aufweist,
dessen Kollektor mit den Emittern des dritten (Q3), vier
ten (Q4) und fünften (Q5) pnp-Transistors verbunden ist
und dessen Emitter an die positive Versorgungsklemme
(116) angeschlossen ist, und einen siebenten pnp-Transi
stor (Q7) besitzt, dessen Basis und dessen Kollektor mit
der Basis des sechsten pnp-Transistors (Q6) verbunden
sind und dessen Emitter mit dem Emitter des sechsten
pnp-Transistors (Q6) und mit einer positiven Versorgungsklem
me (116) verbunden ist, daß eine an den Ausgang der Um
wandlungseinrichtung (21) angeschlossene Puffereinrich
tung (23) zur Schaffung einer Lastimpedanz für diese
ausgestattet ist mit einem achten npn-Transistor (Q8),
dessen Kollektor mit dem Kollektor und der Basis des
siebenten pnp-Transistors (Q7) und mit der Basis des
sechsten pnp-Transistors (Q6) verbunden ist, dessen Basis
mit den Emittern des dritten (Q3) pnp-, vierten (Q4)
pnp- und fünften (Q5) pnp-Transistors und mit dem Kollektor
des sechsten pnp-Transistors (Q6) verbunden ist, und mit
einem neunten npn-Transistor (Q9) dessen Kollektor mit
der positiven Versorgungsklemme (116), dessen Basis mit
dem Emitter des achten npn-Transistors (Q8) und dessen
Emitter mit der Basis des ersten npn-band-gap-Transistors
(Q1) und mit einer Ausgangsklemme (117) verbunden ist,
daß ein an die Puffereinrichtung (23) angeschlossenes
Rückkopplungsnetzwerk (24) ausgerüstet ist mit einem
ersten Widerstand (R1), von dem ein erstes Ende mit dem
Emitter des neunten npn-Transistors (Q9), mit der Basis
des ersten band-gap-npn-Transistors (Q1) und mit der
Ausgangsklemme (117) verbunden ist und von dem ein zwei
tes Ende an die Basis des zweiten band-gap-npn-Transi
stors (Q2) angeschlossen ist, ferner mit einem zehnten
npn-Transistor (Q10), dessen Basis und dessen Kollektor
mit dem zweiten Ende des ersten Widerstandes (R1) und mit
der Basis des zweiten band-gap-npn-Transistors (Q2) ver
bunden sind, und mit einem zweiten Widerstand (R2), von
dem ein erstes Ende mit dem Emitter des zehnten npn-Tran
sistors (Q10) und ein zweites Ende mit Masse verbunden
ist, daß eine an die Stromverstärkungseinrichtung ange
schlossene, Strom aus der Differenzverstärkereinrichtung
(20) abziehende Stromsenke (25) ausgestattet ist mit
einem dritten Widerstand (R3) von dem ein erstes Ende an
den Emitter des achten npn-Transistors (Q8) der Puffer
einrichtung (23) und mit der Basis des neunten npn-Tran
sistors (Q9) der Puffereinrichtung (23) verbunden ist,
ferner mit einem elften npn-Transistor (Q11), dessen
Basis und dessen Kollektor mit einem zweiten Ende des
dritten Widerstandes (R3) verbunden sind und dessen Emit
ter an Masse angeschlossen ist, und mit einem zwölften
npn-Transistor (Q12), dessen Basis an die Basis und an
den Kollektor des elften npn-Transistors (Q11) und an das
zweite Ende des dritten Widerstandes (R3) angeschlossen
sind, dessen Emitter mit Masse verbunden ist und dessen
Kollektor mit den Emittern des ersten npn-band-gap-Tran
sistors (Q1) und des zweiten npn-band-gap-Transistors
(Q2) verbunden ist.
19. Spannungsreferenzschaltung gemäß Anspruch 18, dadurch
gekennzeichnet, daß der Emitter des ersten npn-band-gap-Tran
sistors (Q1) eine Fläche "x" hat und der Emitter des
zweiten npn-band-gap-Transistors (Q2) eine Fläche "N·(x)"
aufweist, wobei N ein von EINS verschiedener Wert ist,
und die Emitter des dritten pnp-Transistors (Q3) und des
vierten pnp-Transistors (Q4) untereinander gleiche Fläche
haben.
20. Spannungsreferenzschaltung gemäß Anspruch 18, dadurch
gekennzeichnet, daß die Emitter des ersten npn-band-gap-Tran
sistors (Q1) und des zweiten npn-band-gap-Transistors
(Q2) untereinander gleiche Flächen haben, daß der Emitter
des vierten pnp-Transistors (Q4) eine Fläche "y" hat und
der Emitter des fünften pnp-Transistors (Q5) eine unter
schiedliche Fläche "N·(y)" aufweist, wobei N ein von EINS
verschiedener Wert ist.
21. Spannungsreferenzschaltung nach einem der vorhergehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die npn-Transisto
ren durch pnp-Transistoren und die pnp-Transistoren durch
npn-Transistoren ersetzt sind.
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