Hintergrund der Erfindung:
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Diese Erfindung betrifft eine Startsteuerschaltung zum
Starten eines Konstantstromgenerators, wie z. B. eines
Konstantstromkonverters.
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Ein Konstantstromgenerator ist z. B. in dem U.S. Patent Nr.
3,818,307 offenbart, das an Billy Harold Hamilton u. a.
erteilt wurde. Nach Hamilton u. a. wird der
Konstantstromgenerator durch eine Steuerschaltung gesteuert, um einen
Ausgangskonstantstrom an eine mit dem Konstantstromgenerator
verbundene Last zu liefern. Das heißt, der
Konstantstromgenerator wird durch die Steuerschaltung in einem
stabilen Gleichgewichtszustand zum Erzeugen des konstanten
Stroms gehalten, nachdem der Generator durch eine
Startsteuerschaltung gestartet ist. Zu diesem Zweck umfaßt der
Steuerkreis einen Impulsbreitenmodulator. Das Patent von
Hamilton u. a. betrifft jedoch nicht die Startsteuerschaltung
für den Konstantstromgenerator, obwohl der
Impulsbreitenmodulator im stabilen Gleichgewichtszustand betrieben wird.
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In der japanischen Patentveröffentlichung Nr. 58-66,577 ist
eine Startsteuerschaltung des beschriebenen Typs durch den
jetzigen Anmelder und zwei andere Personen offenbart. Die
Startsteuerschaltung dient der Lieferung eines Startsignals an
einen Konstantstromgenerator.
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Wie später mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen
beschrieben werden wird, ist die in der oben angeführten
Veröffentlichung offenbarte Startsteuerschaltung in der Lage,
den Konstantstromgenerator zur Erzeugung eines Ausgangsstroms
zu veranlassen, der allmählich von Null bis auf einen
Konstantstrom ansteigt. In der Regel kann solch ein
allmählicher Anstieg auch als Softstart bezeichnet werden. Da
der Ausgangsstrom allmählich von Null aus beim Einsatz des
Konstantstromgenerators ansteigt, ist es möglich den
Ausgangsstrom ohne Stromstoß an eine Last zu liefern.
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Hierin kann solch ein Konstantstromgenerator bei
verschiedenen Arten von Kommunikationssystemen eingesetzt
werden, von denen jedes eine unterschiedliche Last darstellt
und demzufolge einen unterschiedlichen Konstantstrompegel
erfordert. In diesem Falle muß die Startsteuerschaltung so
geändert werden, daß sie auf verschiedene
Kommunikationssysteme angepaßt ist. Demgemäß sollten verschiedene Arten von
Startsteuerschaltungen vorbereitet sein, um solch
unterschiedliche Anforderungen zu erfüllen. Die WO 85/04060 beschreibt
ebenfalls eine Softstart-Steuerschaltung für einen Gegentakt-
Konverterregler, bei dem ein Referenzwert langsam gesteigert
wird.
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Es ist daher eine Aufgabe dieser Erfindung, eine
Startsteuerschaltung für einen Konstantstromgenerator zu schaffen,
dessen Schaltung in der Lage ist, den Konstantstromgenerator
an eine Vielzahl von Lasten anzupassen.
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Andere Aufgaben dieser Erfindung werden im Verlauf der
Beschreibung deutlich werden.
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Eine Startsteuerschaltung, auf die diese Erfindung
zutrifft, liefert ein Startsignal an den
Konstantstromgenerator, um den Konstantstromgenerator zu veranlassen, einen
Ausgangsstrom an eine Last zu liefern, durch die ein Laststrom
als Reaktion auf den Ausgangsstrom fließt, um einen konstanten
Strom zu erreichen.
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Eine Startsteuerschaltung umfaßt in einer speziellen, zu
beschreibenden Anordnung eine Stromdetektoreinrichtung zum
Erzeugen einer detektierten Spannung, die dem Laststrom
entspricht, eine Wandlereinrichtung zum Umwandeln einer von
Null bis zu einer positiven Spannung variablen Steuerspannung
in eine erste Impulsfolge mit einer
Impulswiederholungsperiode, die als Reaktion auf einen Anstieg der Steuerspannung
absinkt, eine auf die Steuerspannung reagierende
Verarbeitungseinrichtung, zum Verarbeiten der ersten Impulsfolge in
eine zweite Impulsfolge mit einer Impulsbreite, die als
Reaktion auf den Anstieg größer wird, die Einrichtung zum
Liefern der zweiten Impulsfolge als Startsignal an den
Konstantstromgenerator.
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Andere Elemente der zu beschreibenden Anordnung umfassen
eine Referenzspannung-Erzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer
Referenzgleichspannung, die allmählich von Null auf eine
vorbestimmte Referenzspannung ansteigt, eine
Fehlerverstärkungseinrichtung, die auf die detektierte Spannung und die
Referenzgleichspannung reagiert, um ein Fehlersignal zu
verstärken, das repräsentativ für eine Fehlerspannung zwischen
der detektierten Spannung und der Referenzgleichspannung ist,
um ein verstärktes Spannungssignal zu erzeugen, und eine
Einrichtung zum Liefern des verstärkten Spannungssignals als
Steuerspannung an die Wandlereinrichtung und an die
Verarbeitungseinrichtung.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen:
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Fig. 1 zeigt teilweise in Blockform eine konventionelle
Startsteuerschaltung zusammen mit einem
Konstantstromgenerator;
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Fig. 2 ist ein Zeitdiagramm zur Verwendung bei der
Beschreibung des Betriebs einer Startsteuerschaltung in
allgemeiner Form;
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Fig. 3 ist ein anderes Zeitdiagramm zur Verwendung bei der
Beschreibung des Betriebs der in Verbindung mit Fig. 2
erwähnten Startsteuerschaltung;
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Fig. 4 zeigt einen Ausgangsstrom des
Konstantstromgenerators beim Start des Generators durch die
Startsteuerschaltung des oben beschriebenen Typs;
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Fig. 5 zeigt teilweise in Blockform eine
Startsteuerschaltung gemaß einer Ausführungsform dieser Erfindung
zusammen mit einem Konstantstromgenerator;
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Fig. 6 zeigt einen Impulsbreitenmodulator, der in der in
Fig. 5 dargestellten Startsteuerschaltung verwendet werden
kann; und
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Fig. 7 ist ein Blockschaltbild einer
Verarbeitungsschaltung, die in der in Fig. 5 dargestellten
Startsteuerschaltung verwendet werden kann.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen:
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Für ein besseres Verständnis dieser Erfindung wird zuerst
mit Bezug auf Fig. 1 eine konventionelle Startsteuerschaltung
21 beschrieben. Die Startsteuerschaltung 21 ist im
wesentlichen mit der konventionellen Schaltung der hierin oben
erwähnten japanischen Patentvorveröffentlichung identisch. Die
Startsteuerschaltung 21 dient dazu, ein Startsignal an einen
Konstantstromgenerator 22 liefern und um den
Konstantstromgenerator 22 zu veranlassen, einen Ausgangsstrom I&sub0; an eine
Last 23 zu liefern.
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Der Konstantstromgenerator 22 ist ein
Serienresonanzkonverter des sogenannten Gegentakttyps und umfaßt einen
Invertertransformator 24 mit einer Primärwicklung 25 und einer
Sekundärwicklung 26. Die Primärwicklung 25 weist einen
Mittelabgriff und erste und zweite Primärteilwicklungen auf,
die im Verhältnis zum Mittelabgriff aufgeteilt sind. Eine
Gleichspannungsquelle 27 ist mit ihrem positiven Anschlußpunkt
mit dem Mittelabgriff verbunden. Ein erster Schalttransistor
28 ist mit einer Kollektorelektrode mit einem Endanschlußpunkt
der Primärwicklung 25 und mit einer Emitterelektrode an einen
negativen Anschlußpunkt der Gleichspannungsquelle 27
angeschlossen. Eine Diode 29 ist zwischen den Kollektor- und
Emitterelektroden des ersten Schalttransistors 28
angeschlossen, um einen durch die Transistoren 28 und 30 fließenden
Strom zu kommutieren. In gleicher Weise sind ein zweiter
Schalttransistor 30 und eine andere Diode 31 zwischen einem
anderen Endanschlußpunkt der Primärwicklung 25 und dem
negativen Anschlußpunkt der Gleichspannungsquelle 27
angeschlossen.
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In einer später noch zu beschreibenden Weise sind erste
und zweite Teilstartsignale an die Basiselektroden der jeweils
ersten und der zweiten Schalttransistoren 28 und 30
angeschlossen. Als Reaktion auf die ersten und zweiten
Teilstartsignale schalten die ersten und die zweiten
Schalttransistoren 28 und 30 abwechselnd Ein und Aus. Mit
anderen Worten: die Transistoren 28 und 30 führen einen
Gegentaktbetrieb aus, um eine Wechselspannung V&sub1; durch den
Invertertransformator 24 zu erzeugen. Ein Kombination des
ersten und des zweiten Schalttransistors 28 und 30, des
Invertertransformatörs 24, der Gleichspannungsquelle 27 und
der Dioden 29 und 31 kann als Inverter betrieben werden, um
ein Quellengleichspannung der Gleichspannungsquelle 27 in die
Wechselspannung V&sub1; zu konvertieren.
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Ein Serienresonanzschaltung 33 weist eine Spule L und
einen in Serie geschalteten Kondensator C auf. Die
Serienresonanzschaltung 33 ist mit einem Ende mit einem
Endanschlußpunkt der Sekundärwicklung 26 verbunden. Ein
Vollwellengleichrichter 34 ist zwischen einem anderen Ende der
Serienresonanzschaltung 33 und einem anderen Endanschlußpunkt
der Sekundärwicklung 26 angeschlossen und führt eine
Vollwellengleichrichtung eines Ausgangssignals der
Serienresonanzschaltung 33 aus, um ein gleichgerichtetes Signal zu
erzeugen. Eine Glättungsschaltung 35 glättet das
gleichgerichtete Signal in eines glattes Gleichstromsignal, das an die
Last 23 als der zuvor beschriebene Ausgangsstrom I&sub0; geliefert
wird. Der Ausgangsstrom I&sub0; wird dazu veranlaßt, als ein
Laststrom durch die Last 23 zu fließen.
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Die Startsteuerschaltung 21 umfaßt ein Stromdetektor 36
zur Detektion des Laststroms, um eine detektierte Spannung zu
erzeugen, die dem Laststrom entspricht. Eine
Referenzspannungsquelle 38 erzeugt eine konstante Referenzgleichspannung.
Als Reaktion auf die detektierte Spannung und die
Referenzgleichspannung verstärkt ein Fehlerverstärker 39 ein
Fehlersignal, das eine Fehlerspannung oder eine Differenz zwischen
der detektierten Spannung und der konstanten
Referenzgleichspannung repräsentiert. Ein verstärktes Fehlersignal wird als
eine verstärkte Spannung von dem Fehlerverstärker 39 erzeugt.
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Eine Stufenspannung-Erzeugungsschaltung 41 erzeugt eine
gestufte Spannung, die stufenförmig von Null bis zu einer
vorgeschriebenen Spannung variiert wird. Als Reaktion auf die
gestufte Spannung integriert ein Integrator 43 die gestufte
Spannung, um eine integrierte Spannung zu erzeugen, die
allmählich von Null auf eine positive Spannung ansteigt. Die
integrierte Spannung wird als eine Steuerspannung bezeichnet
werden, soweit es der Fall sein kann.
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Ein Spannungs/Frequenz-Wandler 45 ist direkt mit dem
Fehlerverstärker 39 und mit dem Integrator 43 über eine Diode
46 verbunden. Der Wandler 45 wird mit einer
Wandlereingangsspannung versorgt, die durch das Zusammenwirken der
verstärkten Spannung und der Steuerspannung definiert ist. Die
Wandlereingangspannung wird durch die Steuerspannung bestimmt,
solange die Steuerspannung nicht höher als die verstärkte
Spannung ist. Anderenfalls ist die Wandlereingangspannung
durch die verstärkte Spannung bestimmt. Der
Spannungs/Frequenz-Wandler 45 kann als eine Wandlerschaltung
zur Wandlung sowohl der Steuerspannung als auch der
verstärkten Spannung in eine erste Impulsfolge mit einer
Impulswiederholungsperiode betrieben werden, die als Reaktion
auf einen Anstieg sowohl der Steuerspannung als auch der
verstärkten Spannung abnimmt. Mit anderen Worten: die erste
Impulsfolge hat eine Impulswiederholungsfrequenz, die sich als
Reaktion auf den Anstieg der Wandlereingangspannung erhöht.
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Ein erster Frequenzteiler 47 weist einen Teilungsfaktor
von zwei auf. Der erste Frequenzteiler 47 teilt als Reaktion
auf die erste Impulsfolge die Impulswiederholungsfrequenz der
ersten Impulsfolge in eine erste geteilte Impulsfolge und in
eine zweite geteilte Impulsfolge auf, die eine Gegenphase im
Vergleich zur ersten geteilten Impulsfolge aufweist. Sowohl
die erste als auch die zweite Impulsfolge haben die gleiche
geteilte Impulswiederholungsperiode, die gleich der doppelten
Impulswiederholungsperiode der ersten Impulsfolge ist.
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Die integrierte Spannung oder Steuerspannung wird an einen
Impulsbreitenmodulator 48 über eine andere Diode 49 angelegt.
Als Reaktion auf die erste Impulsfolge und auf die über die
Diode 49 angelegte Steuerspannung erzeugt der
Impulsbreitenmodulator 48 ein modulierte Impulsfolge mit einer
Impulsbreite, die als Reaktion auf einen Anstieg der Steuerspannung
größer wird. Die modulierte Impulsfolge hat Anstiegsflanken
die synchron mit den Abfallflanken der ersten Impulsfolge
verlaufen.
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Ein zweiter Frequenzteiler 50 hat ebenfalls einen
Teilungsfaktor von zwei. Als Reaktion auf die modulierte
Impulsfolge erzeugt der zweite Frequenzteiler 50 dritte und
vierte geteilte Impulsfolgen wie der erste Frequenzteiler 47.
Die dritte geteilte Impulsfolge liegt relativ zur vierten
geteilten Impulsfolge in Gegenphase, wie zuvor erwähnt. Ein
Phasenunterschied zwischen der dritten und der vierten
geteilten Impulsfolge ist gleich 180º.
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Die Arbeitsweise des ersten und des zweiten
Frequenzteilers 47 und 50 und des Impulsbreitenmodulators wird jetzt
genauer beschrieben.
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Als Reaktion auf die erste und die dritte geteilte
Impulsfolge erzeugt eine erste UND-Schaltung 51 eine erste
UND-Impulsfolge. In gleicher Weise erzeugt eine zweite UND-
Schaltung 52 eine zweite UND-Impulsfolge als Reaktion auf die
zweiten und die vierten geteilten Impulsfolgen. Durch erste
und zweite Signallieferungsleitungen 53 und 54 werden die
ersten und die zweiten UND-Impulsfolgen an die ersten und
zweiten Schalttransistoren 28 und 30 als die jeweiligen ersten
und zweiten Teilstartsignale übertragen.
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Mit Bezug auf Fig. 2 zusammen mit Fig. 1 erfolgt jetzt die
Beschreibung, soweit es die Startsteuerschaltung 21 betrifft.
Sobald die Stufenspannung durch die
Stufenspannung-Erzeugungsschaltung 41 erzeugt ist, erzeugt der Integrator 43 die
integrierte Spannung, nämlich die Steuerspannung. Wie zuvor
beschrieben steigt die Steuerspannung allmählich von Null auf
die positive Spannung an. Die Steuerspannung wird in der zuvor
beschriebenen Weise an den Spannungs/Frequenz-Wandler 45 und
an den Impulsbreitenmodulator 48 über die jeweiligen Dioden 46
und 49 angelegt.
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Bei einem normalen oder stabilen Gleichgewichtszustand,
ausgenommen bei einem Startzustand, sinkt eine verstärkte
Spannung des Fehlerverstärkers 39 ab, wenn die detektierte
Spannung höher als die konstante Referenzgleichspannung der
Referenzspannungsquelle 38 wird. Wenn die detektierte Spannung
kleiner als die konstante Referenzgleichspannung wird, dann
steigt die verstärkte Spannung an.
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Hier sei der Anfangszustand betrachtet, bei dem der
Konstantstromgenerator 22 durch die Startsteuerschaltung 21
gestartet wird. In diesem Falle ist der Laststrom schwächer
als der Konstantstrom, und demzufolge ist die detektierte
Spannung niedriger als die Referenzgleichspannung. Die
resultierende verstärkte Spannung wird unausweichlich höher
als die Steuerspannung, unmittelbar nachdem der
Konstantstromgenerator 22 gestartet ist. Als Ergebnis ist anstatt der
verstärkten Spannung die Steuerspannung an den
Spannungs/Frequenz-Wandler 45 durch die Diode 46 angelegt. Die andere Diode
49 arbeitet wie die Diode 46 und veranlaßt mit der
Steuerspannung den Impulsbreitenmodulator 48 zur
Zusammenarbeit.
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Der Spannungs/Frequenz-Wandler 45 wandelt die
Steuerspannung in die erste Impulsfolge mit einer
Impulswiederholungsperiode TS um, die als Reaktion auf einen Anstieg des
Steuersignal abfällt, wie es bei a in Fig. 2 gezeigt ist.
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Der erste Frequenzteiler 47 mit dem Teilungsfaktor "2"
liefert als Reaktion auf die Impulsfolge a erste und zweite
geteilte Impulsfolgen an die jeweiligen ersten und zweiten
UND-Schaltungen 51 und 52. In Fig. 2 sind die ersten und die
zweiten geteilten Impulsfolgen relativ zueinander in
Gegenphase, wie es bei b und c dargestellt ist.
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Der Impulsbreitenmodulator 48 erzeugt als Reaktion auf die
erste Impulsfolge a und die Steuerspannung die modulierte
Impulsfolge, wie sie bei d in Fig. 2 dargestellt ist. Die
modulierte Impulsfolge d hat Anstiegsflanken, die mit den
Abfallflanken der ersten Impulsfolge a zeitlich
zusammenfallen. Die modulierte Impulsfolge d besitzt eine Impulsbreite
τ, die mit dem Anstieg der Steuerspannung größer wird. Die
Impulsbreite τ ist kürzer als die Impulswiederholungsperiode
TS der ersten Impulsfolge a.
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Der zweite Frequenzteiler 50 mit dem Teilungsfaktor "2"
wird mit der modulierten Impulsfolge d versorgt, um die
dritten und die vierten geteilten Impulsfolgen an die
jeweiligen ersten und die zweiten UND-Schaltungen 51 und 52,
wie es bei e und f in Fig. 2 gezeigt ist, zu liefern. Wie es
aus Fig. 2 ersichtlich ist, beträgt der der phasenunterschied
zwischen den dritten und den vierten geteilten Impulsfolgen
180º.
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Die erste UND-Schaltung 51 liefert als Reaktion auf die
ersten und die dritten Impulsfolgen b und e die erste UND-
Impulsfolge als das zuvor beschriebene erste Teilstartsignal
über eine erste Signallieferungsleitung 53 an den ersten
Schalttransistor 28. Die erste UND-Impulsfolge ist bei g in
Fig. 2 dargestellt. Die zweite UND-Schaltung 52 liefert als
Reaktion auf die zweiten und die vierten Impulsfolgen c und f
die zweite UND-Impulsfolge als das zuvor beschriebene zweite
Teilstartsignal über eine zweite Signallieferungsleitung 54 an
den zweiten Schalttransistor 30. Die zweite UND-Impulsfolge
ist bei h in Fig. 2 dargestellt. Sowohl die ersten als auch
die zweiten Impulsfolgen g und h weisen eine
Impulswiederholungsperiode von 2TS und eine Impulsbreite von τ auf.
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Da eine Kombination der ersten und der zweiten UND-
Impulsfolgen g und h als Startsignal an den
Konstantstromgenerator 22 angelegt ist, wird die Kombination hierin als
eine zweite Impulsfolge bezeichnet. Es sollte verstanden sein,
daß die zweite Impulsfolge eine Impulswiederholungsperiode TS
und ein Impulsbreite τ in dem in Fig. 2 dargestellten Beispiel
aufweist.
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Eine Kombination der ersten und der zweiten Frequenzteiler
47 und 50, des Impulsbreitenmodulators 48 und der ersten und
der zweiten UND-Schaltungen 50 und 52 wird als
Verarbeitungsschaltung 55 bezeichnet, die auf die Steuerspannung reagiert,
um die erste Impulsfolge in die zweite Impulsfolge mit der
Impulsbreite umzuwandeln, die als Reaktion auf den Anstieg der
Steuerspannung größer wird.
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Eine Kombination der ersten und der zweiten
Signallieferungsleitungen 53 und 54 kann als Signallieferungsteil
zum Liefern der zweiten Impulsfolge als Startsignal an den
Konstantstromgenerator 22 betrieben werden.
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Wie es im Vorwort der vorliegenden Spezifikation
beschrieben wurde, ist die Startsteuerschaltung 21 in der
Lage, den Konstantstromgenerator 22 zu veranlassen, die Last
23 mit dem Ausgangsstrom I&sub0;, der allmählich von Null bis zu
einem konstanten Strom ansteigt, zu versorgen.
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Mit Bezug auf Fig. 3 zusammen mit Fig. 1 und 2 wird die
Beschreibung bezüglich des Grunds durchgeführt werden, warum
die Startsteuerschaltung 21 den Generator 22 dazu veranlassen
kann, die Last 23 mit dem Ausgangsstrom I&sub0; zu versorgen, der
allmählich von Null bis einem konstanten Stromwert ansteigt.
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Jedes von den ersten und zweiten Teilstartsignalen g und h
hat, wie zuvor erwähnt, eine Impulswiederholungsperiode 2TS
und eine Impulsbreite τ. Die Impulswiederholungsperiode 2TS
und die Impulsbreite τ sind unmittelbar nach dem Start des
Generators 22 durch die Steuerspannung definiert.
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In Fig. 3 sind Signalwellenformen verschiedener Teile des
Konstantstromgenerators 22 in einem solchen Zustand entlang
einer Zeitachse t dargestellt. Es wird angenommen, daß, in der
in der ersten oder obersten Zeile dargestellten Weise, der
erste Schalttransistor 28 zu einem Zeitpunkt t=0 einschaltet
(aufwärts) und während eines Zeitintervalls, das gleich der
Impulsbreite τ des ersten Teilstartsignals ist, in einem Ein-
Zustand gehalten wird. Der erste Schalttransistor 28 schaltet
zu einem anderen Zeitpunkt t=R(R < π) ab. Der erste
Schalttransistor 28 schaltet wiederholt mit einer Periode ein, die
gleich der Impulswiederholungsperiode 2TS des ersten
Teilstartsignals ist. Es wird ebenfalls angenommen, daß der
zweite Schalttransistor 30 zu einem Zeitpunkt t=tS einschaltet
(abwärts) und während eines Zeitintervalls, das gleich der
Impulsbreite T des zweiten Teilstartsignals ist, in einem Ein-
Zustand gehalten wird. Der zweite Schalttransistor 30 wird
wiederholt mit einer Periode in den Ein-Zustand gebracht, die
gleich der Impulswiederholungsperiode 2TS des zweiten
Teilstartsignals ist. Wie es aus obigen ersichtlich ist,
schaltet der zweite Schalttransistor 30 ein, wenn eine
Zeitdauer TS nach dem Einschalten des ersten Schalttransistors
28 abgelaufen ist.
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Hierin habe die Serienresonanzschaltung 33 eine
Resonanzperiode 2Ton. In diesem Falle repräsentiert Ton eine Hälfte
der Resonanzperiode und ist dargestellt durch:
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Ton = π/ω
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wobei ω eine Kreisfrequenz eines Resonanzstroms der
Serienresonanzschaltung 33 darstellt.
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Während des Ein-Zustands des ersten Schalttransistors 28,
nämlich während dem Zeitpunkt t = 0, und dem anderen Zeitpunkt
t = R fließt der Resonanzstrom I&sub1; durch die
Serienresonanzschaltung
33, wie es entlang der obersten Zeile dargestellt
ist. Der zuvor erwähnte Kondensator C der
Serienresonanzschaltung 33 wird als Reaktion auf den Resonanzstrom
I&sub1; aufgeladen. Als Ergebnis tritt eine sich ändernde Spannung
VC über dem Kondensator C auf, wie es in der zweiten Zeile von
oben dargestellt ist. Eine sich ändernde Spannung VL tritt
über der Spule auf, wie es in der dritten Zeile von oben
dargestellt ist. Andererseits wird eine Ausgangsspannung V&sub1;
zwischen den beiden Endanschlußpunkten der Sekundärwicklung 26
erzeugt, um während einer durch 0 < t < R definierten Zeit
konstant gehalten zu werden, wie es entlang einer vierten
Zeile von oben dargestellt ist. Eine Eingangsspannung V&sub2; wird
an den Vollwellengleichrichter 34 angelegt, um während der
Zeitdauer 0 < t < R konstant zu sein, wie es entlang einer
fünften oder der untersten Zeile dargestellt ist.
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Die Spannung VC wird durch die folgende Gleichung (1)
dargestellt:
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wobei Ipk einen Maximalwert des Resonanzstroms I&sub1; darstellt.
Wie es aus Gleichung (1) ersichtlich ist, kann die Spannung VC
durch einen Reduzierung der Impulsbreite τ verkleinert werden.
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Es ist anzumerken, daß ein magnetischer Fluß im
Invertertransformator 24 auftritt und mit der Ein- und Ausschaltung
des ersten und des zweiten Schalttransistors 28 und 30
variiert. Während der durch 0 < T < R bezeichneten Zeit ist
der magnetische Fluß einer Änderung Φ&sub1; unterworfen, die
dargestellt wird durch:
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wobei n&sub1; die Windungszahl von jeder Teilprimärwicklung 25
darstellt, während Vin eine Quellenspannung der
Gleichspannungsquelle 27 darstellt.
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Wenn der erste Schalttransistor 28 zu dem Zeitpunkt t = R
abschaltet, entlädt sich der Kondensator C während der
Zeitdauer R < t < tS über den Vollwellengleichrichter 34, die
Glättungsschaltung 35, die Sekundärwicklung 26 und die Spule
L. Als Ergebnis erscheint eine Spannungsdifferenz (VC - V&sub2;)
zwischen beiden Endanschlußpunkten der Sekundärwicklung 26.
Mit der Annahme, daß Φ&sub2; einen Magnetflußänderung im
Invertertransformator 24 während der Zeitdauer R < t < tS
darstellt, dann ist die Änderung Φ&sub2;, dargestellt durch:
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wobei n&sub2; die Windungszahl der Sekundärwicklung 26 darstellt.
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Mit der Annahme, daß Φ eine Gesamtänderung des
Magnetflußes im Invertertransformator 24 während einer Zeitdauer
0 < t < tS, nämlich während TS' darstellt, ist die
Gesamtänderung dargestellt durch:
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Die Spannung V&sub1; über beiden Endanschlußpunkten der
Sekundärwicklung 26 ist dargestellt durch:
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Das heißt, die Spannung V&sub1; entspricht während der
Zeitdauer TS ungefähr einem konstanten Wert, wie es aus der
vierten Zeile von Fig. 3 ersichtlich ist. Unter diesem
Gesichtspunkt ist die Gesamtänderung dargestellt durch:
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Der Ausgangsstrom I&sub0; des Generators 22 ist dargestellt
durch:
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In Gleichung (7) möge die Impulswiederholungsperiode in
der Startphase extrem lang und danach kurz werden, wobei die
Impulsbreite T und der Maximalstrom Ipk konstant gehalten
werden. Unter diesen Umständen kann es möglich sein, den
Ausgangsstrom zu einem allmählichen Ansteigen von Null auf
einen konstanten Strom zu veranlassen. Es gibt jedoch eine
Längenbegrenzung bei der Verlängerung der
Impulswiederholungsperiode TS. Solch eine lange Impulswiederholungsperiode
TS ergibt ein extremes Anwachsen der Gesamtflußänderung.
Folglich wird der Betrieb des Inverters instabil, wenn die
Gesamtflußänderung einen Sättigungsmagnetfluß ΦS im
Invertertransformator 24 erreicht. Es ist daher unmöglich, den
Generator 22 zu veranlassen, die Last 23 mit dem Laststrom
zu versorgen, der allmählich von Null aus ansteigt. Der
resultierende Ausgangsstrom 10 steigt plötzlich von Null aus
an und deshalb wird die Last 23 mit einem Stromstoß
beaufschlagt.
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Sogar dann, wenn die Startsteuerschaltung 21 den
Stromgenerator 22 veranlassen könnte, den Ausgangsstrom 10 zu
erzeugen, der kurz nach dem Start des Konstantstromgenerators
22 allmählich von Null ansteigt (das heißt, V&sub2; ≠ 0), kann die
Sättigung des Invertertransformators 24 vermieden werden, wenn
eine Bedingung so gewählt wird, daß die Gesamtflußänderung
kleiner als der Sättigungsmagnetfluß ΦS kurz nach dem Start
des Konstantstromgenerator 22 wie folgt bleibt:
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Um die durch die Ungleichung (8) gegebene Bedingung zu
erfüllen, muß die Spannung VC verkleinert werden. Das kann
erreicht werden, indem die Impulsbreite T klein gemacht wird,
wie es leicht aus Gleichung (1) verständlich ist. Zu diesem
Zweck verarbeitet die Verarbeitungseinheit 55 die erste
Impulsfolge in eine zweite Impulsfolge mit der Impulsbreite τ,
die als Reaktion auf einen Anstieg der Steuerspannung größer
wird.
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Nach Fig. 4 steigt der Ausgangsstrom I&sub0; bei Einsatz der
Startsteuerschaltung 21 allmählich von Null auf den konstanten
Strom, wie dargestellt, an, wenn die Bedingung erfüllt ist.
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Die Startsteuerschaltung 21 ist jedoch nicht in der Lage,
den Konstantstromgenerator 22 an eine große Bandbreite von
Lasten anzupassen. Das kommt daher, daß die
Referenzspannungsquelle 38, die Stufenspannung-Erzeugungsschaltung 41 und der
Integrator 43 unabdingbar geändert werden müssen, wenn die
Last 23 durch eine andere ersetzt wird. Zusätzlich ist es
schwierig, den Ausgangsstrom I&sub0; in der Startphase stabil zu
halten. Der Grund für diese Schwierigkeit wird jetzt
beschrieben. Der Fehlerverstärker 39 wird in einer
Rückkopplungsschleife für den Konstantstromgenerator 22 verwendet.
Weil der Integrator 43 mit einer Ausgangsseite des
Fehlerverstärkers 38 verbunden ist, ist der Integrator 43
nicht im Regelkreis mit eingeschlossen. Unmittelbar nach dem
Start des Generators 22 durch Startsteuerschaltung 21 ist
sowohl die Wandlerschaltung 45 als auch die
Verarbeitungsschaltung 55 nicht durch eine Ausgangsspannung des
Fehlerverstärkers 39, sondern durch die Steuerspannung gesteuert, die
durch den Integrator 43 unabhängig von der konstanten
Referenzspannung der Referenzspannungsquelle 38 erzeugt wird.
Da die Steuerspannung sowohl an der Wandlerschaltung 45 als
auch an der Verarbeitungsschaltung 55 unabhängig von der
konstanten Referenzspannung anliegt, ist der Ausgangsstrom I&sub0;
instabil. Es ist deshalb schwierig, einen vergleichsweise
niedrigen Strombereich des Ausgangsstrom I&sub0; näher bei Null als
beim konstanten Stromwert auszuwählen. Das ist der Grund für
die Schwierigkeit.
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Nach Fig. 5 weist jetzt eine Startsteuerschaltung 21 gemäß
einer Ausführungsform dieser Erfindung ähnliche Teile auf, die
mit gleichen Bezugsnummern bezeichnet sind. Die
Startsteuerschaltung 21 enthält eine, eine Referenzspannung erzeugende
Schaltung 60 zum Erzeugen einer Referenzgleichspannung, die
allmählich von Null auf eine vorbestimmte Referenzspannung
ansteigt, um letztlich auf der vorbestimmten Referenzspannung
beibehalten zu werden. Als Reaktion auf die detektierte
Spannung und die Referenzgleichspannung verstärkt ein
Fehlerverstärker 61 ein Fehlersignal, das eine Fehlerspannung
zwischen der detektierten Spannung und der
Referenzgleichspannung repräsentiert, um eine verstärkte Spannung zu
erzeugen. Eine Spannungslieferungsleitung 62 dient dem Liefern
der verstärkten Spannung als Steuerspannung an den
Spannungs/Frequenz-Wandler, nämlich die Wandlerschaltung 45.
Eine andere Spannungslieferungsleitung 63 dient dem Liefern
der verstärkten Spannung als Steuerspannung an den
Impulsbreitenmodulator 48 der Verarbeitungsschaltung 55.
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Die Referenzspannung-Erzeugungsschaltung 60 umfaßt eine
Stufenspannung-Erzeugungsschaltung 64 zur Erzeugung einer
Stufenspannung, die im wesentlich augenblicklich von Null auf
einen vorbestimmten Wert ansteigt. Als Reaktion auf die
Stufenspannung integriert ein Integrator 65 die
Stufenspannung, um eine integrierte Spannung zu erzeugen, die allmählich
von Null auf eine positive Spannung ansteigt.
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Eine Referenzspannung-Versorgungsschaltung 66 formt als
Reaktion auf die integrierte Spannung die integrierte Spannung
in eine Referenzgleichspannung um. Demzufolge kann eine
Kombination des Integrators 65 und der Referenzspannung-
Versorgungsschaltung 66 als eine Umformschaltung zur Umformung
der Stufenspannung in eine Referenzgleichspannung betrieben
werden.
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Jetzt wird eine Beschreibung der Betriebsweise der in Fig.
5 dargestellten Steuerschaltung erfolgen. Sobald die
Stufenspannung durch die Stufenspannung-Erzeugungsschaltung 64
erzeugt wird, produziert der Integrator 65 die integrierte
Spannung, die allmählich von Null aus ansteigt. Die
Referenzspannung-Versorgungsschaltung 66 liefert als Reaktion
auf die integrierte Spannung die Referenzgleichspannung an den
Fehlerverstärker 61. Da der Fehlerverstärker 61 eine
Rückkopplungsfunktion ausführt, beliefert der Fehlerverstärker
61 den Spannung/Frequenz-Wandler oder die Wandlerschaltung 45
und den Impulsbreitenmodulator 48 mit der verstärkten
Spannung, die proportional zu einem Ansteigen der
Referenzgleichspannung ansteigt. Im Ergebnis ist die
Startsteuerschaltung
21, so wie die in Fig. 1 dargestellte
Startsteuerschaltung 21, in der Lage, den Generator 22 zu
veranlassen, den Ausgangsstrom 10 zu erzeugen, der allmählich
von Null ansteigt.
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Zusätzlich dazu steigt die Referenzgleichspannung
allmählich von Null auf die vorbestimmte Referenzspannung an und
liegt an dem Fehlerverstärker 61 an. Im Ergebnis werden die
Wandlerschaltung 45 und die Verarbeitungsschaltung 55 durch
die verstärkte Spannung gesteuert. Die Startsteuerschaltung 21
ist daher in der Lage, den Generator 22 zur Erzeugung eines
stabilen Stroms als Ausgangsstrom 10 zu veranlassen,
unmittelbar, nachdem der Generator 22 durch die
Startsteuerschaltung 21 gestartet ist. Im Ergebnis ist es
möglich, einen Konstantstrom sogar in einem vergleichsweise
niedrigen Strombereich näher bei Null des Ausgangsstroms 10 zu
wählen. Folglich ist die Startsteuerschaltung 21 von Fig. 5 in
der Lage, den Stromgenerator 22 an eine breite Vielfalt von
Lasten anzupassen.
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Gemäß Fig. 6 kann der Impulsbreitenmodulator 48 einen
monostabilen Multivibrator 70 aufweisen. Der monostabile
Multivibrator 70 hat eine Zeitkonstanten-Schaltung, die einen
Transistor Tr&sub1;, Widerstände r&sub1; und r&sub2; und einen Kondensator C&sub1;
umfaßt. Der Transistor Tr&sub1; hat eine Basiselektrode, die mit
der Spannungslieferungsleitung 63 verbunden ist. Der
Transistor Tr&sub1; kann als ein variabler Widerstand betrieben
werden, der einen variablen Widerstand als Reaktion auf die
über die Spannungslieferungsleitung 63 angelegte verstärkte
Spannung aufweist. Als Reaktion auf die bei a in Fig. 2
gezeigte erste Impulsfolge erzeugt der monostabile
Multivibrator 70 die modulierte Impulsfolge, die bei d in Fig.
2 dargestellt ist. Die modifizierte Impulsfolge d hat
Anstiegsflanken, die mit den Abfallflanken der ersten
Impulsfolge a zeitlich zusammenfallen. Die modifizierte
Impulsfolge d besitzt eine Impulsbreite T, die mit einem
Anstieg der verstärkten Spannung größer wird. Das heißt, die
Impulsbreite τ ist durch eine Zeitkonstante der
Zeitkonstantenschaltung bestimmt. Die Zeitkonstante ist durch
das Zusammenwirken des Widerstands von Transistor Tr&sub1;, der
Werte der Widerstände r&sub1; und r&sub2; und eine Kapazität des
Kondensators C&sub1; definiert.
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Gemäß Fig. 7 liegt eine andere Verarbeitungsschaltung 72
für den Einsatz anstelle der Verarbeitungsschaltung vor, die
in Verbindung mit Fig. 1 beschrieben und in der in Fig. 5
dargestellten Verarbeitungsschaltung verwendet wird. Die
Verarbeitungsschaltung 72 umfaßt erste und zweite
Impulsbreitenmodulatoren 73 und 74 anstelle des
Impulsbreitenmodulators 48, des zweiten Frequenzteilers 50 und der UND-
Schaltungen 51 und 52 der Verarbeitungsschaltung 55.
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Der erste Frequenzteiler 47 erzeugt, wie zuvor erwähnt,
die ersten und die zweiten geteilten Impulsfolgen, die bei b
und c in Fig. 2 dargestellt sind.
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Als Reaktion auf die erste geteilte Impulsfolge b und die
durch die Spannungslieferungsleitung 63 angelegte verstärkte
Spannung erzeugt der Impulsbreitenmodulator 73 eine erste
modulierte Impulsfolge. Die erste modulierte Impulsfolge hat
Anstiegsflanken, die mit den Abfallflanken der ersten
geteilten Impulsfolge b zeitlich zusammenfallen. Die erste
modulierte Impulsfolge besitzt eine Impulsbreite T, die mit
einem Anstieg der verstärkten Spannung größer wird. Die erste
modulierte Impulsfolge kann daher als die bei g in Fig. 2
gezeigte erste UND-Impulsfolge verwendet werden.
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Als Reaktion auf die zweite geteilte Impulsfolge c und die
verstärkte Spannung erzeugt der Impulsbreitenmodulator 74 eine
zweite modulierte Impulsfolge. Die zweite modulierte
Impulsfolge hat Anstiegsflanken, die mit den Abfallflanken der
zweiten geteilten Impulsfolge c zeitlich zusammenfallen. Die
zweite modulierte Impulsfolge besitzt eine Impulsbreite T, die
mit einem Anstieg der verstärkten Spannung größer wird.
Folglich kann die zweite modulierte Impulsfolge daher als
Ersatz für die bei h in Fig. 2 gezeigte zweite UND-Impulsfolge
verwendet werden.
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Die ersten und die zweiten modulierten Impulsfolgen werden
über die jeweiligen ersten und die zweiten
Signallieferungsleitungen 53 und 54 an die Schalttransistoren 28 und 30
angelegt.
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Aus dem Vorausgegangenen wird es verständlich geworden
sein, daß hier eine Startsteuerschaltung gemäß dem
beanspruchten Gegenstand beschrieben wurde, um ein
Startsignal an einen Konstantstromgenerator zu liefern und
den Konstantstromgenerator zu veranlassen, einen Ausgangsstrom
an eine Last zu liefern, durch die ein Laststrom als Reaktion
auf den Ausgangsstrom fließt, wobei die Startsteuerschaltung
aufweist: eine Stromdetektoreinrichtung, um den Laststrom zu
detektieren und eine dem detektierten Laststrom entsprechende
Spannung zu erzeugen, einen Fehlerverstärker, dessen
Ausgangssignal die Differenz zwischen einer Referenzspannung
und der detektierten Spannung repräsentiert,eine
Wandlereinrichtung, an deren Eingang eine Differenzspannung
angelegt wird, die aus dem Ausgangssignal des Verstärkers
erhalten wurde, und von deren Ausgang eine erste Impulsfolge
erhalten wird, die eine Impulswiederholungsperiode aufweist,
die als Reaktion auf den Anstieg eines Wertes einer
Eingangsspannung absinkt, die von Null bis zu einer positiven
Spannung veränderlich ist, eine Verarbeitungseinrichtung, die
auf das Ausgangssignal der Wandlereinrichtung reagiert, um die
erste Impulsfolge in eine zweite Impulsfolge zu verarbeiten,
die eine Impulsbreite aufweist, die als Reaktion auf den
Anstieg größer wird, eine Einrichtung zum Liefern der zweiten
Impulsfolge an den Konstantstromgenerator als Startsignal,
wobei die an den Fehlerverstärker angelegte Referenzspannung
durch eine Referenzspannung-Erzeugungseinrichtung
bereitgestellt wird und eine Referenzgleichspannung ist, die
allmählich von Nullauf eine vorbestimmte Referenzspannung
ansteigt und wobei die Referenzspannung-Erzeugungseinrichtung
aufweist: eine Spannungsgeneratoreinrichtung zum Erzeugen
einer Stufenspannung, die im wesentlichen augenblicklich von
Null auf eine vorbestimmte Spannung ansteigt, eine
Integratoreinrichtung, die mit der
Spannungserzeugungseinrichtung zum Integrieren der Stufenspannung verbunden ist,
um eine integrierte Spannung zu erzeugen und eine
Formungseinrichtung für die integrierte Spannung, die mit der
Integratoreinrichtung verbunden ist, um die integrierte
Spannung in eine Referenzgleichspannung umzuformen und zu
begrenzen, wobei sich die an die Wandlungseinrichtung
angelegte Spannung ändert, wenn eine Veränderung der Last zu
einer Änderung des Laststroms führt.