DE2915450C2 - - Google Patents
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf einen Spannungswandler
entsprechend dem Oberbegriff des
Anspruches 1.
Es ist bereits ein Spannungswandler bekannt, der auch bei
einer großen Laständerung eine stabile Gleichspannung ohne Verringerung des Wirkungsgrades
liefern kann. Ein derartiger Spannungswandler ist aus
der DE-OS 27 02 277 bekannt und wird
anhand der Fig. 1 erläutert.
In Fig. 1 bezeichnet 1 einen Netzstecker, dem eine
handelsübliche Wechselspannung zugeführt wird. Die dem
Netzstecker 1 zugeführte Wechselspannung wird über einen
Schalter 2 einem Gleichrichter 3 zugeführt, durch den sie
gleichgerichtet und geglättet
wird. Die so erzeugte Gleichspannung wird über die
Primärwicklung 4 a eines Transformators und eine Diode 5
auf einen NPN-Transistor
6 gegeben, der ein erstes Schaltelement bildet; die
am Mittelabgriff der Primärwicklung 4 a auftretende Gleichspannung
wird einem NPN-Transistor 7 zugeführt, der ein
zweites Schaltelement bildet. Es wird dabei angenommen,
daß die Induktivität des Wicklungsteils zwischen dem
einen Ende und dem Mittelabgriff der Primärwicklung L₁
und die Induktivität zwischen dem Mittelabgriff und dem
anderen Teil der Primärwicklung 4 a L₂ ist.
In der Sekundärwicklung 4 b des Transformators 4 wird infolge des Schaltvorganges des Transistors 6 oder 7 eine
Wechselspannung
erzeugt. Diese Wechselspannung
wird einem Gleichrichter
8 zugeführt und durch
diesen gleichgerichtet und geglättet. Die Gleichspannung wird
an einen Ausgang 9 abgegeben. Die Gleichspannung am Ausgang
9 wird einem Gleichspannungsdetektor 10 zugeführt,
der die Größe der angelegten Spannung ermittelt. Das ermittelte
Ausgangssignal wird über einen isolierenden
Koppler 11, wie einen Optokoppler oder dergleichen, auf
einen Impulsbreitenmodulator 12 gegeben, der ein Schaltsignal
als Modulationseingangssignal erzeugt. Dem Impulsbreitenmodulator
12 wird auch von einem Taktimpulsoszillator 13 ein Taktimpuls
als Träger zugeführt. Die Impulsbreite
des Schaltsignals, das das Ausgangssignal des
Impulsbreitenmodulators 12 ist, wird in Abhängigkeit von
der Gleichspannung geändert, die am Ausgang 9 erhalten
wird, um diese Gleichspannung auf einen gewünschten
konstanten Wert zu stabilisieren.
Bei dem bekannten Spannungswandler in Fig. 1 ist ein
Widerstand 14 mit geringem Widerstandswert, der als
Stromdetektor dient, zwischen die Sekundärwicklung 4 b
des Transformators 4 und Masse geschaltet. Der Spannungsabfall
am Widerstand 14 wird einem Stromdetektor
15 zugeführt. Dieser Stromdetektor 15 ist derart ausgebildet,
daß sein Ausgang einen niedrigen Pegel "0" hat,
wenn der Spannungsabfall am Widerstand 14, d. h.
der Ausgangsstrom am Ausgang 9 niedriger als ein Schwellwert
ITH ist, während sein Ausgang einen hohen Pegel "1"
hat, wenn der Ausgangsstrom über dem vorbestimmten Wert
ITH liegt. Das ermittelte Ausgangssignal des Stromdetektors
15 wird über einen isolierenden Koppler 16, wie einen Optokoppler
oder dergleichen, einem Steuerkreis, wie einem
D-Flip-Flop 17, an dessen D-Eingang zugeführt, dem auch
an seinem Triggereingang T der Taktimpuls des Taktimpulsoszillators
13 zugeführt wird. Das an dem Ausgang des
D-Flip-Flops 17 erscheinende Ausgangssignal wird als
Steuersignal dem einen Eingang des UND-Glieds 18 zugeführt,
dem an seinem anderen Eingang des Schaltsignals des Impulsbreitenmodulators
12 zugeführt wird. Das vom UND-Glied 18
abgegebene Schaltsignal wird der Basis des Transistors 6
zugeführt. Das Ausgangssignal am Ausgang Q des Flip-Flops
17 wird als Steuersignal dem einen Eingang eines UND-
Glieds 19 zugeführt, dem am anderen Eingang das Schaltsignal
des Impulsbreitenmodulators 12 zugeführt wird.
Das Schaltsignal, das von dem UND-Glied 19 abgegeben
wird, wird der Basis des Transistors 7 zugeführt.
Wenn bei dem bekannten Spannungsregler eine an den
Ausgang 9 angeschlossene Last klein ist, ergibt sich ein kleiner Ausgangsstrom
am Ausgang 9. Wenn jedoch der Ausgangsstrom
unter dem Schwellwert ITH des Stromdetektors 15
liegt, wird dessen Ausgangssignal "0". Das Ausgangssignal
am Ausgang Q des Flip-Flops 17 wird daher synchron mit
dem Taktimpuls des Taktimpulsoszillators 13 "0" und damit
wird der Transistor 7 gesperrt.
Da jedoch zu diesem Zeitpunkt das Ausgangssignal am Ausgang
des Flip-Flops 17 "1" wird, durchläuft das Schaltsignal
des Impulsbreitenmodulators 12 das UND-Glied 18
und wird der Basis des Transistors 6 zugeführt. Der
Transistor 6 schaltet somit die Eingangsgleichspannung
und damit wird die Ausgangsgleichspannung Vo am Ausgang 9
erzeugt. Da die Eingangsgleichspannung Vi des Gleichrichters
3 auf die gesamte Primärwicklung 4 a des Transformators
4 bzw. die Reihenschaltung der Induktivitäten
L₁ und L₂ gegeben wird,
kann die Ausgangsgleichspannung
Vo wie folgt ausgedrückt werden, wenn angenommen wird, daß das
Tastverhältnis des Schaltsignals D, seine Periode Tp und
die Größe der Last RL ist:
Die maximale Ausgangsleistung Po kann wie folgt ausgedrückt
werden:
Wenn daher die Induktivitätswerte L₁ und L₂ zuvor gewählt
werden, kann die Ausgangsspannung Vo, die unabhängig
von Laständerungen ausreichend stabil ist, selbst
bei einer kleinen Last erhalten werden.
Wenn die an den Ausgang 9 angeschlossene Last groß ist, ergibt sich
ein großer Ausgangsstrom am Ausgang 9. Wenn der Ausgangsstrom
den Schwellwert ITH des Gleichspannungsdetektors
15 überschreitet, wird dessen Ausgangssignal
"1". Damit wird das Ausgangssignal am Ausgang des
Flip-Flops 17 synchron mit dem Taktimpuls des Taktimpulsoszillators
13 "0", so daß das Ausgangssignal des UND-
Glieds 18 "0" wird und damit der Transistor 6 gesperrt
wird. Da zu diesem Zeitpunkt jedoch das Ausgangssignal
am Ausgang Q des Flip-Flops 17 "1" wird, wird das
Schaltsignal des Impulsbreitenmodulators 12 über das
UND-Glied 19 der Basis des Transistors 7 zugeführt, um
diesen zu öffnen. Dabei wird der Wicklungsteil der Primärwicklung
4 a des Transformators 4 benutzt, der von seinem einen Ende
zu seinem Mittelabgriff reicht und dessen Induktivitätswert L₁ ist.
Die maximale Ausgangsleistung Po kann zu diesem
Zeitpunkt somit wie folgt ausgedrückt werden:
Da dabei der Induktivitätswert im Vergleich zudem bei
geringer Last klein ist, wird die maximale Ausgangsleistung
Po, die am Ausgang 9 erhalten werden kann, groß,
wie sich aus den Gleichungen (1) und (2) ergibt. Selbst
wenn daher eine große Ausgangsleistung abgegeben wird, ist
die Gleichspannung am Ausgang 9 stabil; selbst wenn daher
die Last so groß ist, kann eine ausreichend stabile Gleichspannung
bei Laständerungen erhalten werden. Da mit der Laständerung
eine Änderung des Induktivitätswertes von L₁+L₂
auf L₁ verbunden ist, wird der Wirkungsgrad verringert.
Der Transistor 6 oder 7 wird dabei durch das Schaltsignal
geschaltet, das am Ausgang des Impulsbreitenmodulators 12
erhalten wird, so daß eine gewünschte konstante Gleichspannung
am Ausgang 9 erhalten werden kann.
Da jedoch bei dem bekannten Spannungswandler der Strom
an der Sekundärseite des Transformators 4 ermittelt
wird, um die Laständerung zu erfassen, ist der Koppler
16 notwendig, um
die Primärseite des Transformators 4 von dessen Sekundärseite
zu isolieren; es ist ferner der Widerstand 14 und
der Stromdetektor 15 zur Ermittlung des Stroms notwendig.
Der bekannte Spannungswandler ist daher im Aufbau kompliziert.
Wenn bei dem bekannten Spannungswandler der Fig. 1 die
Impulsbreite des Schaltsignals, das auf den Transistor 6
gegeben wird, 50% beträgt, wenn vom Transistor 6 und 7
umgeschaltet wird, wird der Transistor 7 mit dieser Impulsbreite
betrieben. Die Ausgangsspannung schwingt daher
etwas über und es wird von dem Transistor 7 auf 6 umgeschaltet,
um die Impulsbreite schnell zu verringern.
Dabei wird jedoch wiederum die Ausgangsspannung zu niedrig
und damit wird die Impulsbreite groß. Somit wird wieder
auf den Transistor 7 umgeschaltet und es ergibt sich
eine Art Schwingung. Das Schalten der Schaltelemente kann
daher nicht gleichmäßig bzw. schwingungsfrei durchgeführt werden.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, unter
Vermeidung dieser Nachteile einen
Spannungswandler zu schaffen, dessen Schaltelemente
gleichmäßig bzw. schwingungsfrei geschaltet werden und
bei dem die Neigung der Ausgangsspannung eines Sägezahngenerators
in Verbindung mit der Änderung der Schaltelemente
gesteuert wird.
Gelöst wird diese Aufgabe bei einem Spannungswandler
entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1 durch die
im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale.
Zweckmäßige Ausgestaltungen der Erfindung ergeben
sich aus den Unteransprüchen.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Fig. 2 bis
5 beispielsweise erläutert. Es zeigt:
Fig. 2 ein Schaltbild des Spannungswandlers gemäß
der Erfindung,
Fig. 3A bis 3G den Verlauf von Signalen zur Erläuterung
der Arbeitsweise des Spannungswandlers in Fig. 2,
Fig. 4 ein Schaltbild eines Beispiels des Impulsbreitenmodulators
des Spannungswandlers in
Fig. 2, und
Fig. 5A bis 5D den Verlauf von Signalen zur Erläuterung
der Arbeitsweise des Impulsbreitenmodulators in
Fig. 4.
Anhand der Fig. 2 bis 5 wird nun ein Beispiel des Spannungswandlers
der Erfindung beschrieben, wobei die Elemente
entsprechend Fig. 1 mit den gleichen Bezugsziffern versehen
sind und nicht mehr im einzelnen beschrieben werden.
In Fig. 2 bezeichnen 20 a und 20 b einen ersten und zweiten
Bezugsimpulsgenerator. Der erste Bezugsimpuls des ersten
Bezugsimpulsoszillators 20 a in Fig. 3B ist so gewählt,
daß seine Impulsbreite a etwas breiter als der Wert
bei kleiner Last ist; die Impulsbreite des
Schaltimpulses des Impulsbreitenmodulators 12 A wird
minimal, wenn der Transistor 7 verwendet wird. Der
zweite Bezugsimpuls des zweiten Bezugsimpulsoszillators 20 b
ist so gewählt, daß, wie Fig. 3C zeigt, seine Impulsbreite
b die folgende Bedingung erfüllt:
wobei Da das Tastverhältnis des ersten Bezugsimpulses
und Db das des zweiten darstellt.
Dabei ist der erste und zweite Bezugsimpuls synchron mit
dem in Fig. 3A gezeigten Taktimpuls des Taktimpulsoszillators
13.
Der erste Bezugsimpuls des ersten Bezugsimpulsoszillators
20 a wird einem der Eingänge eines NAND-Glieds 21 zugeführt,
dessen anderem Eingang das Signal "0" oder "1"
zugeführt wird, das an dem Ausgang Q des Flip-Flops 17
erscheint. Der zweite Bezugsimpuls des zweiten Bezugsimpulsoszillators
20 b wird dem einen Eingang eines
NAND-Glieds 22 zugeführt, dessen anderem Eingang das
Signal am Ausgang Q des Flip-Flops 17 über einen Inverter
23 zugeführt wird. Die Ausgangssignale der NAND-
Glieder 21 und 22 werden den Eingängen eines NAND-
Glieds 24 zugeführt. Die NAND-Glieder 21, 22, 24 und
der Inverter 23 bilden einen Bezugsimpulswählkreis. Wenn
das Ausgangssignal am Ausgang Q des Flip-Flops 17 "1"
ist, wird der erste Bezugsimpuls am Ausgang des NAND-
Glieds 24 erhalten; ist dagegen das Ausgangssignal
am Ausgang Q "0", so wird am Ausgang
des NAND-Glieds 24 der zweite Bezugsimpuls
erhalten. Der erste und zweite
Bezugsimpuls, der am Ausgang des NAND-Glieds 24 erhalten
wird, wird auf den einen Eingang eines Komparators 25
gegeben. Das Schaltsignal des Impulsbreitenmodulators 12 A
wird auf den einen Eingang eines Exklusiv-ODER-Glieds 26
gegeben, das am anderen Eingang das Signal "1" oder "0"
erhält, das am Ausgang Q des Flip-Flops 17 erhalten wird;
das Ausgangssignal des Exklusiv-ODER-Glieds 26 wird
dem anderen Eingang des Komparators 25 zugeführt. Der
Komparator 25 erzeugt ein Ausgangssignal "1", wenn das
Ausgangssignal des Exklusiv-ODER-Glieds 26 auf dem hohen
Pegel "1" beim Abfall des Bezugsimpulses ist. Das Ausgangssignal
des Komparators 25 wird dem Eingang D des
Flip-Flops 17 zugeführt. Wie später beschrieben wird,
ist der Impulsbreitenmodulator 12 A so ausgebildet, daß
er die Steigung des Sägezahnsignals, das zur Erzeugung
des Schaltsignals verwendet wird, in Abhängigkeit von
dem Ausgangssignal des Flip-Flops 17 gleichzeitig ändert,
wenn zwischen den Transistoren 6 und 7 umgeschaltet wird.
Der übrige Schaltungsaufbau des Spannungswandlers der
Erfindung ist im wesentlichen gleich dem des bekannten
Spannungswandlers der Fig. 1.
Wenn bei dem in dieser Weise aufgebauten Spannungswandler
die Impulsbreite
des Schaltsignals des Impulsbreitenmodulators 12 A größer
als die Breite a des ersten Bezugsimpulses, jedoch kleiner
als die Breite b des zweiten Bezugsimpulses ist (wie Fig. 3D zeigt), so wird das
Ausgangssignal am Ausgang Q des Flip-Flops 17 "1". Das
Schaltsignal wird somit über das UND-Glied 19 der Basis
des Transistors 7 zugeführt, um ihn in Übereinstimmung
mit der Ausgangsgleichspannung, die am Ausgang 9 erzeugt
wird, zu schalten und die Ausgangsgleichspannung konstant
zu halten. Dabei wird der erste Bezugsimpuls am Ausgang
des NAND-Glieds 24 abgegeben. Wenn die mit dem Ausgang
9 verbundene Last klein wird
und die Impulsbreite des Schaltsignals des Impulsbreitenmodulators
12 A kleiner als die Breite a des ersten Bezugsimpulses
wird, wie Fig. 3E zeigt, wird das Ausgangssignal
des Exklusiv-ODER-Glieds 26 beim Abfall des ersten Bezugsimpulses
"0", wie Fig. 3F zeigt. Das Flip-Flop 17 wird
daher synchron mit dem Taktimpuls umgeschaltet und das
Ausgangssignal seines Ausganges Q bzw. wird "0" bzw. "1".
Es wird daher der zweite Bezugsimpuls am Ausgang des
NAND-Glieds 24 abgegeben. Das Schaltsignal des Impulsbreitenmodulators
12 A wird daher über das UND-Glied 18
der Basis des Transistors 6 zugeführt, um diesen zu
schalten. Die Impulsbreite des Schaltsignals des Impulsbreitenmodulators
12 A wird daher entsprechend der Ausgangsgleichspannung
moduliert, die am Ausgang 9 erhalten
wird, so daß die Ausgangsgleichspannung, die am Ausgang
9 erscheint, konstant gehalten werden kann.
Wenn die Last am Ausgang 9 groß wird, wird die Ausgangsgleichspannung
sehr klein. Die Impulsbreite des Ausgangsimpulses
des Impulsbreitenmodulators 12 A wird daher groß.
Wenn die Impulsbreite des Schaltsignals größer als die
Breite b des zweiten Bezugsimpulses beim Abfall des
zweiten Bezugsimpulses wird, wie Fig. 3G zeigt, wird das
Ausgangssignal des Exklusiv-ODER-Glieds "1". Da dabei
das Ausgangssignal am Ausgang Q des Flip-Flops 17 "0"
ist, wird das Schaltsignal so wie es ist an den Ausgang
des Exklusiv-ODER-Glieds 26 abgegeben. Das Ausgangssignal
des Komparators 25 wird daher "1" und das Flip-Flop 17
wird synchron mit dem Taktimpuls umgeschaltet. Das Schaltsignal
mit der obigen Impulsbreite wird daher der Basis
des Transistors 7 über das UND-Glied 19 zugeführt. Wenn
dies geschieht, ist jedoch der Transistor 7 gesättigt
und die Ausgangsgleichspannung schwingt etwas über und
verursacht eine Schwingung. Um diesen Nachteil zu vermeiden,
wird die Steigung des Sägezahnsignals, das zur
Erzeugung des Schaltsignals verwendet wird, im Impulsbreitenmodulator
12 A in Abhängigkeit vom Ausgangssignal
z. B. des Ausganges des Flip-Flops 17 beim Umschalten
vom Transistor 6 auf 7 geändert, um die große Impulsbreite
des Schaltsignals in Fig. 3E auf einen Wert zu ändern,
bei dem der Transistor 7, mit einem bestimmten Arbeitsbereich
arbeitet, z. B. auf eine Impulsbreite zwischen der des
ersten und zweiten Bezugsimpulses. Das so korrigierte
Schaltsignal wird über ein UND-Glied 19 der Basis des
Transistors 7 zugeführt, so daß der Transistor 7 normalerweise
ohne Sättigung arbeitet und die Umschaltung zwischen
den Transistoren 6 und 7 gleichmäßig durchgeführt werden
kann.
Fig. 4 zeigt ein Beispiel des Impulsbreitenmodulators 12 A,
der in Fig. 2 verwendet ist. Ein Eingang
des Impulsbreitenmodulators 12 A in Fig. 4 ist mit einem
Anschluß 27 verbunden, der das ermittelte Ausgangssignal
über den Koppler 11 (Fig. 2) erhält. Der Impulsbreitenmodulator
12 A enthält einen Fehlerspannungsverstärker
29, dessen einer Eingang mit dem Anschluß 27 und dessen
anderer Eingang mit einer Bezugsspannungsquelle 28 verbunden
ist, sowie einen Amplitudenkomparator 31, dessen
einem Eingang das Ausgangssignal des Fehlerspannungsverstärkers
29 und dessen anderem Eingang ein Sägezahnsignal
zugeführt wird, um beide Signale zu vergleichen und ein
bestimmtes Sägezahnsignal über einen Anschluß 30 den
UND-Gliedern 18 und 19 und dem Exklusiv-ODER-Glied 26
(Fig. 2) zuzuführen, weiterhin einen Triggersignaloszillator 33,
der z. B. aus einem Ringzähler besteht,
dem der Taktimpuls des Taktimpulsoszillators 13 (Fig. 2)
über einen Anschluß 32 zugeführt wird und der ein Triggersignal
bei jeder vorbestimmten Periode erzeugt, und
schließlich einen Sägezahnsignalgenerator 34, der das
Sägezahnsignal synchron mit dem Triggersignal des Triggersignaloszillators
33 erzeugt. Als Fehlerspannungsverstärker,
Amplitudenkomparator 31 und Triggersignaloszillator 33 sind
bekannte Elemente verwendet. Der Sägezahngenerator 34 enthält
einen Transistor 35 und einen Kondensator 37. Der Transistor
35 wird in Abhängigkeit von dem Triggersignal des
Triggersignaloszillators 33 ein- und ausgeschaltet;
der Kondensator 37, dem ein Strom eines Stromquellenanschlusses
36 zugeführt wird, wird in bekannter Weise über
den Transistor 35 ge- und entladen. Bei dem Beispiel der
Fig. 4 sind zwischen dem Stromquellenanschluß 36 und der
einen Elektrode des Kondensators 37 umschaltbare Stromquellen 38 und 39
und ein Schalter 41 vorhanden, der
die Stromquellen 38 und 39 in Abhängigkeit von dem Signal
an einem Anschluß 40 schaltet, der z. B. mit dem Ausgang
des Flip-Flops 17 (Fig. 2) verbunden ist.
Die Arbeitsweise des Impulsbreitenmodulators 12 A in Fig. 4
wird nun anhand der Fig. 5A bis 5D erläutert.
Das ermittelte Ausgangssignal am Ausgang 9 (Fig. 2), das
über den Anschluß 27 zugeführt wird, wird mit der Bezugsspannung
der Bezugsspannungsquelle 28 vom Fehlerspannungsverstärker
29 verglichen; das Differenzsignal
wird vom Verstärker 29 dem Eingang des Komparators
31 als Bezugspegel L zugeführt, wie Fig. 5B zeigt. Es
wird angenommen, daß z. B. das Ausgangssignal des Ausganges
des Flip-Flops 17 auf dem Pegel "1" ist, und
der Schalter 41 z. B. auf die Stromquelle 38 großer Stromstärke
in Abhängigkeit von dem Signal am Ausgang Q
geschaltet ist, das über den Anschluß 40 zugeführt wird.
Unter dieser Annahme wird der Kondensator 37 von der
Stromquelle 38 geladen und dann über den Transistor 35
entladen, der in Abhängigkeit von dem Triggersignal des
Triggersignaloszillators 33 in Fig. 5A eingeschaltet wird.
Wenn der Kondensator 37 in Abhängigkeit von dem Triggersignal
wiederholt ge- und entladen wird, erzeugt der
Sägezahngenerator 34 ein Sägezahnsignal, das in Fig. 5B
in durchgehenden Linien gezeigt ist und das auf den anderen
Eingang des Amplitudenkomparators 31 gegeben wird. Der
Komparator 31 erzeugt aus dem Sägezahnsignal und
dem Bezugspegel L ein Schaltsignal, das z. B. 50% der
Impulsbreite in Fig. 5C hat.
Dieses Schaltsignal wird über einen
Anschluß 30 und das UND-Glied 18 der Basis des Transistors
6 (Fig. 2) zugeführt.
Wenn das obige Schaltsignal mit 50% Impulsbreite auf den
Transistor 7 bei Umschaltung vom Transistor 6 auf 7 gegeben
wird, wird der Transistor 7 mit dem Schaltsignal
der obigen Impulsbreite geschaltet. Die Ausgangsgleichspannung
erhält daher eine geringe Überschwingung. Um dies
zu vermeiden, wird, da der Pegel am Ausgang Q des Flip-Flops 17
von "1" auf "0" umgeschaltet wird, wenn vom Transistor 6
auf 7 umgeschaltet wird, der Schalter 41 in Abhängigkeit
von dieser Pegeländerung ebenfalls von der Stromquelle
38 auf die Stromquelle 39 geringer Stromkapazität umgeschaltet,
um ein Sägezahnsignal geringer Steigung zu erzeugen.
Das Sägezahnsignal des Generators 34 erzeugt
daher das in unterbrochenen Linien in Fig. 5B gezeigte
Sägezahnsignal, das dem Amplitudenkomparator 31 zugeführt
wird. Der Komparator 31 erzeugt ein Schaltsignal mit geringer
Impulsbreite, wie Fig. 5D zeigt. Der Transistor 7
wird von diesem Schaltsignal in Fig. 5D so betrieben, daß
die Ausgangsgleichspannung nicht überschwingt und auch der
Schwingungsvorgang, bei dem die Impulsbreite des
Schaltsignals rasch verringert und vom Transistor 7 auf
6 umgeschaltet wird, beseitigt wird.
Wie sich aus der obigen Beschreibung ergibt, wird bei dem
Spannungswandler der Erfindung, wenn die an den Ausgang 9
angeschlossene Last klein ist, der Transistor 6 geschaltet
und die gesamte Primärwicklung 4 a (L₁+L₂) des Transistors
4 verwendet; ist dagegen die Last am Ausgang 9 groß, so
wird der Teil der Primärwicklung 4 a vom einen Ende bis zum
Mittelabgriff (L₁) verwendet. Die Ausgangsgleichspannung
ist daher unabhängig von der Laständerung ausreichend
stabil.
Es ist dabei nicht notwendig, auf
der Sekundärseite des Transformators 4 einen Stromdetektorkreis vorzusehen, so
daß der Schaltungsaufbau einfach wird.
Da hierbei die
Steigung des Sägezahnsignals, das zur Erzeugung des
Schaltsignals verwendet wird, geändert wird, um die Impulsbreite
des Schaltsignals zu ändern, wird vermieden, daß
die Ausgangsgleichspannung überschwingt.
Die Schaltelemente
können daher gleichmäßig und schwingungsfrei geschaltet werden.
Bei dem erläuterten Beispiel sind zwei Schaltelemente
verwendet; es können jedoch auch mehr als zwei Schaltelemente
vorgesehen werden.
Bei dem erläuterten Beispiel wird der Schalter
41 im Sägezahnsignalgenerator 34 in Abhängigkeit von dem
Ausgangssignal am Ausgang des Flip-Flops 17 geschaltet;
er kann jedoch auch in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal
am Ausgang Q des Flip-Flops 17 geschaltet
werden.
Bei dem erläuterten Beispiel wird ferner die Steigung
des Sägezahnsignals durch Umschaltung zwischen den verschiedenen
Stromquellen 38 und 39 geändert; statt dessen kann dies
auch durch Umschaltung mehrerer Kondensatoren unterschiedlicher
Kapazitäten
erfolgen.
Claims (10)
1. Spannungswandler, bestehend aus einer Gleichspannungsquelle
mit einem ersten und zweiten Gleichspannungsausgang,
einem Schalttransformator (4) mit einem Magnetkern,
einer ersten und zweiten Primärwicklung (4 a, L₁, L₂) in Reihe und einer
Sekundärwicklung (4 b), einem ersten Schalttransistor (7), der
zwischen dem ersten und zweiten Gleichspannungsausgang
zur ersten Primärwicklung (4 a, L₁) in Reihe geschaltet ist, einem zweiten
Schalttransistor (6), der in Reihe zu der ersten und
zweiten Primärwicklung (4 a, L₁, L₂) zwischen den ersten und zweiten
Gleichspannungsausgang geschaltet ist, einem Gleichrichter
(8), der parallel zur Sekundärwicklung (4 b) geschaltet
ist, einer an den Gleichrichter angeschlossenen Last,
einem Taktimpulsgenerator (13), einem Impulsbreitenmodulator (12 A),
dem das Ausgangssignal des Taktimpulsgenerators (13) und des
Gleichrichters (8) zugeführt wird, um ein in der Impulsbreite
moduliertes Steuersignal zu erzeugen, dessen Tastverhältnis
der Spannung des Gleichrichters (8) proportional
ist, und einer Schalteinrichtung (18, 19, 20 a, 20 b, 25) zur wahlweisen Zufuhr
des Steuersignals zu dem ersten und zweiten Schalttransistor
(7, 6) in Abhängigkeit vom Zustand der Last, gekennzeichnet
durch einen Steuerkreis (37, 38, 39, 41) zur
Verkleinerung des Tastverhältnisses des Steuersignals,
wenn die Schalteinrichtung (18, 19, 20 a, 20 b, 25) betätigt wird, um das
Steuersignal von einem Schalttransistor auf den
anderen umzuschalten, um eine übermäßige Aussteuerung
des anderen Schalttransistors zu vermeiden.
2. Spannungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß der Impulsbreitenmodulator (12 A) einen
Amplitudenkomparator (31) mit einem ersten und zweiten Eingang
und einem Ausgang aufweist, von dem das Steuersignal
abgegeben wird, wobei das
Ausgangssignal des Gleichrichters (8) über einen Koppler (11) dem
ersten Eingang des Amplitudenkomparators (31) zugeführt wird, daß ferner ein Sägezahnsignalgenerator
(34) vorgesehen ist, dessen
Ausgangssignal dem zweiten
Eingang des Amplitudenkomparators (31) zugeführt wird, und daß
der Steuerkreis (37, 38, 39, 41) die Steigung des Ausgangssignals des
Sägezahnsignalgenerators (34) in Abhängigkeit vom Schaltvorgang
der Schalteinrichtung (18, 19, 20 a, 20 b, 25) steuert.
3. Spannungswandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß der Sägezahnsignalgenerator (34) einen
Kondensator (37) aufweist, der zwischen den zweiten Eingang
des Amplitudenkomparators (31) und einen Bezugspunkt geschaltet
ist, weiterhin einen Schalttransistor (35), dessen
Kollektor-Emitter-Strecke parallel zum Kondensator geschaltet ist
und dessen Basis das Ausgangssignal des Taktimpulsgenerators
(13) zugeführt wird,
ferner eine erste und zweite Stromquelle (38, 39) mit unterschiedlicher
Stromstärke und eine weitere Schalteinrichtung
(41), die wahlweise das Ausgangssignal der ersten oder
zweiten Stromquelle (38, 39) dem Kondensator (37) zuführt und
dadurch die Steigung des Ausgangssignals des Sägezahngenerators
ändert.
4. Spannungswandler nach Anspruch 3, gekennzeichnet
durch einen Triggersignaloszillator (33),
dessen Eingang mit dem Taktimpulsoszillator (13) und dessen
Ausgang mit der Basis des Schalttransistors (35)
verbunden ist.
5. Spannungswandler nach Anspruch 4, gekennzeichnet
durch einen Fehlerspannungsverstärker (29),
mit zwei Eingängen, die mit dem Ausgang des Gleichrichters
(8) und einer Bezugsgleichspannungsquelle (28) verbunden sind,
und mit einem Ausgang, der mit dem ersten Eingang des
Amplitudenkomparators (31) verbunden ist.
6. Spannungswandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Schalteinrichtung (18, 19, 20 a, 20 b, 25) einen
Bezugsimpulsoszillator (20 a, 20 b) zur Erzeugung wenigstens eines
Bezugsimpulses (a, b) mit einer Standardimpulsbreite enthält, ferner
einen Komparator (25) zum Vergleich der Impulsbreite des
Steuersignals mit der des Bezugsimpulses und zur
Erzeugung eines Schaltsignals, das den Zustand der Last
in Abhängigkeit vom Vergleichsergebnis angibt, weiterhin
eine Torschaltung (18, 19), der das Steuersignal vom
Impulsbreitenmodulator (12 A) und das Schaltsignal vom Komparator
(25) zugeführt werden, um das Steuersignal einem der
beiden Schalttransistoren (6, 7) in Abhängigkeit von dem Schaltsignal
zuzuführen.
7. Spannungswandler nach Anspruch 6, gekennzeichnet
durch eine Speichereinrichtung (17) zur
Speicherung des Schaltsignals des Komparators (25), um das
Schaltsignal während des gleichen Zustandes der Last einem der beiden Schalttransistoren (6, 7)
zuzuführen.
8. Spannungswandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die Speichereinrichtung (17) aus einem
D-Flip-Flop besteht.
9. Spannungswandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,
daß das D-Flip-Flop (17) einen T-Anschluß
hat, der mit dem Ausgang des Taktimpulsoszillators (13)
verbunden ist, einen D-Anschluß, der mit dem Ausgang
des Komparators 25 verbunden ist, und zwei Q--Ausgänge,
die mit der Torschaltung 18, 19 verbunden sind.
10. Spannungswandler nach den Ansprüchen 3 und 9, dadurch gekennzeichnet,
daß die weitere Schalteinrichtung (41)
mit dem -Ausgang des D-Flip-Flops (17) verbunden ist.
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