DE3687316T2

DE3687316T2 - Vorrichtung zur korrektur der zeitbasisfehler eines videosignals.

Info

Publication number: DE3687316T2
Application number: DE8686100849T
Authority: DE
Inventors: Takashi Furuhata; Hitoaki Owashi
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1985-01-25
Filing date: 1986-01-23
Publication date: 1993-05-27
Anticipated expiration: 2006-01-24
Also published as: EP0189195A3; US4688081A; DE3687316D1; EP0189195A2; EP0189195B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Gerät zum Korrigieren eines Zeitbasisfehlers eines Videosignals und insbesondere ein Gerät zum Korrigieren eines Zeitbasisfehlers eines wiedergegebenen Videosignals, das von einem Aufzeichnungsmedium wiedergegeben wird.
Bei magnetischen Aufzeichnungs-/Wiedergabegeraten, wie beispielsweise einem Videobandrekorder (VTR) oder ähnliches, oder bei Videosignalwiedergabegeräten oder ähnliches, wie beispielsweise einem Videodiscplayer (VDP) oder ähnliches, tritt ein Zeitbasisfehler in dem Videosignal aufgrund einer relativen Fluktuation bezüglich einer Position zwischen einem Signalerfassungsmedium, wie beispielsweise einem Magnetkopf oder einem Abnahmekopf oder ähnlichem und einem Aufzeichnungsmedium, wie beispielsweise einem Magnetband oder einer Disc oder ähnlichem, auf. Wenn ein derartiger Zeitbasisfehler leicht ist, verursacht er ein Phänomen einer Fluktuation (was Synchronisationsstörung bzw. Zittern genannt wird) in dem wiedergegebenen Bild auf dem Anzeigebildschirm. Wenn sich die Zeitbasis gegensätzlich dazu schnell ändert (in dem Fall eines sog. Zwischenkanal-Zeitfehlers), verursacht es ein Phänomen eines Muster-Wechsels oder ähnlichem. Somit gibt es ein wesentliches Problem derart, daß eine Stabilität eines wiedergegebenen Bildes bemerkenswert verloren wird.
US-A-4 373 168 offenbart einen digitalen Zeitbasis-Korrektor zum Korrigieren einer Zeitbasis-Fluktination und auch einer Zeitbasisänderung eines von einem VTR wiedergegebenen Fernsehsignals.
Als ein Verfahren zum Korrigieren des Zeitbasisfehlers ist bisher ein Zeitbasis-Korrekturgerät bekannt gewesen, wie es beispielsweise in Fig. 1 gezeigt ist, wie es auch in dem Dokument "VTR Technology, Chapter 6", Broadcasting Technology Books, Bd. 5, Nippon Hoso Shuppan Kyokai beschrieben ist.
In Fig. 1 bezeichnet Bezugszeichen 10 einen Eingangsanschluß eines Videosignals mit einem Zeitbasisfehler, und 20 ist ein Ausgangsanschluß des Videosignals, dessen Zeitbasisfehler korrigiert wurde. Bezugszeichen 1 bezeichnet einen A/D-Wandler zum Umwandeln des eingegeben Videosignals in ein Digitalsignal; 2 ist ein Speicher, der aus einem RAM oder ähnlichem besteht; und 4 ist ein Horizontal-Synchronisiersignal- Separator (H-Sync-Separator). Das Horizontal-Sync-Signal mit dem Zeitbasisfehler, der von dem H-Sync-Separator 4 extrahiert wird, wird einem Schreibtaktgenerator (W-CLK-Generator) 40 und einer Schreibadreß-Steuerung (WA-Steuerung) 70 eingegeben. Der W-CLK-Generator 40 erzeugt einen Schreibtakt, der zu dem Horizontal-Sync-Signal synchron ist und den Zeitbasisfehler des eingegebenen Videosignals hat. Die WA-Steuerung 70 gibt eine Schreibadresse durch den Schreibtakt aus.
Deshalb wird das Videosignal mit dem Zeitbasisfehler, das von dem Anschluß 10 eingegeben ist, sequentiell in das Digitalsignal umgewandelt, und zwar durch den A/D-Wandler 1 synchron mit dem Schreibtakt, der von dem W-CLK-Generator 40 ausgegeben wird. Dieses Digitalsignal wird in den Speicher 2 gespeichert, und zwar in Antwort auf die Schreibadresse von der WA-Steuerung 70.
Andererseits wird ein stabiles Referenz-Synchronisiersignal mit keinem Zeitbasisfehler von einem Anschluß 30 angelegt und ein Lesetakt, der mit diesem Referenz-Sync-Signal synchronisiert ist, wird von einem Lesetaktgenerator (R-CLK-Generator) 90 erzeugt. Eine Leseadreß-Steuerung (RA-Steuerung) 80 gibt eine Leseadresse aus, die mit dem Lesetakt synchronisiert ist.
Daher werden die Daten des Videosignals, das in dem Speicher 2 gespeichert ist, sequentiell für jede horizontale Abtastperiode in Antwort auf die Leseadresse von der AA-Steuerung 80 ausgelesen. Diese Auslesedaten werden sequentiell in ein Analogsignal umgewandelt, und zwar durch einen D/A-Wandler 3 zum Umwandeln der Daten in ein Analogsignal synchron zu dem Lesetakt, der von dem R-CLK-Generator 90 ausgegeben wird. Somit wird das stabile Videosignal ohne irgendeinen Zeitbasisfehler von dem Anschluß 20 ausgegeben.
Wie es aus der obigen Beschreibung der Operation klar wird, hängt die Leistungsfähigkeit des Zeitbasis-Korrekturgeräts ab von dem Verfahren zum Erzeugen des Schreibtakts von dem W-CLK-Generator 40 Es ist ein signifikanter Faktor für das Gerät, wie der Schreibtakt erzeugt wird, der dem Zeitbasisfehler des eingegebenen Videosignals genau folgen kann.
Wie es in dem oben genannten Dokument auch beschrieben ist, ist als ein herkömmliches Beispiel eines Schreibtaktgenerators 40 ein in Fig. 2 gezeigtes System wohlbekannt gewesen, das durch eine sog. automatische Frequenzsteuerung (AFC) aufgebaut ist.
In Fig. 2 wird das Horizontal-Sync-Signal von dem H-Sync-Separator 4 zu einem Ende eines Phasenkomparators 43 durch einen Anschluß 41 eingegeben. Eine Mittenfrequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 45 wird auf die gleiche Frequenz wie jene des Lesetaktes von dem R-CLK-Generator 90 in Fig. 1 eingestellt. Ein Ausgang des VCO 45 wird durch einen Teiler 46 frequenzgeteilt und das Signal der gleichen Frequenz wie der horizontalen Abtastfrequenz des eingegebenen Videosignals wird von dem Teiler 46 ausgegeben. Das Horizontal-Sync- Signal von dem Anschluß 41 und der Ausgang von dem Teiler 46 werden durch den Phasenkomparator 43 phasenverglichen. Eine Differenzspannung, die der Phasendifferenz zwischen ihnen entspricht, wird von dem Phasenkomparator 43 ausgegeben und als eine Steuerspannung des VCO 45 durch einen Phasenkompensator 44 zugeführt.
Ein sogenannter AFC-Schaltkreis ist aus den oben genannten Schaltkreisen aufgebaut, und der Ausgang, der dem Zeitbasisfehler des Horizontal-Sync-Signals des eingegebenen Videosignals folgt, wird von dem VCO 45 aufgrund des negativen Rückkoppel-Steuerbetriebs des AFC-Schaltkreises erhalten. Dieser Ausgang wird von einem Anschluß 42 als der Schreibtakt ausgegeben. Auf diese Weise wird der Schreibtakt auf der Basis des Horizontal-Sync-Signals mit einem herkömmlichen Verfahren erzeugt. Wie es in dem oben genannten Dokument offenbart ist, ist auch das folgende Verfahren herkömmlich wohlbekannt gewesen. Es wird nämlich ein sog. Burstsignal (BS), das innerhalb der horizontalen Austastperiode hinzugefügt ist, anstelle des Horizontal-Sync-Signals benutzt, und eine negative Rückkopplungsschleife, die ähnlich der obigen ist, wird aufgebaut (dieser Schaltkreis wird APC-Schaltkreis (automatische Phasensteuerung) genannt). Oder sowohl der AFC-Schaltkreis, basierend auf dem Horizontal-Sync-Signal, als auch der APC-Schaltkreis, basierend auf dem Burstsignal, werden benutzt, und der Schreibtakt, der mit dem Videosignal synchronisiert ist, wird erzeugt.
Die konventionellen wohlbekannten Verfahren zum Erzeugen des Schreibtaktes wurden oben beschrieben. Diese konventionellen Verfahren weisen jedoch das folgende Problem auf, die auf der negativen Rückkoppelsteuerung basieren. Nämlich in dem Fall, wo die Frequenz des Zeitbasisfehlers hoch ist oder der plötzliche Zeitbasisfehler, wie beispielsweise ein Zwischenkanal-Zeitfehler, auftritt, treten die Folgefehler des AFC- und des APC-Systems wesentlich auf, so daß der Zeitbasisfehler nicht korrigiert wird, sondern bestehen bleibt. Einerseits wird zum Erhöhen der Korrekturfähigkeit ein Versuch zum Verbessern der Aufwortgeschwindigkeit des AFC- und des APC-Systems gemacht. Dieses Verfahren verursacht jedoch auch das folgende Problem. Das AFC- und das APC-System antwortet auch empfindlich nicht nur auf das Rauschen, das in dem eingegebenen Videosignal enthalten ist, sondern auch auf die Sync-Information, die fälschlich abgetrennt ist, und den Mangel an Sync- Information, so daß die Systeme gegensätzlich gestört werden oder ähnliches, und der Betrieb wird bemerkbar und stabil. Weiterhin verursachen die hohen Antwortgeschwindigkeiten des AFC- und des APC-Systems, daß die Systeme von dem Einstellbereich abweichen, wenn sich ein Betrag eines Zeitbasisfehlers erhöht, so daß es ein derartiges Problem gibt, daß die Zeitbasis nicht mehr korrigiert werden kann oder ähnliches.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Gerät zum Korrigieren eines Zeitbasisfehlers zu schaffen, wobei irgendwelche Zeitbasisfehler stabil und sicher entfernt werden können, ohne durch Rauschen beeinflußt zu sein, das in dem Videosignal enthalten ist.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, ein Gerät zum Korrigieren einer Zeitbasis zu schaffen, wobei, wenn die Sync-Information von dem Videosignal extrahiert ist, das Signal, das fälschlich abgetrennt ist, zusammen mit der Sync-Information aufgrund des Rauschens oder ähnlichem entfernt wird, und weiterhin die Auswahl-Sync-Information kompensiert wird, wodurch es möglich gemacht wird, nur die normale Sync- Information zu separieren und auszugeben und den Zeitbasisfehler sicher zu korrigieren.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, Schaltkreise zum Separieren und Korrigieren von Sync-Information in einem Schaltkreis zu schaffen, um die Sync-Information von dem wiedergegeben Videosignal von einem Aufzeichnungsmedium zu extrahieren, wobei das Signal, das fälschlich separiert ist, zusammen mit der Sync-Information aufgrund des Rauschens entfernt wird, und weiterhin die Ausfall-Sync-Information kompensiert wird, wodurch es möglich gemacht wird, nur die normale Sync-Information zu separieren und auszugeben und die Ausfall-Sync-Information zu kompensieren.
Um die obigen Aufgaben zu lösen, wird gemäß der vorliegenden Erfindung ein oszillierender Ausgang einer konstanten Frequenz, dessen Phase für einen Moment mit dem Burstsignal synchronisiert ist, das zu dem Videosignal multiplext ist, von einem Oszillator ausgegeben. Dieser Ausgang ist frequenzvervielfacht, um einen Abtasttakt und einen Speicherschreibtakt des Videosignals zu erhalten. Auch werden das Signal, das auf jenem oszillierenden Ausgang basiert, und das Signal, das auf einem Ausgang eines Generators zum Erzeugen eines Referenzsignals einer vorbestimmten Frequenz basiert, für die vertikale Austastperiode des Videosignals phasenverglichen, und ein Phasendifferenzsignal wird erzeugt. Eine oszillierende Frequenz des Oszillators wird durch dieses Phasendifferenzsignal gesteuert.
Die Erfindung offenbart ein Zeitbasisfehlerkorrekturgerät eines Videosignals, wie es in den unabhängigen Ansprüchen 1, 20 und 32 beansprucht ist, zusammen mit zusätzlichen Merkmalen, wie es in den entsprechenden abhängigen Ansprüchen beansprucht ist.
Weiterhin wird gemäß der Erfindung nur ein normales Horizontal-Sync- Signal separiert, und zwar durch Verwenden einer Einrichtung zum Zählen des Schreibtaktes, dessen Phase mit dem Videosignal synchronisiert ist, und einer Gattereinrichtung zum Durchführen des Horizontal- Sync-Signals, das von dem Videosignal extrahiert ist, wenn ein Zählwert der Zähleinrichtung ein vorbestimmter Wert wird, und das normale Horizontal-Sync-Signal wird zum Extrahieren des Burstsignals benutzt.
Die Erfindung beabsichtigt nämlich, ein Gerät zu schaffen, das einen Speicher aufweist, in den und aus dem das Schreiben und Auslesen sequentiell durchgeführt werden kann, wobei ein Videosignal in der Richtung der Zeitbasis abgetastet wird und sequentiell in diesen Speicher geschrieben wird, und auch das gespeicherte Videosignal wird sequentiell aus dem Speicher ausgelesen, und dadurch wird die Zeitbasis des Videosignals korrigiert.
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines konventionellen Geräts zum Korrigieren einer Zeitbasis eines Videosignals;
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, das eine praktische Anordnung eines W-CLK-Generators in Fig. 1 zeigt;
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm, das ein Ausführungsbeispiel des Geräts zum Korrigieren einer Zeitbasis eines Videosignals gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 4, A bis H, ist ein Wellenformdiagramm, das Betriebswellenformen in dem Hauptteil des Zeitbasiskorrekturgeräts der Fig. 3 zeigt;
Fig. 5, A bis G, ist auch ein Wellenformdiagramm, das Wellenformen nahe der vertikalen Austastperiode unter den Betriebswellenformen in dem Hauptteil des Zeitbasiskorrekturgeräts der Fig. 3 zeigt;
Fig. 6 ist ein Schaltkreisdiagramm, das praktische Ausführungsbeispiele eines Oszillators 50 und eines Frequenzvervielfachers 60 im Zeitbasiskorrekturgerät der Fig. 3 zeigt;
Fig. 7, A bis E, ist ein Wellenformdiagramm, das Betriebswellenformen in dem Hauptteil in Fig. 6 zeigt;
Fig. 8, A bis E, ist ein Wellenformdiagramm, das Beispiele von Wellenformen eines Videosignals zeigt das durch das Zeitbasiskorrekturgerät der Erfindung korrigiert ist;
Fig. 9 ist ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels, wobei ein Referenz-Synchronisiersignal-Generator 700 in dem Zeitbasiskorrekturgerät der Fig. 3 mit einem externen Synchronisiersignal verbunden ist;
Fig. 10 ist ein Blockdiagramm, das ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Geräts zum Korrigieren von einer Zeitbasis eines Videosignals gemäß der Erfindung zeigt;
Fig. 11 ist ein Schaltkreis-Blockdiagramm, das ein praktisches Ausführungsbeispiel eines Separier-/Korrektur-Schaltkreises eines Horizontal-Synchronisiersignal in dem Ausführungsbeispiel der Fig. 10 zeigt;
Fig. 12, A bis J, ist ein Wellenformdiagramm, das Betriebswellenformen in dem Hauptteil des Separier-/Korrektur- Schaltkreises des Horizontal-Sync-Signals zeigt, der in Fig. 11 gezeigt ist;
Fig. 13, A bis D, ist ein Wellenformdiagramm zum Erklären des Betriebs und des Separier-/Korrektur-Schaltkreises des Horizontal-Sync-Signals, der in Fig. 11 gezeigt ist;
Fig. 14 ist ein Schaltkreis-Blockdiagramm, das ein weiteres Ausführungsbeispiel des Schaltkreises zum Separieren und Korrigieren des Horizontal-Sync-Signals in Fig. 10 zeigt; und
Fig. 15 ist ein Schaltkreis-Blockdiagramm, das ein weiteres Ausführungsbeispiel des Schaltkreises zum Separieren und Korrigieren des Horizontal-Sync-Signals in Fig. 10 zeigt.
Die vorliegende Erfindung wird nun im Detail nachfolgend unter Bezugnahme auf ein Ausführungsbeispiel beschrieben werden. Fig. 3 ist ein Blockdiagramm, das ein Ausführungsbeispiel eines Geräts zum Korrigieren eines Zeitbasisfehlers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Fig. 4, A bis H, und Fig. 5, A bis G, sind Wellenformdiagramme zum Erklären des Betriebs dieses Zeitbasiskorrekturgeräts. Fig. 4, A bis H, zeigt einen Teil der horizontalen Abtastperiode eines eingegebenen Videosignals.
Fig. 5, A bis G, zeigt einen Teil der vertikalen Austastperiode des eingegeben Videosignals.
In Fig. 2 sind der A/D-Wandler 1, der Speicher 2 und der D/A-Wandler 3 die gleichen wie jene bei dem konventionellen Beispiel, das in Fig. 2 gezeigt ist, und sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet, Zusätzlich bezeichnet Bezugszeichen 40 einen Schreibtakt-(W-CLK)-Generator als den Hauptteil des Ausführungsbeispiels; 500 ist eine Schreibadreß-(WA)-Steuerung; 600 ist ein Leseadreß-(RA)-Generator; und 700 ist ein Referenz-Synchronisiersignal-(RSS)-Generator. Der W-CLK-Generator 400 enthält auch einen Sync-Separator.
Der Aufbau und der Betrieb des W-CLK-Generators 400 wird unter Bezugnahme auf die Wellenformdiagramme der Fig. 4, A bis H, und der Fig. 5, A bis G, beschrieben werden. Das Horizontal-Sync-Signal (HS in Fig. 4A und HS in Fig. 5A), das in dem eingegeben Videosignal (Fig. 4A und Fig. 5A) von dem Anschluß 10 enthalten ist, wird von diesem eingegebenen Videosignal separiert und durch einen Horizontal-Synchronisier-(H-Sync)-Separator 11 ausgegeben. Ein besonders geeigneter Schaltkreis für den H-Sync-Separator 11 wird später im Detail beschrieben werden. Ein monostabiler Multivibrator (MMV) 12 wird in Antwort auf die führende Flanke eines Ausgangs (Fig. 4B) von dem Separator 11 getriggert, so daß ein Gatterpuls (Fig. 4C) einer vorbestimmten Zeitbreite τ ausgegeben wird. Bezugszeichen 14 bezeichnet ein Bandpaßfilter (BPF), durch das ein Burstsignal (BS in Fig. 4A und BS in Fig. 5A) einer Frequenz f&sub0;, das in dem Videosignal von dem Anschluß 10 enthalten ist, von diesem Videosignal separiert und ausgegeben wird. Der Ausgang von dem BPF 14 wird ausreichend durch einen Begrenzer 15 verstärkt und danach wird er zu einem Eingangsanschluß eines NAND-Gatters 13 geführt. Ein Gatterpuls von dem MMV 12 wird zu dem anderen Eingangsanschluß des NAND-Gatters 13 durch ein AND-Gatter 19 geführt. Wie es später erklärt werden wird, ist das AND-Gatter 19 für die Periode offen, die die vertikale Austastperiode ausschließt (Periode, die durch T&sub1; in Fig. 5E bezeichnet ist), so daß der Gatterpuls von dem MMV 12 zu dem NAND-Gatter 13 eingegeben wird. Ein Ausgang von dem Begrenzer 15 wird durch diesen Gatterpuls torgesteuert und nur der Burstpuls (Fig. 4D und Fig. 5F) wird basierend auf dem Burstsignal BS von dem NAND-Gatter 13 ausgegeben. Dieser Burstpuls wird als ein Signal zu einem Anschluß S eines Oszillators 50 zugeführt, um den Beginn einer Oszillation zu instruieren. Eine Steuerspannung VC, die später erklärt werden wird, wird zu dem anderen Anschluß V des Oszillators 50 zugeführt. Die Oszillationsfrequenz des Oszillators 50 wird durch die Steuerspannung VC verändert, und die Phase zum Beginnen der Oszillation wird dauernd durch den Burstpuls bestimmt. Ein praktischer Aufbau des Oszillators 50 wird später im Detail unter Bezugnahme auf Fig. 6 beschrieben werden.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Oszillationsfrequenz des Oszillators 50 auf die gleiche Frequenz f&sub0; wie jene des Burstsignals eingestellt. Ein Ausgang von dem Oszillator 50 (Fig. 4E) wird einem Frequenzvervielfacher 60 zugeführt. Wenn das Videosignal, das dem Anschluß 10 eingegeben wird, abgetastet wird und in der Richtung der Zeitbasis in Übereinstimmung mit dem Band dieses Videosignals digitalisiert wird, wird die Frequenz des Ausgangs von dem Oszillator 50 durch den Frequenzvervielfacher 60 mit n multipliziert, um einen Abtasttakt einer hohen Frequenz zu erhalten, die notwendig und ausreichend ist, um die Erzeugung von Nebenwellen aufgrund dessen was Faltung genannt wird, zu verhindern. Als ein Beispiel eines numerischen Werts von n, beispielsweise bei einem NTSC-Signal, in dem Fall, wo das eingegebene Videosignal derart ist, daß ein Chrominanzsignal durch einen Chrominanz-Hilfsträger einer Frequenz fsc quadratur-mulitplext ist und zusammen mit einem Luminanzsignal frequenz-vervielfacht ist, und daß die Frequenz f&sub0; des Burstsignals gleich der Frequenz fsc des Chrominanz-Hilfsträgers ist (b = fsc), ist 3fsc als die Frequenz des Abtasttaktes ausreichend. Deshalb wird in diesem Fall n auf 3 eingestellt und die Frequenz des Ausgangs von dem Oszillator 50 wird durch den Frequenzvervielfacher 60 verdreifacht. Bei dieser Erfindung kann der Wert von n auf einen beliebigen Wert eingestellt werden, und zwar so wie es notwendig ist.
Fig. 6 zeigt praktischere Ausführungsbeispiele des Oszillators 50 und des Frequenzvervielfachers 60 und Fig. 7, A bis E, zeigt ein Wellenformdiagramm des Hauptteils davon. Die Ausführungsbeispiele der Fig. 6 zeigen den Fall, wo der Wert n des Frequenzvervielfachers 60 4 ist.
In dem Oszillator 50 wird der Burstpuls (Fig. 4D) von dem NAND-Gatter 13 in Fig. 3 durch einen Anschluß 51 zu einem Eingang eines NAND-Gatters 52 mit zwei Eingängen geführt. Ein Ausgang des Gatters 52 wird an den anderen Eingang des Gatters 52 durch einen Resistor R und eine Induktanz L angeschlossen, und dieser Eingang wird auch durch einen Kondensator C&sub1; und einen variablen Kondensator 4 auf eine Wechselstromart geerdet. Der Oszillator ist durch jene R, L, C&sub1; und C&sub2; aufgebaut, und seine Oszillationsfrequenz ist durch den Widerstandswert R, den Induktanzwert L und die Kondensatorwerte C&sub1; und C&sub2; bestimmt. Bei diesem Ausführungsbeispiel sind jene Werte von R, L C&sub1; und C&sub2; so gewählt, daß die Oszillationsfrequenz der Frequenz f&sub1; des Burstsignals gleicht. Der Kapazitätswert des variablen Kondensators 4 wird in Antwort auf die Steuerspannung VC von einem Anschluß 53 verändert. Es ist nicht immer notwendig, den Resistor R in dem Oszillator 50 zu benutzen.
Der Burstpuls von dem Anschluß 51 wird ein geringer Pegel "L" nur für die Periode (Periode, die durch die schraffierten Teile in Fig. 4D angezeigt ist) des halben Burstzyklus der Periode τB des Burstsignals, das in dem eingegebenen Videosignal enthalten ist, und wird ein hoher Pegel "H" für die andere Periode. Daher wird als der Ausgang von dem NAND-Gatter 52, wie es in Fig. 4E gezeigt ist, der Ausgang (Ausgang, der durch die schraffierten Teile in Fig. 4E angezeigt ist), der völlig mit dem Burstpuls synchronisiert ist (daher; das Burstsignal BS des Videosignals) für die Periode τB des Burstsignals erhalten. Da der Burstpuls ein hoher Pegel "H" für die Periode nach der Periode τB wird, ist das NAND-Gatter 52 offen und die Oszillation wird begonnen und dauert an, bis der nächste Burstpuls eingegeben wird, so daß der kontinuierliche, oszillierende Ausgang von dem NAND-Gatter 52 abgeleitet wird.
In dem Oszillator 50 in Fig. 6, wie es durch den Signalpfad gezeigt ist, der durch unterbrochene Linien angezeigt ist, wird der Ausgangspuls von dem H-Sync-Separator 11 zu einem Eingangsanschluß eines NAND-Gatters 56 durch einen Anschluß 54 eingegeben, und ein Ausgang eines Latch-Schaltkreises 18, der im nachfolgenden erklärt werden wird, wird zu dem anderen Eingangsanschluß des NAND-Gatters 56 durch einen Anschluß 55 eingegeben, und ein Ausgang des NAND-Gatters 56 wird dem dritten Eingang des NAND-Gatters 52 zugeführt. Aufgrund dessen kann die Oszillation des Oszillators 50 zeitweise für die Periode angehalten werden, die die vertikale Austastperiode T&sub1; ausschließt, und zwar durch den Ausgangspuls von dem H-Sync-Separator 11. Dieser Aufbau zeigt einen derartigen Effekt, daß die Phasensynchronisation zum Beginnen der Oszillation des Oszillators 50 durch den Burstpuls sicherer durchgeführt werden kann.
Wie es aus der obigen Beschreibung des Betriebs klar werden wird, wird der oszillierende Ausgang, dessen Phase für einen Moment mit dem Burstpuls synchronisiert ist, nämlich mit dem Burstsignal, das der Sychronisierinformation entspricht, die in dem eingegebenen Videosignal enthalten ist und die gleiche Frequenz f&sub0; wie jene des Burstsignals hat, kontinuierlich von dem Oszillator 50 erhalten, ohne für einen Moment unterbrochen zu werden.
Der Ausgang (Fig. 4E und e in Fig. 7A) von dem Oszillator 50 wird dem Frequenzvervielfacher 60 eingegeben. In Fig. 6 bezeichnet Bezugszeichen 61 einen Verzögerungsschaltkreis und 62 ist ein Exklusiv-OR- Gatter (EOR) und eine Verzögerungszeit τ&sub1; (τ&sub1; von e&sub1; in Fig. 7B) des Verzögerungsschaltkreises (DL) 61 wird so bestimmt, daß τ&sub1; < 1/2f&sub0; für die Frequenz f&sub0; des Ausgangs von dem Oszillator 50 ist. Wie es durch e&sub2; in Fig. 7C gezeigt ist, wird ein Puls einer Pulsbreite τ&sub1; von sowohl der Anstiegs- als auch der Abfallsflanke des Ausgangs von dem Oszillator 50 erzeugt und wird von dem EOR 62 ausgegeben. Die Komponente einer Frequenz 2f&sub0; wird von dem Ausgang von dem EOR 62 durch einen Speicherkreis 63 einer Resonanzfrequenz 2f&sub0; separiert. Ein Ausgang des Speicherkreises 63 wird durch einen Begrenzer 64 ausreichend verstärkt und zu einer Rechteckwelle (e&sub3; in Fig. 7D) eines Pflichtverhältnisses von 50% geformt. Somit wird das Signal, dessen Frequenz des Ausgangs von dem Oszillator 50 verdoppelt wurde, von dem Begrenzer 64 erhalten. Ahnlich dazu sind ein Verzögerungsschaltkreis 65 und ein EOR 66 vorgesehen, und eine Verzögerungszeit τ&sub2; des Verzögerungsschaltkreises 65 wird so bestimmt, daß τ&sub2; < 1/4f&sub0; ist. Bezugszeichen 67 bezeichnet einen Speicherkreis mit einer Resonanzfrequenz 4f&sub0; und 68 ist ein Begrenzer. Die obigen Schaltkreise arbeiten in einer Weise, die ähnlich der obigen ist, und das Signal (Fig. 7E) einer Rechteckwelle mit einem Pflichtverhältnis von 50% der Frequenz 4f&sub0;, deren Frequenz des Ausgangs von dem Begrenzer 64 verdoppelt wurde, wird von dem Begrenzer 68 ausgegeben. Ein Ausgang von dem Begrenzer 68 wird zu einem Anschluß 69 als ein Schreibtakt ausgegeben.
Da der Ausgang (Fig. 4F und Fig. 7E) von dem Frequenzvervielfacher 60 mit dem Ausgang (Fig. 4E und Fig. 7A) von dem Oszillator 50 phasensynchronisiert ist, wird der Schreibtakt, dessen Phase für einen Moment mit dem Burstpuls synchronisiert ist, nämlich mit dem Burstsignal BS, das in dem eingegebenen Videosignal enthalten ist und das die Frequenz (4f&sub0;) hat, die vier mal so hoch wie die Frequenz des Burstsignals BS ist, kontinuierlich von dem Ausgangsanschluß 69 erhalten, ohne für einen Moment unterbrochen zu werden. In Fig. 4F und H sind die Signale mit der genauen Frequenz (4f&sub0;) des einfachen Zeichnens halber nicht gezeigt.
Wie es oben beschrieben ist, wird der Schreibtakt derartig erzeugt, daß seine Phase für einen Moment mit der Sync-Information (Burstsignal) synchronisiert ist, die in dem eingegebenen Videosignal enthalten ist, so daß der Zeitbasisfehler aufgrund der Abtast-Digital-/Analog-Wandlung nicht auftritt. Zusätzlich ist es möglich, den Schreibtakt stabil und genau zu erhalten, der fast vollständig dem Zeitbasisfehler folgt, der in dem eingegebenen Videosignal enthalten ist, ohne durch diesen Zeitbasisfehler beeinflußt zu werden. Einerseits gibt es, da die Phase zum Beginnen der Oszillation des Oszillators 50 sozusagen durch die Durchschnittsphase des Burstsignals mit der oben angegebenen Vielzahl von Zyklen bestimmt wird, einen derartigen Effekt, daß, wenn das S/N-Verhältnis des eingegebenen Videosignals sich verschlechtert und die rauschähnliche Phasenveränderung in dem Burstsignal auftritt, sein Einfluß aufgrund des Zeitdurchschnittsbildungseffekts bemerkenswert reduziert werden kann.
Kehrt man zu Fig. 3 zurück, bezeichnet Bezugszeichen 16 einen Vertikal- Synchronisiersignal-Separator (V-Sync-Separator); 17 ist ein monostabiler Mulitvibrator (MMV); 18 der Latch-Schaltkreis; 19 das AND-Gatter; 21 ein Kristalloszillator; 22 ein Teiler von 1/k (k ist eine ganze Zahl 1 oder mehr); 23 ein Phasenkomparator; 24 ein Gatterschaltkreis; 25 ein Phasenkompensator; und 26 ein Teiler von 17m (m ist eine ganze Zahl 1 oder mehr). Die Vertikal-Sync-Information (VS in Fig. 5A) in dem eingegebenen Videosignal wird durch den V-Sync-Separator 16 separiert und ausgegeben (5C). Der MMV 17 wird durch einen Ausgang von dem V-Sync-Separator 16 getriggert und ein Ausgang (5D) einer Pulsbreite einer vorgestimmten Zeit T&sub0;, die auf der vertikalen Austastperiode des eingegebenen Videosignals basiert, wird von dem MMV 17 abgeleitet. Ein Ausgang von dem MMV 17 wird ein Signal, das sozusagen die vertikale Austastperiode des eingegebenen Videosignals detektiert. Der Ausgang von dem MMV 17 wird einem Dateneingang D und einem Rücksetzeingang R des Latch-Schaltkreises 18 zugeführt. Der Latch- Schaltkreis 18 wird für die Periode T&sub0; rückgesetzt und sein Ausgang Q wird ein niedriger Pegel "L". Der Ausgang von dem H-Sync-Separator 11 wird einem Takteingang CK des Latch-Schaltkreises 18 zugeführt. Der Latch-Schaltkreis 18 wird durch (die ansteigende Flanke des Ausgangspulses) den Ausgangspuls getriggert, der erst nach der Periode T&sub0; ausgegeben wird, und sein Ausgang Q wird ein hoher Pegel "H". Der Ausgang Q des Latch-Schaltkreises 18 wird bei einem niedrigen Pegel "L" gehalten, und zwar für eine vorbestimmte Periode T&sub1; (> T&sub0;), wie es in Fig. 5E gezeigt ist. Der Gatterpuls von dem MMV 12 wird durch das AND-Gatter 19 durch den Ausgang von dem Latch-Schaltkreis 18 torgesteuert. Somit wird dieser Gatterpuls für die Periode T&sub1; abgehalten und ein Ausgang des AND-Gatters 19 wird "L" und ein Ausgang des HAND- Gatters 13 wird "H", so daß der Burstpuls nicht dem Oszillator 50 für die Periode T&sub1; zugeführt wird. Eine Ausgangswellenform des Burstpulses als der Ausgang von dem NAND-Gatter 13 ist in Fig. 5F gezeigt.
Der Burstpuls von dem NAND-Gatter 13 wird dem Anschluß S des Oszillators 50 eingegeben und der oszillierende Ausgang (Fig. 5G), der mit dem Burstpuls synchronisiert ist, wird wie oben angegeben erhalten. Jedoch für die Periode T&sub0;, die der vertikalen Austastperiode entspricht, wird der oszillierende Ausgang, der durch den Burstpuls (Fig. 5F) synchronisiert ist, sofort vor dieser Periode abgeleitet.
Das Ausführungsbeispiel ist gekennzeichnet dadurch, daß der oszillierende Ausgang mit dem externen stabilen oszillierenden Ausgang dadurch phasensynchronisiert ist, was ein Phasenverriegelungsschleifen-(PLL)-Schaltkreis genannt wird, und zwar für die vertikale Austastperiode T&sub0;, und die stabile oszillierende Frequenz, die keine Frequenzabweichung veranlaßt, wird sicher halten. Es wird nämlich ein Referenzsignal einer stabilen Frequenz durch den Kristalloszillator 21 erhalten, und der PLL-Schaltkreis ist durch eine Gruppe von Schaltkreisen 22, 23, 24, 25, 50, 60 und 26 aufgebaut. Der oszillierende Ausgang von dem Oszillator 50 ist mit dem Referenzsignal von dem Kristalloszillator 21 phasensynchronisiert, der als der Referenzsignalgenerator für die Periode T&sub0; dient.
Ein Ausgang von dem Kristalloszillator 21 wird durch den Teiler 22 geeignet in 1/k geteilt, und der geteilte Ausgang wird einem Eingangsanschluß des Phasenkomparators 23 zugeführt. Der oszillierende Ausgang von dem Oszillator 50 wird durch den Frequenzvervielfacher 60 mit n frequenzmultipliziert. Danach wird er durch den Teiler 26 geeignet in 1/m geteilt, und der geteilte Ausgang wird dem anderen Eingangsanschluß des Phasenkomparators 23 zugeführt. Der Ausgang Q von dem Latch-Schaltkreis 18 wird den jeweiligen Rücksetzeingängen R der Teiler 22 und 26 zugeführt. Die Teiler 22 und 26 werden für die Periode rückgesetzt, die anders als T&sub1; ist, und ihre Rücksetzungen werden nur für die Periode T&sub1; gelöscht, und die normalen Teilungsoperationen werden ausgeführt. Die Ausgänge von den Teilern 22 und 26 werden durch den Phasenkomparator 23 phasenverglichen und ein Phasendifferenzsignal, das der Phasendifferenz dazwischen entspricht, wird von dem Komparator 23 ausgegeben. Der Gatter-Schaltkreis 24 torsteuert den Ausgang von dem Phasenkomparator 23 durch den Ausgang von dem MMV 17 nur für die vertikale Austastperiode T&sub0; und führt das torgesteuerte Signal dem Phasenkompensator 25 zu. Der Gatter-Schaltkreis 24 wird gegenteilig dazu für die Periode ausgeschaltet, die anders als T&sub0; ist, und die Zufuhr des Ausgangs von dem Phasenkomparator 23 zu dem Phasenkompensator 25 wird gestoppt, und zu der gleichen Zeit erhöht sich eine Ausgangsimpedanz des Gatter-Schaltkreises 24 ausreichend. Somit wird das Phasendifferenzsignal von dem Komparator 23 dem Kompensator 25 durch den Gatter-Schaltkreis 24 nur für die vertikale Austastperiode T&sub0; zugeführt. Dieses Phasendifferenzsignal wird in dem Kompensator 25 für die Periode gehalten, die anders als T&sub0; ist. Der Phasenkompensator 25 ist aus einem Integrator (praktisch gesagt ein Schaltkreis einer Verzögerung erster Ordnung) oder ähnlichem aufgebaut. Das Phasendifferenzsignal wird durch den Kompensator 25 ausreichend geglättet und die Charakteristik des vorangehenden PLL-Schaltkreises wird kompensiert, um ausreichend stabil zu werden. Der Ausgang des Kompensators 25 wird als die Steuerspannung VC dem Spannungs-Steuerungs-Eingangsanschluß V des Oszillators 50 eingegeben.
Der oszillierende Ausgang des Oszillators 50 wird mit dem stabilen Referenzsignal von dem Kristalloszillator 21 durch die negative Rückkoppel-(PLL)-Steuerung phasensynchronisiert, die aufgebaut ist, wie es oben beschrieben ist. Die Oszillationsfrequenz f&sub0; dieses oszillierenden Ausgangs ist durch den folgenden Ausdruck gegeben, unter der Annahme, daß eine Frequenz des Referenzsignals f&sub1; ist.
f&sub0; = f&sub1;·m/k·1/n ....(1)
Durch geeignetes Einstellen der Werte m, k, n und f&sub1; kann eine gewünschte Oszillationsfrequenz f&sub0; erhalten werden. Diese Oszillationsfrequenz f&sub0; verursacht keine Frequenzabweichung für einen gewünschten Wert durch die negative Rückkopplungs-PLL-Steuerung. Auch der oszillierende Ausgang, dessen Phase für einen Moment mit der Videoinformation synchronisiert ist, kann für die Periode abgeleitet werden, die die Videoinformation enthält und anders als die vertikale Austastperiode T&sub0; ist. Einerseits sind, unterschiedlich von dem konventionellen AFC- und dem APC-System vom Folge-Steuerungstyp, die schon in Verbindung mit Fig. 2 beschrieben worden sind, die Konstantwert-Steuerungssysteme, bei denen das Referenzsignal konstant ist, gebildet, und auch der Phasenabstand zwischen dem Referenzsignal (f&sub1;) und dem oszillierenden Ausgang (f&sub0;) für eine Phasensynchronisation kann reduziert werden, so daß ein Betrag der Phasenabweichung zu der Zeit der Phasennachregelung reduziert werden kann. Daher kann eine hohe Antwortgeschwindigkeit des Systems abgeleitet werden, und die Phasenabweichung des oszillierenden Ausgangs kann schwerlich auftreten. Sogar wenn die Phasenabweichung auftritt, ist sie sehr gering. Weiterhin ist, da die Phase des oszillierenden Ausgangs für einen Moment mit der Sync- Information synchronisiert ist, die in dem eingegebenen Videosignal enthalten ist, ihr Einfluß bemerkenswert erniedrigt.
Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 2 kann anstelle eines Zuführens des Ausgangs des Frequenzvervielfachers 60 zu dem Teiler 26 der Ausgang des Oszillators 50 zu dem Teiler 26 zugeführt werden (obwohl er nicht gezeigt ist). In diesem Fall ist die Beziehung zwischen der Frequenz f&sub1; des Referenzsignals und der Oszillationsfrequenz f&sub0; durch den folgenden Ausdruck gegeben.
f&sub0; = f&sub1;·m/k ....(2)
In diesem Fall kann auch ein Effekt ähnlich dem obigen erhalten werden, und dieser Aufbau ist auch sinngemäß in der vorliegenden Erfindung enthalten. Obwohl der Fall, wo die Teiler 22 und 26 durch den Ausgang von dem Latch-Schaltkreis 18 rückgesetzt werden, gezeigt worden ist, kann dieses Rücksetzen weggelassen werden, und sogar dieser Aufbau ist in dem Wesen der Erfindung enthalten. Durch Rücksetzen der Teiler 22 und 26 jedoch auf eine Weise, die ähnlich dem Fall des Ausführungsbeispiels ist, können die Teiler 22 und 26 einheitlich zu jeder Betriebsperiode des PLL-Systems zu der Zeit des Synchronisierens des PLL-Systems initialisiert werden. Folglich gibt es derartige Effekte, daß das System kaum gestört wird, und das Synchronisieren immer stabil und sofort durchgeführt werden kann. Zusätzlich wird der Latch-Schaltkreis 18 weggelassen und der Ausgang von dem MMV 17 kann zu einer Gruppe von Schaltkreisen 19, 26 und 22 zugeführt werden. Wie es in dem Ausführungsbeispiel gezeigt ist, ist jedoch der Latch-Schaltkreis 18 vorgesehen, und das Rücksetzen der Teiler 22 und 26 wird für die vertikale Austastperiode T&sub1; gelöscht, von der die vertikale Austastperiode T&sub0; bezüglich der Zeit erweitert wurde, und auch das AND-Gatter 19 ist geschlossen. Aufgrund dessen gibt es derartige Effekte, daß es möglich ist, zu verhindern, daß das unnötige Phasendifferenzsignal zugeführt und in dem Phasenkompensator 25 gehalten wird, und die Operation des PLL-Systems kann weiter stabilisiert werden.
Somit kann der kontinuierliche Taktausgang von dem Frequenzvervielfacher 60 abgeleitet werden, ohne für einen Moment unterbrochen zu werden, wie es oben erwähnt ist. Der Ausgang von dem Vervielfacher 60 wird als der Abtasttakt des eingegebenen Videosignals und als der Schreibtakt für den Speicher 2 benutzt. Das eingegebene Videosignal von dem Anschluß 10 wird sequentiell abgetastet und in das Digitalsignal umgewandelt, und zwar durch den A/D-Wandler 1 in Antwort auf den Ausgangstakt von dem Frequenzvervielfacher 60.
Eine Frequenz fw des Schreibtaktes als der Ausgang von dem Vervielfacher 60 ist durch den folgenden Ausdruck gegeben.
fw = n·f&sub0; = m/k·f&sub1; ....(3)
Nimmt man wieder Bezug auf Fig. 3, bezeichnet Bezugszeichen 27 einen monostabilen Multivibrator (MMV) und 28 ist ein Latch-Schaltkreis. Der MMV 27 wird durch (die Anstiegsflanke des Ausgangs) den Ausgang von dem H-Sync-Separator 11 getriggert und ein Puls (Fig. 4G) einer vorbestimmten Zeitbreite τ&sub0; wird von dem MMV 27 ausgegeben. Ein Ausgang von dem MMV 27 wird durch den Ausgang von dem Oszillator 50 durch den Latch-Schaltkreis 28 synchronisiert. Aufgrund dieser Synchronisierung des Latch-Schaltkreises 28 wird, auch wenn eine Phasenabweichung in dem Ausgangspuls von dem H-Sync-Separator 11 aufgrund von Rauschen oder ähnlichem auftritt, das zu dem Horizontal-Sync-Signal HS hinzugefügt ist, diese Phasenabweichung entfernt, so daß der Ausgang, dessen Phase vollständig mit dem Ausgang von dem Oszillator 50 synchronsiert ist, von dem Latch-Schaltkreis 28 abgeleitet wird. Der Ausgang von dem Latch-Schaltkreis 28 wird zu der Schreibadreß-(WA)- Steuerung 500 als der Schreibstartpuls für den Speicher 2 zugeführt. Obwohl es nicht im einzelnen beschrieben ist, ist die WA-Steuerung 500 aus einem Zähler und ähnlichem aufgebaut und beginnt ein Zählen durch den Schreibstartpuls von dem Latch-Schaltkreis 28. Wenn eine vorbestimmte Anzahl von Taktpulsen von dem Frequenzvervielfacher 60 (oder Taktpulsen von dem Oszillator 50, obwohl es in dem Diagramm nicht gezeigt ist) gezählt wird, wird ein Adreßsignal, das diesem Zählwert entspricht, ausgegeben und als das Schreibadreßsignal für den Speicher 2 für nur die Zeitperiode T (T in Fig. 4H) zugeführt. Einerseits wird dieses Adreßsignal sequentiell bei jeder horizontalen Abtastperiode durch den Schreibstartpuls von dem Latch-Schaltkreis 28 auf den neuesten Stand gebracht. Deshalb wird der Ausgang von dem A/D-Wandler 1 sequentiell in den Speicher 2 geschrieben, und zwar auf der Basis der Einheit der horizontalen Abtastperiode. Werte von τ&sub0; und T werden derart eingestellt, daß sowohl der Schreibstartpunkt (A in Fig. 4A) und der Schreibendpunkt (B in Fig. 4A) in den Speicher 2 bei jeder horizontalen Abtastperiode in der horizontalen Austastperiode des eingegebenen Videosignals enthalten sind. Daher kann nur der notwendige und ausreichende Betrag einer Videoinformation des eingegebenen Videosignals in den Speicher gespeichert werden; anders ausgedrückt, gibt es einen derartigen Effekt, daß die Kapazität des Speichers 2 reduziert werden kann.
Als nächstes wird der Referenztakt von dem Kristalloszillator 21 in 1/ ( ist eine gerade Zahl 1 oder mehr) durch einen Teiler 29 geteilt. Der geteilte Ausgang wird als der Lesetakt zu der Leseadreß-(RA)- Steuerung 600 und dem D/A-Wandler 3 zugeführt und wird auch zu dem Referenz-Synchronisiersignal-(RSS)-Generator 700 zugeführt. Eine Frequenz fR des Lesetaktes von dem Teiler 29 ist durch den folgenden Ausdruck gegeben.
fR = 1/ ·f&sub1; ....(4)
Durch Einstellen der Werte k, Q und m, um Q = k/m aus den Ausdrücken (4) und (3) zu erhalten, gleicht die Frequenz (fR) des Lesetaktes von dem Teiler 29 der Frequenz (fw) des Schreibtaktes von dem Frequenzvervielfacher 60. Der Takt von dem Teiler 29 wird durch den RSS-Generator 700 geeignet geteilt, so daß ein Referenz-Sync-Signal RCS des gleichen Formats und der gleichen Frequenz wie jenen des Sync-Signals des eingegebenen Videosignals, ein Lesestartpuls RHS, und ein Referenz-Vertikal-Sync-Signal RVS erzeugt werden.
Die RA-Steuerung 600 ist durch einen Zähler und ähnliches auf eine Weise aufgebaut, die ähnlich der WA-Steuerung 500 ist, und beginnt ein Zählen durch den Lesestartpuls RHS von dem RSS-Generator 700 bei jeder horizontalen Abtastperiode. Danach wird eine vorbestimmte Anzahl von Takten von dem Teiler 29 gezählt und ein Adreßsignal, das dem Zählwert entspricht, wird ausgegeben und als ein Leseadreßsignal für den Speicher 2 für nur die Periode T zugeführt.
Das Adreßsignal wird sequentiell bei jeder horizontalen Abtastperiode durch den Lesestartpuls RHS von dem RSS-Generator 700 auf den neuesten Stand gebracht. Somit wird die Videoinformation, die in dem Speicher 2 gespeichert ist, sequentiell daraus ausgelesen, und zwar auf der Basis der Einheit der horizontalen Abtastperiode, und der Ausgang wird in das Analogsignal durch den D/A-Wandler 3 umgewandelt.
Wie es aus dem obigen Betrieb klar werden wird, werden sowohl das Schreibadreßsignal von der WA-Steuerung 500 als auch das Leseadreßsignal von der RA-Steuerung 600 für nur die Periode T ausgegeben, die die horizontale Austastperiode des eingegebenen Videosignals ausschließt. Daher sind die Horizontal-Austast- und Synchronisier-Signale nicht in den Ausgängen von dem Speicher 2 und dem D/A-Wandler 3 enthalten.
Daher wird, um das Signalformat, das ähnlich dem - eingegebenen Videosignal ist, wiederherzustellen, das Referenz-Sync-Signal RCS von dem RSS-Generator 700 zu dem Ausgang von dem D/A-Wandler 3 hinzugefügt, und zwar durch einen Synchronisiersignal-Einfügungsschaltkreis (Sync- Einfügungsschaltkreis) 800. Das Referenz-Vertikal-Sync-Signal RVS von dem RSS-Generator 700 wird als ein Referenzsignal eines Servo-Steuerungsgeräts (nicht gezeigt) durch einen Anschluß 100 ausgegeben.
Bei dem magnetischen Aufzeichnungs-/Wiedergabegerät, wie beispielsweise einem VTR oder ähnlichem, oder dem Videosignalwiedergabegerat, w!e beispielsweise einem Video-Discplayer oder ähnlichem, bei dem das Zeitbasiskorrekturgerät basierend auf dem Ausführungsbeispiel der Fig. 3 angewendet wird, ist das oben erwähnte Servo-Steuerungsgerät durch ein Nachführsteuerungssystem aufgebaut, um das Signal durch Steuern der relativen Phasen der Signalerfassungseinrichtung, wie beispielsweise einem Magnetkopf oder einem Abnahmekopf oder ähnlichem, und des Aufzeichnungsmediums, wie beispielsweise einem Magnetband oder einer optischen Scheibe oder ähnlichem, genau wiederzugeben, und durch ähnliches, und das herkömmlich wohlbekannte Gerät wird als das Servo- Steuerungsgerät benutzt.
Das Referenz-Vertikal-Sync-Signal RVS von dem Ausgangsanschluß 100 wird zu dem Servo-Steuerungsgerät eingegeben, so daß das eingegebene Videosignal von dem Anschluß 10 servo-gesteuert ist, so daß seine Phase mit diesem Referenz-Vertikal-Sync-Signal synchronisiert ist. Weiterhin ist praktisch ausgedrückt das eingegebene Videosignal servo-gesteuert, um in einem derartigen Zustand phasensynchronisiert zu sein, so daß die Phase des Referenz-Vertikal-Sync-Signals zeitverzögert ist, verglichen mit der Phase des Vertikal-Sync-Signals des eingegebenen Videosignals.
Aufgrund dieser Servo-Steuerung folgt die Schreiboperation in den Speicher 2 zeitlich vor der Leseoperation. Somit fällt die in dem Speicher 2 gespeicherte Videoinformation nicht aus, sondern wird insgesamt genau ausgelesen, und zwar auf der Basis der stabilen Zeitbasis ohne irgendeinen Fehler. Andererseits wird die Austast- und Synchronisierinformation, die auf das Schreiben in den Speicher 2 hin gelöscht wird, durch das Referenz-Sync-Signal RCS der gleichen stabilen Zeitbasis wie jener in dem Fall der Leseoperation durch den Sync-Einfügeschaltkreis 800 kompensiert. Deshalb wird das stabile Videosignal, dessen Zeitbasisfehler des eingegebenen Videosignals entfernt wurde, genau wiedergegeben und von dem Anschluß 20 ausgegeben.
Zusätzlich wird, wie es oben erwähnt ist, die PLL-Steuerung durchgeführt, so daß die Frequenz (fw) des Schreibtaktes der Frequenz (fR) des Lesetaktes gleicht, so daß nur die Zeitbasisfehlerkomponente des eingegebenen Videosignals entfernt wird, und die graphische Verzerrung aufgrund einer Kompression und einer Expansion der Zeitbasis bei den Schreib- und Leseoperationen tritt nicht auf. Weiterhin wird, da der Schreibtakt erzeugt wird, um für einen Moment mit der Sync-Information des eingegebenen Videosignals synchronisiert zu sein, auch wenn der plötzliche Zeitbasisfehler; wie beispielsweise ein Zwischenkanal-Zeitfehler, auftritt, der W-CLK-Generator 400 nicht durch diesen plötzlichen Zeitbasisfehler gestört, und es ist möglich, den Schreibtakt stabil zu erhalten, der irgendeinem Zeitbasisfehler genau folgt.
Bei dem Ausführungsbeispiel ist der Fall gezeigt worden, wo die Zeitbasis für nur die Videoinformationsperiode (T) ausschließlich der Horizontal-Austastperiode korrigiert wird. Jedoch kann gemäß der Erfindung genauso gut der kontinuierliche Schreibtakt erhalten werden, ohne einen Moment für die Horizontal-Austastperiode unterbrochen zu werden.
Daher können, z. B. wenn die WA-Steuerung 500 und die RA-Steuerung 600 die Takte für die Periode T', wie es in Fig. 4H gezeigt ist, und das Horizontal-Sync-Signal HS für die Periode T, enthalten ist, oder wenn die Schreibstartposition, die durch die Verzögerungszeit des MMV 27 bestimmt wird, eingestellt wird, um das Horizontal-Sync-Signal HS zu enthalten, sowohl die Videoinformation als auch das Sync-Signal zusammen zeitbasiskorrigiert werden. Daher kann in diesem Fall der Sync- Einfügeschaltkreis 800 geschlossen werden.
Zusätzlich ist bei dem Ausführungsbeispiel der Fall, wo die konventionelle Horizontal-Sync-Information (Horizontal-Sync-Signal und Burstsignal) der Horizontal-Abtasteinheit und die Vertikal-Sync-Information (Vertikal- Sync-Signal) der Vertikal-Abtasteinheit als die Sync-Information des Videosignals benutzt werden, in den Diagrammen gezeigt worden. Jedoch ist die Erfindung nicht auf diesen Fall begrenzt.
Beispielsweise kann die Erfindung auch auf den Fall angewendet werden, wo die Sync-Information, die separat zu einem Teil der Horizontal- Austastperiode TB multiplext wird, wie es in Fig. 8A gezeigt ist, anstelle des konventionellen Sync-Signals benutzt wird. Die Erfindung kann gleichermaßen auf den Fall angewendet werden, wo, wie es in Fig. 8A gezeigt ist, eine Luminanz-Information Y und eine Chrominanz-Information C durch Anordnen eines Satzes einer Horizontal-Sync-Information (Horizontal-Sync-Signal HS und Burstsignal BS) für eine horizontale Abtastperiode TH zeitmultiplext werden. Die Erfindung kann auch auf die folgenden Fälle angewendet werden. In dem Fall, wo ein Satz einer Horizontal-Sync-Information (HS und BS) einer Vielzahl von (z. B. zwei) horizontalen Abtastperioden zugeteilt ist, wie es in Fig. 8B gezeigt ist. In dem Fall, wo eine Vielzahl von Sync-Information (z. B. wie es in Fig. 8C gezeigt ist, ein Burstsignal BS&sub1; für die Chrominanzinformation C und ein Burstsignal BS&sub2; für die Luminanz-Information Y) einer Horizontal- Abtastperiode zugeteilt ist, und die Zeitbasiskortektur ähnlich der obigen in Übereinstimmung mit der jeweiligen Sync-Information (BS&sub1; und BS&sub2;) durchgeführt wird. In dem Fall, wo, wie es in Fig. 8D gezeigt ist, nur das Burstsignal BS als die Horizontal-Sync-Information zugeteilt wird, ohne ein Zuteilen des Horizontal-Sync-Signals. In dem Fall, wo nur die Vertikal-Austastperiode enthalten ist und die Vertikal-Sync-Information nicht insbesondere zugeteilt ist, obwohl es nicht gezeigt ist. Es gibt andere Fälle. Irgendeiner jener Fälle weicht nicht von dem Geist der vorliegenden Erfindung ab und der gleiche Effekt wird abgeleitet.
Andererseits ist in dem Ausführungsbeispiel der Fall, wo die Zeitbasis korrigiert wird, wo die Frequenz (fw) des Schreibtakts der Frequenz (fR) des Lesetakts gleicht, gezeigt wurden. Jedoch ist die Erfindung nicht auf diesen Fall begrenzt. In dem Fall, wo die Frequenzen des Schreibtaktes und des Lesetaktes sich unterscheiden (nämlich wenn 1 = k/m), kann zusätzlich zu dem Entfernen des Zeitbasisfehlers als eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung die Zeitbasis des eingegebenen Videosignals komprimiert oder expandiert werden. Somit gibt es einen derartigen Effekt, daß die Funktion als die Zeitbasis, die ein Gerät des Videosignals umwandelt, leicht realisiert werden kann, ohne das Schaltkreisausmaß zu erhöhen. Als ein Beispiel dieses Zeitbasis-Umwandlungsgeräts wird, da ein Teil von beispielsweise Videosignalen hoher Präzision vorgeschlagen worden ist, in dem Fall, wo das ursprüngliche Videosignal ein Signalformat hat, das insbesondere nicht das Horizontal-Sync-Signal HS oder das Burst-Signal BS aufweist, wie es in Fig. 8E gezeigt ist, bei dem oben angegebenen magnetischen Aufzeichnungs-/Wiedergabegerät, wie beispielsweise einem VTR oder ähnlichem, oder einem Videosignal- Wiedergabegerät, wie beispielsweise einem Videodiscplayer oder ähnlichem, und ähnlichem, das ursprüngliche Videosignal (Fig. 8E) vorläufig zeitbasiskomprimiert (eine Kompressibilität in diesem Fall nimmt X an), und das Horizontal-Sync-Signal HS und das Burstsignal BS werden für die Austastperiode (Periode TB, gezeigt in Fig. 8A) des Videosignals geeignet eingefügt, das aufgrund der Kompression abgeleitet ist, und daher werden jene Signale auf dem Aufzeichnungsmedium des oben angegeben Geräts aufgezeichnet (die Kompressibilität X ist durch den Ausdruck X = 1 - TTB/TH gegeben). Auf eine Wiedergabe hin, wenn das wiedergegebene Videosignal von dem Aufzeichnungsmedium des Geräts durch das Zeitbasis-Korrekturgerät verarbeitet wird, das in dem Ausführungsbeispiel der Fig. 3 gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt ist, genügt durch geeignetes Einstellen der Werte k, 1 und m derart, daß das Verhältnis der Frequenz (fR) des Lesetaktes zu der Frequenz (fw) des Schreibtaktes ist der Gleichung
fR/fw = 1/l·k/m = X ....(5)
für die Kompressibilität X, der Zeitbasisfehler des eingegebenen Videosignals wird entfernt, und zur gleichen Zeit wird die Zeitbasis um nur genau 1/X expandiert. Daher kann das ursprüngliche Videosignal, das in Fig. 8E gezeigt ist, mit hoher Zuverlässigkeit wiedergegeben werden. In diesem Fall ist es notwendig, das Horizontal-Sync-Signal HS und das Burstsignal BS zu entfernen, die in dem eingegeben Videosignal enthalten sind. Jedoch durch Einstellen der Verzögerungszeit des MMV 27, um das Burstsignal BS zu enthalten, wie es durch τ&sub0;' in Fig. 4G gezeigt ist, wird das Signal nur für die Videoinformationsperiode (Perioden A' und B in Fig. 4A) ausschließlich des Horizontal-Sync-Signals HS und des Burstsignals BS in den Speicher 2 geschrieben und daraus ausgelesen. Daher kann ein erwünschtes ursprüngliches Videosignal, dessen Horizontal-Sync-Signal HS und das Burstsignal BS entfernt wurden, von dem D/A-Wandler 3 erhalten werden. Somit ist es in diesem Fall offensichtlich, daß es keine Notwendigkeit zum Anwenden des Sync-Einfügeschaltkreises 800 im speziellen gibt.
In dem Ausführungsbeispiel der Fig. 3 ist der Fall gezeigt worden, wo der Referenztakt (f&sub1;) individuell durch den Kristalloszillator 21 erzeugt wird, und das Referenz-Sync-Signal (RCS) durch den RSS-Generator 700 in dem Gerät gebildet wird. Jedoch kann zum Synchronisieren dieses Referenz-Sync-Signals mit dem Referenz-Sync-Signal von außen ein Referenztakt ähnlich dem obigen unter Verwendung eines in Fig. 9 gezeigten PLL-Schaltkreises erhalten werden. Dieser Aufbau ist auch in dem Geist der Erfindung enthalten.
Praktisch gesagt, bezeichnet in Fig. 9 Bezugszeichen 700 den gleichen Referenz-Synchronisiersignal-Generator wie jenen, der in Fig. 3 gezeigt ist, und ist durch das gleiche Bezugszeichen bezeichnet. Der RSS-Generator 700 erzeugt das Referenz-Sync-Signal RCS, das Referenz-Vertikal- Sync-Signal RVS und das Referenz-Horizontal-Sync-Signal (Lesestartpuls) RHS. Ein Ausgangstakt von einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 95 wird einem Eingang des RSS-Generators 700 zugeführt. Das Referenz-Sync-Signal von der Außenseite wird einem Eingangsanschluß 91 eingegeben und das Vertikal-Sync-Signal wird von dem eingegebenen Sync-Signal durch einen Vertikal-Synchronisier-Separator (V-Sync-Separator) 92 separiert und ausgegeben. Ein externes Referenz-Vertikal-Sync- Signal von dem V-Sync-Separator 92 und ein internes Referenz-Verfikal- Sync-Signal RVS von dem RSS-Generator 700 werden durch einen Phasenkomparator 93 phasenverglichen. Eine Phasendifferenzspannung, die der Phasendifferenz dazwischen entspricht, wird von dem Phasenkomparator 93 ausgegeben und wird als eine Steuerspannung des VCO 95 durch einen Phasenkompensator 94 zugeführt. Der PLL-Schaltkreis ist durch die obigen Schaltkreise aufgebaut. Das interne Referenz-Vertikal- Sync-Signal RVS von dem RSS-Generator 700 wird mit dem Referenz- Vertikal-Sync-Signal von der Außenseite phasensynchronisiert. Ein Ausgang der gleichen Frequenz (f&sub1;) wie jener des Referenztaktes von dem Kristalloszillator 21 in Fig. 3 wird von dem VCO 95 abgeleitet und wird von einem Anschluß 96 ausgegeben.
Die Verwendung des VCO 95, die auf dem Ausführungsbeispiel der Fig. 9 basiert, anstelle des Kristalloszillators 21 in Fig. 3 ermöglicht, daß das Basis-Korrekturgerät synchron mit dem externen Signal arbeiten kann.
Unter Bezugnahme auf Fig. 10 und die nachfolgenden Zeichnungsseiten wird dann eine detaillierte Erklärung in bezug auf den Fall gemacht werden, wo die vorliegende Erfindung auf einen Zeitbasisfehler-Korrekturschaltkreis eines VTR vom "Helical-Scan"-Typ des Segmentaufzeichnungssystems als ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung angewendet wird. Fig. 10 zeigt eine gesamte Anordnung des Zeitbasisfehler-Korrekturschaltkreises. In dem Diagramm sind die gleichen Teile und Bauteile wie jene, die in Fig. 3 gezeigt sind, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Das wiedergegebene Videosignal, das von dem Anschluß 10 eingegeben wird, wird einem Sync-Separator 101 und dem A/D-Wandler 1 eingegeben. Der Sync-Separator 101 hat einen integrierten Aufbau des H-Sync-Separators 11 und des V-Sync-Separators 16 in Fig. 3 und separiert die Ausgänge der Horizontal-Sync-Information und der Vertikal-Sync- Information. Ein Bezugszeichen 103 bezeichnet einen Separier-/Korrekturschaltkreis der Horizontal-Sync-Information (H-Sync-SC-Schaltkreis) einer Schaltkreisanordnung, die dem Ausführungsbeispiel eigen ist. Der H-Sync-SC-Schaltkreis 103 separiert und korrigiert die Horizontal-Sync- Information und wird im nachfolgenden unter Bezugnahme auf Fig. 11 im Detail erklärt werden. Die Horizontal-Sync-Information, ein Ausfallsignal (DOP), das von einem Anschluß 102 eingegeben wird, ein Ausgang eines Flip-Flops vom D-Typ 108 und ein Signal, das auf einem Schreibtakt von einem W-CLK-Generator 400' basiert, werden dem SC-Schaltkreis 103 eingegeben. Ein MMV 104 entspricht dem MMV 12 in Fig. 3. Es ist möglich, zu erwägen, daß der W-CLK-Generator 400' dem Schaltkreis äquivalent ist, indem der H-Sync-Separator 11, der MMV 12 und der V-Sync-Separator 16 von dem W-CLK-Generator 400 in Fig. 3 entfernt wurden, und ein AND-Schaltkreis zum Bekommen einer AND- Verbindung des Ausgangs des Frequenzvervielfachers 60 und der invertierte Ausgang des Latch-Schaltkreises 28 wurden zu dem Ausgangsanschluß des Frequenzvervielfachers 60 hinzugefügt.
Fig. 11 zeigt den H-Sync-SC-Schaltkreis 103. Fig. 12, A-J, ist ein Diagramm, das Wellenformen in dem Hauptteil des SC-Schaltkreises 103 zeigt. In Fig. 11 wird das wiedergegebene Videosignal (Fig. 12A), das von dem Anschluß 10 eingegeben ist, dem Sync-Separator 101 eingegeben. Das Horizontal-Sync-Signal wird mit einem vorbestimmten Schwellenwert Vr amplitudenverglichen und das wiedergegebene Horizontal-Sync- Signal (Fig. 12B) wird ausgegeben. Das Ausfallsignal (DOP) von einem Ausfall-Erfassungsschaltkreis (nicht gezeigt) wird dem Anschluß 102 eingegeben. Das wiedergegebene Horizontal-Sync-Signal und das DOP-Signal werden einem AND-Schaltkreis 111 eingegeben. Somit ist der AND-Schaltkreis 111 für die Ausfallperioden (D&sub0;&sub1; und D&sub0;&sub2; in Fig. 12A) geschlossen, so daß das Rauschen aufgrund des Ausfalls für die Perioden D&sub0;&sub1; und D&sub0;&sub2; nicht ausgegeben wird. Obwohl das Rauschen (H) in Fig. 12A auch eine Art eines Ausfalls ist, ist die Erzeugungsbreite dieses Rauschens N sehr kurz und das DOP-Signal wird nicht ausgegeben, so daß das Rauschen N durch den AND-Schaltkreis 111 nicht entfernt wird (dieses Rauschen N wird als ein Puls NS in Fig. 12B angezeigt).
Das wiedergegebene Horizontal-Sync-Signal, das in Fig. 12B gezeigt ist, wird als ein Ausgangssignal des AND-Schaltkreises 111 weiterhin zu einem Eingangsanschluß eines AND-Schaltkreises 112 eingegeben. Ein Signal, das ein "H"-Pegel genau vor der Position wird, wo das Horizontal-Sync-Signal in Übereinstimmung mit der Periodizität des Horizontal- Sync-Signal existiert, wird zu dem anderen Eingangsanschluß des AND-Schaltkreises 112 eingegeben. Somit wird nur das wiedergegebene Horizontal-Sync-Signal, das bei der normalen Position existiert, von dem AND-Schaltkreis 112 ausgegeben. Anders ausgedrückt, wird der Puls NS entfernt. Das torgesteuerte Horizontal-Sync-Signal wird als das Ausgangssignal des AND-Schaltkreises 112 von einem Anschluß 114 ausgegeben.
Das Horizontal-Sync-Signal, das von dem Anschluß 114 ausgegeben ist, wird zu dem W-CLK-Generator 400' durch den MMV 104 in Fig. 10 gesendet. Der W-CLK-Generator 400' erzeugt das Taktsignal, dessen Phase für einen Moment mit dem Videosignal auf der Basis des Horizontal-Sync-Signals synchronisiert ist, und führt die Zeitbasis-Kortekturverarbeitung des Videosignals auf der Basis dieses Taktsignals auf die gleiche Weise aus, wie es im Detail oben angegeben ist. Die Zeitbasis wird unter Verwendung nur des normalen Sync-Signals korrigiert, das durch die AND-Schaltkreise 111 und 112 als Referenz erhalten ist, so daß die Zuverlässigkeit bemerkenswert verbessert werden kann.
Wendet man sich wieder Fig. 11 zu, wird ein Schaltkreis zum Erzeugen eines Gattersignals (GT) beschrieben werden, das dem anderen Eingangsanschluß des AND-Schaltkreises 112 eingegeben wird. Ein Ausgang des W-CLK-Generators 400' (Ausgang des hinzugefügten AND-Schaltkreises (nicht gezeigt), unter Bezugnahme auf Fig. 12C) wird einem Anschluß 117 eingegeben. Dieses Taktsignal wird Zählern 118 und 124 eingegeben. Der Zähler 118 wird anfangs durch ein Löschsignal (CLR) von einem MMV 113 eingestellt, der durch die Abfallflanke des Ausgangs des AND-Schaltkreises 112 getriggert wird. Danach beginnt der Zähler 118 das Taktsignal zu zählen und ein Zählwert des Zählers wird mit eingestellten Werten in Komparatoren 119 und 122 verglichen. Der eingestellte Wert des Komparators 119 ist derart eingestellt (Fig. 12F), daß ein Gatterstartsignal (GS1) sofort vor dem nächsten Horizontal-Sync- Signal ausgegeben wird. Das Gatterstartsignal (GS1) wird einem S&sub1;-Anschluß eines Flip-Flops 120 eingegeben, so daß der Ausgangszustand des Flip-Flops 120 auf einen "H"-Pegel eingestellt wird. Ein Ausgangssignal des Flip-Flops 120 wird als das Gattersignal (GT) des AND-Schaltkreises 112 durch einen Selektor 121 benutzt. Da das Gattersignal (GT) auf einem "H"-Pegel ist, sofort bevor das normale Horizontal-Sync- Signal von dem AND-Schaltkreis 111 eingegeben wird, wird nämlich nur das normale Horizontal-Sync-Signal (Fig. 12H), das durch den AND- Schaltkreis 112 torgesteuert ist, zu dem Ausgangsanschluß 114 ausgegeben und dem MMV eingegeben. Somit ist der Zähler 118 nur in dem Fall gelöscht, wo das normale Horizontal-Sync-Signal ausgegeben wird. Das Löschsignal (CLR) wird auch einem R&sub1;-Anschluß des Flip-Flops 120 eingegeben und ein Ausgang davon wird sofort invertiert und wird ein "L"-Pegel, nachdem das torgesteuerte Horizontal-Sync-Signal erfaßt wurde. Daher wird das Gattersignal ein "H"-Pegel, genau bevor das normale Horizontal-Sync-Signal eingegeben wird, und danach wird es ein "L"-Pegel, sofort nachdem das normale H-Sync-Signal erfaßt wurde. Der fälschlich separierte Puls NS, der in Fig. 12B gezeigt ist, wird nämlich nicht zu dem Ausgangsanschluß des AND-Schaltkreises 112 ausgegeben, da das Gattersignal auf einem "L"-Pegel ist.
Andererseits tritt der Zwischenkanal-Zeitfehler aufgrund des Ausdehnens oder des Zusammenziehens oder ähnlichem des Bandes auf, wenn der Kopf umgeschaltet wird, so daß das Zeitintervall des Horizontal-Sync- Signals erweitert oder reduziert wird. In dem Fall, wo das Zeitintervall des Horizontal-Sync-Signals reduziert wird, wenn das Gattersignal (GT) zu der Zeit erzeugt wird, die durch den Komparator 119 eingestellt ist, wird das wiedergegebene H-Sync-Signal wiedergegeben, bevor das Gattersignal (GT) ein "H"-Pegel wird, so daß das normale Horizontal-Sync- Signal ausfällt. Daher wird der eingestellte Wert des Komparators 122 eingestellt, das vorangehende Gattersignal in Übereinstimmung mit dem angenommenen Betrag des Zwischenkanalzeitfehlers zu erzeugen. Der Zählwert des Zählers 118 wird mit dem eingestellten Wert des Komparators 122 verglichen. Wenn sie übereinstimmen, wird ein Signal (GS2), das dem Gatterstartsignal (GS1) vorangeht, von dem Komparator 122 ausgegeben (Fig. 12F). Das Gatterstartsignal (GS2) wird einem S&sub2;-Anschluß eines Flip-Flops 123 eingegeben, so daß ein Ausgang des Flip- Flops 123 auf einen "H"-Pegel eingestellt wird.
Ein Kopfumschaltsignal HSW' (Fig. 12D), das von einem Anschluß 110 eingegeben wird, wird zu einem Flankendetektor 115 gesendet, und ein Flankensignal, das die Kopfumschaltposition anzeigt, wird ausgegeben. Das Flankensignal wird einem S&sub0;-Anschluß eines Flip-Flops 116 eingegeben, und ein Ausgang davon wird auf einen "H"-Pegel eingestellt. Der Ausgang des Flip-Flops 116 wird als ein Steuersignal einem Steueranschluß des Selektors 121 eingegeben. Ein Ausgang des Flipflops 120 wird als das Gattersignal (GT) ausgewählt, wenn das Steuersignal genau nachdem der Kopf umgeschaltet wurde, auf einem "H"-Pegel ist, und zwar aufgrund des Steuersignals. Daher wird, sogar wenn das normale Horizontal-Sync-Signal aufgrund des Zwischenkanal-Zeitfehlers vorangeht, es erfaßt, ohne durch den AND-Schaltkreis 112 entfernt zu werden. Das Löschsignal (CLR) wird auch zu jeweiligen Rücksetzanschlüssen R&sub0; und R&sub2; der Flip-Flops 116 und 123 eingegeben, so daß das Gattersignal (GT) ein "L"-Pegel wird, sofort nachdem das normale H-Sync-Signal erfaßt wurde, und zu der gleichen Zeit wird auch das Steuersignal ein "L"-Pegel. Daher wird der Ausgang des Flip-Flops 120 ausgewählt und als das Gattersignal (GT) auf eine Weise ausgegeben, die ähnlich der obigen ist, und zwar nachdem der Kopf umgeschaltet wurde und das normale H-Sync-Signal separiert wurde. Wie es oben beschrieben ist, kann die Periode, wenn der AND-Schaltkreis 112 offen ist, auf die notwendige und ausreichende Periode eingestellt werden. Nur die normale Horizontal- Sync-Information wird für die Periode übertragen, wenn der AND-Schaltkreis 112 offen ist. Der AND-Schaltkreis 112 ist für die andere Periode geschlossen, wodurch es möglich gemacht wird, die fehlerhafte Erfassung aufgrund des Rauschens (z. B. N in Fig. 12A) oder ähnlichem zu verhindern. Weiterhin gibt es, da das Taktsignal, dessen Phase mit dem wiedergegebenen Videosignal synchronisiert ist, als das Taktsignal zum Erzeugen des Gattersignals (GT) benutzt wird, keine Notwendigkeit, den A/D-Wandlungsfehler eines Taktes in Betracht zu ziehen, der verursacht wird, wenn der Takt, dessen Phase nicht mit dem wiedergegebenen Videosignal synchronisiert ist, benutzt wird. Somit kann die Periode, wenn der AND-Schaltkreis 112 offen ist, extrem reduziert werden, und das normale Horizontal-Sync-Signal kann mit einem hohen Grad von Genauigkeit geschützt werden, wodurch es möglich gemacht wird, die Zuverlässigkeit des H-Sync-ST-Schaltkreises 103 bemerkenswert zu erhöhen. Insbesondere wird ein sogenanntes Impulsspitzen-ähnliches Signal einer kurzen Periode möglicherweise als die Sync-Information aufgrund des Rauschens sofort vor der H-Sync-Information separiert werden. Deshalb kann die vorliegende Erfindung einen großen Effekt eines Schutzes hoher Genauigkeit präsentieren.
Dann wird eine Erklärung in bezug auf das Korrekturverfahren in dem Fall gemacht werden, wo das H-Sync-Signal aufgrund des Ausfalls oder ähnlichem ausfiel, nämlich in dem Fall, wo das Signal von der normalen Position der wiedergegebenen H-Sync-Information ausfiel.
Da kein H-Sync-Signal bei der normalen Position der wiedergegebenen H-Sync-Information existiert, auch wenn das Gattersignal (GT) ein "H"-Pegel wird, wird das H-Sync-Signal nicht von dem AND-Schaltkreis 112 ausgegeben. Daher werden die Flip-Flops 120 und 123 oder 116 nicht rückgesetzt und das Gattersignal (GT) wird auf einem "H"-Pegel gehalten. Wenn die nächste Sync-Information erfaßt und eingegeben wird, kann das H-Sync-Signal von dem AND-Schaltkreis 112 ausgegeben werden.
Zusätzlich wird, wenn das Horizontal-Sync-Signal ausfiel, das torgesteuerte H-Sync-Signal nicht ausgegeben, so daß das Taktsignal kontinuierlich für die Horizontal-Austastperiode auch ohne unterbrochen zu werden ausgegeben wird (Fig. 12C), wie es durch die Ausfallperioden D&sub0;&sub1; und D&sub0;&sub2; in Fig. 12A gezeigt ist. Dies wird klar verstanden werden, da der Ausgang des Latch-Schaltkreises 28 in Fig. 3 auf einem "L"-Pegel ist. Das Taktsignal, das von dem Anschluß 117 eingegeben ist, wird durch den Zähler 124 gezählt. Ein Zählausgang des Zählers 124 wird einem Komparator 125 eingegeben. Der Komparator 125 vergleicht den Zählwert des Zählers 124 mit einem eingestellten Wert in dem Komparator 125. Wenn sie übereinstimmen, wird ein Korrektursignal (Fig. 121) ausgegeben. Der eingestellte Wert in dem Komparator 125 wird so eingestellt, daß das Korrektursignal bei einer vorbestimmten Position nur ausgegeben wird, wenn die H-Sync-Information ausgefallen ist. Das Korrektursignal und das torgesteuerte H-Sync-Signal werden zu einem OR-Schaltkreis 126 eingegeben. Das korrigierte H-Sync-Signal (Fig. 12J) ohne irgendeinen Ausfall der Sync-Information wird für die Horizontal-Abtastperiode ausgegeben, und zwar aufgrund des normalen Sync-Signals und des Korrektursignals, das zu der Zeit des Ausfalls kompensiert wird.
Der Zähler 124 wird durch das korrigierte H-Sync-Signal gelöscht. Wenn keine H-Sync-Information ausfällt, wird der Zähler 124 auf der Basis des torgesteuerten H-Sync-Signals von dem AND-Schaltkreis 112 innerhalb der Horizontal-Austastperiode gelöscht. In dem Fall des Ausfalls der H-Sync-Information wird der Zähler 124 durch das Korrektursignal von dem Komparator 125 gelöscht.
Die Position, wo das Korrektursignal erzeugt wird, wird dann unter Bezugnahme auf die Wellenformen in Fig. 13A bis D beschrieben werden. Fig. 13A zeigt die Wellenform, bei der die Horizontal-Anstast- Periode des wiedergegebenen Videosignals vergrößert wurde. Fig. 13B und C zeigen die Wellenformen des Taktsignals innerhalb der Horizontal-Austastperiode. Fig. 138 zeigt die Wellenform, wenn kein H-Sync- Signal von dem AND-Schaltkreis 112 ausgegeben wird. Fig. 13C zeigt die Wellenform, wenn das H-Sync-Signal nicht aufgrund des Ausfalls oder ähnlichem ausgegeben wird. Fig. 13D zeigt die Wellenform des Korrektursignals, das ausgegeben wird, wenn das H-Sync-Signal ausgefallen ist. Wie es in Fig. 13 gezeigt ist, wird die Erzeugungsposition des Korrektursignals auf die Position genau vor dem Taktsignal eingestellt (ST in Fig. 13C), die der Position entspricht (St in Fig. 138), wo das Taktsignal begonnen wird, wenn die normale H-Sync-Information erfaßt wurde. Das Korrektursignal wird nämlich derart ausgegeben, daß der Zähler 124 ein Zählen von der Position ST aus beginnt.
Durch Einstellen des Komparators 125, wie es oben beschrieben ist, auch wenn das H-Sync-Signal kontinuierlich ausfiel, kann das Korrektursignal zu der gleichen Position ausgegeben werden. Daher können, wenn die Zeitbasisfehlerkorrektur, die Ausfallkorrektur und andere Signalverarbeitungen unter Verwendung des Korrektursignals als Referenz durchgeführt werden, die Signalverarbeitungen ausgeführt werden, ohne irgendeinen Einfluß durch den Ausfall der Synchronisierinformation.
Das in Fig. 11 gezeigte Ausführungsbeispiel hat weiterhin ein derartiges Merkmal, daß eine Selbstrückkehrmöglichkeit in dem Fall vorhanden ist, wo der Synchronisierschutzfehler auftritt. Beispielsweise zu Beginn des VTR oder ähnlichem, wenn das Servosystem noch nicht in dem stationären Zustand ist, tritt eine Nachführabweichung oder ähnliches auf, und der Wiedergabepegel ist unzureichend und das S/N-Verhältnis des wiedergegebenen Videosignals ist sehr schlecht. In diesem Zustand wird der Ausgang des H-Sync-SC-Schaltkreises 103 häufig fehlerhaft erfaßt, aufgrund des Ausfalls der H-Sync-Information oder des Rauschens. Auch wenn dieses fehlerhaft erfaßte Signal einmal als die normale Sync-Information von dem AND-Schaltkreis 112 fehlerhaft ausgegeben wird, wird das Gattersignal (GT) ein "H"-Pegel, und zwar nach Ablauf von etwa einer Horizontal-Abtastperiode, und der AND-Schaltkreis 112 wird wieder geöffnet, um wieder das Signal von dem AND-Schaltkreis 111 zu empfangen. Die obige Operationen werden wiederholt. Somit kann die normale H-Sync-Information schließlich erfaßt werden. Wie es oben beschrieben ist, funktioniert, sogar wenn das fehlerhafte Signal einmal torgesteuert wurde, die Selbstrückkehrmöglichkeit, und das Korrektursignal wird nicht kontinuierlich in dem fehlerhaften Zustand ausgegeben.
Der Gesamtaufbau des Zeitbasisfehler-Korrekturschaltkreises zur Verwendung bei einem VTR vom Helical-Scan-Typ des Segment-Aufzeichnungssystems, das in Fig. 10 gezeigt ist, wird wieder beschrieben werden. Das Kopfumschaltsignal (HSW), das auf der Rotationsphase des Kopfes basiert, wird einem Allschluß 107 eingegeben und wird zu dem Flip-Flop vom D-Typ 108 gesendet. Das Flipflop vom D-Typ verzögert das Kopfumschaltsignal (HSW) und stellt die Zeit ein, wie es im nachfolgenden im Detail erklärt werden wird. Danach wird das vorangehende Kopfumschaltsignal (HSW') von einem Q-Anschluß zu dem H-Sync-SC- Schaltkreis 103 ausgegeben. Das torgesteuerte H-Sync-Signal von dem SC-Schaltkreis 103, der im Detail zuvor beschrieben ist, wird durch den MMV 104 verzögert, und sein Ausgang wird zu dem W-CLK-Generator 400' gesendet. Der Schreibtakt, der von dem W-CLK-Generator 400' erzeugt ist, wird zu dem A/D-Wandler 1 und einer Schreibadreß-(WA)- Steuerung 500' gesendet. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die WA- Steuerung 500' durch einen WA-Generator 501, einen MMV 502 und einen Schreibzeilenadreß-(WLA)-Generator 503 aufgebaut. Der Speicher 2 besteht aus einer Vielzahl von Speicherzellen, von denen jede eine Speicherkapazität der Einheit der Horizontal-Abtastzeile hat. Der Speicherort in einer Speicherzelle wird durch eine Schreibadresse bestimmt, die von dem WA-Generator 501 durch Zählen des Schreibtaktes erzeugt wird. Jede Speicherzelle wird durch einen Ausgang des WLA-Generators 503 ausgewählt.
In dem Ausführungsbeispiel wird das Signal, das ein Ergebnis einer AND-Verknüpfung des Ausgangs des Frequenzvervielfachers 60 in Fig. 3 und des invertierten Ausgangs des Latch-Schaltkreises 28 anzeigt, als der Schreibtakt von dem W-CLK-Generator 400' benutzt. Daher wird in dem Fall, wo die H-Sync-Information ausgefallen ist, wie es in den Perioden D&sub0;&sub1; und D&sub0;&sub2; in Fig. 12A gezeigt ist, der Schreibtakt kontinuierlich ausgegeben, ohne für die Horizontal-Austastperiode unterbrochen zu werden. Der WA-Generator 501 wird unter Verwendung des korrigierten H-Sync-Signals von einem Ausgangsanschluß 127 des H-Sync-SC-Schaltkreises 103 gesteuert. Wenn das torgesteuerte H-Sync-Signal erfaßt wird, wird der Schreibtakt für die Horizontal-Austastperiode unterbrochen.
Daher wird der WA-Generator 501 durch das H-Sync-Signal gelöscht, das auf der Basis des H-Sync-Signals korrigiert ist, das für diese Periode torgesteuert ist. In dem Fall, wo das normale H-Sync-Signal ausfiel, wird der WA-Generator 501 durch das H-Sync-Signal gelöscht, das auf der Basis des kompensierten Korrektursignals korrigiert ist. Wie es schon zuvor beschrieben ist, wird das Korrektursignal sofort vor der Position ST' erzeugt, die in Fig. 13C angezeigt ist. Daher können, sogar wenn das normale H-Sync-Signal ausfiel, die Videosignaldaten bei dem normalen Ort in der Speicherzelle des Speichers 2 gespeichert werden.
Andererseits gibt es auch einen Fall, wo das Videosignal nach einem Umschalten des Kopfes bei der Kopfumschaltposition und des Zwischenkanal-Zeitfehlers verzögert wird, so daß das normale H-Sync-Signal ausgegeben wird, nachdem das Korrektursignal in Fig. 11 ausgegeben wurde. In diesem Fall wird der WA-Generator 501 wieder durch die normale H-Sync-Information gelöscht, die später erfaßt wird, so daß das richtige Adreßsignal zum Bestimmen des Speicherortes in der Speicherzelle ausgegeben wird. Da jedoch eine Vielzahl von H-Sync-Information innerhalb einer Horizontal-Abtastperiode ausgegeben wird, wenn das korrigierte H-Sync-Signal direkt gezählt wird, um das Zeilen-Adreßsignal zu erzeugen, wird der Speicher 2 fehlerhaft gesteuert werden. Um eine Vielzahl von Horizontal-Sync-Signalen innerhalb einer Abtastperiode als ein Signal zu zählen, wird das korrigierte H-Sync-Signal zu dem MMV 502 eingegeben und sein Ausgangssignal wird dem WLA-Generator 503 eingegeben. Durch Einstellen der Verzögerungszeit des MMV 502, um kürzer zu sein als eine Horizontal-Abtastperiode, kann jene Vielzahl von H-Sync-Signalen auf ein Horizontal-Sync-Signal aufgrund der Frequenzteilungsfunktion des MMV 502 eingestellt werden. Folglich wird auch das Schreibzeilen-Adreßsignal richtig ausgegeben und das Videosignal kann in den Speicher 2 ohne irgendeinen Fehler gespeichert werden.
Die Vertikal-Sync-Information, die durch den Sync-Separator 101 separiert wird, wird auch dem WLA-Generator 503 eingegeben. Der WLA-Generator 503 wird durch das Signal rückgesetzt, das auf der V-Sync-Information basiert. Das Videosignal kann ohne irgendeinen Fehler von einem vorbestimmten Ort in den Speicher 2 geschrieben werden.
Der größere Anteil der Zeitbasisfehlerkorrektur endet, wenn das Videosignal in den Speicher 2 geschrieben wurde. Durch Auslesen des Videosignals aus dem Speicher 2 unter Verwendung eines stabilen Taktsignals kann der Zeitbasisfehler stabil korrigiert werden.
Das Verfahren zum Auslesen des Videosignals aus dem Speicher 2 bei dem Ausführungsbeispiel wird im folgenden beschrieben werden.
Der Lesetakt, der von einem Referenzsignalgenerator 105 erzeugt wird, wird einer Leseadreß-(RA)-Steuerung 600' und dem D/A-Wandler 3 eingegeben. Das Taktsignal des Referenzsignalgenerators 105 wird dem RSS-Generator 700 eingegeben. Der RSS-Generator 700 erzeugt das stabile Referenz-Vertikal-Sync-Signal RVS und das Referenz-Horizontal- Sync-Signal RHS auf eine Weise, die gleich dem Ausführungsbeispiel der Fig. 3 ist. Die RA-Steuerung 600' besteht aus einem Leseadreß-(RA)- Generator 602 und einem Lesezeilenadreß-(RLA)-Generator 601. Das Signal RHS wird den Generatoren 601 und 602 eingegeben. Der RA-Generator 602 erzeugt ein Adreßsignal für die Speicherzelle in dem Speicher 2 auf der Basis des Lesetaktsignals und des Signals RHS. Der RLA-Generator 601 wird durch das Signal rückgesetzt, das auf dem Signal RVS basiert. Durch Zählen des Signals RHS erzeugt der RLA-Generator 600 ein Lesezeilen-Adreßsignal zum Bestimmen einer vorbestimmten Speicherzelle in dem Speicher 2. Das Lesezeilen-Adreßsignal und das Leseadreßsignal werden dem Speicher 2 eingegeben und das Videosignal wird von dem vorbestimmten Ort in dem Speicher 2 ausgelesen. Ein Ausgang des Speichers 2 wird dem D/A-Wandler 3 eingegeben und in ein Analogsignal gewandelt. Danach wird es von dem Anschluß 20 als das Videosignal ausgegeben, das zeitbasisfehlerkorrigiert wurde.
In dem VTR des Segment-Aufzeichnungssystems, auf das dieses Ausführungsbeispiel angewendet wird, existiert eine Vielzahl von Kopfumschaltpunkten innerhalb einer vertikalen Abtastperiode. Wenn der Kopf innerhalb der Videosignalperiode umgeschaltet wird, um das Videosignal innerhalb der Horizontal-Abtastperiode zu senden, wird das Videosignal diskontinuierlich aufgrund des Zwischenkanal-Zeitfehlers. Um das diskontinuierliche Videosignal zu verhindern, ist es ausreichend, den Kopf bei der vorderen Schwarzschulter innerhalb der Horizontal-Austastperiode zu schalten. Ein Verfahren zu diesem Zweck wird darauffolgend unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm der Fig. 10 beschrieben werden. Der WA-Generator 501 zählt den Schreibtakt von der Position, die um eine vorbestimmte Zeit von der Horizontal-Sync-Information verzögert wurde, und gibt einen Verzögerungspuls LP aus, um das Kopfumschaltsignal bei der Position zu verzögern, die der vorderen Schwarzschulter der nächsten Zeile entspricht.
Das Kopfumschaltsignal (HSW), das von dem Anschluß 107 eingegeben wird, wird einem Dateneingangsanschluß D des Flip-Flops vom D-Typ 108 eingegeben. Der Verzögerungspuls LP, der von dem WA-Generator 501 ausgegeben wird, wird einem Takteingangsanschluß CK des Flip-Flops 108 eingegeben. Das Kopfumschaltsignal (HSW'), das bei der Position verzögert wird, die der vorderen Schwarzschulter entspricht, wird von dem Ausgangsanschluß Q des flip-Flops 108 ausgegeben. Das verzögerte Signal HSW' wird von einem Anschluß 109 ausgegeben und zu einem Videosignalprozessor des VTR (nicht gezeigt) gesendet. Die Videosignale, die von den jeweiligen Köpfen wiedergegeben werden, werden durch das verzögerte Kopfumschaltsignal HSW' umgeschaltet. Somit werden die Videosignale bei der vorderen Schwarzschulter umgeschaltet und das kontinuierliche Videosignal wird für die Videosignalperiode abgeleitet.
Andererseits wird das Referenz-V-Sync-Signal RVS von dem RSS-Generator 700 durch einen Anschluß 106 ausgegeben und als ein Referenzsignal eines Servo-Steuerungsgeräts (nicht gezeigt) benutzt. Dieses Servo-Steuerungsgerät ist durch ein Nachführsteuerungssystem zum genauen Wiedergeben des Signals durch Steuern der relativen Phasen der Köpfe und des Magnetbandes und ähnlichem in dem VTR aufgebaut, bei dem das Zeitbasisfehler-Korrekturgerät basierend auf dem Ausführungsbeispiel der Fig. 10 angewendet wird. Das konventionelle wohlbekannte Gerät kann als dieses Servo-Steuerungsgerat benutzt werden. Das Referenz-V-Sync- Signal RVS von dem Allschluß 106 wird dem Servo-Steuerungsgerät eingegeben, so daß die Servosteuerung auf eine derartige Art durchgeführt wird, daß das eingegebene Videosignal von dem Anschluß 10 mit dem Signal RVS phasensynchronisiert wird. Praktisch gesprochen, wird weiterhin die Servosteuerung ausgeführt, um die Phasensynchronisation in dem Zustand zu erhalten, in dem die Phase des Referenz-V-Sync-Signals RVS von der Phase der V-Sync-Information des eingegebenen Videosignals zeitverzögert ist. Auf diese Weise kann der Zeitbasisfehler stabil korrigiert werden, ohne irgendeine Zwischenkanal-Zeitfehlerstörung.
Andere Ausführungsbeispiele des H-Sync-SC-Schaltkreises 103, der in Fig. 11 gezeigt ist, werden darauffolgend unter Bezugnahme auf die Fig. 14 und 15 beschrieben werden. In Fig. 14 sind gleiche Teile und Bauteile wie jene, die in Fig. 11 gezeigt sind, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet, und ihre detaillierte Beschreibung ist weggelassen. Bezugszeichen 103' bezeichnet einen Schaltkreis zum Separieren und Korrigieren der Sync-Information als ein weiteres Ausführungsbeispiel. Bezugszeichen 119' ist ein Komparator; dessen eingestellter Wert umgeschaltet werden kann. Ein Merkmal dieses Ausführungsbeispiels ist, daß der eingestellte Wert des Komparators 119' durch das Steuersignal von dem Flipflop 116 umgeschaltet wird. Daher wird ein Ausgang GS des Komparators 119' gewöhnlich zu der Zeit ausgegeben, die dem Gatterstartsignal GS1 entspricht, das in Fig. 11 gezeigt ist. Der Ausgang GS wird zu der Zeit ausgegeben, die dem Gatterstartsignal GS2 entspricht, bis das normale Horizontal-Sync-Signal ausgegeben wird, nachdem der Kopf umgeschaltet wurde. Durch Eingeben des Signals GS zu dem S&sub1;-Anschluß des Flip-Flops 120 durch Erzeugen des Gattersignals GT durch das Flip-Flop 120 und durch Eingeben des Gattersignals GT zu dem AND-Schaltkreis 112 kann der gleiche Effekt wie jener bei dem Ausführungsbeispiel, das in Fig. 11 gezeigt ist, erhalten werden.
Fig. 15 ist ein Blockdiagramm, das ein weiteres Ausführungsbeispiel des Schaltkreises zum Separieren und Korrigieren der H-Sync-Information der Erfindung zeigt. Fig. 15 stimmt teilweise mit den Fig. 11 und 14 überein und gemeinsame Teile und Bauteile sind mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet und ihre detaillierte Beschreibung ist weggelassen.
In Fig. 15 bezeichnet Bezugszeichen 128 einen MMV und 103' ist ein H-Sync-SC-Schaltkreis bei diesem Ausführungsbeispiel. Ein Merkmal des Ausführungsbeispiels, das in Fig. 15 gezeigt ist, ist, daß der MMV 128 anstelle des Flip-Flops 116 benutzt wird, und der Zähler 118 ist weggelassen, und der Ausgang des Zählers 124 wird dem Komparator 119' eingegeben, dessen eingestellter Wert umgeschaltet werden kann. Bei dieser Schaltkreisanordnung kann der gleiche Effekt, wie jener bei dem in Fig. 11 und 14 gezeigten Ausführungsbeispiel erhalten werden.
Die Verzögerungszeit des MMV 128 wird auf eine Horizontal-Abtastperiode oder kürzer eingestellt, und das Gatter wird sofort für das erste H-Sync-Signal geöffnet, das innerhalb dieser Periode wiedergegeben wird (das Gatter wird zu der Zeit des eingestellten Werts des Komparators 122 in Fig. 11 geöffnet), und danach wird das Gatter sofort vor dem H-Sync-Signal geöffnet (das Gatter wird zu der Zeit des eingestellten Werts des Komparators 119 in Fig. 11 geöffnet).
Der Zähler 124 wird durch das korrigierte H-Sync-Signal gelöscht. Wenn das normale H-Sync-Signal ausgegeben wird, wird der Zähler 124 durch das Signal gelöscht, das auf dem normalen H-Sync-Signal basiert. Das gleiche Signal wie jenes in dem Schaltkreis, der in Fig. 14 gezeigt ist, wird von dem Komparator 119' ausgegeben. In dem Fall, wo das normale H-Sync-Signal ausfiel, wird das Löschsignal CLR nicht von dem MMV 113 ausgegeben, so daß der Ausgang GT von dem Flip-Flop 120 auf einem "H"-Pegel gehalten wird. Wenn die normale Sync-Information von dem AND-Schaltkreis 112 ausgegeben wird, wird der Ausgangszustand des Flip-Flops 120 invertiert und wird ein "L"-Pegel. Wie es aus der obigen Beschreibung verstanden werden wird, kann der gleiche Effekt wie jene in den Ausführungsbeispielen, die in den Fig. 11 und 14 gezeigt sind, auch mit der Schaltkreisanordnung abgeleitet werden, die in Fig. 15 gezeigt ist.
Obwohl der Fall, wo die Oszillation des Schreibtaktes für die Horizontal- Austastperiode gestoppt wird, bei den Ausführungsbeispielen, die in den Fig. 11, 14 und 15 gezeigt sind, beschrieben worden ist, ist es nicht immer notwendig, die Oszillation zu stoppen. Sogar in dem Fall, wo der Schreibtakt kontinuierlich erzeugt wird, kann die Erfindung auf eine Art angewendet werden, die gleich jenen Ausführungsbeispielen ist. In einem derartigen Fall kann das Löschsignal CLR genau vor der Position ST ausgegeben werden, die in Fig. 13B gezeigt ist. Zusätzlich kann der Ausgang des Frequenzvervielfachers 60 in Fig. 3 wie er ist als Schreibtakt benutzt werden.
Einerseits wurden die Zähler 118 und 124, die in Fig. 11 gezeigt sind, durch das Löschsignal CLR bzw. durch das korrigierte Horizontal-Sync- Signal gelöscht. Jedoch können jene Zähler auf vorbestimmte Werte durch jene Signale eingestellt werden. In diesem Fall kann der Schaltkreis auf eine Weise arbeiten, die gleich dem Schaltkreis ist, der in Fig. 11 gezeigt ist.
Wie oben beschrieben ist, können gemäß der vorliegenden Erfindung der Zeitbasisfehler und das Rauschen, die in dem Videosignal enthalten sind, stabil und sicher entfernt werden, ohne durch diesen Zeitbasisfehler und dieses Rauschen beeinflußt zu werden. Zur gleichen Zeit kann die Funktion als das Zeitbasisumwandlungsgerät, das die Zeit basierend auf dem Videosignal komprimieren oder expandieren kann, auch zusätzlich geschaffen werden, ohne das Schaltkreisausmaß zu erhöhen, was in einer Reduzierung der Kosten für das Gerät resultiert.
Einerseits wird gemäß der Erfindung das Gattersignal des H-Sync-Signals durch Verwenden des Taktsignals erzeugt, das mit dem Videosignal synchronisiert ist. Daher kann die Periode, wenn die separierte H-Sync- Information einschließlich der fehlerhaften H-Sync-Information durch das Gatter geführt werden kann, auf die notwendige und ausreichende Periode eingestellt werden, und der Sync-Erfassungsfehler kann bemerkenswert reduziert werden. Sogar in dem Fall, wo die Sync-Information ausfiel, wird weiterhin das Korrektursignal unter Verwendung des Taktsignals erzeugt, das mit dem Videosignal synchronisiert ist, so daß das Korrektursignal bei der vorbestimmten Position ausgegeben werden kann, die mit dem Videosignal synchronisiert ist, und die Zuverlässigkeit der korrigierten Sync-Information kann verbessert werden. Das Gatter wird geöffnet und geschlossen in Antwort auf das Ausfalldetektionssignal, so daß die fehlerhafte Detektion aufgrund des Rauschens, das verursacht wird, wenn das H-Sync-Signal ausfällt, eliminiert werden kann. Weiterhin wird bei dem VTR vom Helical-Scan-Typ mit einer Vielzahl von Köpfen das Gattersignal, das zeitlich vorausgeht, ausgegeben, wenn der Kopf umgeschaltet wird und der Ausfall des Sync-Signals aufgrund Überschutzes kann eliminiert werden. Darüber hinaus gibt es, wenn die H-Sync- Information gezählt wird, durch ein Verzögern der korrigierten Sync- Information und durch Zählen von ihr; einen derartigen Effekt, daß sogar wenn eine Vielzahl von Sync-Information innerhalb einer Horizontal-Abtastperiode erzeugt wird, sie nicht fehlerhaft gezählt werden oder ähnliches.

Claims

1. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät eines Videosignals mit einem Speicher (2), in den oder aus dem ein Schreiben oder ein Auslesen sequentiell durchgeführt werden kann, wobei eine Zeitbasis des Videosignals durch Abtasten des Videosignals in der Richtung der Zeitbasis und sequentielles Schreiben in den Speicher (2) und auch sequentielles Lesen des geschriebenen Videosignals korrigiert wird, wobei das Zeitbasis-Korrekturgerät umfaßt:

eine Einrichtung (11, 12, 13, 14, 19; 101, 103; 103'; 103'') zum Separieren eines Burstsignals, das zu dem Videosignal multiplext ist;

eine Oszillationseinrichtung (50), zu der ein Burstpuls basierend auf dem Burstsignal als ein Signal angelegt ist um den Beginn einer Oszillation der Oszillationseinrichtung (50) zu instruieren deren Oszillationsfrequenz auf die gleiche Frequenz wie jene des Burstsignals eingestellt ist und durch eine Steuerspannung (VC) verändert wird;

eine Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung (21, 95, 105) zum Erzeugen eines Lesetaktes für den Speicher (2);

eine Phasenvergleichseinrichtung (23) zum Erzeugen eines Phasendifferenzsignals durch einen Phasenvergleich eines Signals, das auf einem Ausgang der Oszillationseinrichtung (50) basiert, und eines Signals, das auf einem Ausgang der Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung (21, 95, 105) basiert;

eine Einrichtung zum Steuern der Oszillationsfrequenz der Oszillationseinrichtung (50) auf eine negative Rückkoppelart unter Verwendung des Phasendifferenzsignals für eine Austastperiode des Videosignals; und

eine Einrichtung (400; 400') zum Erzeugen eines Schreibtaktes für den Speicher (2) von dem Ausgang der Oszillationseinrichtung (50).

2. Zeitbasisfehler-Kortekturgerät nach Anspruch 1, wobei die Schreibtakterzeugungseinrichtung eine Einrichtung (60) zum Frequenzvervielfachen des Ausgangs der Oszillationseinrichtung (50) enthält.

3. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 2, wobei die Phasenvergleichseinrichtung eine erste Teilereinrichtung (22) enthält zum Frequenzteilen des Ausgangs aus der Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung (21, 95, 105), und eine weite Teilungseinrichtung (26) zum frequenzteilen eines Ausgangs aus der Frequenzvervielfacheirrichtung (60) und Phasen der Ausgänge der ersten und der zweiten Teilereinrichtung (22, 26) vergleicht.

4. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die negative Rückkoppel-Steuereinrichtung eine Einrichtung (24) zum Torsteuern des Phasendifferenzsignals für nur die Vertikal-Austastperiode des Videosignals enthält.

5. Zeitbasisfehler-Kortekturgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die negative Rückkoppel-Steuereinrichtung eine Einrichtung (25) zum Phasenkompensieren des Phasendifferenzsignals enthält.

6. Zeitbasisfehler-Kortekturgerät nach Anspruch 5, wenn er auf Anspruch 4 zurückbezogen ist, wobei die Einrichtung (25) zum Phasenkompensieren einen Ausgang der Gattereinrichtung (24) kompensiert.

7. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die negative Rückkoppel-Steuereinrichtung eine Einrichtung (16) zum Separieren eines Vertikal-Sync-Signals des Videosignals und eine Einrichtung (17) zum Erzeugen eines Signals enthält, das die Vertikal-Austastperiode von einem Ausgang der Vertikal-Sync-Signal-Separiereinrichtung (16) anzeigt, und wobei ein Ausgang der Erzeugungseinrichtung (17) zu der Gattereinrichtung (24) gesendet wird.

8. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung einen Kristalloszillator (21) enthält.

9. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 8, wobei die Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung eine dritte Teilereinrichtung (29) zum Frequenzteilen eines Ausgangs des Kristalloszillators (21) enthält.

10. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Burstsignal-Separiereinrichtung ein Filter (14) zum Banddurchführen des Videosignals und einen Begrenzer (15) enthält, der an der Folgestufe des Filters (14) angeordnet ist.

11. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 10, wobei die Burstsignal-Separiereinrichtung eine Einrichtung (11, 101, 103, 103', 103'') zum Separieren eines Horizontal-Sync-Signals des Videosignals enthält, eine Einrichtung (12) zum Erzeugen eines Gatterpulses von einem Ausgang der Horizontal-Sync-Signal-Separiereinrichtung (11, 101, 103, 103', 103''), und eine Einrichtung (13) zum Torsteuern eines Ausgangs des Begrenzers (15) durch den Gatterpuls.

12. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 11, wobei die Burstsignal-Separiereinrichtung eine Einrichtung (19) enthält zum Verhindern, daß der Gatterpuls zu der Gattereinrichtung (13) für die Vertikal-Austastperiode gesendet wird.

13. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Oszillationseinrichtung mindestens ein NAND-Gatter (52) aufweist und das separierte Burstsignal zu einem Eingangsanschluß des NAND-Gatters (52) eingegeben wird, und ein Ausgang des NAND-Gatters (52) wird zu dem anderen Eingangsanschluß durch mindestens eine Induktanz (L) eingegeben, und wobei der andere Eingangsanschluß durch mindestens eine variable Kapazität (C&sub2;) auf eine Wechselstromart geerdet ist.

14. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 1, wobei ein Kapazitätswert der variablen Kapazität (C&sub2;) in Übereinstimmung mit dem Ausgang der negativen Rückkoppel-Steuereinrichtung verändert wird.

15. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 13 oder 14, wobei ein Resistor (R) seriell mit der Induktanz (L) verbunden ist.

16. Zeitbasisfehler-Kortekturgerät nach einem der Ansprüche 11 bis 15, wobei die Horizontal-Sync-Signal-Separiereinrichtung eine Einrichtung (101) enthält zum Vergleichen des Videosignals mit einem vorbestimmten Schwellwert, und eine Einrichtung (111) zum Torsteuern eines Ausgangs der Vergleichseinrichtung (101) durch ein Signal, das die Ausfallperiode in dem Videosignal anzeigt.

17. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach einem der Ansprüche 11 bis 15, wobei die Horizontal-Sync-Signal-Separiereinrichtung eine Amplituden- Vergleichseinrichtung (101) enthält, zum Vergleichen des Videosignals mit einem vorbestimmten Schwellwert, eine erste Zählwert-Vergleichseinrichtung (118, 124, 119, 119') zum Erzeugen eines Gatterpulses, wenn der Ausgang der Schreibtakterzeugungseinrichtung (400, 400') ein erster vorbestimmter Wert wird, und eine Gattereinrichtung (112), die auf der Basis eines Ausgangs der ersten Zählwertvergleichseinrichtung (118, 124, 119') torgesteuert wird und einen Ausgang der Amplituden-Vergleichseinrichtung (101) durchläßt.

18. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 17, wobei die Horizontal-Sync-Signal-Separiereinrichtung weiterhin enthält: eine dritte Zählwert-Vergleichseinrichtung (124, 125) zum Erzeugen eines Korrektursignals, wenn der Ausgang der Schreibtakt-Erzeugungseinrichtung (400, 400') ein dritter vorbestimmter Wert wird, und eine Einrichtung (126) zum Bekommen einer OR-Verknüpfung des Korrektursignals und des Ausgangssignals der Gattereinrichtung (112) und zum Erzeugen eines korrigierten Horizontal-Sync-Signals.

19. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 17 oder 18, wobei die Horizontal-Sync-Signal-Separiereinrichtung weiterhin enthält: eine zweite Zählwert-Vergleichseinrichtung (118, 124, 122, 119') zum Erzeugen eines Gatterpulses, wenn der Ausgang der Schreibtakt- Erzeugungseinrichtung (400, 400') ein zweiter vorbestimmter Wert wird, und eine Einrichtung (121) zum Auswählen entweder eines Signals, das auf dem Ausgang der ersten Zählwertvergleichseinrichtung (118, 124, 119, 119') basiert, oder eines Signals, das auf einem Ausgang der zweiten Zählwert-Vergleichseinrichtung (118, 124, 122, 119') basiert, in Antwort auf ein Steuersignal, und die Horizontal- Sync-Signal-Separiereinrichtung öffnet oder schließt die Gattereinrichtung (112) durch einen Ausgang der Auswahleinrichtung (121).

20. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät eines Videosignals, wobei, nachdem das Videosignal sequentiell in einen Speicher (2) geschrieben wurde, das Videosignal sequentiell aus dem Speicher (2) ausgelesen wird, und wodurch das Videosignal ohne irgendeinen Zeitbasisfehler erhalten wird, wobei das Gerät umfaßt:

eine Einrichtung (11, 12, 13, 14, 15, 19; 101, 103; 103'; 103'') zum Separieren eines Burstsignals, das in dem Videosignal enthalten ist;

eine Oszillationseinrichtung (50) zum Ausgeben eines Oszillationsausgangs, dessen Phase für einen Moment mit dem Burstsignal synchronisiert ist, das der Synchronisierinformation entspricht, die in dem eingegebenen Videosignal enthalten ist, und das die gleiche Frequenz wie jene des Burstsignals hat, das kontinuierlich von der Oszillationseinrichtung (50) erhalten wird, ohne für einen Moment unterbrochen zu werden;

eine Einrichtung (21, 959 105) zum Erzeugen eines Referenzsignals;

eine Einrichtung (23) zum Phasenvergleichen eines Signals, das auf dem Ausgang der Oszillationseinrichtung (50) basiert, und eines Signals, das auf einem Ausgang der Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung (21, 95, 105) basiert;

eine Einrichtung (24, 25) zum Steuern der Oszillationsfrequenz der Oszillationseinrichtung (50) unter Verwendung eines Ausgangs der Phasenvergleichseinrichtung (23) für eine Austastperiode des Videosignals;

eine Einrichtung (500; 500') zum Schreiben des Videosignals in den Speicher (2) unter Verwendung eines Schreibtaktes, der auf dem Ausgang der Oszillationseinrichtung (50) basiert; und

eine Einrichtung (600; 600') zum Auslesen des Videosignals aus dem Speicher (2) unter Verwendung eines Lesetaktes, der auf dem Ausgang der Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung (21, 95, 105) basiert.

21. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 20, das weiterhin umfaßt: eine Einrichtung (11, 101, 103, 103', 103'') zum Separieren eines Horizontal-Sync-Signals, das in dem Videosignal enthalten ist,

und wobei die Videosignal-Schreibeinrichtung eine Einrichtung (501) enthält zum Erzeugen eines Pulses auf der Basis des Horizontal- Sync-Signals von der Horizontal-Sync-Signal-Separiereinrichtung (11, 101, 103, 103', 103''), und eine Einrichtung (502) zum Synchronisieren des Pulses von der Erzeugungseinrichtung (501) durch den Ausgang aus der Oszillationseinrichtung (50) und zum Erzeugen eines Schreibstartpulses für den Speicher (2).

22. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 21, wobei die Schreibstartpuls-Erzeugungseinrichtung (502) der Videosignal-Schreibeinrichtung (500') den Schreibstartpuls innerhalb einer Horizontal-Austastperiode des Videosignals erzeugt.

23. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach einem der Ansprüche 20 bis 22, wobei die Oszillationseinrichtung (50, 60) einen Oszillator (50) enthält, der ein Oszillieren durch Empfangen des separierten Burstsignals beginnt und die Oszillation für eine Periode fortführt, wenn das separierte Burstsignal nicht existiert und einen Schaltkreis (60) zum Frequenzvervielfachen eines Ausgangs des Oszillators (50).

24. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 23, wobei die Phasenvergleichseinrichtung eine erste und eine zweite Teilereinrichtung (22 und 26) enthält zum Frequenzteilen des Ausgangs der Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung (21, 95, 105) bzw. eines Ausgangs des Frequenzvervielfachers (60).

25. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 24, wobei die Videosignal-Leseeinrichtung enthält: eine dritte Teilereinrichtung (29) zum Erzeugen des Lesetaktes durch Frequenzteilen des Ausgangs der Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung (21, 95, 105).

26. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach einem der Ansprüche 20 bis 25, wobei Frequenzen des Schreibtaktes und des Lesetaktes sich unterscheiden.

27. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach einem der Ansprüche 20 bis 26, das weiterhin umfaßt: eine Einrichtung (16, 17, 18) zum Separieren eines Vertikal-Sync-Signals, das in dem Videosignal enthalten ist, und zum Erzeugen eines Signals, das die Vertikal-Austastperiode von dem separierten Vertikal-Sync-Signal anzeigt.

28. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 27, wobei Teilerwerte der ersten und der zweiten Teilereinrichtung (22 und 26) durch die Einrichtung (18) zum Erzeugen des Signals initialisiert werden, das die Vertikal-Austastperiode anzeigt.

29. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach einem der Ansprüche 23 bis 28, wobei der Oszillator (50) mindestens ein Gatter (52) mit zwei Eingängen aufweist und das separierte Burstsignal zu einem Eingangsanschluß des Gatters (52) zugeführt wird, und ein Ausgang des Gatters (52) zu dem anderen Eingangsanschluß durch eine Induktanz (L) zugeführt wird, und wobei der andere Eingangsanschluß durch eine Kapazität (C&sub1;, C&sub2;) auf eine Wechselstromart geerdet ist.

30. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 29, wobei die Kapazität mindestens eine variable Kapazität (C&sub2;) aufweist und ein Kapazitätswert davon sich durch das Phasendifferenzsignal verändert.

31. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach einem der Ansprüche 20 bis 30, das weiterhin umfaßt:

eine Einrichtung (11, 101, 103, 103', 103'') zum Separieren eines Horizontal-Sync-Signals, das in dem Videosignal enthalten ist, und

eine Einrichtung (12, 104) zum Erzeugen eines Pulses, der die Position des Burstsignals in dem Videosignal von einem Ausgang der Horizontal-Sync-Signal-Separiereinrichtung (11, 101, 103, 103', 103'') anzeigt,

und wobei die Burstsignal-Separiereinrichtung eine Einrichtung (13) enthält, die den Puls empfängt, der die Burstsignalposition anzeigt und nur ein normales Burstsignal extrahiert.

32. Gerät zum Korrigieren eines Zeitbasisfehlers eines Videosignals, das von einem magnetischen Aufzeichnungs-/Wiedergabegerät vom Helical-Scan-Typ wiedergegeben wird, das eine Vielzahl von Drehköpfen aufweist, und zwar unter Verwendung der Vielzahl von Drehköpfen, wobei das Gerät umfaßt:

eine Einrichtung (11, 101, 103, 103', 103'') zum Separieren eines Horizontal-Sync-Signals, das in dem wiedergegebenen Videosignal enthalten ist;

eine Einrichtung (13, 14, 15) zum Separieren eines Burstsignals, das in dem wiedergegebenen Videosignal enthalten ist, unter Verwendung eines Signals, das auf einem Ausgang der Horizontal-Sync-Signal- Separiereinrichtung (11, 101, 103, 103', 103'') und dem wiedergegebenen Videosignal basiert;

eine Oszillationseinrichtung (50, 400') zum Ausgeben eines Oszillationsausgangs, dessen Phase für einen Moment mit dem Burstsignal synchronisiert ist, das von der Burstsignal-Separiereinrichtung (13, 14, 15) separiert ist;

eine Einrichtung (21, 95,105) zum Erzeugen eines Referenzsignals;

eine Einrichtung (24, 25) zum Steuern einer Oszillationsfrequenz der Oszillationseinrichtung (50) unter Verwendung eines Ausgangs der Phasenvergleichseinrichtung (23) für eine Vertikal-Austastperiode des wiedergegebenen Videosignals;

einen Speicher (2) in den oder aus dem ein Schreiben oder ein Auslesen sequentiell durchgeführt werden kann;

eine Einrichtung (500, 500') zum Schreiben des wiedergegebenen Videosignals in den Speicher (2) unter Verwendung eines Schreibtaktes, der auf dem Ausgang der Oszillationseinrichtung (50) basiert; und

eine Einrichtung (600, 600') zum Lesen des wiedergegebenen Videosignals aus dem Speicher (2) unter Verwendung eines Lesetaktes, der auf dem Ausgang der Referenzsignal-Erzeugungseinrichtung (21, 95, 105) basiert.

33. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 32, wobei die Horizontal-Sync-Signal-Separiereinrichtung aufweist:

eine Einrichtung (101) zum Vergleichen einer Amplitude des wiedergegebenen Videosignals mit einem vorbestimmten Schwellwert,

eine Einrichtung (112) zum Torsteuern eines Ausgangs der Amplituden-Vergleichseinrichtung (101);

einen Zähler (118, 119, 119', 122, 124) zum Zählen des Schreibtaktes;

eine Einrichtung (113) zum Initialisieren eines Zählwertes des Zählers (118, 119, 119', 122, 124) auf der Basis eines Ausgangs der Gattereinrichtung (112);

eine Einrichtung (108) zum Erzeugen eines Steuersignals bei einer Umschaltzeit der Drehköpfe synchron zu der Drehung der Drehköpfe; und

eine Einrichtung (120, 123, 121) zum Erzeugen eines Gattersignals der Gattereinrichtung (112) auf der Basis des Zählausgangs des Zählers (118, 119, 119', 122, 124) und des Ausgangs von der Gattereinrichtung (112),

und wobei die Horizontal-Sync-Signal-Separiereinrichtung die Zeiten umschaltet, basierend auf einem ersten Zählwert des Zählers (118, 119, 119', 122, 124) und eines zweiten Zählwerts, der unterschiedlich von dem ersten Zählwert ist, auf der Basis des Steuersignals, und das Gattersignal erzeugt.

34. Zeitbasisfehler-Korrekturgerät nach Anspruch 33, wobei die Horizontal-Sync-Signal-Separiereinrichtung weiterhin aufweist: einen Detektor (125) zum Erfassen, daß der Zählwert des Zählers (124) ein vorbestimmter Wert wird, und eine Einrichtung (126) zum logischen Addieren eines Ausgangs des Detektors (125) und des Ausgangs der Gattereinrichtung (112) und zum Ausgeben des korrigierten Horizontal-Sync-Signals.

35. Gerät zum Korrigieren eines Zeitbasisfehlers nach Anspruch 32, wobei die Horizontal-Sync-Signal-Separiereinrichtung enthält: eine Einrichtung (101) zum Vergleichen des wiedergegebenen Videosignals mit einem vorbestimmten Schwellwert, eine Einrichtung (112) zum Torsteuern des Ausgangssignals der Vergleichseinrichtung, eine Einrichtung (118, 119, 119', 122, 124) zum Zählen des Schreibtaktes, und eine Einrichtung (120, 121, 123) zum Erzeugen eines Gattersignals der Gattereinrichtung in Antwort auf das Ausgangssignal der Zähleinrichtung.

36. Gerät zum Korrigieren eines Zeitbasisfehlers nach Anspruch 35, wobei die Zähleinrichtung (118, 119, 119', 122, 124) anfänglich in Antwort auf das Ausgangssignal der Gattereinrichtung eingestellt ist und das Ausgangssignal erzeugt, wenn der Zählwert davon ein Wert wird, der der Position des Horizontal-Sync-Signals entspricht.

37. Gerät zum Korrigieren eines Zeitbasisfehlers nach Anspruch 35, das weiterhin umfaßt:

eine Einrichtung (108) zum Erzeugen eines Steuersignals zum Austauschen der Drehköpfe in einer Phasenverriegelung bezüglich der Drehung der Drehköpfe, wobei die Zähleinrichtung (118, 119, 119', 122, 124) anfänglich in Antwort auf das Ausgangssignal der Gattereinrichtung (112) eingestellt ist und das Ausgangssignal erzeugt, wenn der Zählwert davon ein erster Wert wird, der der Position des Horizontal-Synchronisiersignals entspricht, und ein zweiter Wert, der kleiner als der erste Wert ist, und wobei die Gattersignal-Erzeugungseinrichtung (120, 121, 123) eines der Gattersignale auswählt, die dem ersten Signal und dem zweiten Signal entsprechen, und zwar in Antwort auf das Steuersignal.

38. Gerät zum Korrigieren eines Zeitbasisfehlers nach Anspruch 37, wobei die Zähleinrichtung (118, 119', 122, 124) einen Zähler zum Zählen des Schreibtaktes aufweist, einen ersten Komparator (119) zum Vergleichen des Zählwertes des Zählers mit dem ersten Wert, und einen zweiten Komparator (122) zum Vergleichen des Zählwertes des Zählers mit dem zweiten Wert.