DE3644392A1 - Direktmischender synchronempfaenger - Google Patents
Direktmischender synchronempfaengerInfo
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Description
Direktmischende Synchronempfänger sind bekanntlich Emp
fänger, bei denen die Demodulation des Empfangssignals
(Antennensignal oder verstärktes Antennensignal) durch
synchrone Umsetzung ins Basisband erfolgt. Diese Umset
zung erfolgt zweikanalig mit Hilfe von zwei orthogo
nalen (90° phasenverschobenen) Oszillatorsignalen. Die
Oszillatorsignale werden einem gesteuerten Oszillator
mit Ausgängen für zwei zueinander 90° phasenverschobene
Signale (Zwei-Phasen-Oszillator) entnommen. Dieser ge
steuerte Oszillator (VCO) ist Bestandteil eines Phasen
regelkreises (PLL), welcher den Oszillator der Phasen
lage und somit auch der Frequenz des Empfangssignals
nachführt. Im gerasteten, d. h. synchronen Betriebszu
stand des Phasenregelkreises entsteht aufgrund der syn
chronen Mischung am Ausgang des ersten Mischers im In-
Phase-Kanal, dem das gegenüber dem Eingangssignal nicht
phasenverschobene Oszillatorsignal (0°) zugeführt wird,
das amplitudendemodulierte Signal. Dieser Mischer ar
beitet somit als synchroner Amplitudendemodulator. Am
Ausgang des zweiten Mischers im Quadratur-Kanal, dem
das gegenüber dem Empfangssignal um 90° phasenverscho
bene (in Quadratur stehende) Oszillatorsignal zugeführt
wird, entsteht das phasendemodulierte Signal. Dieser
Mischer wird als Phasendetektor betrieben, der über
ein Regelfilter das Steuersignal zur Nachführung des
gesteuerten Oszillators liefert. Durch Addition der
quadrierten Ausgangssignale des In-Phase- und des Qua
dratur-Kanals wird eine Hüllkurvengleichrichtung durch
geführt. Das daraus entstehende positive, quadratische
Hüllkurvensignal ist der Leistung des Empfangssignals
an den Mischereingängen proportional und wird als Steu
ersignal für die Verstärkungsregelung (AGC) des Syn
chronempfängers benötigt. Das Hüllkurvensignal enthält
die (Amplituden-) Modulation des Empfangssignals.
Direktmischende Synchronempfänger haben den Nachteil,
daß bei der Senderabstimmung unerwünschte Pfeifgeräu
sche bzw. Knackgeräusche auftreten. Außerdem besteht
die Gefahr, daß der einzustellende Sender bei zu schnel
lem Abstimmen überlaufen wird. Anders als bei Empfän
gern mit Demodulation durch Amplitudengleichrichtung
(Überlagerungsempfänger) wird das Ausgangssignal des
Synchrondemodulators mit zunehmend exakter werdender
Abstimmung nicht deutlicher, sondern steht erst ab dem
Zeitpunkt der Synchronisation des Phasenregelkreises
zur Verfügung. Zuvor ist nur ein unerwünschtes Pfeifen
wahrzunehmen.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen
direktmischenden Synchronempfänger für amplitudenmodu
lierte Signale anzugeben, der beim Abstimmen keine un
erwünschten Pfeif- bzw. Knackgeräusche liefert und bei
dem der einzustellende Sender möglichst nicht überlau
fen wird. Diese Aufgabe wird bei einem direktmischen
den Synchronempfänger nach der Erfindung dadurch ge
löst, daß Mittel vorgesehen sind, die das Hüllkurven
signal zu Abstimmzwecken hörbar oder sichtbar machen.
Die Erfindung bietet außerdem den Vorteil, daß eine
exakte Feinabstimmung ermöglicht wird, indem die Si
gnalstärke des Ausgangssignals des Empfängers in Ab
hängigkeit von der Abstimmgenauigkeit gesteuert wird.
Zur Abstimmung soll beim direktmischenden Synchronemp
fänger nach der Erfindung also nicht wie bisher üblich,
das Signal des In-Phase-Kanals (synchroner Amplituden
demodulator), sondern das Hüllkurvensignal verwendet
werden. Ist die Senderabstimmung mittels des Hüllkur
vensignals erreicht, d. h. ist im allgemeinen die
maximale Amplitude des Hüllkurvensignals hör- oder
sichtbar gemacht, dann wird umgeschaltet und der Wie
dergabe- bzw. Anzeigevorrichtung (Lautsprecher oder
Bildschirm) anstelle des Hüllkurvensignals das synchron
demodulierte In-Phase-Signal (Nutzsignal) zugeführt,
welches für den normalen Empfang dient und aufgrund der
synchronen Demodulation eine bessere Ton- bzw. Bildqua
lität aufweist als das Hüllkurvensignal.
Die Erfindung wird im folgenden an Ausführungsbeispie
len erläutert.
Die Fig. 1 zeigt einen direktmischenden Synchronempfän
ger. Der Synchronempfänger weist an seinem Eingang einen
gesteuerten Verstärker V auf, dem das Antennensignal von
der Antenne zugeführt wird. Der Verstärker V wird durch
das Hüllkurvensignal über ein AGC-Filter geregelt.
Wesentlicher Bestandteil des Synchronempfängers ist ein
Phasenregelkreis (PLL), der aus einem Mischer M 2, wel
cher als Phasendetektor des PLL arbeitet, einem Regel
filter RF und einem spannungsgesteuerten Zweiphasen-Os
zillator VCO besteht. Dem Mischer M 2 wird das verstärkte
Antennensignal zugeführt. Mittels Variation der Ruhe
frequenz des Oszillators im PLL-Kreis erfolgt die Sen
derabstimmung. Die Senderabstimmung ist erreicht (ge
rasteter Zustand), wenn der vom PLL-Kreis gesteuerte
Zweiphasen-Oszillator ein Signal erzeugt, welches be
züglich seiner Frequenz exakt mit der Trägerfrequenz
des Antennensignals übereinstimmt. Der PLL-Kreis ist
jedoch in der Lage, in gewissen Grenzen (Fangbereich)
die Feinabstimmung zu übernehmen. Dies bedeutet, daß
bei ungefährer Einstellung des spannungsgesteuerten Os
zillators VCO auf die Trägerfrequenz des Antennensi
gnals der PLL-Kreis die weitere Steuerung des span
nungsgesteuerten Oszillators VCO automatisch übernimmt,
und zwar derart, daß das vom PLL-Kreis gelieferte Si
gnal exakt der Frequenz und Phasenlage des Trägersi
gnals des Antennensignals folgt.
Der spannungsgesteuerte Zweiphasen-Oszillator VCO wird
durch den Phasenregelkreis (PLL) im gerasteten, also
synchronen Betriebsfall so angesteuert, daß das erste
seiner beiden orthogonalen Ausgangssignale (0°) dem An
tennensignal in der Phase nachgeregelt wird und somit
auch in der Frequenz exakt übereinstimmt. Das zum ersten
Signal um 90° phasenverschobene zweite Ausgangssignal
des Zweiphasen-Oszillators VCO wird dem als Phasendetek
tor betriebenen Mischer M 2 zugeführt. Durch dessen Mi
schung mit dem (verstärkten) Antennensignal steht am
Ausgang dieses Mischers M 2 bekanntlich ein Signal zur
Verfügung, welches in direktem Bezug zur Phasenabwei
chung zwischen Antennensignal und Oszillatorsignal steht.
Dieses Ausgangssignal des Mischers M 2 wird dem Regelfil
ter RF zugeführt, welches seinerseits den spannungsge
steuerten Oszillator VCO ansteuert und damit die phasen
starre Nachführung des Oszillators bewirkt.
Im In-Phase-Kanal des Synchronempfängers wird das, ge
genüber dem Empfangssignal nicht phasenverschobene Aus
gangssignal (0°) des spannungsgesteuerten Oszillators
dem Mischer M 1 zugeführt und mischt das Antennensignal
ebenfalls ins Basisband. Wenn im synchronen Betriebs
fall Phasengleichheit zwischen Oszillator- und Anten
nensignal besteht, wird durch diese Anordnung eine syn
chrone Amplitudendemodulation des Antennensignals be
wirkt. Der Mischer M 1 wirkt dann als Amplitudendemodu
lator. Der Signal-Rausch-Abstand ist bei der synchronen
Demodulation um 3 dB besser als bei einer Hüllkurvende
modulation.
Dem Mischer M 1 ist ein Tiefpaß TP 1 und dem Mischer M 2
ist ein Tiefpaß TP 2 nachgeschaltet. Die Tiefpässe TP 1
und TP 2 haben die Aufgabe, unerwünschte Signale, die
nicht hörbar oder sichtbar gemacht werden sollen, auszu
filtern. Sie stimmen beide untereinander in ihrer Fil
tercharakteristik überein und übernehmen die Selektions
aufgabe. Bei nicht vollkommener Abstimmung, wenn der
Phasenregelkreis noch nicht synchronisiert ist und des
halb die Trägerfrequenz des Antennensignals und die Fre
quenz der beiden orthogonalen Oszillatorsignale noch
voneinander differieren, handelt es sich bei den Aus
gangssignalen der beiden Mischer M 1 und M 2 um zwischen
frequente Signale, die aber bereits im Frequenzbereich
des demodulierten Nutzsignals liegen können. Sie verur
sachen damit die störenden Pfeifgeräusche beim Abstim
men. Mit besser werdender Abstimmung geht die Zwischen
frequenz bzw. die Trägerfrequenz der Ausgangssignale der
Mischer gegen Null. Bei exakter Abstimmung erhält man
nach dem Eintreten des synchronen Zustandes am Ausgang
des Mischers M 1 das synchrondemodulierte Amplitudensi
gnal, das sich aus dem Nutzsignal (Tonfrequenz bzw. Bild
frequenz) und einer Gleichkomponente, welche vom Träger
signal herrührt, zusammensetzt. Das Nutzsignal steht al
so erst nach gelungener Abstimmung zur Verfügung. In
seiner Amplitude ist es entsprechend dem Grad der Ampli
tudenmodulation schwächer als das störende Pfeifgeräusch
während des Abstimmens.
Der Synchronempfänger der Fig. 1 weist zwei Quadrierer
(Q 1, Q 2) auf. Der Quadrierer Q 1 quadriert das vom Tief
paß TP 1 gelieferte Signal und der Quadrierer Q 2 quadriert
das vom Tiefpaß TP 2 gelieferte Signal. Die Ausgangssi
gnale der beiden Quadrierer Q 1 und Q 2 werden einem Sum
mierer S zugeführt, der beide Signale summiert und auf
grund dieser quadratischen Addition bzw. quadratischen
Hüllkurvengleichrichtung ein quadratisches Hüllkurven
signal liefert. Durch Quadrierung und Summierung der
von den Tiefpässen gelieferten Signale wird erreicht,
daß auch bei Nichtsynchronisation (keine exakte Abstim
mung) ein demoduliertes Nutzsignal (Ton bzw. Bild) zur
Verfügung steht, was ohne Quadrierung und Summierung
nicht der Fall wäre. Das Hüllkurvensignal wird einem
AGC-Filter zugeführt, welches in Verbindung mit dem
Verstärker V für eine bestimmte Amplitude des Nutzsi
gnals sorgt. Durch eine Radizierschaltung SQR kann das
quadratische Hüllkurvensignal, falls erforderlich,
entzerrt werden (Fig. 4).
Gemäß der Erfindung werden nach der Fig. 1 das Signal
des In-Phase-Kanals (Ausgangssignal des Tiefpasses TP 1)
und das Hüllkurvensignal (Ausgangssignal des Summierers
S bzw. des Radizierers SQR) einem Schalter SCH zugeführt,
der wahlweise das demodulierte In-Phase-Signal oder das
Hüllkurvensignal einem Lautsprecher oder einer Anzeige
vorrichtung (z. B. Bildschirm) zuführt.
Anstelle eines Schalters SCH kann nach der Fig. 2 ein
Potentiometer P vorgesehen sein, welches ein Signal an
einen Lautsprecher oder Anzeigegerät (z. B. Bildschirm)
abgibt. Der Anteil des demodulierten In-Phase-Signals
und der Anteil des Hüllkurvensignals an diesem Signal
werden durch die jeweilige Potentiometerstellung be
stimmt. Durch entsprechende Potentiometerstellung kann
man also den Anteil des demodulierten In-Phase-Signals
bzw. des Hüllkurvensignals an dem, dem Lautsprecher bzw.
Anzeigegerät zugeführtem Signal, variieren (überblenden).
In der Praxis wird man jedoch anstelle eines Schalters
oder Potentiometers eine elektronisch steuerbare Über
blendvorrichtung Ü verwenden. Eine solche Überblendvor
richtung hat den Vorteil, daß sie in ein automatisches
Umschaltsystem einbezogen werden kann. Eine elektronisch
steuerbare Überblendvorrichtung besteht beispielsweise
gemäß der Fig. 3 aus zwei Verstärkern V 1 und V 2 und ei
nem Inverter IN. Dem Verstärker V 1 wird das In-Phase-
Signal sowie ein Steuersignal zugeführt, welches die
Verstärkung des Verstärkers V 1 regelt. Dem Verstärker
V 2 wird das Hüllkurvensignal sowie ein Steuersignal zu
geführt, welches die Verstärkung des Verstärkers V 2
regelt. Das Steuersignal, welches dem Verstärker V 2
zugeführt wird, ist gegenüber dem Steuersignal, das
dem Verstärker V 1 zugeführt wird, mittels des Inver
ters IN invertiert. Das Invertieren der beiden Steu
ersignale bewirkt, daß für den Fall, daß die Verstärkung
des einen Verstärkers zunimmt, die Verstärkung des ande
ren Verstärkers entsprechend abnimmt. Auf diese Weise
können die Anteile (Mischungsverhältnis) des In-Phase-
Signals und des Hüllkurvensignals (gegenläufig) geändert
werden. Im Extremfall (bei maximaler Ansteuerung) wird
nur eines der beiden Signale von der Überblendvorrich
tung abgegeben. Dieser Extremfall ist während der Ab
stimmung erwünscht, da ja beim Abstimmen erfindungsge
mäß nur das Hüllkurvensignal zur Wiedergabe- bzw. An
zeigevorrichtung gelangen soll. Das Überblenden (nicht
sofortiges Umschalten vom In-Phase-Signal auf das Hüll
kurvensignal) ist dabei vorteilhafter als ein abruptes
Umschalten (Fig. 1), weil beim abrupten Umschalten ein
unerwünschtes Geräusch entstehen würde.
Eine Beaufschlagung des Lautsprechers bzw. Anzeigegeräts
mit dem Hüllkurvensignal anstelle des Nutzsignals aus
dem In-Phase-Kanal des Synchronempfängers erfolgt erfin
dungsgemäß zu Abstimmzwecken. Wie bereits zum Ausdruck
gebracht, erfolgt bisher bei Empfängersystemen mit syn
chroner Demodulation die Abstimmung eines Senders nicht
mit dem Hüllkurvensignal, sondern mit dem Signal aus
dem In-Phase-Kanal des Synchronempfängers. Beim Ab
stimmen mit dem In-Phase-Signal treten jedoch unerwünsch
te Geräusche (Pfeifgeräusche, Knackgeräusche) auf, die
durch das Einlaufen der Schaltung in die Synchronisation
oder durch das Ausrasten verursacht werden. Als "Ausra
sten" wird bei einem PLL-Kreis der Vorgang verstanden,
daß der PLL-Kreis nicht mehr dem Antennensignal (Träger
frequenz) folgen kann und auf seine Ruhefrequenz zurück
springt. Beim Abstimmen mit dem In-Phase-Signal hört man
das gewünschte Nutzsignal erst beim Erreichen der Syn
chronisation. Vor Erreichen der Synchronisation hört man
dagegen beim Abstimmen mit dem In-Phase-Signal einen un
erwünschten Pfeifton, der vom Grad der Verstimmung ab
hängt. Dieser Pfeifton verschwindet erst dann, wenn die
gewünschte Synchronisation erreicht ist. Diese unerwünsch
ten Geräusche können vermieden werden, wenn das Abstim
men bei einem Empfänger mit synchroner Amplitudendemodula
tion erfindungsgemäß mit Hilfe des Hüllkurvensignals (an
stelle des synchrondemodulierten In-Phase-Signals) er
folgt.
Die Ansteuerung der Verstärker V 1 und V 2 zur Einstellung
des Verstärkungsgrades (Überblendschaltung Ü) erfolgt
durch eine Erkennungsschaltung E, welche erkennt, wann
der Phasenregelkreis auf das Empfangssignal (Antennen
signal) synchronisiert. Sie erkennt damit auch, ob ein
Abstimmvorgang erfolgreich war oder nicht. Einer solchen
Erkennungsschaltung wird in der einfachsten Ausführung
gemäß Fig. 4 das demodulierte Signal aus dem In-Phase-
Kanal des Synchronempfängers zugeführt, welches mittels
des Tiefpaßfilters TP 1 bandbegrenzt ist (U i ). Dieses
Signal aus dem In-Phase-Kanal ist, wie bereits ausge
führt, bei noch nicht exakter Abstimmung eine Art Zwi
schenfrequenzsignal, dessen Frequenz sich mit besser
werdender Abstimmung (geringerer Verstimmung) der Fre
quenz Null nähert. Das In-Phase-Signal wird in der Er
kennungsschaltung der Fig. 4 einem Tiefpaß TP 3 zuge
führt, der so ausgebildet ist, daß er die bei nicht
exakter Abstimmung vorhandene Trägerfrequenz des Si
gnals beseitigt. Damit erscheint bei nicht exakter Ab
stimmung am Ausgang des Tiefpasses TP 3 kein Signal.
Bei exakter Abstimmung und Synchronempfang setzt sich
das demodulierte Signal dagegen aus einem Gleichsi
gnal und dem Nutzsignal (Ton- oder Bildsignal) zusam
men. Das Nutzsignal, welches nur bei exakter Abstimmung
im demodulierten In-Phase-Signal vorhanden ist, wird
durch das Tiefpaßfilter TP 3 weggefiltert, so daß bei
exakter Abstimmung am Ausgang des Tiefpaßfilters nur ein
Gleichsignal vorhanden ist. Die beiden unterschiedlichen
Signalzustände am Ausgang des Tiefpaßfilters TP 3 der Er
kennungsschaltung E werden dazu benutzt, bei der Abstim
mung zunächst das Hüllkurvensignal an den Lautsprecher
bzw. Bildgerät zu schalten und bei exakter Abstimmung
vom Hüllkurvensignal auf das nunmehr synchrondemodulier
te In-Phase-Signal umzuschalten. Der Schwellwertschalter
SW der Fig. 4, der dem Tiefpaß TP 3 nachgeschaltet ist,
soll bewirken, daß das Schalten nur bei einem bestimmten
Pegel erfolgt und daß Pegelwerte, die nichts mit dem Er
reichen der exakten Abstimmung zu tun haben, kein Um
schalten auslösen.
Die Erkennungsschaltung der Fig. 5 liefert wie die
Schaltung der Fig. 4 bei exakter Abstimmung am Ausgang
des Schwellwertschalters SW ein Signal und bei nicht
exakter Abstimmung kein Signal. Bei der Erkennungsschal
tung der Fig. 5 ist zusätzlich der Tiefpaß TP 4 vorhan
den, der vom Ausgangssignal des Tiefpasses TP 2 (Phasen
signal) angesteuert wird. Der Tiefpaß TP 4 ist so ausge
bildet, daß er im nichtsynchronen Betrieb des Empfängers
an seinem Ausgang kein Signal und im synchronen Betrieb
ein der Phasenabweichung proportionales Signal liefert.
Der Tiefpaß TP 4 filtert also bei Nichtsynchronisation
die zwischenfrequenten Anteile des Phasensignals und bei
Synchronisation die im Phasensignal vorhandenen, durch
das Nutzsignal verursachten Komponenten aus. Der Pegel
des der Phasenabweichung proportionalen Signals ist um
so größer, je mehr das dem spannungsgesteuerten Oszilla
tor VCO zugeführte Abstimmsignal (Abstimmknopf, Synthe
sizer) von demjenigen Signal abweicht, das zur exakten
Abstimmung erforderlich ist (Verstimmung). Oder anders
ausgedrückt, der genannte Pegel weicht umsomehr von der
Ruhelage, im Normalfall dem Signal Null ab, je mehr der
PLL-Kreis nachregeln muß. Dieser Betrag des vom PLL auf
gebrachten Anteils an der Abstimmung ist nur indirekt
über den Phasenfehler bzw. den daraus resultierenden
Gleichsignalanteil am Ausgang des Tiefpasses TP 4 meßbar
und wird beim PLL Verstimmung genannt.
Dieser Gleichanteil am Ausgang des Tiefpasses TP 4 wird
in der Erkennungsschaltung der Fig. 5 einem Gleichrich
ter G zugeführt, welcher daraus ein positives Signal er
zeugt, das nur noch dem Betrag der Phasenabweichung und
damit der Verstimmung entspricht. Das Vorzeichen der
Phasenabweichung bzw. die Richtung der Verstimmung wird
für die weitere Funktion der Schaltung nach Fig. 5
nicht benötigt. Die Erkennungsschaltung der Fig. 5 ent
hält außerdem einen Verstärker V 4, der das Ausgangssi
gnal des Schwellwertschalters SW verstärkt. Diese Ver
stärkung wird durch das Ausgangssignal des dem Gleich
richter G nachgeschalteten Inverters IN 2 geregelt. Die
Verstärkung des Verstärkers V 4 ist wegen des Inverters
IN 2 umso kleiner, je mehr der PLL-Kreis nachregeln muß.
Dies hat zur Folge, daß die Überblendeinrichtung bei
großer Verstimmung rechtzeitig auf das Hüllkurvensignal
umschaltet, wodurch der Ausrastimpuls (ein Knackgeräusch,
welches durch das Ausrasten des PLL-Kreises verursacht
wird) unterdrückt wird.
Die Schaltung der Fig. 6 enthält einen steuerbaren Ver
stärker V 3, der das Ausgangssignal des Tiefpasses TP 1
(In-Phase-Signal) verstärkt und an die Überblendeinrich
tung Ü weiterleitet. Diese Verstärkung wird vom selben
Steuersignal geregelt, das auch die Überblendeinrichtung
erhält. Die Regelung erfolgt derart, daß bei maximalem
Steuersignal auch die Verstärkung maximal wird. Weil
dieses Steuersignal, wie bereits bezüglich der Fig. 5
beschrieben, bei Verstimmung kleiner wird, läßt sich
auf diese Weise die Lautstärke des an die Überblendein
richtung weitergeleiteten In-Phase-Signals (Nutzsignal)
in Abhängigkeit von der Verstimmung steuern. Eine maxi
male Lautstärke entspricht damit einer geringsten Ver
stimmung, d. h. optimalen Abstimmung, so daß man aku
stisch oder bildlich den Abstimmzustand feststellen kann.
Für eine gute Erkennbarkeit soll dabei die maximale Laut
stärke um ca. 10 dB über der Lautstärke des Hüllkurven
signals liegen.
Durch die beschriebene Schaltung (Fig. 6) wird gegen
über der Schaltung in Fig. 5 außerdem noch erreicht,
daß zum Ausrastzeitpunkt, also im Augenblick des Über
blendens vom synchrondemodulierten In-Phase-Signals auf
das Hüllkurvensignal, das In-Phase-Signal bereits so
weit abgeschwächt ist, daß die darin auftretenden Aus
rastimpulse (Knackgeräusche) sicher ausgeblendet wer
den können.
Eine gegenüber der Fig. 6 vereinfachte Schaltungsvarian
te zeigt die Fig. 7. Hier entfällt der Verstärker V 4.
Das aus dem In-Phase-Signal U i durch den Tiefpaß TP 3
und den Schwellwertschalter SW gebildete Erkennungssi
gnal steuert dann, wie zur Fig. 4 beschrieben, wieder
allein die Überblendeinrichtung Ü. Die Lautstärke des
synchrondemodulierten In-Phase-Signals wird wieder (zur
akustischen Kontrolle der Verstimmung) mit dem in Fig.
6 beschriebenen Verstärker V 3 variiert. Dessen Steuerung
erfolgt hier aber nur durch das Signal, welches in der
Fig. 6 auf den Verstärker V 4 einwirkt und über den
Tiefpaß TP 4, den Gleichrichter G und den Inverter IN 2
aus dem Ausgangssignal des Tiefpasses TP 2 (Phasensignal)
abgeleitet wird. Gegenüber der Schaltung in Fig. 6 be
sitzt die Schaltung der Fig. 7 den Nachteil, daß das
Umschalten der Überblendeinrichtung wieder abrupt er
folgt und daß dadurch ein störender Höreindruck verur
sacht werden kann.
Claims (14)
1. Direktmischender Synchronempfänger mit einem Phasen
detektor, mit einem Amplitudendemodulator, dadurch ge
kennzeichnet, daß eine quadratische Hüllkurvengleich
richtung vorgesehen ist und daß Mittel vorgesehen sind,
die das Hüllkurvensignal zu Abstimmzwecken hörbar oder
sichtbar machen.
2. Direktmischender Synchronempfänger nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, die
das Signal des Amplitudendemodulators beim Abstimmen
ganz oder teilweise von der Wiedergabe- oder Anzeige
vorrichtung fernhalten.
3. Direktmischender Synchronempfänger nach Anspruch 1
oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Schalter, ein
Potentiometer oder eine Überblendvorrichtung vorgese
hen ist, die beim Abstimmen das Hüllkurvensignal einer
Wiedergabe- oder Anzeigevorrichtung zuführt.
4. Direktmischender Synchronempfänger nach einem der
Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der
Schalter derart ausgebildet ist, daß er entweder das
Hüllkurvensignal oder das Signal des Amplitudendemodu
lators der Widergabe- oder Anzeigevorrichtung zuführt.
5. Direktmischender Synchronempfänger nach einem der
Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine
Vorrichtung vorgesehen ist, die aus dem Hüllkurvensi
gnal und dem Signal des Amplitudendemodulators ein Sum
mensignal mit bestimmtem Amplitudenverhältnis der bei
den Signale erzeugt und dieses Summensignal der Wieder
gabe- oder Anzeigevorrichtung zuführt.
6. Direktmischender Synchronempfänger nach einem der
Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Über
blendvorrichtung zwei Verstärker, einen Summierer und
einen Inverter aufweist.
7. Direktmischender Synchronempfänger nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet, daß eine Erkennungsschaltung
vorgesehen ist, die erkennt, zu welchem Zeitpunkt das
Hüllkurvensignal an die Wiedergabe- oder Anzeigevor
richtung geschaltet oder von dieser abgeschaltet wer
den soll.
8. Direktmischender Synchronempfänger nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet, daß die Erkennungsschaltung
einen Tiefpaß und einen Schwellwertschalter aufweist.
9. Direktmischender Synchronempfänger nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet, daß die Erkennungsschaltung ei
nen Tiefpaß, einem dem Tiefpaß nachgeschalteten Schwell
wertschalter, einen weiteren Tiefpaß, einem dem weite
ren Tiefpaß nachgeschalteten Gleichrichter sowie einem
dem Gleichrichter nachgeschalteten Inverter aufweist.
10. Direktmischender Synchronempfänger nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet, daß dem Schwellwertschalter ein
Verstärker nachgeschaltet ist.
11. Direktmischender Synchronempfänger nach einem der
Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß ein
steuerbarer Verstärker vorgesehen ist, der das syn
chrondemodulierte Signal des Amplitudendemodulators
verstärkt und der durch das Ausgangssignal des Inver
ters der Erkennungsschaltung gesteuert wird.
12. Direktmischender Synchronempfänger nach einem der
Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß ein
steuerbarer Verstärker vorgesehen ist, der durch das
Ausgangssignal des Verstärkers der Erkennungsschaltung
gesteuert wird.
13. Direktmischender Synchronempfänger nach einem der
Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß dem ei
nen Tiefpaß der Erkennungsschaltung das Ausgangssignal
des Tiefpasses des Amplitudendemodulators zugeführt
wird und daß dem anderen Tiefpaß der Erkennungsschal
tung das Ausgangssignal des Phasendetektors zugeführt
wird.
14. Direktmischender Synchronempfänger nach einem der
Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß das
quadratische Hüllkurvensignal durch eine Radizierschal
tung entzerrt wird.
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19863644392 DE3644392A1 (de) | 1986-12-24 | 1986-12-24 | Direktmischender synchronempfaenger |
JP62315412A JPS63169830A (ja) | 1986-12-24 | 1987-12-15 | 直接混合形同期受信機 |
US07/134,868 US4905307A (en) | 1986-12-24 | 1987-12-18 | Synchronous receiver with direct mixing |
KR870014854A KR880008554A (ko) | 1986-12-24 | 1987-12-24 | 직접 혼합 동기 수신기 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19863644392 DE3644392A1 (de) | 1986-12-24 | 1986-12-24 | Direktmischender synchronempfaenger |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3644392A1 true DE3644392A1 (de) | 1988-07-14 |
DE3644392C2 DE3644392C2 (de) | 1989-09-14 |
Family
ID=6317159
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19863644392 Granted DE3644392A1 (de) | 1986-12-24 | 1986-12-24 | Direktmischender synchronempfaenger |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4905307A (de) |
JP (1) | JPS63169830A (de) |
KR (1) | KR880008554A (de) |
DE (1) | DE3644392A1 (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0631387A1 (de) * | 1993-06-28 | 1994-12-28 | Hitachi, Ltd. | Automatische Frequenzabstimmung mit Signalstärkemessungen mit geteiltem Band |
WO2011000600A1 (de) * | 2009-06-30 | 2011-01-06 | Robert Bosch Gmbh | Mischerbaugruppe und radarsensor für kraftfahrzeuge |
Families Citing this family (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
ES2079397T3 (es) * | 1989-06-09 | 1996-01-16 | Telefunken Microelectron | Disposicion de un circuito para la conversion de frecuencias. |
DE4125995A1 (de) * | 1991-06-08 | 1992-12-10 | Licentia Gmbh | Empfaengeranordnung |
FI91579C (fi) * | 1992-08-20 | 1994-07-11 | Nokia Mobile Phones Ltd | Dekoodaus käyttäen lineaarista metriciä ja häiriön estimointia |
DE19521908B4 (de) * | 1995-06-16 | 2005-11-10 | Atmel Germany Gmbh | Überlagerungsempfänger mit Synchrondemodulation für den Zeitzeichenempfang |
US5828955A (en) * | 1995-08-30 | 1998-10-27 | Rockwell Semiconductor Systems, Inc. | Near direct conversion receiver and method for equalizing amplitude and phase therein |
US6336031B1 (en) * | 1998-12-22 | 2002-01-01 | Nortel Networks Limited | Wireless data transmission over quasi-static electric potential fields |
US6754479B1 (en) * | 2000-05-30 | 2004-06-22 | Motorola, Inc. | Squaring circuit and electronic device using same |
KR20050034966A (ko) * | 2003-10-10 | 2005-04-15 | 삼성전기주식회사 | Dmb용 이중대역지원 수신기 |
US7177662B2 (en) * | 2004-04-02 | 2007-02-13 | Broadcom Corporation | Multimode wireless communication device |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2902952C2 (de) * | 1979-01-26 | 1986-10-09 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Direktmischendes Empfangssystem |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4086593A (en) * | 1976-04-09 | 1978-04-25 | Rockwell International Corporation | AM removal and phaselock receiver |
-
1986
- 1986-12-24 DE DE19863644392 patent/DE3644392A1/de active Granted
-
1987
- 1987-12-15 JP JP62315412A patent/JPS63169830A/ja active Pending
- 1987-12-18 US US07/134,868 patent/US4905307A/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-12-24 KR KR870014854A patent/KR880008554A/ko not_active Application Discontinuation
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2902952C2 (de) * | 1979-01-26 | 1986-10-09 | ANT Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Direktmischendes Empfangssystem |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0631387A1 (de) * | 1993-06-28 | 1994-12-28 | Hitachi, Ltd. | Automatische Frequenzabstimmung mit Signalstärkemessungen mit geteiltem Band |
WO2011000600A1 (de) * | 2009-06-30 | 2011-01-06 | Robert Bosch Gmbh | Mischerbaugruppe und radarsensor für kraftfahrzeuge |
US8981991B2 (en) | 2009-06-30 | 2015-03-17 | Robert Bosch Gmbh | Mixer assembly and radar sensor for motor vehicles |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3644392C2 (de) | 1989-09-14 |
US4905307A (en) | 1990-02-27 |
KR880008554A (ko) | 1988-08-31 |
JPS63169830A (ja) | 1988-07-13 |
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