DE3614247C2 - Hochfrequenztransformator - Google Patents
HochfrequenztransformatorInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf Hochfrequenztransformatoren.
Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf einen Hochfrequenztransfor
mator, der besonders gut geeignet ist zur Verwendung bei der Erregung
von Gas-Lasern mit einer Hochfrequenz-Querentladung. Demgemäß ist das
allgemeine Ziel der Erfindung eine neuartige und verbesserte Vorrichtung
der oben genannten Art.
Zwar ist der Gegenstand der Erfindung nicht darauf beschränkt,
doch ist er besonders gut geeignet zur Verwendung in Verbindung mit ei
nem hochfrequenzerregten Gas-Laser. Die US-Patentschriften 4 169 251,
4 352 188, 4 363 126, 4 429 398 und 4 443 877 offenbaren generell HF-er
regte Gas-Laser, welche zwei einander gegenüberliegende leitende Ober
flächen verwenden, zwischen denen eine querverlaufende Gasentladung er
zeugt wird. US-PS 4 169 251 offenbart einen Wellenleiter-Laser, der mit
tels einer Querentladung hinreichend hoher Hochfrequenzen erregt wird,
um eine vernachlässigbare Wechselwirkung der Entladungselektronen mit
den die Entladung aufbauenden Elektroden sicherzustellen. US-PS 4 352 188
offenbart einen HF-gepumpten Wellenleiter-Laser, bei dem eine HF-
Quererregungsspannung mit einer Frequenz von mindestens 30 MHz zwischen
langgestreckten Elektroden auf einander gegenüberliegenden Seiten einer
Laserentladungskammer angelegt wird. Eine Mehrzahl von parallelen Induk
tanzen ist zwischen die einander gegenüberliegenden Elektroden außerhalb
der Kammer an in periodischen Abständen liegenden Positionen längs der
Längserstreckung der Kammer angekoppelt, um eine negative Admittanz zu
bilden, die die Veränderungen des Phasenwinkels des Übertragungslei
tungs-Reflexionskoeffizienten längs der Längserstreckung der Laserentla
dungskammer kompensiert. Die Veränderung in der Größe des Spannungsver
hältnisses der stehenden Welle (VSWR) längs der Laserkammer, hervorgeru
fen durch die Erregungsspannung, wird dabei verringert. Unter dem "Span
nungsverhältnis der stehenden Welle" versteht man das Verhältnis maxima
ler zu minimaler Spannungsamplitude in der stehenden Welle.
US-PS 4 363 126 offenbart einen HF-erregten Gas-Laser, der ei
nen abgestimmten Schaltkreis mit einer Resonanzfrequenz verwendet, bei
der der Realterm der komplexen Impedanz der Entladungskammer angepaßt
ist an die Ausgangsimpedanz eines Treiberoszillators durch Plazieren ei
nes induktiven Elements parallel zur Laser-Entladungskammer-Resistanz
und -Kapazitanz. Der Wert der Induktanz ist so gewählt, daß die Reso
nanzfrequenz des abgestimmten Entladungskammerkreises, erzeugt durch die
Addition des induktiven Elements, eine vorgewählte Beziehung zu der HF-
Treiberfrequenz des Lasers besitzt. Ein Eingangsschaltkreis kompensiert
den reaktiven Teil der Entladungskammer-Impedanz.
Ein prinzipielles technisches Problem in Verbindung mit HF-er
regten Gas-Lasern ist das Auftreten von Übertragungsleitungseffekten,
herrührend von der Vergrößerung der elektrischen Länge des Lasers oder
der Erregerfrequenz des Lasers, wobei die elektrische Länge eines Lasers
proportional der Erregungsfrequenz ist und der physikalischen Länge des
Lasers. Die Vergrößerung der elektrischen Länge des Lasers hat die Ten
denz, nachteilig die Entladungsgleichförmigkeit zu beeinflussen, und
verringert infolgedessen den Betriebswirkungsgrad und die erzielbare
Ausgangsleistung des Lasers, woraus schließlich ein Laser mit niedriger
Ausgangsleistung pro Längeneinheit resultiert. Ein weiterer prinzipiel
ler Nachteil herkömmlicher HF-erregter Gas-Laser ist der ineffiziente
Leistungstransfer zwischen der HF-Treiberquelle und der Gasentladung.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen besonders für
die Verwendung bei quererregten HF-Gas-Lasern geeigneten HF-Transforma
tor zu schaffen, bei dem die Gleichförmigkeit der Entladung in Längs
richtung verbessert wird und die Leistungsübertragung auf den Entla
dungsbereich oder die Gasentladung ebenfalls verbessert werden.
Die Lösung dieser Aufgabe ergibt sich aus dem Patentanspruch
1.
Kurz zusammengefaßt, definiert der HF-Transformator gemäß der
Erfindung einen engen, langgestreckten Hohlraum. In der bevorzugten Aus
führungsform sind vier langgestreckte, elektrisch leitende Elemente im
Abstand voneinander innerhalb des Hohlraums angeordnet. Das erste und
das vierte Element liegen an Masse. Eine Leistungsquelle mit einer Span
nung im Bereich zwischen 25 MHz bis 1000 MHz wird an das erste und das
zweite leitende Element angelegt. Eine induktive Verbindung zwischen
zwei der leitenden Elemente, beispielsweise dem ersten und dem dritten
Element, ermöglicht den Aufbau einer höheren Ausgangsspannung, die zwi
schen dem dritten und dem vierten leitenden Element gemessen wird. Die
Ausgangsspannung hat eine Höhe, die sich in Richtung der Längsachse des
Hohlraums nicht wesentlich ändert und führt zu einer vorher festgelegten
Impedanztransformation zu dem Bereich zwischen dem dritten und vierten
leitenden Element. In einer bevorzugten Anwendung umfaßt der Bereich
zwischen dem dritten und dem vierten Element die Gasquerentladungskammer
eines HF-erregten Gas-Lasers, wobei der Bereich zwischen dem ersten und
dem zweiten sowie dem zweiten und dem dritten leitenden Element vorzugs
weise im wesentlichen von einem dielektrischen Material niedriger Verlu
ste eingenommen wird.
Eine Technik für die Messung des Ausgangsimpedanzpegels in dem
Transformator und der Spannungsveränderung längs des Transformators um
faßt das Einführen eines Störobjekts in den Transformatorausgangsspalt.
Das Störobjekt wird an verschiedenen Positionen darin angeordnet, und
die entsprechende Frequenzverschiebung des Eingangs-VSWR-Pegels liefert
die gewünschte absolute oder relative Feldinformation.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeich
nungen im einzelnen erläutert.
Fig. 1 zeigt schematisch eine fragmentarische perspektivische
Darstellung eines Hochfrequenztransformators gemäß einem ersten Ausfüh
rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,
Fig. 2 ist eine Querschnittsseitendarstellung einer zweiten
Ausführungsform des HF-Transformators gemäß vorliegender Erfindung,
Fig. 3 ist ein vereinfachtes Äquivalenzschaltbild in
Diagrammform für den Transformator nach Fig. 2,
Fig. 4 ist ein Schaltungsdiagramm eines äquivalenten
Komponentenschaltkreises für den Transformator nach Fig. 2,
Fig. 5 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Beziehung zwischen
der gemessenen Eingangsimpedanz und der Eingangsfrequenz der Schaltung nach
Fig. 3,
Fig. 6 ist eine schematische fragmentarische Perspektive einer
dritten Ausführungsform eines HF-Transformators gemäß vorliegender
Erfindung, wobei der Transformator nach Fig. 6 ausgebildet ist für das
entwickeln einer darin eingeschlossenen Gasentladung,
Fig. 7 ist ein Schaltungsdiagramm für eine Anpaßschaltung, die
mit dem Transformator nach Fig. 6 eingesetzt wird,
Fig. 8 ist ein Diagramm zur Erläuterung der relativen
Feldstärkeverteilung für den Transformator nach Fig. 6, und
Fig. 9 ist ein Diagramm zur Erläuterung einer anderen
Feldverteilung für den Transformator nach Fig. 6.
In den Zeichnungen sind einander entsprechende Teile mit gleichen
Bezugszeichen versehen. Ein HF-Transformator gemäß der Erfindung ist
generell mit 10 bezeichnet. Der HF-Transformator 10 ist besonders gut
geeignet für die Verwendung zum Speisen einer Gasentladung als
Erregerspannung in einem HF-erregten Gas-Laser. Eine bevorzugte Anwendung
des HF-Transformators 10 findet sich in einem Wellenleiter-Laser. Die
Erfindung kann jedoch auch für HF-erregte Gas-Laser verwendet werden, deren
optische Resonatoren freiraumstabile oder -unstabile Moden tragen, wie auch
bei zahlreichen anderen Anwendungsfällen, bei denen ein HF-Transformator
erforderlich ist.
In Fig. 1 sind die grundsätzlichen geometrischen Kennwerte und
Beziehungen des HF-Transformators 10 dargestellt. Ein langgestrecktes, im
wesentlichen rechteckiges Gehäuse 14 begrenzt einen langgestreckten, sich
in Längsrichtung erstreckenden Hohlraum 16. Der Hohlraum 16 hat einen
gleichförmigen, im wesentlichen rechteckigen Querschnitt. Ein
langgestrecktes, an Masse liegendes, elektrisch leitendes Element 18 ist an
der Oberseite des Hohlraums 16 in fester Lage bezüglich der Wandungen des
Gehäuses 14 angeordnet. Das leitende Element 18 steht in elektrischem
Kontakt mit der Innenwandung des Gehäuses 14 und erstreckt sich generell in
Längsrichtung im wesentlichen parallel zu der zentralen Längsachse des
Hohlraums 16. Das leitende Element 18 hat gleichförmige Dicke und
gleichförmige Breite.
Ein zweites, elektrisch leitendes Element 20 und ein drittes
elektrisch leitendes Element 22 langgestreckter Form werden im Abstand
abgestützt und erstrecken sich typischerweise im wesentlichen parallel zum
Element 18. Das leitende Element 20 befindet sich zwischen den Elementen 18
und 22. Die leitenden Elemente 20 und 22 werden voneinander im Abstand
gehalten durch einen langgestreckten Abstandsstreifen 24 mit im
wesentlichen gleichförmiger Dicke. Der Streifen 24 besteht aus einem
dielektrischen Material mit niedrigen Verlusten, wie Teflon oder einem
keramischen Aluminiumoxidmaterial. Ein generell mit 26 bezeichneter
Kupferdraht verbindet das Element 18 elektrisch mit Element 22. Der Draht
26 ist so geformt, daß er eine Anzahl von Windungen oder
Induktivitätseinheiten bildet, um die Induktanz des Transformators zu
liefern. Der Draht 26 und insbesondere die geformten induktiven Einheiten
nehmen im wesentlichen den Bereich des Hohlraums 16 ein, der zwischen den
Elementen 18 und 20 befindlich ist. Die dargestellten Windungen oder
Schleifen des Drahtes 26 stellen natürlich eine schematische Darstellung
dar.
Eine langgestreckte Masseplatte 28 ist ebenfalls elektrisch mit
dem Gehäuse 14 verbunden und ist typischerweise in fester Lage bezüglich
der Bodenplatte des Gehäuses 14 angeordnet. Die Platte 28 ist üblicherweise
parallel bezüglich Element 22 orientiert. Der Bereich zwischen der
Masseplatte 28 und dem Element 22 stellt einen Entladungshohlraumbereich 29
dar. Wenn der Transformator 10 als Aufwärtstransformator arbeitet, dienen
die Elemente 18 und 20 als Eingangsklemmen für den Transformator, und das
Element 22 und die Masseplatte 28 dienen als Ausgangsklemmen. Das Gehäuse
14 kann von rechteckiger, zylindrischer oder anderer Form sein, die so
ausgewählt ist, daß das Gehäuse eine relativ niedrige Induktanz relativ zu
der Transformatorinduktanz aufweist. Der insoweit beschriebene
Transformator ist vorzugsweise so ausgelegt, daß der Entladehohlraum 29
zwischen Element 22 und Masseplatte 28 im wesentlichen frei ist von
irgendwelchen Magnetfeldkreisen. Der Transformator nach Fig. 1
kann verwendet werden, um ein Hochfrequenzsignal hoher Spannung bei
beispielsweise 150 MHz zu erzeugen.
Der Abstand zwischen Element 22 und Platte 28 kann durch nicht
dargestellte Mittel hinsichtlich der Abmessungen verändert werden durch
Ersetzen des Bauteils 28 durch ein Element geringerer oder größerer Höhe.
Da eine Änderung in der Lastkapazitanz die Betriebsfrequenz des
Transformators beeinflußt, ist die Länge der Induktivität 26 zu verändern,
um die Änderung der Kapazitanz zu kompensieren. Für eine gegebene
Betriebsfrequenz gilt, daß bei Vergrößerung des Spaltes des Bereiches 29
die Länge des Induktivitätsdrahtes 26 entweder verlängert werden muß oder,
wenn nur eine kleine Änderung erforderlich ist, die Drahtform der
Induktivität 26 zwar bei gleicher Länge bleibt, jedoch aus Material
geringeren Durchmessers gefertigt wird.
Für eine gegebene Betriebsfrequenz kann das
Impedanztransformationsverhältnis verändert werden durch Verlagern der
Stelle des Elementes 20 relativ zu der der Elemente 18 und 22. Da das
Element 18 ein an Masse liegendes Element ist, besteht eine Methode der
einfachen Bestimmung, ob das Element 24 dicker oder dünner gemacht werden
sollte, darin, die Elemente 18, 20, 22, 24 und 26 als eine einzige Einheit
umzudrehen. Dies verlagert das Element 20 näher an Masse und führt zu einem
höheren Impedanztransformationsverhältnis. Die Elemente 20 und 22 müssen
jedoch einen konstanten Abstand behalten, wenn ein konstantes
Impedanzverhältnis längs der Längsabmessung aufrechtzuerhalten ist.
In Fig. 2 ist eine abweichende Ausführungsform eines
HF-Transformators für den Einbau in einen HF-erregten Laser dargestellt.
Ein Gehäuse 30 ist aus einem Kubus aus Aluminium gefertigt und besitzt in
einer praktischen Ausführungsform eine Kantenlänge von etwa 7,5 cm. Eine
zentrale Bohrung 32 mit einem Durchmesser von etwa 5,7 mm erstreckt sich in
Längsrichtung durch einander gegenüberliegende Seiten des Gehäuses. Das
Element 18 und die Platte 28 liegen wie im Ausführungsbeispiel nach Fig. 1
an Masse. Eine Entladungskammer 34 für eine optisch geführt Welle ist
zwischen Element 22 und Masseplatte 28 definiert sowie parallelen
dielektrischen Distanzstücken 36 und 38, die in gestrichelten Linien
angedeutet sind. Die Elemente 22, 28, 36 und 38 sind so zueinander
beabstandet, daß sie einen optischen Hohlraum bilden mit einer
gleichförmigen Querabmessung in der Größenordnung von 58 mm2 und einer
Länge senkrecht zur Ebene der Zeichnung von etwa 63 mm. Der Hohlraum kann
ferner begrenzt werden durch konventionelle Spiegel (nicht dargestellt) für
Resonanz-Laser-Strahlung. Ein HF-Oszillator 48 liefert Leistung über ein
Koaxialkabel 45, dessen Innenleiter 46 elektrisch mit dem leitenden Element
20 verbunden ist. Der Innenleiter 46 wird von einem Rohrisolator 44
umschlossen, der bis zum Element 20 durchgeführt ist und sich im
wesentlichen senkrecht zum Element 20 erstreckt. Der Oszillator 48 und das
Koaxialkabel 45 haben eine normierte reale Ausgangsimpedanz von 50 Ohm.
Ein vereinfachter Äquivalenzschaltkreis für den
HF-Transformator nach Fig. 2 ist in Fig. 3 dargestellt. Die
Längsübertragungsleitungseffekte können vernachlässigt werden, da die
Transformatorkomponenten eine Länge von weniger als 0,03 Wellenlängen
aufweisen. Die verteilte Kapazitanz zwischen dem an Masse liegenden
leitenden Element 18 und dem nicht an Masse liegenden leitenden
Zwischenelement 20 ist mit CA bezeichnet. Die Kapazitanz zwischen dem nicht
an Masse liegenden leitenden Element 20 und dem leitenden Element 22 ist
mit CB bezeichnet, während die Serieninduktanz des Drahtes 26, der die Elemente
18 und 22 verbindet, mit L bezeichnet ist. Der äquivalente Parallelverlust
der Induktivität L ist mit R0 bezeichnet. Die Induktanz des
Transformatorgehäuses ist mit LW bezeichnet. Die Kapazitanz, in welche der
Transformator Leistung zu übertragen hat, ist mit CL bezeichnet, und der
zugehörige Verlustwiderstand ist mit RL bezeichnet.
Wenn die Transformatorinduktanz L groß ist relativ zur
Gehäuseinduktanz LW im Hauptfrequenzbereich des Transformators, liegen die
Lastkapazitanz CL und der Lastwiderstand RL im wesentlichen parallel zu den
Komponenten des Transformators. Eine Äquivalenzschaltbilddarstellung für
die letztere Beziehung ist in Fig. 4 dargestellt. Obwohl demgemäß die
Komponenten des Transformators so angeordnet sind, daß sie geometrisch
bzw. mechanisch in Serie liegen, ist die elektrische Konsequenz
die, daß der Resonanzteilerkreis des Transformators 10 im wesentlichen
parallel liegt zu der reaktiven Belastung. Es ist dabei festzuhalten, daß
Fig. 4 ein konzeptionelles Modell ist als ein Ansatzpunkt für die
Illustration der vorteilhaften Charakteristiken des erfindungsgemäßen
HF-Transformators, obwohl in der Wirklichkeit die Transformatorinduktanz
nicht parallel zu den Kapazitanzen CA und CB liegen muß. Demgemäß hat der
Konstrukteur einige Freiheit, die Längsverteilung der Transformatorspannung
zu verändern.
In einer praktischen Verwirklichung eines solchen
HF-Transformators wurde die Transformatorinduktivität 26 aus einem einzigen
Stück Kupferdraht mit einer Länge von 30,5 cm und einem Durchmesser von 0,9
5 mm gebogen. Der Bereich zwischen Elementen 18 und 20 wurde durch eine
Schicht Teflonmaterial (Polytetrafluoräthylen) mit einer Dicke von 17,8 mm
eingenommen. Auch der Streifen 24 bestand aus Teflon mit einer Dicke von
6,35 mm, und der gleichförmige Abstand zwischen den leitenden Elementen 22
und 28 betrug 2,3625 mm. Die Elemente 18, 22, 24 und 28 hatten alle eine
Breite zwischen 17,8 und 20,445 mm, wobei der Streifen 20 10,67 mm breit
war, 3,175 mm dick war und eine Länge von 45,7 mm aufwies, wenn ein Betrieb
nahe 144 MHz beabsichtigt wurde.
Im linken Teil der Fig. 4, der die äquivalenten elektrischen
Schaltkreiselemente CA, CB, L und Ro umfaßt, wird der generell hohe Wert
des äquivalenten Parallelverlustes Ro der Transformatorinduktanz L auf
einen niedrigeren Wert herabgesetzt durch den kapazitiven Teiler aus CA und
CB, wobei das Herabsetzungsverhältnis proportional ist:
Diese Beziehung wird abgeleitet von dem vollständigeren Ausdruck für die
Transformatoreingangsimpedanz, dessen Realterm (Re) und Imaginärterm (Im)
sind:
unter der Voraussetzung, daß die Winkelfrequenz w = 2f beträgt und daß
miteinander in Beziehung stehen durch w2LCT = 1.
In Impedanzkoordinaten gemäß Fig. 5 wird der
Transformatoreingangsimpedanzort der Kurve 50 erzeugt entsprechend den oben
identifizierten Transformatorparametern, wenn RL unendlich ist und wo das
Polarzentrum für diese Koordinaten auf 50 Ohm standardisiert worden ist.
Die Kurve 52 wurde erzeugt, wenn ein rechtinduktiver Kohlenstoffwiderstand
mit einer Gleichstromresistanz von 5660 Ohm zwischen die Elemente 18 und 22
der Vorrichtung nach Fig. 2 geschaltet wurde, wobei beide Kurven 50 und 52
mehr aufgelöst sind mit zehn (10) ein (1) MHz-Frequenzmarkierungen für den
Frequenzhub von 140 MHz bis 150 MHz.
Im Falle eines unbelasteten Transformators ist Ro allein die
Hauptkomponente des Schaltkreisverlustes, und der Transformatorbetrieb wird
beschrieben unter der Annahme, daß das Transformationsverhältnis nicht groß
genug ist, um Ro, dessen Wert noch nicht bestimmt worden ist, auf 50 Ohm
herabzutransformieren. Wenn dies erwünscht wäre, müßte CA vergrößert
werden, in welchem Falle der Abstand wischen den Elementen 18 und 20 von
Fig. 2 kleiner gemacht werden müßte. Dies kann beispielsweise erfolgen
durch Umdrehen der Struktur, bestehend aus den Elementen 18, 20, 22, 24 und
26 als eine Gesamteinheit. Wie oben beschrieben, sind jedoch, da das
Transformationsverhältnis nicht groß genug ist, um den hohen Wert von Ro
auf 50 Ohm herunterzutransformieren, die Transformatorparameter
offensichtlich besser angepaßt zum Transformieren eines niedrigeren Wertes
des Parallelverlustes von 50 Ohm. Die Kurve 52 aus Fig. 5 wurde erzeugt,
um diesen Fall zu illustrieren, indem der 5660 Ohm-Widerstand wie oben
beschrieben angeschlossen wurde.
Man erkennt, daß die Eingangsimpedanz für den Fall des belasteten
Transformators repräsentiert werden kann als ein nahezu 50 Ohm-Abschluß
über dem engen Frequenzbereich zwischen 143 MHz und 144 MHz. Der
Prozentsatz der reflektierten auftreffenden Leistung von der
Transformatoreingangsöffnung ist sehr klein in diesem Frequenzbereich, und
deshalb kann eine Aufzeichnung der reflektierten Leistung über der Frequenz
zwischen 143 MHz und 144 MHz konzeptionell so vorgestellt werden, daß ein
tiefer Einbruch in diesem Frequenzintervall vorliegt. Offensichtlich würde
eine geringfügige Erhöhung der Lastkapazitanz CL diesen Einbruch etwas in
Richtung niedrigerer Frequenz verschieben. Dies kann erfolgen entweder
durch geringfügiges Verringern des vorhandenen Abstandes zwischen Element
22 und Platte 28 oder durch lokales Absenken des wirksamen Abstandes
zwischen Element 22 und Platte 28 durch Einfügen eines kleinen leitenden
Störobjekts in den Kondensator, gebildet zwischen Element 22 und Platte 28,
um auf diese Weise lokal gespeicherte Energie im elektrischen Feld von CL
aus dem Volumen des leitenden Störobjekts zu verdrängen.
Für den Fall, daß die Lastresistanz RL im Äquivalenzschaltkreis 60
einen offenen Kreis darstellt, sind drei Parameter, die den Schaltkreis 60
beschreiben, die Resonanzfrequenz f0, das Q des unbelasteten Kreises (Q0)
und das Verhältnis des äquivalenten Parallelverlustes R0 der Induktivität L
zu dem Q des unbelasteten Kreises (R0/Q0). Für den Fall, daß die
Lastresistanz RL des Kreises 60 von einem offenen Kreis abweicht, sind die
drei Parameter, die den Kreis 60 beschreiben, f0, das Q des belasteten
Kreises (QL) und das Verhältnis des gesamten äquivalenten Parallelverlustes
R0 zu dem Q des belasteten Kreises (RT/QL), worin der gesamte äquivalente
Parallelverlust die Kombination von Ro und RL parallel zueinander ist.
Wenn ein kleines leitendes Objekt in den Bereich 34 oder den
Bereich zwischen Element 22 und Platte 28 eingeführt wird, welcher den
Bereich der Lastkapazitanz CL definiert, vergrößert das leitende Objekt
geringfügig die elektrische Feldenergiedichte durch Verdrängen des lokalen
elektrischen Feldes aus dem Bereich der Lastkapazitanz, eingenommen von dem
leitenden Objekt. Die Resonanzfrequenz, bei der die
Schaltungseingangsöffnung ein lokales VSWR-Minimum aufweist, verschiebt
sich zu einer geringfügig niedrigeren Resonanzfrequenz entsprechend der
lokalen Verringerung des wirksamen Abstandes zwischen Element 22 und Platte
28. Wenn der Bereich frei von irgendwelchen Magnetfeldern ist, wird die
Verschiebung zu der niedrigeren Resonanzfrequenz nicht begleitet durch
einen Kompensationseffekt zu höherer Frequenz infolge einer Störung des
Magnetfeldes. Wenn das elektrische Feld des Kreises im Inneren des
Bereiches der Lastkapazitanz CL groß ist relativ zu den Störkreisfeldern
der anschließenden Einschlußwandungen des Gehäuses 30, und wenn das
elektrische Feld in dem Lastkondensatorbereich 34 groß ist relativ zum
elektrischen Feld in den dielektrischen Materialien zwischen den leitenden
Oberflächen des Transformators, so ist die folgende Beziehung anwendbar:
worin:
S der Abstand zwischen den leitenden Elementen 22 und 28 ist, der die Lastkapazitanz CL bestimmt,
e0 die Permeabilität des freien Raumes zwischen den Elementen 22 und 28 ist,
fo die Resonanzfrequenz ist,
df die gemessene Frequenzverschiebung der Resonanzfrequenz ist, resultierend aus der Einführung eines kleinen leitenden Objekts in den Bereich 34,
dv das Volumen des kleinen leitenden Objektes ist, eingeführt in den Kapazitanzbereich,
K1 eine Konstante ist, die eine Funktion der Form des störenden Objekts ist und der Art und Weise, in der das Objekt relativ zu dem lokalen elektrischen Feld, das das Objekt umgibt, ausgefluchtet ist, und
K2 eine Konstante ist, deren Wert nahe bei eins liegt, wenn der Spalt von CL im wesentlichen das gesamte elektrische Feld enthält.
S der Abstand zwischen den leitenden Elementen 22 und 28 ist, der die Lastkapazitanz CL bestimmt,
e0 die Permeabilität des freien Raumes zwischen den Elementen 22 und 28 ist,
fo die Resonanzfrequenz ist,
df die gemessene Frequenzverschiebung der Resonanzfrequenz ist, resultierend aus der Einführung eines kleinen leitenden Objekts in den Bereich 34,
dv das Volumen des kleinen leitenden Objektes ist, eingeführt in den Kapazitanzbereich,
K1 eine Konstante ist, die eine Funktion der Form des störenden Objekts ist und der Art und Weise, in der das Objekt relativ zu dem lokalen elektrischen Feld, das das Objekt umgibt, ausgefluchtet ist, und
K2 eine Konstante ist, deren Wert nahe bei eins liegt, wenn der Spalt von CL im wesentlichen das gesamte elektrische Feld enthält.
Wenn der gestörte Bereich im wesentlichen das gesamte elektrische
Feld enthält, und wenn das störende Objekt ein Zylinderkörper ist mit
einer Höhe, die wesentlich kleiner ist als der Abstand S und das runde Ende
des Objekts senkrecht zum elektrischen Feld steht, nähert sich K1/K2 dem
Wert eins. In dieser Näherung ist wegen der Verteilung der Felder innerhalb
des Kreises, die nicht abhängt von den Kreisverlusten, sondern von der
Geometrie der Schaltungsanordnung, die gemessene Frequenzverschiebung
sowohl für den unbelasteten wie auch den belasteten Fall dieselbe.
Der gemessene Wert von R/Q kann kombiniert werden mit dem
gemessenen Kreis-Q, um den Ausgangsimpedanzpegel des Transformators
abzuleiten, da die folgende Beziehung gilt:
R = (R/Q)Q
Für einen HF-Transformator gemäß Fig. 2 wurden drei getrennte
Störobjekte in Form von zylindrischen Messingscheibchen mit einer Höhe H
und einem Volumen dv gemäß Tabelle 1 in dem Bereich 34 des Lastkondensators
eingesetzt. Der Bereich 34 hatte eine gleichförmige Höhe von 2,3625 mm,
eine Breite von 19 mm und eine Länge von 63,5 mm.
Die Längsachsen der Messingobjekte waren senkrecht zu
den parallelen Längsachsen von Element 22 und Platte 28 ausgefluchtet. Die
beobachteten Frequenzverschiebungen und gemessenen Kreis-Q für die drei
Objekte der Tabelle 1 sind in Tabelle 2 unten für den Fall wiedergegeben, wo
der Äquivalenzschaltkreis 60 unbelastet ist.
Die Frequenzverschiebungen und gemessenen Last-Q des Kreises für
die drei Objekte gemäß Tabelle 1 sind unten in Tabelle 3 für den Fall
wiedergegeben, daß der Äquivalenzkreis 60 mit 5660 Ohm belastet ist.
Es ist festzuhalten, daß im Falle des unbelasteten Transformators
das VSWR-Minimum ziemlich breit ist infolge dir Fehlanpassung, von der die
gewählten Transformatorparameter begleitet sind, und des hohen Wertes von
Ro. In einem solchen Fall kann ein Anpaßnetzwerk 70 gemäß Fig. 7 zwischen
die HF-Quelle und den Transformator eingefügt werden, um die
Auflösung der 260 KHz-Frequenzverschiebung zu vereinfachen, hervorgerufen
durch das Störobjekt mit 18,8 Kubikmillimeter.
Einige Bemerkungen bezüglich der Daten der Tabellen 1, 2 und 3 und
der Abhängigkeit von R/Q auf die Konstanten K1 und K2 sollten erfolgen.
Eine ist, daß die Frequenzverschiebungen gleicher Objekte im wesentlichen
in beiden Fällen sowohl belastet als auch unbelastet gleich sind, wie zu
erwarten. Eine weitere Bemerkung bezieht sich darauf, daß in den Daten
hoher Auflösung nach Tabelle 3 die Frequenzverschiebung per Volumeneinheit
des Störobjekts im wesentlichen dieselbe ist für die beiden Objekte
gleicher Höhe, jedoch deutlich kleiner für das Objekt größerer Höhe ist,
was die Rolle von K1, K2 illustriert, und wie H relativ zu S sein sollte.
Beispielsweise wurde in einem etwas größeren Gehäuse mit
Wandungsdicken von 3,175 mm und Außenabmessungen von 10 cm Breite × 10 cm
Höhe × 15 cm Tiefe ein Transformator aufgebaut mit einem 6,35 mm hohen
Ausgangsspalt mit einer einzigen Transformatorspule, bestehend aus einem
Kupferrohr von 133,35 mn Länge und 6,35 mm Durchmesser. Bei einer Frequenz
von 223,10 MHz wurde ein lastfreies Q von 851,3 erzielt und mit einer
Störtechnik unter Verwendung eines Knopfes von 12,9 mm wurde ein R/Q von
163,9 gemessen. Wenn diese Schaltung mit einem Kohlenstoffwiderstand
belastet wurde mit einem Gleichstromwiderstand von 15200 Ohm waren das
Last-Q bzw. R/Q 96,0 bzw. 163,9. Der Gleichstromwiderstand hatte demgemäß
einen Belastungseffekt von 15700 Ohm, sehr nahe dem erwarteten
Gleichstromwert von 15200 Ohm.
Die Transformationswirkung wird erzeugt, wenn das elektrische Feld
des Transformatoreingangs und -ausgangs eng miteinander verkoppelt sind.
Die Diagnosetechnik in Verbindung mit der Störung der inneren Felder eines
Transformators, der so aufgebaut ist, zeigt, daß ein detailliertes Bild
bezüglich des tatsächlichen Ausgangsimpedanzpegels eines Transformators
abgeleitet werden kann. Der HF-Transformator ist in der Lage,
beispielsweise eine HF-Spannung Spitze-Spitze über dem Spalt zwischen
Element 22 und 28 oberhalb 1000 V zu erzielen, wenn eine 20 Watt HF-Quelle
an die Eingangsöffnung über den Elementen 18 und 20 angeschlossen wird.
Ein elektrisch langgestreckter HF-Transformator, ausgebildet zum
Illustrieren einer brauchbaren Geometrie für einen Hochleistungs-Laser
gemäß der Erfindung ist in Fig. 6 mit 80 bezeichnet. Ein Streifen 82 aus
Teflonmaterial ist zwischen die Elemente 22 und 28 eingefügt. Der Streifen
82 war in einem praktischen Ausführungsbeispiel 5 mm hoch, 22,85 nun breit
und 50 cm lang. Ein rechteckiger Schlitz 84 ist symmetrisch längs der
Längsmittellinie des Streifens 82 eingebracht. Der Schlitz 84 hatte eine
Breite von 7,875 mm und eine Tiefe von 3,555 mm. Ein dritter Streifen 90
aus Teflonmaterial mit einer Dicke von 19 mm hält die Elemente 20 und 22
parallel zueinander im Abstand. Windungen 92, 94, 96 und 98 sind elektrisch
angeschlossen zwischen den leitenden Elementen 18 und 22. Diese Windungen
bestanden aus Kupferdraht von 1,27 mm Durchmesser. Die Länge 1 jedes der
induktiven Drähte in Millimetern und der mittlere axiale Ort 2 von dem
Endeinspeisungspunkt in Zentimetern ist in Tabelle 4 unten wiedergeben.
Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 6 ist festzuhalten, daß die
Anschlußpunkte, die Anzahl der Windungen und die Art und Weise des
Anschlusses, d. h. die Orientierung der an Masse liegenden Enden relativ zu
der Eingangsöffnung für die Wicklungen für jede Transformatorkonfiguration
verändert werden können. In dem hier vorliegenden Ausführungsbeispiel ist
jeweils die Koordinate, an der jede der Windungen an das Element 18
angeschlossen ist, kleiner als die entsprechende Koordinate, an der jede
Windung mit dem Element 22 verbunden ist, d. h. es liegt eine vertikale
Versetzung der Anschlußpunkte vor. Es ist festzuhalten, daß das vorgenannte
Verhältnis umgekehrt werden kann oder alternierend angewandt werden kann,
je nach Wunsch, um eine vorgegebene Spannungsverteilung zu erzielen
entsprechend einer vorher festgelegten Induktanzverteilung. In der Praxis
wird die Treiberfrequenz ausgewählt, und die Windungen werden hergestellt.
Die Windungen werden dann angeschlossen, wobei die anfänglichen
Anschlußpunkte basierend auf früherer Erfahrung festgelegt werden. Danach
werden die Windungen verändert, um die gewünschte frequenz zu erzielen,
d. h. ein Netzanalysator wird verwendet, um festzustellen, ob das VSWR-
Minimum bei der gewählten Frequenz liegt und, falls nicht, werden die
Induktivitäten physikalisch verändet. Danach wird die Meßtechnik
verwendet, um festzustellen, ob die
Frequenzverschiebung längs des Schlitzes 84, d. h. CL, an allen Punkten
gleich ist. Wenn die Frequenzverschiebung nicht im wesentlichen konstant
ist, werden die Induktivitäten verändert und/oder die Anschlußpunkte
derselben werden geändert. Dieser Vorgang wird mehrmals wiederholt, bis die
gewünschten Resultate erzielt sind.
Die inneren Felder des Transformators nach Fig. 6 können bestimmt
werden durch Anbringen eines Störobjekts (nicht dargestellt) an einer
dünnen monofilen, für 5 kp ausgelegten Angelleine und Durchziehen des
Störobjekts durch den Streifen 82 längs Schlitz 84. Für diese Messungen
wurde ein zylindrisches Störobjekt mit einer Höhe von 0,813 mm und einem
Volumen von 39,0 mm3 verwendet.
In einem Falle, wobei der Streifen 87 entfernt wurde, um einen
Luftspalt von 3,175 mm zu schaffen, trat ein scharfes VSWR-Minimum bei
138,900 MHz auf und eine mittlere Frequenzverschiebung von 59 KHz wurde an
verschiedenen Stellen Z längs des Transformatoraufbaus gemessen mit einem
resultierenden R0/Q0-Wert von 28,4. Mit dem geschlitzten Streifen 82 an Ort
und Stelle, wie in Fig. 6 dargestellt, trat das VSWR-Minimum bei 148,600
MHz auf, und ein lastfreies Kreis-Q0 von 317,5 wurde gemessen. Bei
Durchlauf des Knopfes durch den axialen Schlitz 84 wurde das mittlere R0 zu
etwa 9200 Ohm festgestellt mit einer geschätzten Unsicherheit von + oder
-15%.
Fig. 8 stellt grafisch die Frequenzverschiebung in KHz über dem
Abstand längs der Achse Z in Zentimetern dar. Die Kurve 100 zeigt die
Frequenzverschiebungsmessungen in 5 cm-Intervallen längs des Schlitzes 84
für den Störknopf mit einer Höhe von 0,8125 mm und einem Volumen von 39
mm3. Ein VSWR-Minimum von 148,8 MHz wurde erzielt. Die Kurven 104, 106 und
108 zeigen die Feldgleichförmigkeit für ein größeres rechteckiges
Störobjekt bei einer Anzahl verschiedener Frequenzen. Die Verwendung einer
7 Watt Hf-Hochleistungsquelle, deren Frequenz auf 144,5 MHz gesetzt wurde,
ist besonders betont, da VSWR-Minima von 140, 160 bzw. 144,5 MHz für die
Kurven 104, 106 bzw. 108 erreicht wurden unter Verwendung eines äußeren
Anpaßkreises, wie Fig. 7, um die Auflösung des VSWR-Minimums an
willkürlich gewählten Frequenzen in dem interessierenden Bereich zu
unterstützen.
Kurve 110 der Fig. 8 zeigt die Frequenzverschiebung über dem
Abstand des Störobjekts längs Schlitz 84 für einen Fall, wo der
Transformator 80 modifiziert wurde durch Umkehren der Koordinaten der
Anschlußpunkte der Induktivitäten an die Elemente 18 und 22.
In Fig. 9 ist die Kurve 112 eine Aufzeichnung der
Frequenzverschiebung über dem Abstand längs Schlitz 84 für ein natürlich
auftretendes VSWR-Minimum bei 922 MHz für ein metallisches Störobjekt.
Kurve 114 ist eine ähnliche Aufzeichnung für ein störendes Keramikobjekt.
Die vorstehenden Daten illustrieren, daß die positiven
Frequenzverschiebungen in Richtung magnetischer Felder gehen, da der
Isolator gemäß Kurve 114 nur die gespeicherte Energie im elektrischen Feld
stört.
Die Daten aus Fig. 9 wurden aufgenommen ohne Verwendung eines
Impedanzanpaßkreises zwischen der HF-Quelle und dem HF-Transformator. Die
Daten, repräsentiert in Kurven 104, 106 und 108 der Fig. 8 wurden abgeleitet
unter Verwendung eines Schaltkreises gemäß dem nach Fig. 7. Die Daten gemäß
Fig. 9 illustrieren, wenn ein quererregter Gasentladungskreis ein natürlich
auftretendes VSWR-Minimum bei einer intessierenden Frequenz aufweist, man
detaillierte interne Feldinformationen erhält durch Messung der
Verschiebungen in dem VSWR-Minimum in Verbindung mit Einführung eines
Störobjekts in den kapazitiven Raum, wo die Entladung erfolgen soll. Die
Kurve 106 der Fig. 8 deutet an, daß selbst dann, wenn eine Sondenfrequenz
von 160 MHz nicht zusammenfällt mit der Frequenz des natürlich auftretenden
VSWR-Minimums bei 148,8 MHz, die Verschiebung des VSWR-Minimums, bewirkt
durch das störende Objekt, gelöst werden kann, wenn ein äußerer Anpaßkreis
verwendet wird. Wenn ein externer Kreis selbst für einen Entladekreis mit
hohem Q, d. h. Q0 = 317,5, weit entfernt von seinem natürlich auftretenden
VSWR-Minimum verwendet wird, so wird die gemessene räumliche Veränderung
der Frequenz beibehalten, obwohl die beobachtete Frequenzverschiebung
ausgelöscht wird. Wenn demgemäß nur relative Feldinformation erwünscht ist,
kann ein äußerer Kreis verwendet werden, um einen hinreichend tiefen
Einbruch zu erzeugen zum Auflösen der Frequenzverschiebung von kleinen
Störobjekten, solange die induzierte Frequenzverschiebung infolge des
kleinen Objektes klein ist relativ zu der Bandbreite des äußeren Kreises.
Der deutliche Vorteil der Störtechnik besteht darin, daß es
mehrere zueinander in Beziehung stehende Methoden gibt, die verwendet
werden können, um relative Informationen bezüglich der internen Felder
eines Lasers abzuleiten, ohne den Aufbau physikalisch oder mechanisch zu
verändern. Vom elektrischen Standpunkt aus ist festzuhalten, daß keine
Sekundäreffekte oder Sekundärkorrekturen berücksichtigt werden müssen
infolge der Einführung entweder einer Spannungs- oder einer Stromsonde. Die
Daten der Kurve 108 aus Fig. 8 deuten an, daß selbst eine HF-Quelle höherer
Leistung, wie etwa die Entladungsanregungsquelle selbst, für diesen Zweck
verwendet werden kann. Wenn die Technik im einzelnen verwendet wird, ist
eine absolute Information bezüglich des tatsächlichen
Ausgangsimpedanzpegels verschiedener Transformatorkreise ableitbar bis
zu Ausgangspegeln von mehreren 1000 Ohm.
Gemäß vorliegender Erfindung hatte der langgestreckte
Transformator gemäß Fig. 6 in dem Gehäuse gemäß Fig. 2 die folgenden
Charakteristiken bei Ausbildung als ein CO2-Laser.
Das Element 28 bestand aus Aluminium mit einer Breite von 15,875
mm, einer Höhe von 12,7 mm und einer Länge von 367 mm; das Element 82
bestand aus zwei identischen Aluminiumoxidstreifen von 24,13 mm Breite, 5
um Höhe und 380 mm Länge, von denen jeder eine Halbkreisnut 84 von 6,35
mm Breite längs der Längsmittellinie eingeschliffen aufwies, so daß ein
zylindrisches Gasentladungsvolumen begrenzt wurde. Das Element 22 bestand
aus Aluminium von 15,875 mm Breite, 6,35 mm Höhe und 367 nun Länge. Das
Element 90 bestand aus Aluminiumoxid von 15,875 mm Breite, 13,335 mm Höhe
und 380 mm Länge mit 28 Löchern von 2,3876 mm, um den Durchtritt des
Drahtes für die Transformatorinduktanz zu ermöglichen. Das Element 20 war
ein 0,508 mm dickes Messingblech von 10,16 mm Breite und 360 mm Länge. Das
Element 88 war ein Distanzstück aus Teflon mit 10,16 mm Breite, 5,715 mm
Höhe und 360 mm Länge mit mit einem 5,715 mm hohen und 15,875 mm breiten,
380 mm langen Aluminiumoxid-"Fensterrahmen"-Halter; und das Element 18 war
ein Aluminiumstück von 15,875 mm Breite, 6,223 mm Höhe und 380 mm Länge.
Das langgestreckte Gehäuse gemäß Fig. 2 hatte eine Gesamtlänge von 416 mm
und für den Betrieb nahe 146 MHz hatten die Induktivitäten die Daten gemäß
Tabelle 5.
Beim Betrieb als CO2-Laser wurde das 37 cm lange und einen
Durchmesser von 6,35 mm aufweisende Verstärkungsmedium erzeugt durch Pumpen
einer 1-1-6 : CO2 = Luft-He-Gasmischung bei einem Druck von etwa 3333 Pa mit
170 Watt HF und einer frequenz von 146,520 MHz. Der optische Hohlraum,
gebildet durch einen Plano-ZnSe-Ausgangskoppler mit 95% Reflexion und
einem Maximumreflexion-Planospiegel aus komprimiertem Silicium erzeugte
ein Multimodus-Ausgangsmuster, charakteristisch für einen optischen
Resonator mit einer Fresnel-Zahl von 1,9.
Claims (10)
1. Hochfrequenz-Transformator (10), mit folgenden
Merkmalen:
erste leitende Mittel (18) mit einem planaren, elektrisch lei tenden Oberflächenabschnitt, elektrisch an Masse liegend,
zweite leitende Mittel (20) mit einem planaren, elektrisch leitenden Oberflächenabschnitt, der räumlich gegenüber dem ersten leiten den, planaren Abschnitt versetzt ist, welche ersten und zweiten leiten der, planaren Oberflächenabschnitte zusammenwirken, um zwischeneinander eine innere Kapazitanz CX zu definieren, wobei das zweite leitende Mit tel außerdem mindestens teilweise eine äußere Kapazitanz CL gegen Masse definiert,
dritte leitende Mittel (22) mit einem planaren, elektrisch leitenden Oberflächenabschnitt,
Mittel (24) zum Halten des dritten leitenden Mittels derart, daß dessen ebener Oberflächenabschnitt sich unter dem planaren Oberflä chenabschnitt des zweiten leitenden Mittels befindet, derart, daß die dritten leitenden Mittel die genannte Kapazitanz CX in ein Paar von Ka pazitanzen CA und CB unterteilt,
zumindest ein erstes induktives Element (26), das zwischen ein Paar der genannten leitenden Mittel geschaltet ist,
Mittel (48) zum Anlegen einer Hochfrequenzspannung zwischen die genannten ersten und zweiten leitenden Mittel, wobei die Frequenz der HF-Spannung so gewählt ist, daß sich ein Minimum des Verhältnisses maximaler zu minimaler Amplitude in der stehenden Welle ergibt, und
Mittel zum Koppeln einer Belastung (34) an den Transformator, welche Kopplungsmittel zwischen die dritten leitenden Mittel und Masse (34) geschaltet sind.
erste leitende Mittel (18) mit einem planaren, elektrisch lei tenden Oberflächenabschnitt, elektrisch an Masse liegend,
zweite leitende Mittel (20) mit einem planaren, elektrisch leitenden Oberflächenabschnitt, der räumlich gegenüber dem ersten leiten den, planaren Abschnitt versetzt ist, welche ersten und zweiten leiten der, planaren Oberflächenabschnitte zusammenwirken, um zwischeneinander eine innere Kapazitanz CX zu definieren, wobei das zweite leitende Mit tel außerdem mindestens teilweise eine äußere Kapazitanz CL gegen Masse definiert,
dritte leitende Mittel (22) mit einem planaren, elektrisch leitenden Oberflächenabschnitt,
Mittel (24) zum Halten des dritten leitenden Mittels derart, daß dessen ebener Oberflächenabschnitt sich unter dem planaren Oberflä chenabschnitt des zweiten leitenden Mittels befindet, derart, daß die dritten leitenden Mittel die genannte Kapazitanz CX in ein Paar von Ka pazitanzen CA und CB unterteilt,
zumindest ein erstes induktives Element (26), das zwischen ein Paar der genannten leitenden Mittel geschaltet ist,
Mittel (48) zum Anlegen einer Hochfrequenzspannung zwischen die genannten ersten und zweiten leitenden Mittel, wobei die Frequenz der HF-Spannung so gewählt ist, daß sich ein Minimum des Verhältnisses maximaler zu minimaler Amplitude in der stehenden Welle ergibt, und
Mittel zum Koppeln einer Belastung (34) an den Transformator, welche Kopplungsmittel zwischen die dritten leitenden Mittel und Masse (34) geschaltet sind.
2. Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
das induktive Element (26) zwischen die planaren Oberflächenabschnitte
des ersten (18) und des dritten (22) leitenden Mittels geschaltet ist.
3. Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
das induktive Element zwischen die planaren Oberflächenabschnitte des
ersten und des zweiten leitenden Mittels geschaltet ist.
4. Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
das induktive Element zwischen den planaren Oberflächenabschnitt des
dritten leitenden Mittels und Masse geschaltet ist.
5. Transformator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch vierte
leitende Mittel (28) mit einem planaren, elektrisch leitenden Oberflä
chenabschnitt, elektrisch an Masse liegend, welches vierte leitende Mit
tei mit seinem planaren Oberflächenabschnitt im Abstand von dem planaren
Oberflächenabschnitt des zweiten leitenden Mittels (20) und auf der Sei
te des zweiten leitenden Mittels gegenüber dem dritten leitenden Mittei
positioniert ist.
6. Transformator nach Anspruch 1 oder 5, dadurch gekennzeich
net, daß die planaren Oberflächenabschnitte der leitenden Mittel paral
lel sind.
7. Transformator nach Anspruch und 2, 5 oder 6, da
durch gekennzeichnet, daß das induktive Element zwischen die planaren
Oberflächenabschnitte des zweiten und des dritten leitenden Mittels ge
schaltet ist.
8. Transformator nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeich
net, daß das induktive Element zwischen die planaren Oberflächenab
schnitte des dritten leitenden Mittels und des vierten leitenden Mittels
geschaltet ist.
9. Transformator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß
die dritten leitenden Mittel (22) und die vierten leitenden Mittel (28)
einen optischen Hohlraum begrenzen, in dem ein mittels des Transforma
tors zu Laserstrahlung anregbares Gas enthalten ist.
10. Transformator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß
die dritten und vierten leitenden Mittel (22, 28) eine Querabmessung des
Hohlraums definieren, die kleiner ist als die Breite des Hohlraums.
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