DE3617949C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf einen Phasensprungdetektor
zur Ermittlung von innerhalb eines definierten Winkelbereichs
auftretenden Phasensprüngen in einem ersten
in analoger oder digitaler Form vorliegenden Sinuston
definierter zulässiger Frequenztoleranz.
Digitale Echokompensatoren müssen nach der CCITT-Empfehlung
G.165 mit einem sogenannten Tone-Disabler ausgerüstet
sein, der ein Unwirksamschalten des Echokompensators
bei Empfang eines speziellen Sinustons ermöglicht.
Dieses Unwirksamschalten ist beispielsweise beim Gebrauch
automatischer Meßeinrichtungen oder bei der
Datenübertragung notwendig. Derartige Echokompensatoren
beinhalten die älteren Vorschläge P 36 02 803.7 und
P 36 05 325.2.
Bei dem Sinuston, welcher das Unwirksamschalten bewirkt,
handelt es sich um eine sinusförmige Schwingung von
2100 Hz ± 21Hz, die für 1 s gesendet wird und zwei
Phasensprünge im Bereich 180° ± 10° enthält.
Der Tone-Disabler muß feststellen, ob ein Ton des
entsprechenden Frequenzbereiches gesendet wird und ob dieser
Ton einen Phasensprung ausreichenden Winkelbetrags
enthält. Die erstgenannte Feststellung können bereits
bei bekannten digitalen Echosperren eingesetzter Disabler-
Typen treffen. Für die letzgenannte Feststellung
sind diese jedoch ungeeignet.
Für die Erfindung ist das Archiv der elektrischen Übertragung,
23 (Dez. 1969) 12, Seiten 581-587 von Interesse,
aus dem ein Transversalfilter zur Hilbert-Transformation
bekannt ist. Weiter die DE-OS 28 33 518 wegen
einer Frequenzkorrekturschaltung.
Aus der US-PS 37 64 926 ist eine Anordnung zur Demodulation
eines mit Phasenumtastung modulierten Wechselstroms bekannt,
die aus einer Reihenschaltung aus Bandpaßfilter, Begrenzer,
Resonator, Zweiweg-Gleitrichter, Tiefpaßfilter und Schwellen
schaltung besteht. Dieser Anordnung wird eingangsseitig ein
zwischen 0° und 180° umtastbarer Wechselstrom konstanter
Frequenz zugeführt und ausgangsseitig eine Rechteckspannung
entnommen, die nach jeder Phasenumkehr für einen Zeitraum
einen anderen Pegel annimmt.
In der deutschen Offenlegungsschrift DE 35 24 146 A1 ist
schließlich eine Frequenzwandlerschaltung für zweimalige Fre
quenzumsetzung beschrieben, die aufgrund einer Phasenregel
schleife eine geringe Frequenzschwankung aufweist.
Aufgabe der Erfindung ist es, einen Phasensprungdetektor
anzugeben, der in der Lage ist, in dem speziellen Sinuston
vorhandene Phasensprünge aufzuspüren und zu entscheiden,
ob der Winkel des entdeckten Phasensprungs
innerhalb eines frei wählbaren Ansprechsbereichs liegt.
Bei einem Phasensprungdetektor der einleitend definierten
Art wird diese Aufgabe erfindungsgemäß dadurch gelöst,
daß in Empfangsrichtung nacheinander eine Siebschaltung,
eine Frequenzkorrektureinrichtung zur Ableitung
eines zweiten Sinustones konstanter Frequenz aus dem
ersten Sinuston, ein Pulsformer und eine Erkennungseinrichtung
für Phasensprünge innerhalb des definierten
Winkelbereichs vorgesehen sind.
Ausgestaltungen dieser Erfindung sind den Unteransprüchen
zu entnehmen.
Anhand von Ausführungsbeispielen wird die Erfindung
nachstehend näher erläutert:
Fig. 1 zeigt einen erfindungsgemäßen digitalen
Phasensprungdetektor,
Fig. 2 zeigt einen digitalen Einseitenbandmodulator,
Fig. 3 zeigt eine digitale Schwellenschaltung,
Fig. 4a und b zeigen Ausgangssignale eines digitalen
Bandpaßfilters im Pulsformer,
Fig. 5a und b zeigen Hüllkurven dieser Ausgangssignale,
Fig. 6 zeigt den Ansprechbereich des Phasensprungdetektors,
Fig. 7 zeigt die Schwellenbildung,
Fig. 8 zeigt die Schwellenbildung bei der digitalen
Schwellenschaltung nach Fig. 3 und
Fig. 9 zeigt einen erfindungsgemäßen analogen Phasensprungdetektor.
Fig. 1 zeigt einen erfindungsgemäßen Phasensprungdetektor.
Dieser enthält eine Siebschaltung I, eine Frequenzkorrektureinrichtung
II, einen Pulsformer III und eine
Erkennungseinrichtung IV.
Mit einem Stern versehene Bezugszeichen weisen darauf
hin, wieviele Leitungen parallel verlegt und mit der
nachfolgenden Baugruppe verbunden sind. Bezugszeichen
mit einem a bezeichnen eine digitale Variante und
Bezugszeichen mit einem b eine analoge Variante einer
Baugruppe.
Die Siebschaltung I enthält den Eingang 1 des Phasensprungdetektors
für den ersten Sinuston f1 und ein digitales
Bandpaßfilter 2a. Dieses weist eine Mittenfrequenz
von 2100 Hz und eine 3-db-Bandbreite auf, die um einen
Faktor 5 größer als die 3-db-Bandbreite des digitalen
Bandpaßfilters 11a im Pulsformer III ist.
Die Frequenzkorrektureinrichtung II weist einen digitalen
Frequenzzähler 4a, einen digitalen spannungsgesteuerten
Oszillator 9a und einen digitalen Einseitenbandmodulator
6a auf.
Der Pulsformer III enthält ein digitales Bandpaßfilter
11a, einen Gleichrichter 12 und ein digitales Tiefpaßfilter
13a.
Die Erkennungsschaltung IV besteht aus einer digitalen
Schwellenschaltung 15a, aus einem digitalen Komparator
17a, und aus einem Ausgang 21 des Phasensprungdetektors,
sowie aus einem Auslöseschutz mit einem Festspeicher
18, mit einem Relais 19 und mit einem Relais-
Schaltkontakt 20.
Fig. 2 zeigt den digitalen Einseitenbandmodulator 6a
detailliert. Er enthält einen Hilbert-Transformator 22a,
digitale Multiplizierer 23a und 24a sowie einen digitalen
Addierer 25a.
Fig. 3 zeigt eine Schwellenschaltung 15a. Diese enthält
einen digitalen Multiplizierer 26a, einen l/x-Faktor-
Geber 27a, ein Speicher 28a, einen digitalen Komparator
30a und einen digitalen Tiefpaß 31a.
Dieser digitale Tiefpaß 31a enthält einen Eingang 38,
digitale Multiplizierer 32a und 36a, einen
Skalierungsfaktorgeber 33a, einen digitalen Addierer 34a, ein
Speicher 35a und einen Rückführungskoeffizientengeber
37a.
Die Wirkungsweise des digitalen Phasensprungdetektors
nach den Fig. 1 bis 3 ist wie folgt:
Erscheint am Eingang 1 ein 2100-Hz-Sinuston ± 21 Hz f1, dann wird dieser zu einer groben Vorselektion und zur Offset-Unterdrückung durch das digitale Bandpaßfilter 2a geführt. Anschließend gelangt es in die Frequenzkorrektureinrichtung II, in der aus dem 2100±21-Hz-Sinuston f1 ein zweiter Sinuston f2 konstanter Frequenz am Anschluß 10 abgeleitet wird. Dazu ermittelt der digitale Frequenzzähler 4a die aktuelle Frequenz des ersten Sinustons f1 und steuert in Abhängigkeit des Ergebnisses den digitalen spannungsgesteuerten Oszillator 9a so, daß die Differenz bzw. die Summe der Frequenzen des Sinustones f1 und der Oszillatorschwingung f3 konstant ist. Bei der anschließenden Modulation im Einseitenbandmodulator 6a lassen sich, je nach Wunsch, für den zweiten Sinuston f2 die konstante Summen- oder Differenzfrequenz gewinnen.
Erscheint am Eingang 1 ein 2100-Hz-Sinuston ± 21 Hz f1, dann wird dieser zu einer groben Vorselektion und zur Offset-Unterdrückung durch das digitale Bandpaßfilter 2a geführt. Anschließend gelangt es in die Frequenzkorrektureinrichtung II, in der aus dem 2100±21-Hz-Sinuston f1 ein zweiter Sinuston f2 konstanter Frequenz am Anschluß 10 abgeleitet wird. Dazu ermittelt der digitale Frequenzzähler 4a die aktuelle Frequenz des ersten Sinustons f1 und steuert in Abhängigkeit des Ergebnisses den digitalen spannungsgesteuerten Oszillator 9a so, daß die Differenz bzw. die Summe der Frequenzen des Sinustones f1 und der Oszillatorschwingung f3 konstant ist. Bei der anschließenden Modulation im Einseitenbandmodulator 6a lassen sich, je nach Wunsch, für den zweiten Sinuston f2 die konstante Summen- oder Differenzfrequenz gewinnen.
Im Impulsformer III wird der zweite frequenzkonstante
Sinuston F2 dem sehr selektiven Bandpaßfilter 11a zugeführt.
Dieses bewirkt einmal durch seinen Dämpfungsgang,
daß an seinem Ausgang ein weitgehend rauschfreies Signal
erscheint, zum anderen zeigt es ein charakteristisches
Umschwingungsverhalten bei einlaufenden Phasensprüngen, wenn
die Frequenz des zweite Sinustons f2 gleich seiner Mittenfrequenz
ist. Je weiter der Winkelbetrag des Phasensprungs
gegen 180° strebt, um so stärker nähert sich die
Hüllkurve des Ausgangssignals einem Wert UA = 0 V.
Fig. 4 zeigt hierfür zwei typische Beispiele. Bei ± 90°
-Phasensprüngen über der Zeit t erreicht die Hüllkurve
den Wert UA = 1/2 UA max, bei einem ± 180°-Phasensprung
den Wert UA = 0. Sie kann daher für die Auswertung von
Phasensprüngen herangezogen werden.
Ihre Gewinnung erfolgt über den Gleichrichter 12 und das
digitale Tiefpaßfilter 13a. Am Anschluß 14 entsteht bei
einem Phasensprung ein Impuls, dessen Form in Bezug auf
Größe und Dauer für den eingelaufenen Phasensprung
charakteristisch ist, wie Fig. 5a und 5b zeigen. Hierbei
ist der Gleichwert UG vom Pegel des Eingangssignals abhängig.
Die Erkennungseinrichtung IV hat zu entscheiden, ob ein
im schraffierten Ansprechbereich in Fig. 6 liegender
Phasensprung zwischen den Grenzwinkeln ± ρG
stattgefunden hat. Zu diesem Zweck wird in der digitalen Schwellenschaltung
15a aus dem Gleichwert UG der der maximalen
Hüllkurvenspannung UPS entspricht, eine pegelabhängige
Schwelle USW gebildet. Sie stellt die Grenzwinkel
± ρG dar und wird, wie Fig. 7 zeigt, bei zu erkennenden
Phasensprüngen über der Zeit t kurzzeitig unterschritten.
Der nachgeschaltete digitale Komparator 17a erzeugt
während dieser Zeit einen der Anzeige des Phasensprungs
dienenden Impuls UP, wie er in Fig. 7 unten dargestellt
ist.
Für die Bildung der Schwelle sind zwei wichtige Randbedingungen
zu erfüllen, nämlich ein schneller Aufbau, damit
die Schaltung früh einsatzbereit ist, und ein verzögerter
Abfall, damit die Schwelle beim Phasensprungimpuls
noch vorhanden ist aber dennoch langsame Pegeländerungen
mit vollzieht. Dies leistet die digitale Schwellenschaltung
15a nach Fig. 3:
Zunächst wird die Spannung UPS am Eingang 14 mit einem
Faktor l/x aus dem l/x-Faktor-Geber 27a multipliziert
und ergibt so einen neuen Wert N. Der digitale Komparator
30a stellt nun fest, ob dieser Wert N größer, gleich
oder kleiner als der alte Wert A am Q-Ausgang des Speichers
28a ist. Für den Fall N A wird der Wert N in den
Speicher 28a übernommen und gelangt direkt zum Ausgang
21. Der Schwellenaufbau erfolgt somit verzögerungsfrei.
Ist aber N ≦ωτ A, wie es beispielsweise bei Pegelabsenkungen
oder Phasensprüngen der Fall ist, sorgt der digitale
Tiefpaß 31a in Form eines Rekursivfilters für eine langsame
Schwellenabsenkung. Fig. 8 zeigt die Verläufe der
Spannungen UPS, USW und UP bei einem Phasensprung für
diese Schwellenschaltung 15b.
Prinzipiell führt jedes Unterschreiten der Schwelle zu
einem Impuls UP. Dies kann aber auch geschehen, wenn der
erste Sinuston f1 abgeschaltet wird oder dieser Sinuston
f1 eine Pause bestimmter Dauer enthält. Damit diese
Möglichkeiten nicht zu einem Fehlauslösen führen, überwacht
ein Auslöseschutz den Sinuston f1. Dieser Schutz
besteht aus einem Festspeicher ROM 18. Dieser ist so
programmiert, daß der Schaltkontakt 20 des Relais 19 bei
korrekten Ergebnissen des digitalen Frequenzzählers 14a
geschlossen bleibt. Bei Ausfall des Sinustons f1 oder
bei Auftreten von Frequenzen außerhalb eines zugelassenen
Bereiches fällt das Relais 19 ab und öffnet den
Schalter 20. Fehlerergebnisse gelangen so nicht zum
Ausgang 21.
Fig. 9 zeigt die analoge Variante des Phasensprungdetektors
nach Fig. 1. Die Wirkungsweise ist entsprechend.
Claims (14)
1. Phasensprungdetektor zur Ermittlung von innerhalb
eines definierten Winkelbereichs auftretenden Phasensprüngen
in einem ersten in analoger oder digitaler Form
vorliegenden ersten Sinuston (f1) definierter zulässiger
Frequenztoleranz,
dadurch gekennzeichnet,
daß in Empfangsrichtung nacheinander eine Siebschaltung
(I), eine Frequenzkorrektureinrichtung (II) zur Ableitung
eines zweiten Sinustones (f2) konstanter Frequenz
aus dem ersten Sinuston (f1), ein Pulsformer (III) und
eine Erkennungseinrichtung (IV) für Phasensprünge innerhalb
des definierten Winkelbereichs vorgesehen sind
(Fig. 1 und 2).
2. Phasensprungdetektor nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß als Siebschaltung (I) ein erstes digitales (2a) oder
analoges (2b) Bandpaßfilter vorgesehen ist, dessen
3-db-Bandbreite um einen Faktor 5 größer als die 3-db-
Bandbreite eines zweiten analogen (11a) oder digitalen
(11b) Bandpaßfilters im Pulsformer (III) gewählt ist.
3. Phasensprungdetektor nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß das erste Bandpaßfilter (2a, 2b) eine Mittenfrequenz
von 2100 Hz aufweist.
4. Phasensprungdetektor nach Anspruch 1 für einen ersten
Sinuston (f1) digitaler Form,
dadurch gekennzeichnet,
daß in der Frequenzkorrektureinrichtung (II) ein digitaler Einseitenbandmodulator (6a) vorgesehen ist, dessen erster Modulatoreingang (3) mit dem Ausgang des ersten digitalen Bandpaßfilters (2a) verbunden ist,
daß ein digitaler Frequenzzähler (4a) vorgesehen ist, dessen Eingang ebenfalls mit dem Ausgang des ersten Bandpaßfilters (2a) verbunden ist, und
daß ein digitaler spannungsgesteuerter Oszillator (9a) vor vorgesehen ist, dessen Steuereingang (5) mit dem Ausgang des digitalen Frequenzzählers (4a) und dessen zwei Ausgängen mit dem zweiten (7) und dritten (8) Modulatoreingang des digitalen Einseitenbandmodulators (6a) verbunden sind (Fig. 1).
daß in der Frequenzkorrektureinrichtung (II) ein digitaler Einseitenbandmodulator (6a) vorgesehen ist, dessen erster Modulatoreingang (3) mit dem Ausgang des ersten digitalen Bandpaßfilters (2a) verbunden ist,
daß ein digitaler Frequenzzähler (4a) vorgesehen ist, dessen Eingang ebenfalls mit dem Ausgang des ersten Bandpaßfilters (2a) verbunden ist, und
daß ein digitaler spannungsgesteuerter Oszillator (9a) vor vorgesehen ist, dessen Steuereingang (5) mit dem Ausgang des digitalen Frequenzzählers (4a) und dessen zwei Ausgängen mit dem zweiten (7) und dritten (8) Modulatoreingang des digitalen Einseitenbandmodulators (6a) verbunden sind (Fig. 1).
5. Phasensprungdetektor nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß der digitale Einseitenbandmodulator (6a) seinem Eingang
(3) nachgeschaltet einen Hilbert-Transformator (22a),
einen ersten digitalen Multiplizierer (23a), dessen erster
Eingang mit dem Ausgang für das transformierte Signal des
Hilbert-Transformators (22a) und dessen zweiter Eingang
mit dem zweiten Modulatoreingang (7) verbunden ist, einen
zweiten digitalen Multiplizierer (24a), dessen erster
Eingang mit dem Ausgang für das Referenzsignal des Hilbert-
Transformators (22a) und dessen zweiter Eingang mit dem
dritten Modulatoreingang (8) verbunden ist, und einen
ersten digitalen Addierer (25a) enthält, dessen Eingänge
jeweils mit dem Ausgang eines der Multiplizierer (23a,
24b) verbunden sind und dessen Ausgang den Modulatorausgang
(10) bildet (Fig. 2).
6. Phasensprungdetektor nach Anspruch 1 für einen ersten
Sinuston (f1) analoger Form,
dadurch gekennzeichnet,
daß in der Frequenzkorrektureinrichtung (II) ein analoger Einseitenbandmodulator (6b) vorgesehen ist, dessen erster Modulatoreingang (3) mit dem Ausgang des ersten analogen Bandpaßfilters (2b) verbunden ist,
daß ein analoger Frequenzzähler (4b) vorgesehen ist, dessen Eingang ebenfalls mit dem Ausgang des ersten analogen Bandpaßfilters (2b) verbunden ist,
und daß ein analoger spannungsgesteuerter Oszillator (9b) vorgesehen ist, dessen Steuereingang (5) mit dem Ausgang des analogen Frequenzzählers (4b) und dessen Ausgänge mit einem zweiten (7) und einem dritten (8) Modulatoreingang des analogen Einseitenbandmodulators (6b) verbunden sind (Fig. 9).
daß in der Frequenzkorrektureinrichtung (II) ein analoger Einseitenbandmodulator (6b) vorgesehen ist, dessen erster Modulatoreingang (3) mit dem Ausgang des ersten analogen Bandpaßfilters (2b) verbunden ist,
daß ein analoger Frequenzzähler (4b) vorgesehen ist, dessen Eingang ebenfalls mit dem Ausgang des ersten analogen Bandpaßfilters (2b) verbunden ist,
und daß ein analoger spannungsgesteuerter Oszillator (9b) vorgesehen ist, dessen Steuereingang (5) mit dem Ausgang des analogen Frequenzzählers (4b) und dessen Ausgänge mit einem zweiten (7) und einem dritten (8) Modulatoreingang des analogen Einseitenbandmodulators (6b) verbunden sind (Fig. 9).
7. Phasensprungdetektor nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß als Pulsformer (III) eine Reihenschaltung aus einem
zweiten digitalen (11a) bzw. analogen (11b) Bandpaßfilter,
einem Gleichrichter (12), und einem digitalen (13a)
bzw. analogen (13b) Tiefpaßfilter vorgesehen ist (Fig. 1
und 9).
8. Phasensprungdetektor nach Anspruch 7 für einen
zweiten Sinuston (f2) einer Frequenz von 2 kHz,
dadurch gekennzeichnet,
daß das zweite Bandpaßfilter (6) einen Filtergrad 6,
eine 3-db-Bandbreite von 20 Hz und als Mittenfrequenz
entweder die Summen- oder die Differenzfrequenz am Ausgang
(10) des Einseitenbandmodulators (6a, 6b) aufweist.
9. Phasensprungdetektor nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Tiefpaß (13a, 13b) einen Filtergrad 1 und eine
3-db-Grenzfrequenz von 300 Hz aufweist.
10. Phasensprungdetektor nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß als Erkennungseinrichtung IV ein erster digitaler
(17a) oder analoger (17b) Komparator vorgesehen ist,
dessen erster Eingang über eine digitale (15a) oder
analoge (15b) Schwellenschaltung mit einer pegelabhängigen
Schwelle und dessen zweiter Eingang unmittelbar
mit dem Ausgang des ersten Tiefpaßfilters (13a, 13b)
verbunden ist und dessen Ausgang den Gesamtausgang (21)
bildet und ein Signal abgibt, wenn das Signal am zweiten
Eingang kleiner als das am ersten Eingang ist
(Fig. 1 und 9).
11. Phasensprungdetektor nach Anspruch 10,
dadurch gekennzeichnet,
daß die digitale Schwellenschaltung (15a) für eine parallele
Verarbeitung von n-bit-Codewörtern
einen dritten digitalen Multiplizierer (26a), dessen erster Eingang jeweils mit dem Ausgang (14) des ersten digitalen Tiefpaßfilters (13a) und dessen zweiter Eingang mit einem digitalen l/x-Faktor-Geber (27a) verbunden ist,
einen erster Speicher (28a), dessen Speichereingang jeweils mit dem Ausgang des dritten digitalen Multiplizierers (26a), dessen Takteingang mit einem gemeinsamen Taktanschluß (29) und dessen Speicherausgang mit dem Schwellenschaltungsausgang (16) verbunden ist,
ein zweites digitales Tiefpaßfilter (31a) erster Ordnung, dessen Eingang (38) mit dem Ausgang des dritten Multiplizierers (26a), dessen Ausgang mit dem ersten Eingang (16) des zweiten digitalen Komparators (17a) und das mit einem Rückführungskoeffizientengeber (37a) verbunden ist, und
einen zweiten digitalen Komparator (30a) enthält, dessen erster Eingang mit dem Ausgang des dritten digitalen Multiplizierers (26a), dessen zweiter Eingang mit dem ersten Eingang (16) des zweiten digitalen Komparators (17a), dessen erster Ausgang mit dem Freigabeeingang des ersten Speichers (28a) verbunden ist und deren zweiter Ausgang mit dem Freigabeeingang des zweiten Speichers (35a) verbunden ist, wobei der erste Ausgang ein Signal abgibt, wenn das Signal am ersten Eingang gleich oder größer dem am zweiten Eingang ist und wobei der zweite Ausgang ein Signal abgibt, wenn das Signal am ersten Eingang kleiner als das am zweiten Eingang ist (Fig. 3).
einen dritten digitalen Multiplizierer (26a), dessen erster Eingang jeweils mit dem Ausgang (14) des ersten digitalen Tiefpaßfilters (13a) und dessen zweiter Eingang mit einem digitalen l/x-Faktor-Geber (27a) verbunden ist,
einen erster Speicher (28a), dessen Speichereingang jeweils mit dem Ausgang des dritten digitalen Multiplizierers (26a), dessen Takteingang mit einem gemeinsamen Taktanschluß (29) und dessen Speicherausgang mit dem Schwellenschaltungsausgang (16) verbunden ist,
ein zweites digitales Tiefpaßfilter (31a) erster Ordnung, dessen Eingang (38) mit dem Ausgang des dritten Multiplizierers (26a), dessen Ausgang mit dem ersten Eingang (16) des zweiten digitalen Komparators (17a) und das mit einem Rückführungskoeffizientengeber (37a) verbunden ist, und
einen zweiten digitalen Komparator (30a) enthält, dessen erster Eingang mit dem Ausgang des dritten digitalen Multiplizierers (26a), dessen zweiter Eingang mit dem ersten Eingang (16) des zweiten digitalen Komparators (17a), dessen erster Ausgang mit dem Freigabeeingang des ersten Speichers (28a) verbunden ist und deren zweiter Ausgang mit dem Freigabeeingang des zweiten Speichers (35a) verbunden ist, wobei der erste Ausgang ein Signal abgibt, wenn das Signal am ersten Eingang gleich oder größer dem am zweiten Eingang ist und wobei der zweite Ausgang ein Signal abgibt, wenn das Signal am ersten Eingang kleiner als das am zweiten Eingang ist (Fig. 3).
12. Phasensprungdetektor nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet,
daß das zweite digitale Tiefpaßfilter (28a)
einen vierten digitalen Multiplizierer (32a), dessen erster Eingang den Eingang (38) des zweiten digitalen Tiefpaßfilters (31a) bildet und dessen zweiter Eingang mit einem Skalierungsfaktorgeber (33a) verbunden ist,
einen zweiten digitalen Addierer (34a), dessen erster Eingang mit dem Ausgang des vierten digitalen Multiplizierers (32a) verbunden ist,
einen zweiten Speicher (35a), dessen D-Eingang mit dem Ausgang des zweiten digitalen Addierers (34a), dessen Q-Ausgänge mit dem ersten Eingang (16) des zweiten digitalen Komparators (17a) und deren Takteingang mit dem gemeinsamen Taktanschluß (29) verbunden ist, und
einen fünften digitalen Multiplizierer (36a) enthält, dessen erster Eingang mit dem Rückführungskoeffizientengeber (37a), dessen zweiter Eingang mit dem ersten Eingang (16) des zweiten digitalen Komparators (17a) und dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des zweiten digitalen Addierers (34a) verbunden ist (Fig. 3).
einen vierten digitalen Multiplizierer (32a), dessen erster Eingang den Eingang (38) des zweiten digitalen Tiefpaßfilters (31a) bildet und dessen zweiter Eingang mit einem Skalierungsfaktorgeber (33a) verbunden ist,
einen zweiten digitalen Addierer (34a), dessen erster Eingang mit dem Ausgang des vierten digitalen Multiplizierers (32a) verbunden ist,
einen zweiten Speicher (35a), dessen D-Eingang mit dem Ausgang des zweiten digitalen Addierers (34a), dessen Q-Ausgänge mit dem ersten Eingang (16) des zweiten digitalen Komparators (17a) und deren Takteingang mit dem gemeinsamen Taktanschluß (29) verbunden ist, und
einen fünften digitalen Multiplizierer (36a) enthält, dessen erster Eingang mit dem Rückführungskoeffizientengeber (37a), dessen zweiter Eingang mit dem ersten Eingang (16) des zweiten digitalen Komparators (17a) und dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des zweiten digitalen Addierers (34a) verbunden ist (Fig. 3).
13. Phasensprungdetektor nach Anspruch 10,
dadurch gekennzeichnet,
daß als Auslöseschutz ein Festspeicher (18) vorgesehen ist, dessen Eingang mit dem Ausgang des Frequenzzählers (4a, 4b) verbunden ist, und
daß ein Relais (19) vorgesehen ist, dessen Wicklung mit dem Ausgang des Festspeichers (18) verbunden ist und dessen Schaltkontakt (20) dem Ausgang des zweiten Komparators (17a, 17b) nachgeschaltet ist (Fig. 1 und 9).
daß als Auslöseschutz ein Festspeicher (18) vorgesehen ist, dessen Eingang mit dem Ausgang des Frequenzzählers (4a, 4b) verbunden ist, und
daß ein Relais (19) vorgesehen ist, dessen Wicklung mit dem Ausgang des Festspeichers (18) verbunden ist und dessen Schaltkontakt (20) dem Ausgang des zweiten Komparators (17a, 17b) nachgeschaltet ist (Fig. 1 und 9).
14. Phasensprungdetektor nach einem der vorhergehenden
Ansprüche
gekennzeichnet durch
seine Anwendung in einem Schalter zum Unwirksammachen
eines Echokompensators.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19863617949 DE3617949A1 (de) | 1986-05-28 | 1986-05-28 | Phasensprungdetektor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19863617949 DE3617949A1 (de) | 1986-05-28 | 1986-05-28 | Phasensprungdetektor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3617949A1 DE3617949A1 (de) | 1987-12-03 |
DE3617949C2 true DE3617949C2 (de) | 1992-12-10 |
Family
ID=6301796
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19863617949 Granted DE3617949A1 (de) | 1986-05-28 | 1986-05-28 | Phasensprungdetektor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE3617949A1 (de) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3641590A1 (de) * | 1986-12-05 | 1988-06-16 | Siemens Ag | Phasensprungdetektor |
US5287197A (en) * | 1990-04-20 | 1994-02-15 | Asahi Kogaku Kogyo Kabushiki Kaisha | Signal demodulation device |
Family Cites Families (4)
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1986
- 1986-05-28 DE DE19863617949 patent/DE3617949A1/de active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE3617949A1 (de) | 1987-12-03 |
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8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |