DE3713821A1 - Trennverstaerker mit genauer zeitlage der ueber die isolationsbarriere gekoppelten signale - Google Patents

Description

Diese Anmeldung steht in Verbindung mit einer gleichzeitig eingereichten Anmeldung "Gehäuse für hybridintegrierte Schaltungen für Hochspannungs-Trennverstärker und Herstellungsverfahren" von Walter B. Meinel, die am gleichen Tag hiermit eingereicht wurde (unser Aktenzeichen 1A-5755).

Die Erfindung bezieht sich auf Trennverstärker und insbesondere auf Schaltungen und Techniken zur hoch genauen Kopplung der Zeitpunkte des Auftretens von Impulssignalen über die Isolationsbarrieren hinweg, insbesondere bei Isolationsbarrieren niedriger Kapazität. Sie dient der Erzeugung eines billigeren Trennverstärkers mit höherer Bandbreite und mit einer höheren Isolationsspannung von Eingang-zu-Ausgang, als sie bisher verfügbar war.

Trennverstärker wurden entwickelt für verschiedenste Anwendungsfälle, bei denen eine erheblich größere elektrische Isolation zwischen den Verstärkereingängen und -ausgängen verlangt wird, als sie für konventionelle "instrumentation amplifiers" (Elektrometer-Subtrahierer) und Differentialverstärker erhalten werden kann. Solche Trennverstärker werden weithin bei Anwendungen in dem Feld der medizinischen Elektronik sowie in industriellen und militärischen Anwendungen verwendet, bei denen es notwendig ist, daß nur eine minimale Kupplung von Gleichtaktsignalen von den Eingängen der Verstärker zu ihren Ausgängen existiert, z. B. bei Signalen von elektrostatischen Entladungen und elektromagnetischen Impulsen. Typischerweise wird in Trennverstärkern das originale, analoge Eingangssignal in einer Vielzahl von Verfahren moduliert, beispielsweise Amplitudenmodulation, Frequenzmodulation, Pulsdauermodulation, Tastverhältnismodulation und Phasenmodulation. Es ergaben sich beachtliche Schwierigkeiten für die Schaltungsentwickler, die versuchten, hohe Frequenz und geringe Verzerrungen bei niedrigem Preis und mit hoher Zuverlässigkeit zu erreichen. Dies hatte eine Vielzahl von Gründen, u. a. das Vorhandensein von Nichtlinearitäten und Temperaturabhängigkeit der "Isolationsbarriere" oder des dazwischen gelagerten Übertragungsmediums.

Ein Trennverstärker kann beispielsweise erforderlich sein, um ein Eingangswechselstromsignal mit einer Amplitude von nur einigen wenigen Millivolt zu verstärken, das einer großen Gleichtaktstoßspannung von 1500 bis 3500 V oder noch höher überlagert ist.

Die meisten bisherigen Trennverstärker benutzten magnetische Transformatoren oder optoelektronische Vorrichtungen als Isolationsbarrieren. Die Kosten von Trennverstärkern, welche optoelektronische oder magnetische Isolationsbarrieren benutzten, waren jedoch stets ziemlich hoch. Weiterhin ist die Bandbreite von Trennverstärkern, die optoelektronische oder magnetische Isolationsbarrieren einsetzen, geringer als wünschenswert. Der derzeitige Stand der Technik ist beispielsweise durch den optisch gekoppelten Trennverstärker Burr- Brown ISO 100 der Anmelderin gezeigt. Dieser weist eine Isolationsspannung von 750 V, eine Bandbreite von 60 kHz und einen Preis von etwa 30 US-Dollar auf.

Obwohl Hochleistungstrennverstärker in den letzten Jahren einen wachsenden Markt fanden, ist ihr Preis noch so hoch, daß die meisten Benutzer sich eigene Trennverstärkerschaltungen bauten. Es wurde nämlich im allgemeinen von den Benutzern angenommen, daß es weniger aufwendig ist, einen speziellen Trennverstärker herzustellen, der genau ihre Anforderungen erfüllt, als ein geeignetes, am Markt erhältliches Gerät "vom Regal" zu kaufen. Die Marktforschung der Anmelderin zeigt, daß, wenn Hochleistungstrennverstärker mit Isolationsspannungen von etwa 1500 V oder mehr und einer Bandbreite von mehr als 1 kHz ökonomisch hergestellt werden könnten, z. B. für weniger als etwa 10 bis 15 Dollar, ein großer Markt für solche Geräte existieren würde. Es war jedoch bis jetzt nicht möglich, einen solchen Trennverstärker herzustellen, obwohl große Anstrengungen der größeren Hersteller von hybrid-integrierten Schaltungen auf dieses Ziel hin unternommen wurden.

Es ist klar, daß es einen unerfüllten Bedarf für einen verbesserten, billigen Trennverstärker mit hoher Bandbreite und hoher Zuverlässigkeit und einer Isolationsspannung von etwa 1500 V oder mehr gibt.

Es wird angenommen, daß der Stand der Technik durch die US-PS 42 92 595 (Smith) und 37 14 540 (Galloway) angegeben wird. Der Trennverstärker des US-Patents 42 92 595 führt die Idee der Verwendung eines Kondensatorpaars als Isolationsbarriere in einem Trennverstärker ein. Die beschriebene Schaltung ist ziemlich kompliziert und die Hochspannungskondensatoren für die Isolationsbarriere müssen sehr groß sein, etwa 50 pF, wodurch die Schaltung unpraktisch wird. Die in der US-PS 37 14 540 gezeigte Schaltung kann nicht in Verbindung mit einer kapazitiven Isolationsbarriere arbeiten. Dies wäre wünschenswert, um den hohen Preis und die niedrige Geschwindigkeit der bisherigen optoelektronischen und Magnettransformator- Isolationsbarrieren zu vermeiden, die in den meisten Trennverstärkern benutzt werden. In dieser Druckschrift wird das Signal, das über die Isolationsbarriere gekoppelt wird, mit einer RC-Zeitkonstante differenziert, die dem resultierenden Impuls erlaubt, nach seiner vollständigen Übertragung über die Isolationsbarriere durch die Verlagerungsspannung des Operationsverstärkers zu "hängen", wodurch eine ungenaue Zeitauslösung erfolgt. Eine solche ungenaue Zeitauslösung bewirkt eine ungenaue Decodierung und dadurch ungenaue analoge Ausgangssignalpegel. Die angeführten Druckschriften geben nicht die Hinweise, die für den Fachmann nötig sind, um einen billigen, zuverlässigen Trennverstärker mit hoher Isolationsspannung, hoher Bandbreite und einem großen Dynamikbereich zu schaffen.

Dementsprechend ist es eine Aufgabe der Erfindung, einen billigen Trennverstärker zu schaffen, der eine hohe Isolationsspannung und eine größere Bandbreite und einen weiteren Dynamikbereich aufweist, als dies mit den Trennverstärkern nach dem Stand der Technik möglich war.

Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine Trennverstärkerschaltung und -technik vorzusehen, die eine direkte Integration der Signale, die über eine Isolationsbarriere gekoppelt wurden, zur Rekonstruktion des analogen Eingangssignals, das an den Trennverstärker angelegt worden ist, vermeidet.

Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen Trennverstärker vorzusehen, der eine außerordentlich gute Hochfrequenz-Gleichtaktunterdrückung aufweist.

Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine Trennverstärkerschaltung vorzusehen, die Ungenauigkeiten vermeidet, wie sie durch Schaltungen zur Null-Durchgangserkennung entstehen.

Ferner ist es Aufgabe der Erfindung, eine Trennverstärkerschaltung vorzusehen, die wirkungsvoll mit kapazitiven, magnetischen oder optischen Isolationsbarrieren arbeitet.

Kurz gefaßt und in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der Erfindung sieht die Erfindung einen Trennverstärker mit einem Codierer zum Empfang eines analogen Eingangssignals und zur Erzeugung eines ersten komplementären Paares von Signalen vor, die an ein Paar Isolationsbarrierenelemente angelegt werden. Weiter umfaßt der Trennverstärker eine Differentiationsschaltung zur Differentiation des ersten Paares von komplementären Signalen zur Erzeugung eines zweiten Paares von komplementären Signalen, einen Abtastverstärker mit einem Differentialverstärker zum Empfang des zweiten Paares von komplementären Signalen und zur Erzeugung eines verstärkten Ausgangssignals, ein Paar Komparatoren zum Empfang des verstärkten Ausgangssignals und ein Flip- Flop, wobei die Ausgänge der Komparatoren das Flip-Flop zur Rekonstruktion des vom Codierer erzeugten Signals antreiben. Ein Decodierer empfängt das Ergebnis zur Wiederherstellung eines ersten Paares von komplementären Signalen. In einer beschriebenen Ausführungsform der Erfindung sind die Isolationsbarrierenelemente 3 pF-Randkondensatoren, die Spannungsspitzen erzeugen, welche genau den Auftrittszeitpunkten von steigenden und fallenden Flanken des ersten Paares von komplementären Signalen entsprechen. Der Codierer umfaßt einen Eingangsspannungs- Frequenz-Wandler, der das erste Paar komplementärer Signale erzeugt. Die rekonstruierten Signale werden einer Gruppe von Eingängen einer Phasendetektorschaltung zugeführt, die ebenfalls die Ausgangswerte eines zweiten Spannungs-Frequenz-Wandlers empfängt, der dem ersten Spannungs-Frequenz-Wandler gleicht. Die Ausgangswerte des Phasendetektors werden durch eine "lag/ lead-Filter"-Schaltung (phasenabsenkender Tiefpaß, z. B. ein PDT 1-Filter) integriert, die die analoge Steuerspannung erzeugt. Die analoge Steuerspannung steuert die Ausgangsfrequenz des zweiten Spannungs-Frequenz- Wandlers zur Erzeugung einer Nachlaufsynchronisation, wenn die analoge Steuerspannung in ausreichendem Maße der analogen Eingangsspannung entspricht. Der Trennverstärker besitzt eine Isolationsspannung von mehr als 1500 V und eine Bandbreite von etwa 70 kHz. Die Schaltung arbeitet effektiv mit magnetischen Elementen als Isolationsbarriere oder mit optoelektronischen Elementen als Isolationsbarriere. In einer Ausführungsform der Erfindung wirkt ein Paar Kondensatoren als Isolationsbarriere für die Information, während ein Torustransformator gleichzeitig als Isolationsbarriere für die Leistungsversorgung dient.

Die Erfindung soll mit den folgenden Zeichnungen näher erläutert werden; es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild des Trennverstärkers der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ein Blockschaltbild des Trennverstärkers der vorliegenden Erfindung, wobei eine Nachlaufsynchronisation als Decoder dient;

Fig. 3 ein Diagramm, das die Kurvenzüge zeigt, die von den Trennverstärkern der Fig. 1 und 2 erzeugt werden;

Fig. 4 einen Schaltplan der Differentialtreiberschaltung der Fig. 1;

Fig. 5 einen Schaltplan des Abtastverstärkers, der in dem Blockschaltbild der Fig. 2 dargestellt ist;

Fig. 6 ein Logikschaltbild des Phasendetektors, der in Fig. 2 enthalten ist;

Fig. 7A und 7B Diagramme der Kurvenformen, die zur Beschreibung des Betriebs der Phasendetektorschaltung von Fig. 6 dienen;

Fig. 8 einen Schaltplan des Phasendetektors, der in Fig. 6 gezeigt ist;

Fig. 9 einen vereinfachten Schaltplan des "lag/ lead-Filters" aus dem Blockschaltbild von Fig. 2;

Fig. 10 einen vereinfachten Schaltplan des Tiefpaßfilters aus dem Blockschaltbild von Fig. 2;

Fig. 11 einen detaillierten Schaltplan des lag/ lead-Filters von Fig. 9; und

Fig. 12 einen detaillierten Schaltplan des Tiefpaßfilters von Fig. 10.

Entsprechend Fig. 1 umfaßt der Trennverstärker 1 einen Codierer 2 mit einem Eingang 3, an den eine analoge Eingangsspannung V _i angelegt wird. Der Codierer 2 erzeugt ein codiertes Ausgangssignal F _i an einer Ausgangsleitung 4. Das codierte Signal F _i wird an den Eingang einer Differentialtreiberschaltung 5 angelegt, die eine Kopie F des Signals F _i auf Leitung 6 und gleichzeitig deren logisches Komplement F ⁺ auf Leitung 7 erzeugt. (Man beachte, daß aus drucktechnischen Gründen hier das Zeichen "+" anstelle von Überstreichungen benutzt wird, um die logischen Komplemente zu bezeichnen.)

Die Leitungen 6 und 7 sind jeweils mit einem Anschluß der Trennkondensatoren 8 und 9 verbunden, die so angepaßt sind, daß sie eine genau gleiche, niedrige Kapazität C _B von etwa 3 pF haben. Die zweiten Anschlüsse der Trennkondensatoren 8 und 9 sind jeweils mit den Leitungen 10 und 11 verbunden. Ein Signal P, das die Ableitung von F ist, erscheint auf Leitung 10, und ein Signal P ⁺, das die Ableitung von F ⁺ ist, erscheint auf Leitung 11. Die Leitungen 10 und 11 sind mit den Eingängen eines Differentialverstärkers 12 verbunden, dessen Ausgang ein Signal T auf Leitung 13 erzeugt. Das Signal T ist eine Kopie von P. Leitung 13 ist mit dem positiven Eingang eines Komparators 14 verbunden, der mit seinem negativen Eingang über Leitung 15 mit einer positiven Schwellenspannung V _th+ verbunden ist.

Leitung 13 ist ebenfalls mit dem negativen Eingang eines Komparators 16 verbunden, dessen positiver Eingang über Leitung 17 mit einer Leitung mit einer negativen Schwellenspannung V _th- verbunden ist. Die Ausgänge der Komparatoren 14 und 16 sind mittels der Leitungen 18 und 19 mit den S- und R-Eingängen eines RS-Flip-Flops 20 verbunden. Der Q-Ausgang des Flip-Flops 20 ist über eine Leitung 21 mit dem Eingang eines Decodierers 23 verbunden. Ein weiterer Eingang des Decodierers 23 ist über Leitung 22 mit dem Q ⁺-Ausgang des Flip-Flops 20 verbunden. Die Signale R und R ⁺, die rekonstruierte Versionen von F und F ⁺ sind, erscheinen auf Leitung 21 und 22. Der Ausgang des Decodierers 23 erzeugt ein Signal V₀, das eine analoge Kopie von V _i auf Leitung 24 ist.

Die Kurvenzüge von F, F ⁺, P, P ⁺, T und R sind in Fig. 3 dargestellt. Man erkennt, daß die P- und P ⁺-Kurven führende Flanken aufweisen, die genau den führenden Flanken von F bzw. F ⁺ entsprechen. Beide Kurvenzüge P und P ⁺ kehren schnell auf Null zurück, lange vor dem Auftreten des nächsten Übergangs von F oder F ⁺. In der T-Kurve von Fig. 3 bezeichnen die Bezugszeichen 13 A den V _th+- Schwellenpegel und 13 B den V _th--Schwellenpegel, an denen die Komparatoren 16 und 14 schalten, wodurch sie das Flip-Flop 20 setzen und zurücksetzen, um die R- und R ⁺-Kurven zu "rekonstruieren". Diese sind leicht verzögerte, hoch genaue Kopien der Kurvenzüge F und F ⁺.

In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung können die Trennkondensatoren 8 und 9 durch die 3 pF-Randkondensatoren ausgeführt sein, die in der oben erwähnten, gleichzeitig anhängigen Patentanmeldung Meinel beschrieben sind.

In Übereinstimmung mit einer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Codierer ein Spannungs-Frequenz-Wandler. Seine Schaltung kann ähnlich oder gleich sein wie die in dem auf dem Markt befindlichen, hybrid-integrierten Spannungs-Frequenz- Wandler des Patentinhabers, Burr-Brown Modell VFC 320, in Verbindung mit einer Differentialtreiberschaltung zum Treiben der zwei Trennkondensatoren. Wenn diese Schaltung verwendet wird, ist es vorteilhaft, den Decodierer 23 mittels einer PLL-Schaltung (phase locked loop = Nachlaufsynchronisation) auszuführen, die einen identischen Spannungs-Frequenz-Wandler (VFC) als lokalen Oszillator benutzt.

In Fig. 2 ist die oben erwähnte, derzeit bevorzugte Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Hierbei umfaßt der "Eingangs-VFC" 2 A einen Differentialtreiber und erzeugt die Signale F und F ⁺ auf den Leitungen 6 und 7. Ein Abtastverstärker 12 A umfaßt den Differentialverstärker 12, die Komparatoren 14 und 16 und das RS- Flip-Flop 20 der Fig. 1 und erzeugt R und R ⁺ auf den Leitungen 21 und 22. R und R ⁺ werden der PLL-Schaltung 23 A zugeführt, die einen Phasendetektor 25 umfaßt, der die Differenzsignale R und R ⁺ empfängt. Der Phasendetektor 25 vergleicht die Phasen von R und R ⁺ mit denen eines Paares von Differenzsignalen Q und Q ⁺, die auf den Leitungen 31 und 32 anliegen.

Der Phasendetektor 25 erzeugt ein U ⁺-Signal auf Leitung 26, welches ein "Aufwärtssignal" darstellt, und erzeugt ebenfalls ein Signal D ⁺ auf Leitung 27, das ein "Abwärtssignal" darstellt. Die Leitungen 26 und 27 führen zu einem lag/lead-Filter 28, das U ⁺ und D ⁺ integriert, um ein Analogsignal V _F auf Leitung 29 zu erzeugen. Dieses ist eine ähnliche Kopie von V _i . Leitung 29 wird an einen Steuereingang oder Analogeingang des Ausgangs- VFC 30 angelegt, der genau so aufgebaut ist wie der Eingangs-VFC 2 A. Die Ausgänge des VFC 30 sind mit den Leitungen 31 und 32 verbunden. Das V _F -Signal auf Leitung 29 wird an einen Eingang des Tiefpaßfilters 33 angelegt, dessen Ausgang ein gefiltertes Ausgangssignal V₀ auf Leitung 24 erzeugt.

Die grundlegende Funktion des Trennverstärkers der Fig. 1 und genau so der bevorzugten Ausführungsform nach Fig. 2 beruht darauf, daß eine digitale Version des analogen Eingangssignals V _i durch den Codierer 2 oder den Eingangs-VFC 2 A erzeugt wird. Dadurch entstehen die differentiellen Eingangssignale F und F ⁺, die an die linken Anschlüsse der Trennkondensatoren 8 und 9 angelegt werden. Im Gegensatz zum Stand der Technik werden die Signale F und F ⁺ jedoch nicht für ihre ganze Dauer über die Trennkondensatoren gekoppelt und dann integriert, um das analoge Eingangssignal zu rekonstruieren. Statt dessen sind die Zeitpunkte, die den Übergängen der Signale F und F ⁺ entsprechen, das, was in Wirklichkeit über die Trennkondensatoren 8 und 9 gekoppelt wird. Die differenzierten "spike"-Signale P und P ⁺ werden genau detektiert, immer mit den gleichen Schwellenpegeln, durch die Komparatoren 14 und 16. Damit wird das Flip-Flop 20 zu Zeitpunkten gesetzt oder zurückgesetzt, die genau dem Auftreten des Übergangs von F und F ⁺ entsprechen. Infolgedessen sind die Signale R und R ⁺ sehr genaue, aber leicht verzögerte (um etwa 10 nsec) Kopien von F und F ⁺.

In der Ausführungsform der Fig. 2 führt die Tatsache, daß der Ausgangs-VFC 30 identisch mit dem Eingangs-VFC 2 A aufgebaut ist, dazu, daß die Frequenzen von Q und Q ⁺ den Frequenzen von F und F ⁺ genau gleichen, wenn V _F gleich V _i ist.

Die grundlegende Funktion der Nachlaufsynchronisation 23 A kann im Hinblick auf die Fig. 7A und 7B verstanden werden. Nach Fig. 7A erzeugt der Phasendetektor 25 ein Aufwärtssignal U ⁺ auf Leitung 26, wenn Q R nachläuft. Die Breite der U ⁺-Kurvenform entspricht der Dauer der Verzögerung zwischen den führenden Flanken von R und Q. Wenn diese Bedingung auftritt, wird das U ⁺-Signal durch den lag/lead-Filter 28 integriert, wodurch V _F proportional zu dieser Dauer anwächst. Dies wiederum erhöht die Frequenz von Q und Q ⁺, wodurch die Verzögerung zwischen Q und R verringert wird. Wenn Q und R präzise in Phase sind, sind sowohl U ⁺ als auch D ⁺ Null und V _F bleibt konstant. V _F ist dann gleich V _i .

Wenn die umgekehrte Bedingung existiert, d. h. wenn Q R vorausläuft, dann erzeugt der Phasendetektor 25 das Signal D ⁺ auf Leitung 27. Wie in Fig. 7B dargestellt, entspricht die Dauer von D ⁺ dem Betrag, um den Q R vorausläuft. Das verringert V _F proportional zu dieser Dauer, wodurch der Ausgangs-VFC 30 veranlaßt wird, seine Frequenz herabzusetzen, wodurch die Frequenz von Q so reduziert wird, daß sie der Frequenz von R entspricht.

Der Tiefpaßfilter 33 dient zur Reduktion des Wechselstrombrumms auf Leitung 29, so daß das Ausgangssignal V₀ auf Leitung 24 eine genaue, brummfreie Kopie des analogen Eingangssignals V _i ist.

Auf diese Weise erzwingt die PLL-Schaltung 23 A, daß die Frequenzen von Q und R gleich sind, und damit, daß V₀ gleich V _i ist. Infolgedessen wird die Stabilität des Einschwingverhaltens des Trennverstärkers 1 vollständig durch die Übertragungskennlinie des VFC, die Verstärkung des Phasendetektors und die Charakteristik des Rückführungsfilters bestimmt.

Fig. 4 zeigt einen detaillierten Schaltplan des Differentialtreibers 5. Der Aufbau und die Funktion wird vom Fachmann leicht verstanden werden; daher wird es hier einfach offenbart als repräsentativ für das gegenwärtig von der Anmelderin bevorzugte, beste Verfahren zur Ausführung der Erfindung. Man beachte jedoch, daß der als Diode angeschlossene Transistor 56 mit Basis und Kollektor an Leitung 6 angeschlossen ist und sein Emitter mit Masse verbunden ist. Die Diode 57 ist mit Basis und Kollektor mit Masse verbunden und mit ihrem Emitter mit Leitung 6. Auf gleiche Weise ist die Anode der Klemmdiode 58 mit der Leitung 7 verbunden und ihr Emitter mit Masse. Die Anode der Klemmdiode 59 ist mit Masse verbunden und ihr Emitter mit Leitung 7.

Diese Klemmdioden beschränken die Übergänge von F und F ⁺ auf etwa ±0,7 V. Wenn eine extrem große Stoßspannung der V _i überlagert wird, z. B. aufgrund einer elektrostatischen Entladung oder eines elektromagnetischen Impulses, können die Klemmdioden 56-59 sehr große Ströme nach Masse ableiten für die zu erwartende Dauer solcher Impulse und große Ausschläge von F und F ⁺ verhindern.

Fig. 5 ist ein detaillierter Schaltplan des Abtastverstärkers 12 A, einschließlich Differentialverstärker 12 und RS-Flip-Flop 20. Er wird dargestellt, um das gegenwärtig vom Anmelder bevorzugte, beste Verfahren zur Ausführung der Erfindung zu zeigen. Die Schaltung umfaßt einen sehr konventionellen ECL(Emitter-gekoppelte Logik)-Differentialverstärker und ein konventionelles ECL-RS-Flip-Flop. Da diese Schaltung äußerst konventionell ist, wird sie nicht im einzelnen beschrieben. Die Klemmdioden 60 und 61 sind jedoch mit ihren Anoden und Kathoden mit Leitung 10 verbunden. Die Kathode der Diode 60 und die Anode der Diode 61 sind mit Masse verbunden. Auf gleiche Weise sind die Anode der Klemmdiode 62 und die Kathode der Klemmdiode 63 mit Leitung 11 verbunden. Die Kathode der Diode 62 und die Anode der Diode 63 sind mit Masse verbunden. Ein Widerstand niedrigen Widerstandswerts 42 A ist zwischen Leitung 10 und Masse angeschlossen. Ein Widerstand 42 B, der den genau gleichen Wert aufweist, ist zwischen Leitung 11 und Masse angeschlossen. Die Widerstände 42 A und 42 B wirken mit den Trennkondensatoren 8 und 9 zusammen, um die oben erwähnte Differentiation von F und F ⁺ zu erreichen und damit die differenzierten Signale P und P ⁺ zu erzeugen.

In der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung ist die Zeitkonstante dieser beiden Differentiationsschaltungen lediglich etwa 9 nsec. Infolgedessen kehren die Signale P und P ⁺ außerordentlich schnell auf Null zurück, wie dies in den Kurvenformen der Fig. 3 dargestellt ist, weit vor dem nächsten Übergang von F und F ⁺. Daher haben die Übergangszeiten der führenden Flanken von P und P ⁺ keinen Einfluß auf die Zeitpunkte, zu denen die Komparatoren 14 und 16 die Schwellenpunkte 13 A und 13 B der T-Kurve in Fig. 3 erkennen. Die sehr schnellen Übergänge der hinteren Flanken von P und P ⁺ und T erlauben den Betrieb bei hohen Frequenzen, hinauf bis zu 1,5 MHz. Dadurch steht eine analoge Signalbandbreite von etwa 70 kHz zur Verfügung.

Die Aufgabe der Klemmdioden 60-63 in Fig. 5 ist die gleiche wie die Funktion der Klemmdioden 56-59, d. h. Begrenzung der Amplitude der Übergänge von P und P ⁺ während hoher induzierter Stoßspannungen.

Ein Blockschaltbild einer ECL-Ausführung des Phasendetektors 25 ist in Fig. 6 dargestellt. Der R-Eingang wird durch das Bezugszeichen 21 A bezeichnet. Es soll zeigen, daß damit die beiden komplementären Eingänge R und R ⁺ dargestellt werden sollen, die charakteristisch sind für ECL-Schaltungen, wie der Fachmann sofort erkennt. Die Q-Leitung 31 A stellt die beiden Leitungen Q und Q ⁺ in einer ECL-Schaltungsausführung dar. Das ECL- ODER-Gatter 34 erzeugt einen logisch komplementären Ausgangswert, der an den R-Eingang des RS-Flip-Flops 35 angelegt wird und genau so an einem Eingang des ODER/NICHT ODER-Gatters 36, dessen logisch komplementärer Ausgang mit einem Eingang des NICHT ODER-Gatters 34 verbunden ist. Der Q-Ausgang des Flip-Flops 35 ist mit einem Eingang des ODER/NICHT ODER-Gatters 36 und ebenfalls mit einem Eingang des NICHT ODER-Gatters 41 verbunden. Der Ausgang des NICHT ODER-Gatters 34 ist ebenfalls mit einem Eingang des NICHT ODER-Gatters 41 verbunden. Der Ausgang des NICHT ODER-Gatters 41 ist mit einem Eingang des ODER/NICHT ODER-Gatters 36 und mit einem Eingang des ODER/NICHT ODER-Gatters 39 und ebenfalls mit dem Setzen-Eingang der beiden Flip-Flops 35 und 38 verbunden.

Der Ausgang des NICHT ODER-Gatters 37 ist mit dem R- Eingang des Flip-Flops 38, mit einem Eingang des NICHT ODER-Gatters 41 und mit einem Eingang des ODER/NICHT ODER-Gatters 39 verbunden. Der invertierende Ausgang des ODER/NICHT ODER-Gatters 39 ist mit einem Eingang des NICHT ODER-Gatters 37 verbunden. Der nicht invertierende Ausgang des ODER/NICHT ODER-Gatters 37 erzeugt das U ⁺-Signal auf Leitung 26. Der invertierende Ausgang des ODER/NICHT ODER-Gatters 29 erzeugt das D ⁺-Signal auf Leitung 40. Der Fachmann kann mit Leichtigkeit überprüfen, daß die Schaltung der Fig. 6 die in den Fig. 7A und 7B dargestellten Kurvenformen erzeugt.

Fig. 8 zeigt einen detaillierten Schaltplan der gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform des Phasendetektors, der in Fig. 6 dargestellt ist. Der Fachmann kann ohne Probleme die Funktion und den Aufbau der Schaltung, die in Fig. 8 dargestellt ist, verstehen. Deshalb ist es hier in erster Linie gezeigt, um die vom Anmelder gegenwärtig bevorzugte, beste Art der Ausführung der Erfindung offenzulegen.

Fig. 9 zeigt einen vereinfachten Schaltplan des Lag/lead- Filters 28. Die U ⁺-Leitung 26 ist durch einen Widerstand 43 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 46, mit einem Anschluß des Rückführkondensators 47 und mit einem Anschluß des Widerstands 45 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstands 45 und der andere Anschluß des Kondensators 47 sind beide mit einem Anschluß des Kondensators 48 verbunden. Dessen anderer Anschluß ist über Leitung 29 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 46 verbunden. Die D ⁺-Leitung 27 ist über den Widerstand 44 mit dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 46 und ebenfalls mit einem Anschluß des Widerstands 49 und des Kondensators 50 verbunden. Die anderen Anschlüsse des Widerstands 49 und des Kondensators 50 sind mit einem Anschluß des Kondensators 51 verbunden, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist. Das beste Verfahren des Anmelders zur Ausführung des Lag/lead-Filters 28 wird in Fig. 11 gezeigt.

Der Tiefpaßfilter 33 kann, wie in dem vereinfachten Schaltplan in Fig. 10 dargestellt, ausgeführt werden. Dabei ist die V _F -Leitung 29 über den Widerstand 52 mit einem Anschluß des Widerstands 53 und mit einem Anschluß des Kondensators 33 A verbunden. Dessen anderer Anschluß ist mit der Ausgangsleitung 24 verbunden. Der andere Anschluß des Widerstands 53 ist mit dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 54 verbunden. Dessen invertierender Eingang ist mit Leitung 24 verbunden. Der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers 54 ist mit einem Anschluß des Kondensators 55 verbunden, dessen anderer Anschluß ist mit Masse verbunden. Das beste Verfahren des Anmelders zur Ausführung des Tiefpaßfilters 33 von Fig. 10 ist in Fig. 12 dargestellt.

Auf diese Weise stellen die oben beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung einen billigen, zuverlässigen Trennverstärker dar, der die Aufgaben der Erfindung erfüllt. Die Benutzung eines Randkondensators als Kopplung über die Isolationsbarriere vermeidet die hohen Kosten und die niedrige Bandbreite der magnetischen und optoelektronischen Kopplung über die Isolationsbarriere, wie es Stand der Technik ist. Die niedrige Bandbreite, die mit den früheren Codierern, wie z. B. Spannungs- Tast-Verhältnis-Wandler, verbunden war, deren Ausgangssignal integriert werden muß, um das analoge Eingangssignal wiederherzustellen, wird vermieden. Es sollte jedoch beachtet werden, daß die oben beschriebene Schaltung auch sinnvoll arbeiten wird, wenn auch mit verringerter Bandbreite, wenn andere Arten von Codierern anstelle der Spannungs-Frequenz-Codierer verwendet werden.

Wie in der gleichzeitig anhängigen Anmeldung Meinel angegeben, läßt die Benutzung der 3 pF-Randkondensatoren als Trennkondensatoren 8 und 9 Isolationsspannungen von 1500 V für Leiterbandabstände von 0,5 mm (20 mils) und 3500 V für Leiterbahnabstände von 0,64 mm (25 mils) zu. Die geringe geometrische Größe der koppelnden Randkondensatoren verringert die Kosten des Trennverstärkers bedeutend im Vergleich dazu, was erforderlich wäre, wenn größere Kapazitätswerte für die Trennkondensatoren verwendet werden würden.

Die beschriebene Schaltung ist erheblich weniger empfindlich gegenüber Schwankungen der Komponenten und der Herstellungsverfahren und Nicht-Linearitäten der Kopplung über den Isoliersteg im Vergleich zu früheren Trennverstärkern. Die Genauigkeit des vorliegenden Trennverstärkers hängt mehr von der Übereinstimmung des Eingangs- VFC und des Ausgangs-VFC ab als von der absoluten Genauigkeit der verschiedenen Komponenten. Die Eigenschaft der Nachlauf-synchronisierten Detektorschaltung, sich wie ein nachgeführter Filter zu verhalten, erlaubt größere Bandbreiten, schnelleres Einschwingen und geringeren Brumm als bei Verwendung von Tastverhältnis-modulierenden Codierern. Die oben beschriebenen Vorteile der Erfindung werden erreicht, obwohl eine ziemlich teure VFC-Schaltung mit geringen Synchronisationsfehlern verwendet werden muß sowohl für den Eingangs-VFC als auch für den Ausgangs-VFC, um ein optimales Rauschverhalten zu erreichen. Eine Phasendetektorschaltung hoher Geschwindigkeit ist erforderlich, um niedrigen Brumm und geringe Verzerrungen zu erreichen.

Während die Erfindung in bezug auf einige spezielle Ausführungsformen beschrieben wurde, wird der Fachmann in der Lage sein, verschiedenste Abänderungen der beschriebenen Ausführungsform durchzuführen, ohne von dem wirklichen Geist und Inhalt der Erfindung abzuweichen. Es könnten z. B. verschiedene andere Codier- und Decodierschaltungen verwendet werden. Die PLL-Schaltung könnte vom Fachmann auf vielfältige andere Art und Weise ausgeführt werden. Unterschiedliche Filterschaltungen könnten benutzt werden. Ein Trenntransformator könnte verwendet werden, um die Kopplung über den Isolationssteg zu erzielen, sofern die R/L-Zeitkonstante klein genug ist, um die Genauigkeit und Bandbreite, die erforderlich sind, zu erreichen.

Claims (11)

1. Trennverstärker, gekennzeichnet durch

• (a) eine Vorrichtung zur Codierung eines analogen Eingangssignals (V _i ) zur Erzeugung eines ersten Impulssignals (F), wobei die Zeitpunkte des Auftretens von bestimmten Flanken des ersten Impulssignals (F) genau dem Pegel des analogen Eingangssignals (V _i ) entsprechen;
• (b) eine Isolationsvorrichtung (8, 9) zum Empfang des ersten Impulssignals (F) an einem ersten Anschluß (6), zur Kopplung eines Teils des ersten Impulssignals (F) an einen zweiten Anschluß (10) und zur Gewinnung einer elektrischen Hochspannungsisolation zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß (6, 10);
• (c) eine Vorrichtung zur Differentiation des ersten Impulssignals (F), während es über die Isolationsvorrichtung (8, 9) gekoppelt wird, um ein zweites Impulssignal (P) mit bestimmten Flanken, die genau den Zeitpunkten des Auftretens von bestimmten Flanken des ersten Impulssignals (F) entsprechen, zu erzeugen;
• (d) eine Vorrichtung (12, 14, 16) zur Ermittlung der bestimmten Flanken des zweiten Impulssignals (P) und eine Vorrichtung (20), die aufgrund der Sensorvorrichtung (12, 14, 16) ein drittes Impulssignal (R) erzeugt, welches eine rekonstruierte Kopie des ersten Impulssignals (F) ist, wobei das dritte Impulssignal (R) bestimmte Flanken aufweist, deren Auftrittszeitpunkte genau dem Pegel des analogen Eingangssignals (V _i ) entsprechen; und
• (e) eine Vorrichtung (23) zur Decodierung des dritten Impulssignals (R) zur Erzeugung eines analogen Ausgangssignals (V₀), dessen Pegel genau dem Pegel des analogen Eingangssignals (V _i ) entspricht.

2. Trennverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Codiervorrichtung eine Differentialausgangsstufe (5) umfaßt, die das erste Impulssignal (F) und ebenfalls ein viertes Impulssignal (F ⁺) erzeugt, das das logische Komplement des ersten Impulssignals (F) ist, und wobei die Isolationsvorrichtung (8, 9) einen ersten Kondensator (8) umfaßt, der zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluß (6, 10) angeschlossen ist, und einen zweiten Kondensator (9) umfaßt, dessen Wert genau dem des ersten Kondensators (8) entspricht, und wobei der zweite Kondensator (9) zwischen dem dritten und dem vierten Anschluß (7, 11) angeschlossen ist, und der dritte Anschluß (7) das vierte Impulssignal (F ⁺) empfängt, und der zweite Kondensator (9) einen Teil des vierten Impulssignals (F ⁺) an den vierten Anschluß (11) koppelt und eine elektrische Hochspannungsisolation zwischen dem dritten und dem vierten Anschluß (7, 11) ermöglicht.

3. Trennverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Differentiationsvorrichtung den ersten und den zweiten Kondensator (8, 9) und außerdem einen ersten und einen zweiten Widerstand (42 A, 42 B) umfaßt, wobei der erste Widerstand (42 A) zwischen dem zweiten Anschluß (10) und einer Referenzspannungsleitung angeschlossen ist und der zweite Widerstand (42 B) zwischen dem vierten Anschluß (11) und einer Referenzspannungsleitung angeschlossen ist, und der Teil des vierten Impulssignals (F ⁺), der über den zweiten Kondensator (9) auf den vierten Anschluß (11) eingekoppelt wird, ein fünftes Impulssignal (P ⁺) bildet.

4. Trennverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensorvorrichtung (12, 14, 16) einen Differentialverstärker (12) umfaßt, der mit einem Paar Eingängen mit dem zweiten und dem vierten Anschluß (10, 11) verbunden ist und mit einem Ausgang (13) mit dem ersten und dem zweiten Komparator (14, 16) verbunden ist, wobei der erste und der zweite Komparator (14, 16) jeder einen Referenzeingang (15, 17) besitzt, der mit einer relativ positiven und negativen Referenzschwellenspannung (V _th+, V _th-) verbunden ist, und wobei die Vorrichtung zur Erzeugung des dritten Impulssignals (R) ein Flip-Flop (20) umfaßt, dessen Eingänge (18, 19) mit den Ausgängen des ersten und zweiten Komparators (14, 16) verbunden sind, und wobei ein Ausgang (21) des Flip-Flops (20) das dritte Impulssignal (R) erzeugt, und ein anderer Ausgang (22) des Flip-Flops (20) ein sechstes Impulssignal (R ⁺) erzeugt, das ein logisches Komplement des dritten Impulssignals (R) ist.

5. Trennverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Codiervorrichtung einen ersten Spannungs- Frequenz-Wandler (2 A) umfaßt.

6. Trennverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Decodiervorrichtung (23) einen zweiten Spannungs-Frequenz-Wandler (30) einen Phasendetektor (25) und ein "lag/lead-Filter" (28) umfaßt, wobei der Phasendetektor (25) ein erstes Paar von Eingangsanschlüssen (21, 22) aufweist, die das dritte Impulssignal (R) und das sechste Impulssignal (R ⁺) empfangen, und wobei der Phasendetektor (25) ebenfalls ein zweites Paar von Eingängen (31, 32) aufweist, die die komplementären Ausgangssignale (Q, Q ⁺) des zweiten Spannungs-Frequenz- Wandlers (30) empfangen, und wobei der Phasendetektor (25) ein Ausgangssignal (U ⁺, D ⁺) erzeugt, das der relativen Vor- oder Nacheilung zwischen dem dritten Impulssignal (R) und einem Ausgangssignal (Q) des zweiten Spannungs- Frequenz-Wandlers (30) entspricht, und wobei der lag/lead-Filter (28) das Vor-Nacheilungs-Ausgangssignal (U ⁺, D ⁺), das von dem Phasendetektor (25) erzeugt wurde, funktionell integriert, um so eine analoge Steuerspannung (V _F ) zu erzeugen, und wobei der Ausgang des lag/ lead-Filters (28) die analoge Steuerspannung (V _F ) an einen Steuereingang (29) des zweiten Spannungs-Frequenz- Wandlers (30) anlegt, und wobei die analoge Steuerspannung (V _F ) die Ausgangsfrequenz des zweiten Spannungs- Frequenz-Wandlers (30) steuert und somit eine Nachlaufsynchronisation entsteht, bei der die analoge Steuerspannung (V _F ) ein vorherbestimmtes Verhältnis zu der analogen Eingangsspannung (V _i ) erhält.

7. Trennverstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß er weiterhin einen Tiefpaßfilter (33) zum Empfang der analogen Steuerspannung (V _F ) und zur Erzeugung einer gefilterten, analogen Ausgangsspannung (V₀) umfaßt.

8. Trennverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Kondensatoren (8, 9) jeweils eine Kapazität von etwa 3 pF haben.

9. Trennverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Differentiationsvorrichtung Spannungsspitzen an dem zweiten und vierten Anschluß (10, 11) erzeugt und diese Spannungsspitzen sehr kurz im Vergleich zu dem Abstand zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen des ersten und des vierten Impulssignals (F, F ⁺) sind.

10. Trennverstärker nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Spitzen des ersten und des vierten Impulssignals (F, F ⁺) bis zum Auftreten der nächsten Flanke von entweder dem ersten Impulssignal (F) oder dem vierten Impulssignal (F ⁺) im wesentlichen bis auf einen Null-Referenzpegel abfallen, wodurch derselbe relative Pegel für jede Spitze durch den ersten und zweiten Komparator (14, 16) gemessen wird, wodurch der erste und zweite Komparator (14, 16) veranlaßt werden, sehr genau zu den Zeitpunkten zu schalten, die genau den Zeitpunkten des Auftretens der bestimmten Flanken des ersten Impulssignals (F) entsprechen.

11. Verfahren zum Betrieb eines Trennverstärkers, das durch die folgenden Schritte gekennzeichnet ist:

• (a) Codierung eines analogen Eingangssignals (V _i ) zur Erzeugung eines ersten Impulssignals (F), wobei die Zeitpunkte des Auftretens bestimmter Flanken des ersten Impulssignals (F) genau dem Pegel des analogen Eingangssignals (V _i ) entsprechen, und Erzeugung eines zweiten Impulssignals (F ⁺), das das logische Komplement des ersten Impulssignals (F) ist;
• (b) Kopplung eines Teils von dem ersten und dem zweiten Impulssignal (F, F ⁺) über eine Isolationsbarriere (8, 9);
• (c) Differentiation des ersten und des zweiten Impulssignals (F, F ⁺), während sie über die Isolationsbarriere (8, 9) gekoppelt werden, zur Erzeugung von differenzierten dritten und vierten Impulssignalen (P, P ⁺), von denen jedes bestimmte Flanken aufweist, die genau den Zeitpunkten des Auftretens von bestimmten Flanken des ersten Impulssignals (F) entsprechen;
• (d) Verstärkung des dritten und vierten Impulssignals (P, P ⁺) zur Erzeugung eines Differentialsignals (T);
• (e) Anlegen des Differentialsignals (T) an Eingänge eines ersten und eines zweiten Komparators (14, 16), die relative, positive und negative Ausschläge des Differentialsignals (T) messen, wodurch der erste und der zweite Komparator (14, 16) veranlaßt werden, an Zeitpunkten zu schalten, die genau steigenden und fallenden Flanken des ersten Impulssignals (F) entsprechen;
• (f) Setzen und Rücksetzen eines Flip-Flops (20) auf den Ausgangswert des ersten und zweiten Komparators (14, 16) hin, um so rekonstruierte Kopien (R, R ⁺) des ersten und des zweiten Impulssignals (F, F ⁺) zu erzeugen; und
• (g) Decodieren der präzise rekonstruierten Kopien (R, R ⁺) zur Erzeugung einer analogen Ausgangsspannung (V₀), die ein genau vorherbestimmtes Verhältnis zu der analogen Eingangsspannung (V _i ) aufweist.