DE3212394A1 - Digital-analog-wandlerschaltung - Google Patents

Description

1A-3891
437-A-47

BURR-BROWN RESEARCH CORPORATION Tucson, Arizona, USA

Digital-Analog-Wandlerschaltung

Die Erfindung betrifft Digital-Analog-Wandler und insbesondere Digital-Analog-Wandler mit einem Ein-Takt-Eingangs-Interfacenetzwerk hoher Geschwindigkeit zur Einkopplung digitaler Eingangssignale in eine Vielzahl von Bitschalter innerhalb des Digital-Analog-Wandlers.

Monolithische Digital-Analog-Wandlerschaltungen sind bekannt. Sie umfassen typischerweise eine Vielzahl von Bitschaltern, deren jeder auf ein besonderes Bit innerhalb des digitalen Eingangswortes anspricht und einen zugeordneten Bitschalterstrom selektiv ansteuert. An einem Summierungsknotenpunkt werden die Bitschalterströme zu einem analogen Ausgangsstrom summiert. Die Ströme, welche

von den einzelnen Bitschaltern zum Analog-Ausgangsstrom beigetragen werden, sind nach Art einer binären Gewichtung abgestuft, und zwar entsprechend der binären Gewichtung der einzelnen Bits, auf die die einzelnen Bitschalter ansprechen.

Nun sollen die Bitschalterströme gegenüber Änderungen der Temperatur, der Verarbeitung, der Yersorgungsspannung oder dergl. relativ konstant bleiben. Es wird daher üblicherweise ein Regelkreisverstärker verwendet, um die Bitschalterstromquellen vorzuspannen. Etwaige Änderungen der Bitschalterströme werden über eine Referenzstromquelle, die durch den Regelkreisverstärker vorgespannt ist, überwacht. Der Strom innerhalb der Referenzstromquelle wird zum Eingang des Verstärkers zurückgeführt, um die Vorspannspannung am Ausgang des Verstärkers einzustellen, derart, daß der Strom innerhalb der Referenzstromquelle (und somit innerhalb der Bitschalterstromquellen) konstant gehalten wird.

Die Bandbreite solcher Regelkreisverstärker ist jedoch typischerweise auf 1 MHz oder weniger beschränkt. Der Betrieb solcher Regelkreisverstärker oder Verstärker mit geschlossenem Stromkreis wird jedoch gestört, wenn relativ hochfrequente Spannungsstoße der Vorspannspannung aufgeprägt werden. Dies kann z.B. der Fall sein, wenn ein oder mehrere Bitschalter rasch umgeschaltet werden. Aufgrund der Unfähigkeit solcher Regelkreisverstärker,auf Hochfrequenzspannungsstöße anzusprechen, verwenden typischer, herkömmliche Digital-Analog-Wandler ein Differentialeingangs-Interfacenetzwerk zum differentiellen Betrieb der Bitschalter. Hierdurch kann der Betrag der Spannungsverschiebung am Kollektor der Bitschalterstromquelle auf ein Minimum herabgedrückt werden. Demzufolge kann auch die Größe eines auf den Stromquellenvorspannleiter übertragenen Spannungsstoßes herabgesetzt werden.

Es ist ferner üblich, die Übergangsrate von Eingangsimpulsen zu verlangsamen, und zwar durch Beschälten der Basis des Eingangstransistors des Eingangs-Interfacenetzwerks mit einem Reihenwiderstand und einer Nebenschlußkapazität. Ein solches Differentialeingangsnetzwerk ist aus der US-PS 4 056 740 bekannt.

Diese herkömmliche Praxis der Verlangsamung der Übergangsgeschwindigkeit von Eingangsimpulsen durch Beschaltung mit einem Reihenwiderstand-und einer Nebenschlußkapazität ist häufig erfolgreich im Sinne der Verhinderung der Einkopplung großer Stromspitzen in die Vorspannspannung der Bitschalterstromquelle. Nachteiligerweise wird hierdurch jedoch die Beruhigungszeit eines solchen Digital-Analog- Wandlers erhöht. Darüber hinaus sind die herkömmlichen Differentialeingangs-Interfacenetzwerke aus einer großen Anzahl von Komponenten aufgebaut. Sie erfordern daher eine relativ große Anzahl von Metallisierungsvorgängen und auch die Anzahl der Überkreuzungen ist sehr groß.

Es ist somit Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Digital-Analog-Wandler zu schaffen, der eine relativ kurze Beruhigungszeit aufweist. Es ist ferner Aufgabe der Erfindung, ein Hochgeschwindigkeits-Eingangsinterfacenetzwerk für einen Digital-Analog-Wandler zu schaffen. Es ist ferner Aufgabe der Erfindung, ein Eingangsinterfacenetzwerk für einen monolithischen Digital-Analog-Wandler zu schaffen, welches eine hohe Geschwindigkeit aufweist und relativ leicht hergestellt werden kann.

Erfindungsgemäß wird eine Digital-Analog-Wandlerschaltung geschaffen, welche eine Spannungssteuerschaltung mit offener Steuerschleife aufweist. Letztere umfaßt eine Zenersperrschicht zur Vorspannung der Ströme innerhalb einer Vielzahl von Bitschaltern. Ferner ist ein Ein-Takt-Ein-

gangsinterfacenetzwerk für die Digitaleingangssignale und zur Pegelverschiebung der Digitaleingangssignale für die Bitschalter vorgesehen. Die Spannungssteuerschaltung mit offener Steuerschleife ist relativ immun gegen Spannungsstöße, welche durch rasche Umschaltungen der Bitschalter induziert werden. Solche Spannungsstoße werden rasch gedämpft, so daß der Digital-Analog-Wandler sich rasch beruhigt.

Das Ein-Takt-Eingangsinterfacenetzwerk umfaßt einen lateralen PNP-Eingangstransistor, dessen Basis mit dem Digitaleingangsanschluß verbunden ist und dessen Emitter über einen Widerstand mit dem geregelten Spannungsleiter verbunden ist. Ferner ist ein Emitterfolgertransistor vorgesehen, dessen Basis mit dem Emitter des PNP-Eingangstransistors verbunden ist und dessen Emitter mit dem ersten Anschluß eines Zenerübergangs für die Pegelverschiebung der Spannung an der Basis des Emitterfolgertransistors verbunden ist. Eine Stromquelle ist mit dem zweiten Eingang des Zenerübergangs oder der Zenersperrschicht verbunden. Hierdurch wird der Vorspannstrom innerhalb des Zenerübergangs und innerhalb des Emitterfolgertransistors aufrechterhalten.

Der Bitschalter umfaßt erste und zweite Emitter-gekoppelte Stromsteuertransistoren. Die Basis des ersten Transistors ist mit einem Schwellenspannungsleiter für den Empfang einer im wesentlichen fixierten Schwellenspannung gekoppelt. Die Basis des zweiten Transistors ist mit dem zweiten Anschluß der Zenersperrschicht innerhalb des Ein-Takt-Eingangsinterfacenetzwerks verbunden, und zwar zum Empfang des pegelverschobenen Digitaleingangssignals. Der Zenerübergang innerhalb des Ein-Takt-Eingangsinterfacenetzwerks wird vorteilhafterweise durch Herstellung des zweiten Transistors innerhalb des Bitschal-

ters als Doppel-Emittertransistor ausgebildet. Der zweite Emitter desselben wird mit dem Emitter des Emitterfolgertransistors verbunden, während die Basis des zweiten Transistors mit der Stromquelle verbunden wird, die für den Vorspannstrom in der Zenersperrschicht sorgt.

Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung führt der geregelte Spannungsleiter eine Spannung, welche den PNP-Eingangstransistor leitend macht, wenn das digitale Eingangssignal sich auf einem niedrigen Spannungspegel befindet,und welche den PNP-Eingangstransistor nichtleitend macht, wenn das digitale Eingangssignal sich auf einem hohen Spannungspegel befindet. Die Schwellenspannung wird vorzugsweise durch ein Pegelverschiebenetzwerk entwickelt. Dieses umfaßt einen Zenerübergang zur Kompensation von Änderungen innerhalb des Pegelverschiebenetzwerks des Ein-Takt-Eingangsinterfacenetzwerks.

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Im folgenden wird die Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:

Fig. 1A bis 1C eine schematische Schaltung eines Zwölf-Bit-Digital-Analog-Wandlers gemäß der Erfindung;

Fig. 2 eine vereinfachte Ausführungsform einer Spannungsreferenzschaltung mit offener Stromschleife zum Regeln des Stroms innerhalb eines Bitschalters und innerhalb eines Referenzausgangszweigs;

Fig. 3 eine schematische Darstellung eines Teils der Schaltung gemäß Fig. 1A zur Erzeugung eines Referenzausgangsspannungssignals und einer zusätzlichen bipolaren Verschiebungsschaltung zur Umwandlung des analogen AusgangsStroms in eine bipolare analoge Spannung; und

Fig. 4 eine abgewandelte Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife.

Die Fig. 1A, 1B und "IC zeigen einen Digital-Analog-Wandler mit zwölf Bits gemäß der Erfindung. Der Digital-Analog-Wandler umfaßt zwölf digitale Eingangsanschlüsse einschließlich der mit 2, 4, 6, 8, 10, 12 und 14 bezeichneten zum Empfang eines binär gewichteten Zwölf-Bit-Eingangssignals. Der Eingangsanschluß 2 entspricht dem signifikantesten Bit der zwölf Bits des digitalen Eingangssignals. Der Eingangsanschluß 4 empfängt das zweitsignifikanteste Bit usw., während der Eingangsanschluß 14 das am wenigsten signifikante Bit des digitalen Eingangssignals empfängt.

Einem jeden der zwölf Eingangsanschlüsse (2-14) ist eine Eintakteingangsschaltung '. ', » zugeordnet, welche als Interface für das empfangene Eingangssignal dient und das empfangene Signal in einen Spannungspegel übersetzt, der mit einer Steuereinrichtung für den Strom eines zugeordneten Schalters kompatibel ist. Typischerweise handelt es sich bei dem empfangenen Eingangssi-

gnal um eine nicht-negative Spannung, während die Bitschalter von einer negativen Stromversorgungsspannung gespeist werden.

Das Eintakteingangsnetzwerk, das mit dem

Anschluß 2 verbunden ist, umfaßt einen als Diode geschalteten PNP-Transistör 16 mit einer Basis und einem Kollektor, welche gemeinsam mit dem Eingangsanschluß 2 verbunden sind, während ein Emitter mit einem Knotenpunkt 18 verbunden ist. Der Transistor 16 wird vorzugsweise derart hergestellt, daß man in eine schwachdotierte Epitaxialregion vom N-Typ ein Paar von Basendiffusionen vom P-Typ auf zweckentsprechende Weise eindiffundiert, und zwar seitlich voneinander. Wenn der Transistor 16 auf diese Weise hergestellt wird, so ist der Emitter-Basis-Übergang desselben mit einer relativ großen, parasitischen Kapazität 20 verbunden, die in Fig. 1A mit gestrichelten Linien dargestellt ist. Die Bedeutung dieser parasitischen Kapazität wird weiter unten näher erläutert.

Ein Widerstand 22 ist zwischen dem Knotenpunkt 18 und einer Spannungsversorgungsschiene 24 mit einer Spannung von etwa +2,5 V geschaltet, wobei diese Spannung geregelt ist. Die Art der Regelung der Spannung auf der Spannungsversorgungsschiene 24 wird weiter unten näher erläutert. Der Knotenpunkt 18 ist ferner mit dem Basisanschluß eines Emitterfolgertransistors 26 verbunden. Der Kollektor des Transistors 26 ist mit der Versorgungsschiene 24 verbunden. Der Emitter des Transistors 26 ist mit einem Emitter 28 eines Doppel-Emittertransistors 30 verbunden. Der Transistor 30 umfaßt einen zusätzlichen Emitter 32, welcher mit einer weiter unten näher erläuterten Steuereinrichtung für einen Bitschalterstrom verbunden ist. Der Basisanschluß des Transistors 30 ist mit einem Leiter 34 verbunden, und dieser ist mit dem Kollektoran-

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Schluß eines Transistors 36 verbunden. Die Basis des Transistors 36 ist mit einem geregelten Vorspannungsleiter 38 verbunden, welcher nominell um etwa 1 V über der negativen Stromversorgungsspannung gehalten wird. Der Emitter des Transistors 36 ist über einen Widerstand 40 mit einem negativen Spannungsversorgungsleitar 42 verbunden, der seinerseits mit einem negativen Spannungsversorgungsanschluß 43 (-V_cc) niit einer nominellen Größe von -15 V verbunden ist.

In bezug auf den Transistor 30 wird der Übergang zwischen dem Emitter 28 und der Basis des Transistors 30 unter umgekehrter Vorspannung betrieben, was zu einer Zenerdurchbruchspannung von etwa 6,8 V über diesen Übergang führt. Demzufolge liegt die Spannung an der Basis des Transistors 30 um etwa 6,8 V unterhalb der Spannung am Emitter des Transistors 26. Die Spannung am Vorspannungsleiter 38 und der Wert des Widerstands 40 sind derart ausgewählt, daß ein Stromfluß durch den Transistor 26 und durch den Zenerübergang des Transistors 30 von etwa 0,25 mA aufrechterhalten wird. Somit wirken der Emitterfolgertransistor 26 und der Zenerübergang des Transistors 30 im Sinne einer Pegelverschiebung der Spannung am Knotenpunkt 18 zu einer stärker negativen Spannung an der Basis des Transistors 30.

Das zuvor beschriebene Eingangsnetzwerk ist kompatibel mit Logiksignalen, die von einer Logikschaltung vom TTL-Typ erzeugt werden. Dabei entspricht ein Spannungspegel unterhalb etwa +1,4 V dem logischen Wert ¹¹O", während ein Spannungspegel oberhalb etwa +1,4 V dem logischen Wert "1" entspricht. Nimmt man an, daß die Spannung am Eingangsanschluß 2 wesentlich unterhalb +1,4 V liegt, so ist der Transistor 16 leitend, und der Knotenpunkt 18 ist etwa um eine Basis-Emitter-Spannung stärker positiv

als die Spannung am Eingangsanschluß 2. Wenn jedoch die Spannung am Anschluß 2 wesentlich oberhalb +1,4 V liegt, so ist der Transistor 16 nichtleitend und die Spannung am Knotenpunkt 18 steigt auf den Spannungswert der Versorgungsschiene 24 an (abzüglich einer typischerweise vernachlässigbaren Spannung, welche über den Widerstand 22 abfällt), und zwar aufgrund des Basisstroms des Emitterfolgertransistors 26.

Ein negativer Übergang des Signals, welches am Eingangsanschluß 2 anliegt, hat zur Folge, daß der Transistor 16 in Durchlaßrichtung vorgespannt wird, so daß der negative Übergang rasch zum Knotenpunkt 18 durchgeschaltet wird. Ein ausreichender Strom wird innerhalb des Emitterfolgertransistors 26 aufrechterhalten, so daß der Transistor 26 während dieses negativen Übergangs am Knotenpunkt 18 leitend gehalten wird. Andererseits haben positive Übergänge des Eingangssignals am Eingangsanschluß zur Folge, daß der Transistor 16 nichtleitend wird. Parasitäre Kapazitäten in Verbindung mit dem Knotenpunkt 18, mit dem Emitter des Transistors 26, mit der Basis des Transistors 30 und mit dem gemeinsamen Emitterknotenpunkt der Transistoren 30 und 44, welche sich von dort zur Wechselstromerdung erstrecken, haben allesamt die Tendenz einer Verzögerung des Anstiegs der Spannung am Knotenpunkt 18 und der endgültigen Umschaltung des Bitschalterstroms vom Transistor 44 zum Transistor 30. Falls die Kapazität 20 zwischen dem Eingangsanschluß 2 und dem Knoten 18 nicht vorhanden wäre, so wurden alle oben erwähnten parasitischen Kapazitäten relativ langsam geladen werden, und zwar durch den Widerstand 22, und daher wäre die Schaltgeschwindigkeit des Bitschalters entsprechend langsam. Nun hat aber die Kapazität 20 eine ausreichende Größe, damit die darin gespeicherte Ladung mehr als ausreichend ist, um eine Qe-

de der oben erwähnten parasitischen Kapazitäten mit Ladung vollzupumpen, und zwar aufgrund der Änderung der Spannung am Eingangsanschluß 2, wenn das digitale Eingangssignal, welches empfangen wird, einen positiven Übergang zeigt. Dies hat zur Folge, daß der Knotenpunkt 18, der Emitter des Transistors 26, die Basis des Transistors 30 und der gemeinsame Emitterknotenpunkt des Transistors 30 und des Transistors 44 rasch dem positiven Übergang des Eingangsanschlusses 2 folgen, und zwar aufgrund der Ladungspumpenwirkung der Kapazität Bei der bevorzugten Ausführungsform ist der Transistor 16 ein Lateral-PNP-Transistor, und die parasitische Kapazität des Emitter-Basis-Übergangs desselben ist ausreichend groß, um eine solche Ladungspumpwirkung zu entfalten. Es wäre auch möglich, einen NPN-Transistor als Transistor 16 zu verwenden. In diesem Falle wurden der Emitter und die Basis des NPN-Transistors mit dem Eingangsanschluß 2 bzw. dem Knotenpunkt 18 verbunden. Da jedoch die parasitische Kapazität zwischen Emitter und Basis bei einem NPN-Transistor typischerweise relativ klein ist, würde in diesem Falle eine gesonderte Kapazität 20 vorzugsweise zwischen dem Eingangsanschluß 2 und dem Knotenpunkt 18 vorgesehen, und zwar mit einer Größe, die ausreicht zur Speicherung der Ladung, welche für die Aufladung der parasitischen Kapazitäten zum Wechselstrom-Erdleiter hin ausreicht, und zwar der parasitischen Kapazitäten in bezug auf den Knotenpunkt 18, den Emitter des Transistors 26, die Basis des Transistors 30, den gemeinsamen Emitterknotenpunkt der Transistoren 30 und 44. Diese Aufladung muß, wie erläutert, bei einer positiven Änderung der Spannung am Eingangsanschluß 2 erfolgen.

Das Eingangsnetzwerk, das durch die Transistoren 16 und 26, den Zenerübergang des Transistors 30, den Transistor 36 und den Widerstand 40 gebildet wird, wirkt somit im

Sinne einer raschen Durchschaltung sowohl der positiven Übergänge als auch der negativen Übergänge des Eingangslogiksignals am Eingangsanschluß 2 zur Basis des Transistors 30. Da der Transistor 16 als Lateral-PNP-Transistor aufgebaut ist, hat zudem die Sperrdurchbruchspannung des Emitter-Basis-Übergangs desselben einen relativ hohen Wert, so daß das Eingangssignal einen relativ großen positiven Spannungswert haben kann, ohne daß hierdurch das Eingangsnetzwerk nachteilig beeinflußt wird.

Im folgenden wird weiterhin zunächst auf den Transistor 30 Bezug genommen. Der Emitter 32 ist mit dem Emitter eines Transistors 44 verbunden. Hierdurch wird eine Steuereinrichtung für den Emitter-gekoppelten Bitschalter oder Strom gebildet. Der Emitter 32 des Transistors 30 und der Emitter des Transistors 44 sind jeweils mit dem Kollektor eines Stromquellentransistors 46 verbunden. Der Basisanschluß eines Transistors 46 ist mit einem Leiter 48 verbunden, der eine sorgfältig geregelte Referenzspannung leitet, die in einer offenen Referenzschaltung erzeugt wird. Diese wird weiter unten näher erläutert. Ein Paar Widerstände 50 und 52, die mit einem Laser getrimmt werden können, liegen parallel zueinander und erstrecken sich zwischen dem Emitter des Transistors 46 und dem negativen Spannungsversorgungsleiter 42. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden die Widerstände 50 und 52 durch Dünnfilmabscheidung von Nichrom auf die obere Fläche der monolithischen, integrierten Schaltung gebildet. Dies erleichtert den Laser-Trimmvorgang. Außerdem erhält man einen relativ niedrigen Temperaturkoeffizienten der Widerstandwerte dieser Widerstände. Wie weiter unten näher erläutert wird, erfolgt die Regelung der Spannung auf dem Leiter 48 derart, daß ein im wesentlichen konstanter Strom an den Kollektoranschlüssen der Transistoren 30 und 44 aufrecht-

erhalten wird. Bei der bevorzugten Augführungsform der Erfindung hat der durch den signifikantesten Bitschalter fließende Strom einen Wert von etwa 1

Die Basis des Transistors 44 ist mit einem Schwellenspannungsleiter 54 verbundens, dessen Spannung etwa derjenigen Spannung entspricht, welche an der Basis des Transistors 30 erscheint, ifenn die Spannung am Eingangsanechluß 2 den Wert +1,4? hato Wenn somit die Spannung am Eingangsanschluß 2 wesentlich unterhalb +1,4 V liegt, so liegt auch die Spannung an der Basis des Transistors 30 in ähnlicher Weise beträchtlich unterhalb der Spannung an der Basis des Transistors 44 „ und der gesamte Bitschalterstrom, der durch den Stromquellentransistor 46 bereitgestellt wird, fließt durch den Transistor 44. Wenn andererseits die Spannung am Eingangsanschluß 2 wesentlich oberhalb +1,4 V liegt, so ist die Spannung an der Basis des Transistors 30 beträchtlich stärker positiv als die Spannung an der Basis des Transistors 44 und der Emitter 32 des Transistors 30 leitet den gesamten Bitschalterstrom, der durch den Stromquellentransistor 46 bereitgestellt wird. Die Art und Weise der Bereitstellung der Spannung am Schxfellensparmungsleiter 54 wird weiter unten'näher erläutert.

Der Kollektor des Transistors 30 ist mit einem Leiter für einen Verluststrom oder Abfallstrom verbunden^ der wiederum mit einem gemeinsamen Leiter 58 verbunden ist. Bei einer bevorzugten Ausfuhrungsform der Erfindung ist der gemeinsame Leiter 58 mit Hilfe einer Drahtverbindung mit einem Stift der Packung für die integrierte Schaltung verbunden, der auf Erdpotential liegt. Andererseits ist der Kollektor des Transistors 44 mit einem Ausgangs leiter 60 verbunden,, der mit einer Ausgangsstromleiterfläche 62 verbunden ist sowie mit einer Fühl-

Leiterfläche 64. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist die Ausgangsstromleiterfläche 62 über einen Draht mit einem Stift der Packung für die integrierte Schaltung verbunden. An diesem Stift erscheint der analoge Ausgangsstrom, der durch das ZwoIf-Bit-Eingangsdigitalwort zustandekommt. Die Fühl-Leiterflache 64 dient während der Herstellung der monolithischen integrierten Schaltung zur Erfassung der Spannung am Leiter 60 während des Laser-Trimmens der Widerstände.

Das Eingangsnetzwerk, das mit dem zweitwichtigsten Bit des Digital-Analog-Wandlers verbunden wird, ist im wesentlichen identisch mit der Schaltung für das signifikanteste Bit und umfaßt einen Dioden-geschalteten PNP-Transistor 66, einen Widerstand 68, einen Emitterfolgertransistor 70, einen Zener-gesehalteten Emitter 72, einen Stromquellentransistor 74 und einen Widerstand 76. Der Eingangsanschluß 4 und das zugeordnete Eingangsnetzwerk steuern den zweitwichtigsten Bitschalter, der durch die Emitter-gekoppelten Transistoren 78 und 80 gebildet ist. Der Kollektoranschluß des Stromquellentransistors 82 ist mit den Emittern der Transistoren 78 und 80 verbunden, während der Basisanschluß mit dem Referenzspannungsleiter 48 verbunden ist. Der Emitter ist über einen Widerstand 84, der durch einen Laser getrimmt werden kann, mit dem negativen Versorgungsspannungsleiter 42 verbunden. Der Basisanschluß des Bitschalttransistors ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 verbunden. Der Kollektoranschluß des Transistors 78 ist mit dem Leiter 56 verbunden und der Kollektoranschluß des Transistors 80 ist mit dem Ausgangsleiter 60 verbunden.

Der Strom, der durch den zweitwichtigsten Bitschalter fließt, beträgt 1/2 mA oder die Hälfte des Stroms, der durch den wichtigsten Bitschalter fließt. Demzufolge

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ist die Emitterfläche des Stromquellentransistors 82 auf die Hälfte der Emitterfläche des Stromquellentransistors 46 bemessen. Ferner ist der Widerstand 84 hinsichtlich seiner Herstellung identisch zu den Widerständen und 52. Auf diese Weis© ist die Stromdichte des Stromquellentransistors, der mit dem zweitwichtigsten Bitschalter verbunden ist, im xf©sentlichen gleich der Stromdichte des entsprechenden Stromquellentransistors des wichtigsten Bitschalters«, Daher bestehen ähnliche oder gleiche Charakteristika.

Im folgenden wird auf das drittwichtigste Bit Bezug genommen. Das Eingangssignal gelangt zum Eingangsanschluß 6. Es steuert einen ähnlichen Bitschalter, der durch den Emitter 86 der Transistoren 88 und 90 gebildet ist. Das Eingangsnetzwerk, welches zwischen dem Eingangsanschluß 6 und der Basis des Transistors 88 liegt ₉ ist identisch mit dem Eingangsnetzwerk für das wichtigste Bit und das zweitwichtigste Bit. Die Basis des Transistors 90 ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 verbunden„ Der Stromquellentransistor 92 ist an seinem Kollektoranschluß mit den gemeinsamen Emittern der Transistoren 88 und 90 verbunden. Seine Basis ist mit dem Ref©penzspannungsleiter 48 verbunden und sein Emitter ist über ©in Paar von in Reihe geschalteten, mit einem Laser trimmbaren Widerständen 94 und 96 mit dem negativen Versargungsspannungsleiter 42 verbunden. Die Widerstände 94 und 96 sind jeweils identisch mit den Widerständen 5O₉ 52 und 84« Daher beträgt der Strom, der durch den drittwichtigsten Bitschalter, bestehend aus den Transistoren 88 und 90, fließt, 0,25 mA oder 1/2 d@s Stroms ₉ der durch den zweitwichtigsten Bitschalter fließt₉oder 1/4 des Stroms, der durch den wichtigsten Bitschalter fließt. Ferner beträgt die Emitterfläche des Stromquellantransistors 92 1/2 der Emitterfläche des Stromquellentransistors 82₀

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Der Kollektor des Transistors 88 ist mit dem Leiter 56 verbunden, während der Kollektor des Transistors 90 mit dem Ausgangsleiter 60 verbunden ist.

Ein jeder der drei wichtigsten Bitschalter wirkt im Sinne einer Steuerung des zugeordneten Bitschalterstroms entweder über den Ausgangsleiter 60 oder über den Abflußleiter 56, und zwar je nach dem Status der drei wichtigsten Bits des Zwölf-Bit-Digitaleingangssignals. Die drei wichtigsten Bitschalter steuern jeweils einen Stromfluß zum AusgangsStromanschluß 62 bei. Diese Ströme werden bestimmt durch die Ströme innerhalb der Stromquellentransistoren 46, 82 und 92.

Im folgenden wird auf das viertwichtigste Bit Bezug genommen. Der Eingangsanschluß 8 ist mit einem Eingangsnetzwerk gekoppelt, das mit den Eingangsnetzwerken der vorerwähnten Bitschalter identisch ist. Der zugeordnete Bitschalter besteht aus den Transistoren 98 und 100. Die gemeinsamen Emitter der Transistoren 98 und 100 sind mit dem Kollektoranschluß eines Stromquellentransistors 102 verbunden. Der Basisanschluß des Transistors 102 ist mit dem Referenzspannungsleiter 48 verbunden und der Emitter ist über einen mit einem Laser trimmbaren Widerstand 104 mit dem negativen Versorgungsspannungsleiter 42 verbunden.

Der Strom, der innerhalb des viertwichtigsten Bitschalters, bestehend aus den Transistoren 98 und 100, fließt, beträgt 0,5 mA. Daher ist die Emitterfläche für den Stromquellentransistor 102 identisch mit derjenigen des Stromquellentransistors 82. In ähnlicher Weise ist auch der Widerstand 104 identisch mit dem Widerstand 84 innerhalb des zweitwichtigsten Bitschalters. Der Basisanschluß des Transistors 100 ist mit dem Schwellenspannungs-

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leiter 54 verbunden. Der Kollektoranschluß des Transistors 98 ist nicht mit dem Abflußleiter 56 verbunden^ der den drei wichtigsten Bits zugeordnet ist. Vielmehr ist der Kollektoranschluß des Transistors 98 mit einem Leiter 106 für den Abflußstrom oder Abfallstrom verbunden. Dabei handelt es sich um einen ersten gemeinsamen Leiter. Der Kollektoranschluß des Transistors 100 ist mit einem Knotenpunkt 108 eines R-2R-Leiternetzwerks verbunden, welches dazu verwendet wird, die Strombeiträge der Bitschalter der neun am wenigsten wichtigen Bits des Zwölf-Bit-Digitaleingangswortes in binär gewichteter Weise abzustufen.

Das Leiternetzwerk für die Abstufung der Gesamtstrombei» träge der neun am wenigsten wichtigen Bitschalter umfaßt sechs in Reihe geschaltete Widerstände 109, 110, 111, 112, 113 und 114, welche sich vom Knoten 108 zum Leiter 116 erstrecken. Dieser Leiter ist mit dem Ausgangsstromkissen 62 verbunden. Es muß bemerkt werden, daß der Leiter 116 in der integrierten Schaltung eine Metallspur darstellt, die getrennt und gesondert angeordnet ist von der Metallspur des Leiters 60. Eine jede der Metallspuren der beiden Leiter 60 und 116 hat einen geringen Widerstand. Durch Verbindung der Leiternetzwerk-· widerstände 109-114 mit dem Ausgangsstromkissen 62 über einen Leiter 116, der vom Leiter 60 gesondert und ge« trennt angeordnet ist, können nichtkonstante Spannungsabfälle im Leiter 116 vermieden werden, die anderenfalls aufgrund der Umschaltung der hindurchfließenden Ströme der drei wichtigsten Bitschalter Zustandekommen würden.

Im folgenden wird erneut auf das Leiternetzwerk Bezug genommen. Die Widerstände 109-114 haben jeweils identische Widerstandswerte, und zwar bei einer bevorzugten

Ausführungsform 900 Ohm. Wenn 900 Ohm als Einheitswiderstand R betrachtet werden, so liegt ein Widerstand 6R zwischen dem Ausgangsstromkissen 62 und dem Knotenpunkt 108. Der Knotenpunkt 108 ist über einen Widerstand 118 mit einem Knotenpunkt 120 verbunden. Der Knotenpunkt 120 ist über zwei in Reihe geschaltete Nebenschlußwiderstände 122 und 124 mit einer zweiten gemeinsamen Leitung 126 des Leiternetzwerkes verbunden. Der Widerstand 118 hat einen Widerstandswert einer Widerstandseinheit R oder 900 0hm. In ähnlicher Weise haben die Widerstände 122 und 124 jeweils einen Widerstandswert von einer Widerstandseinheit R oder 900 Ohm. Das Leiternetzwerk setzt sich gemäß Fig. 1C nach rechts fort, wobei der Knoten 120 mit nachfolgenden Knoten durch in Reihe geschaltete Widerstände des Einheitswertes R verbunden ist und wobei jeder dieser gleichartigen Knoten mit dem gemeinsamen Leiter 126 des Leiternetzwerks verbunden ist, und zwar durch Nebenleitungen, welche zwei in Reihe geschaltete Widerstände mit jeweils einem Einheitswiderstandswert R enthalten. Der letzte Knoten des Leiternetzwerks ist als Knoten 133 dargestellt und soll im folgenden näher erläutert werden.

Im folgenden wird wiederum auf den viertwichtigsten Bitschalter, bestehend aus den Transistoren 98 und 100, Bezug genommen. Der durch diesen Bitschalter fließende Strom ist auf 0,5 mA eingestellt, d.h. er ist gleich dem Strom, der durch den zweitwichtigsten Bitschalter fließt. Um jedoch die richtige binäre Gewichtung aufrechtzuerhalten, sollte der Ausgangsstrom, der vom viertwichtigsten Bitschalter beigesteuert wird, nur etwa 1/4 des Stroms betragen, welcher vom .zweitwichtigsten Bitschalter beigesteuert wird. Vom Knotenpunkt 108 aus betrachtet, besteht die Äquivalentschaltung des Leiternetzwerks aus 6R, welche sich zum Ausgangsstromkissen 62 erstrecken,

und 2R, welche sich zur gemeinsamen Leitung 126 des Leiternetzwerks erstrecken. Es soll nun angenommen werden, daß das Ausgangestromkissen 62 und die Leitung des Leiternetzwerks jeweils im wesentlichen auf Erdspannung liegen. Unter dieser Voraussetzung wird 1/4 des Stroms des Transistors 100 des viertwichtigsten Bitschalters vom Ausgangsstromkissen 62 gezogen, während die verbleibenden 3/4 des Stroms von der Leitung 126 des Leiternetzwerks abgezogen werden. Somit trägt der viertwichtigste Bitschalter nur 0,125 mA zum Strom im Ausgangsstromkissen 62 bei.

Der fünftwichtigste Bitschalter umfaßt die Emitter-gekoppelten Transistoren 128 und 130. Der durch den fünftwichtigsten Bitschalter fließende Strom hat den gleichen Wert wie der durch den viertwichtigsten Bitschalter fließende Strom, d. h. 0,5 mA. Der Kollektor des Transistors 130 ist mit dem Knotenpunkt 120 verbunden. Vom Knotenpunkt 120 gesehen, liegt ein Widerstand des Wertes 7R zwischen diesem und dem Ausgangsstromkissen 62. Der Rest des Leiternetzwerks stellt einen Äquivalentwiderstand des Werts 1R dar, und zwar zwischen dem Knotenpunkt 120 und der gemeinsamen Leitung 126 des Leiternetzwerks. Somit wird 1/8 des Stroms, der vom Transistor geleitet wird, vom Ausgangsstromkissen 62 gezogen, während die verbleibenden 7/8 dieses Stroms von der gemeinsamen Leitung 126 des Leiternetzwerks gezogen werden. Daher trägt der Transistor 130 nur 62,5/uA zum Strom des Ausgangsstromkissens 62 bei oder die Hälfte des fünftwichtigsten Bitschalters.

Wie oben erläutert, haben die Ströme durch den viertwichtigsten Bitschalter und den fünftwichtigsten Bitschalter einen Wert von jeweils 0,5 mA. In ähnlicher Weise haben die Bitschalterströme der restlichen, weni-

ger wichtigen Bitschalter, mit Ausnahme der zwei am wenigsten wichtigen Bitschalters, ebenfalls den Wert 0,5 mA. Da jeder Bitschalter einen Strom der gleichen

Größenordnung wie die anderen Bitschalter führt, zeigen alle Bitschalter etwa die gleiche Schaltgeschwindigkeit. Dieses Ergebnis würde nicht erzielt, wenn die Abstufung der Ströme, die durch die einzelnen Bitschalter beigetragen werden, durch die Abstufung der Bitschalterströme zustandekäme. (Dies wäre z.B. der Fall bei Verwendung eines Leiternetzwerks zur Abstufung der Ströme der Stromquellentransistoren innerhalb eines jeden Bitschalters.)

Die gestrichelten Linien, die sich vom fünftwichtigsten Bitschalter in Fig. 1C nach rechts erstrecken, stehen für die nachfolgenden fünf Bitschalter und für die zugehörigen R-2R-Leiternetzwerke. Die letzte Stufe des Leiternetzwerkes umfaßt einen Reihenwiderstand 129, welcher mit dem Knotenpunkt 133 verbunden ist, sowie einen Nebenschlußwiderstand 1311 welcher sich vom Knotenpunkt 133 zur gemeinsamen Leitung 126 des Leiternetzwerks erstreckt. Die Widerstände 129 und 131 haben jeweils einen Wert von einer Einheit R oder 900 Ohm. Eine Leitung 135 verbindet den Knotenpunkt 133 mit einem Bitschalttransistor innerhalb des drittunwichtigsten Bitschalters (nicht gezeigt). Ein jeder der nächsten fünf Bitschalter ist identisch mit dem fünftwichtigsten Bitschalter. Für einen jeden der nachfolgenden Bitschalter führt das Leiternetzwerk zu einer Teilung des Stroms durch zwei, und zwar des Stroms, der durch den jeweiligen Bitschalter zum Stromfluß durch das Ausgangsstromkissen 62 beigetragen wird, und zwar relativ zum Strom, der durch den unmittelbar vorhergehenden Bitschalter beigetragen wird.

Im folgenden wird auf Fig. 1C Bezug genommen. Der Bitschalter für das zweitunwichtigste Bit umfaßt die

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Emitter-gekoppelten Transistoren 132 und 134. Die gemeinsamen Emitter der Transistoren 132 und 134 sind mit dem Kollektor eines Stromquellentransistors 136 verbunden. Der Eingangsanschluß 12 ist mit der Basis des Transistors 132 verbunden, und zwar über ein Eingangsnetzwerk, das mit den zuvor beschriebenen Eingangsnetzwerken identisch ist. Die Basis des Transistors 134 ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 verbunden. Der durch den zweitunwichtigsten Bitschalter fließende Strom wird auf 0,25 mA gehalten oder auf der Hälfte des Stroms, der innerhalb der sieben vorhergehenden Bitschalter aufrechterhalten wird. Dies geschieht auf eine unten näher erläuterte Weise.

Der am wenigsten wichtige Bitschalter umfaßt die Emittergekoppelten Transistoren 138 und 140. Der Eingangsanschluß 14 ist mit der Basis des Transistors 138 verbunden, und zwar über ein Eingangsnetzwerk, das mit den zuvor beschriebenen identisch ist. Die Basis des Transistors 140 ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 verbunden. Die gemeinsamen Emitter der Transistoren 138 und 140 sind mit dem Kollektor des Stromquellentransistors 142 verbunden. Der Strom innerhalb des am wenigsten wichtigen Bitschalters beträgt 0,125 mA, d.h. die Hälfte des Stroms, welcher innerhalb des zweitunwichtigsten Bitschalters aufrechterhalten wird.

Die Stromquellentransistoren 136 und 142 sind jeweils mit ihren Basisanschlüssen mit dem Spannungsreferenzleiter 48 verbunden, während ihre Emitter gemeinsam mit einem Ende eines Widerstandes 144 verbunden sind. Das andere Ende desselben ist mit dem negativen Spannungsversorgungsleiter 42 verbunden. Ferner sind die Basis- und die Emitteranschlüsse des Transistors 146 mit den Basis- und Emitteranschlüssen der Transistoren 136 und 142 verbun-

den. Der Emitterbereich des Transistors 136 beträgt die Hälfte des Emitterbereichs des Stromquellentransistors 102, während die Emitterbereiche der Transistoren 142 und 146 jeweils 1/4 des Emitterbereichs des Stromquellentransistors 102 betragen. Somit ist die Summe der Emitterbereiche der Transistoren 135, 142 und 146 gleich der Emitterfläche des Stromquellentransistors 102. Der Widerstand 144 hat den gleichen Wert wie der Widerstand 104, der mit dem Emitter des Stromquellentransistors 102 verbunden ist. Somit beträgt der Strom durch den Widerstand 144 0,5 mA und ist daher gleich dem Strom, welcher durch den viertwichtigsten Bitschalter fließt. Die Transistoren 136, 142 und 146 verteilen den Strom des Widerstandes 144, wobei der Transistor 136 0,25 mA leitet, während die Transistoren 142 und 146 jeweils 0,125 mA leiten. Der Kollektor des Transistors 146 ist mit dem Leiter 148 verbunden, der wiederum mit dem gemeinsamen Anschlußkissen 58 verbunden ist.

Da die Abstufung des Strombeitrags vom zweitunwichtigsten Bitschalter und vom am wenigsten wichtigen Bitschalter durch die Stromquellentransistoren 136 und 142 bewirkt wird, muß das zuvor beschriebene Leiternetzwerk nicht über den drittunwichtigsten Bitschalter hinaus erstreckt werden. Somit werden die Kollektoren der Transistoren 134 und 140 direkt mit dem Knotenpunkt 132 des Leiternetzwerks verbunden ohne irgendwelche zwischengeschaltete Reihenwiderstände oder Nebenwiderstände.

Der gemeinsame Leiter 106 des ersten Leiternetzwerks leitet die Abfallströme, die nicht zum Leiternetzwerk geleitet werden. Dieser Leiter 106 und der zweite gemeinsame Leiter 126 sind jeweils vom Abfalleiter 56 getrennt und schlußendlich mit dem gemeinsamen Leiterkissen 150, das innerhalb der integrierten Schaltung vorliegt, verbunden.

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Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist ein zweites Anschlußkissen 152 für den Anschluß eines Drahtes (AMP + IN) entfernt vom gemeinsamen Anschlußkissen 150 ausgebildet und mit diesem verbunden. Das Kissen 152 erleichtert die Kopplung einer Drahtverbindung der integrierten Schaltung des Digital-Analog-Wandlers mit einer weiteren integrierten Schaltung (z.B. einem Operationsverstärker) für die Verbindung mit Erdpotential.

Das gemeinsame Anschlußkissen 150 und das gemeinsame Kissen 58 sind gesondert mit einem einzigen Anschlußstift verbunden, und zwar über einen Draht» Dieser Stift liegt auf Erdpotential. Wie erläutert, ist das Kissen 58 mit dem Leiter 56 verbunden, der wiederum mit den drei wichtigsten Bitschaltern verbunden ist, welche der Ableitung der Abfallströme dienen. Andererseits ist das gemeinsame Kissen 150 mit den neun am wenigsten wichtigen Bitschaltern verbunden. Wie zuvor erwähnt, haben die in einer integrierten Schaltung ausgebildeten Metallspuren einen inhärenten, kleinen Widerstand. Die Ausbildung von getrennten Kissen 58 und 150 ist vorteilhaft, da auf diese Weise die Umschaltung des Stroms innerhalb der drei wichtigsten Bitschalter nicht die Spannungen beeinträchtigt, welche an den verschiedenen Punkten entlang der gemeinsamen Kettenleitung 126 vorliegen. Daher wird die Befähigung des Kettenleiternetzwerks zur genauen und linearen Abstufung der Strombeiträge der neun am wenigstens wichtigen Bitschalter wesentlich verbessert. Da ein Gehäusestift selbst einen äußerst geringen Widerstand aufweist, kommt durch die Drahtverbindung des gemeinsamen Anschlußkissens 58 und des Kettenleiteranschlußkissens 150 mit dem gleichen Gehäusestift nur ein äußerst geringfügiger Linearitätsfehler zustande.

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Wie Fig. 1C zeigt, ist die Leitung 106 am Knotenpunkt 127 mit der Leitung 126 verbunden. In einigen Fällen kann der Knotenpunkt 127 räumlich weit entfernt sein von dem gemeinsamen Kettenleiterkissen 150. In diesen Fällen kann ein beträchtlicher Metallwiderstand Zustandekommen. Dieser Metallwiderstand ist schematisch durch den gestrichelten Block 129 der Fig. 1C dargestellt. Der Leiter 126^f stellt den Teilbereich der Leitung 126 dar, welcher primär zwischen dem gemeinsamen Anschlußkissen 150 und dem gestrichelten Block 137 liegt. Um die Linearität des Kettenleiternetzwerks zu verbessern, ist es wesentlich, daß die Abflußströme oder Abfallströme der Leitung 106 zur Leitung 126 abgeleitet werden, und zwar auf derjenigen Seite des gestrichelten Blocks 137, die vom gemeinsamen Leiterkissen 150 abgewandt ist. Läge der Knoten 127 in der Leitung 126* und nicht in der Leitung 126, so wurden Spannungsvariationen aufgrund des Metallwiderstands, der durch den gestrichelten Block 137 dargestellt ist, zu beträchtlichen Fehlern der durch das Kettenleitemetzwerk abgestuften Ströme führen.

Im folgenden soll unter Bezugnahme auf die Fig. 1A und 1B die offene Spannungsreferenzschaltung beschrieben werden, welche dazu dient, den Strom innerhalb eines jeden der Bitschalter des Digital-Analog-Wandlers zu regeln. Die Spannungsreferenzschaltung umfaßt einen allgemein mit 154 bezeichneten Zenerdioden-Referenzzweig, der einen ersten Strom führt und ansprechend darauf eine der Temperaturkompensation dienende Spannungskomponente erzeugt. Insbesondere umfaßt der Referenzzweig 154- einen als Diode geschalteten Transistor 156, dessen Emitter mit dem negativen Spannungsversorgungsleiter 42 verbunden ist und dessen Basis und Kollektor mit einem Knotenpunkt 158 verbunden sind. Zwischen dem Knotenpunkt 158 und einem Knotenpunkt 160 ist eine Zenerdiode 162 vorge-

.-a 2-1239 A

sehen. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die Zenerdiode 162 als vergrabene Zenerdiode ausgeführt, um ihre Charakteristika über die Zeit stabiler zu gestalten. Ein solcher vergrabener Zenerübergang kann dadurch gebildet werden, daß man anfänglich eine stark dotierte Isolationsregion vom P-Typ eindiffundiert, und zwar an einer Stelle innerhalb der monolithischen, integrierten Schaltung, worauf man eine stark dotierte Emitterfläche vom N-Typ eindiffundiert, und zwar in die zuvor eindiffundierte Region vom P-Typ« Hierdurch erzeugt man einen abrupten P»N-Übergang unter der Oberfläche der monolithischen Schaltung« Zur Kontaktierung der P-Seite des Zenerübergangs wird vor der Emitterdiffusion eine Basisregion vom P-Typ eindiffundiert. Die Basisregion vom P-Typ überlagert die Isolationsregion und erstreckt sich seitlich über die Emitterdiffusionsregion hinaus, und zwar auf ersten und zweiten gegenüberliegenden Seiten derselben. Dies ermöglicht die Ausbildung von ersten und zweiten Kontakten auf der Seite vom P-Typ des Zenerübergangs. Die N -Emitterregion ist mit dem Knotenpunkt 160 verbunden und die ersten und zweiten Kontakte der Basisregion vom P-Typ sind mit dem Knotenpunkt 158 verbunden.

Der Referenzzweig 154 umfaßt ferner einen Vervielfacher für die Spannung (Vgg) des Basis-Emitter-Übergangs. Dieser wird gebildet durch einen Transistor 164 und durch mit einem Laser trimmbare Widerstände 166 und 168. Der Emitter des Transistors 164 ist mit dem Knotenpunkt verbunden. Die Basis und der Kollektor sind mit Knotenpunkten 170 bzw. 172 verbunden. Der Widerstand 166 liegt zwischen dem Knotenpunkt 160 und dem Knotenpunkt 170. Der Widerstand 168 liegt zwischen dem Knotenpunkt 170 und dem Knotenpunkt 172. Der Trimmfühlanschluß 174 ist mit dem Knotenpunkt 172 verbunden und gestattet die Erfassung der Spannung am Knotenpunkt 172 während des

Lasertrimmvorgangs. Der Knotenpunkt 172 ist ferner mit dem Emitter des Transistors 176 verbunden. Der Kollektor des Transistors 176 ist mit einer Spannungsreferenzschiene *178 verbunden und die Basis des Transistors 176 ist über einen Widerstand 180 mit der Spannungsreferenzschiene 178 verbunden.

Der durch den Referenzzweig 154 fließende Strom führt dazu, daß die Spannungsreferenzschiene 178 auf eine vorbestimmte Spannung oberhalb der negativen Spannung des Versorgungsleiters 42 vorgespannt wird. Ansprechend auf die Vorspannung der Spannungsreferenzschiene 178, wird im benachbarten Slave-Zweig, der allgemein mit 182 bezeichnet ist, ein Strom erzeugt. Der Slave-Zweig 182 umfaßt einen Transistor 184, dessen Basis mit einer Spannungsreferenzschiene 178 verbunden ist und dessen Emitter mit einem Knotenpunkt 186 verbunden ist. Der Knotenpunkt 186 ist mit der Basis und dem Kollektor eines als Diode geschalteten Transistors 188 verbunden, dessen Emitter mit dem Knotenpunkt 190 verbunden ist. Der Transistor 192 ist an seiner Basis und an seinem Emitter mit der Basis bzw. dem Emitter des Transistors 188 verbunden. Die Emitterfläche des Transistors 192 hat jedoch den dreifachen Wert der Emitterfläche des Transistors 188. Daher leitet der Transistor 192 dreimal so viel Strom wie der Transistor 188, Der Kollektor des Transistors 192 ist über die Leitung 148 mit dem gemeinsamen Anschlußkissen 58 verbunden. Der Knotenpunkt 190 ist über einen Widerstand 194 mit einem Knotenpunkt 196 verbunden. Ein Transistor 198 ist an seinem Kollektor direkt mit dem Knotenpunkt 196 verbunden und an seiner Basis über den Widerstand 200 mit dem Knotenpunkt 196 verbunden. Der Emitter des Transistors 198 ist über einen Widerstand 202 mit dem Leiter 42 für die negative Versorgungsspannung verbunden. Bei einer bevorzugten Ausfüh-

rungsform der Erfindung haben die Widerstände 194, 200 und 202 allesamt den gleichen Widerstandswert, nämlich etwa 3>3 kOhm.

Ein Teil (1/4) des Stroms, der innerhalb des Slave-Zweiges 182, ansprechend auf die Vorspannung im Referenzzweig 154, erzeugt wird, fließt über eine PNP-Stromspiegelschaltung, welche die Transistoren 204 und 210 bis 213 umfaßt. Die Stromdichten innerhalb der PNP-Transistoren werden dadurch verringert, daß man den Strom im Slave-Zweig durch vier teilt, bevor dieser durch den PNP-Stromspiegel geführt wird. Die PNP-Transistoren, die in monolithischen, integrierten Schaltungen ausgebildet werden, funktionieren typischerweise nicht so gut bei höheren Stromdichten. Darüber hinaus ist der ß-Wert (Stromverstärkungsfaktor) für solche Transistoren wesentlich höher bei niedrigeren Stromdichten. Höhere ß-Werte führen zu geringeren nominellen Basisströmen innerhalb der PNP-Transistoren. Demzufolge haben Fehler, die durch Änderungen dieser Basisströme Zustandekommen (z.B. aufgrund von Änderungen der Temperatur oder der Versorgungsspannung), eine entsprechend geringere Größe.

Der Kollektor des Transistors 184 ist mit dem Kollektor des PNP-Transistors 204 verbunden sowie mit der Basis des PNP-Transistors 206. Der Emitter des Transistors ist über einen Widerstand 208 mit einem gemeinsamen Leiter 148 verbunden. Die Basis des Transistors 204 ist gemeinsam mit den Basisanschlüssen der PNP-Transistoren 210, 211, 212 und 213 verbunden. Die Basis des Transistors 204 ist ferner über einen Widerstand 214 mit dem Emitter des Transistors 206 verbunden. Der Kollektor des Transistors 206 ist mit der Leitung 42 der negativen Stromversorgungsspannung verbunden. Obgleich der Transistor 204 an seiner Basis und an seinem Kollektor

gemeinsam angeschlossen sein könnte, leitet jedoch der Transistor 206 die Basisströme der Transistoren 204 und 210-213 zur Erde ab und verhindert ferner die Sättigung des Transistors 204 bei höheren Temperaturen. Der Widerstand 214 wird in Reihe zum Emitter des Transistors 206 eingefügt, um eine Oszillation zu verhindern.

Die Emitter der Transistoren 210 und 211 sind gemeinsam mit einem Ende eines Transistors 216 verbunden und das andere Ende desselben ist mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden. In ähnlicher Weise sind die Emitter der Transistoren 212 und 213 gemeinsam mit einem Ende des Widerstands 218 verbunden, dessen anderes Ende mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden ist. Die Emitterflächen der Transistoren 204, 210, 211, 212 und 213 sind alle gleich und die Widerstände 216 und 218 haben jeweils den halben Widerstandswert im Vergleich zum Widerstand 208. Demzufolge ist der Strom, der gemeinsam von den Transistoren 210 und 211 geführt wird, zweimal so groß wie der Strom des Transistors 204. In ähnlicher Weise ist der Strom, der gemeinsam von den Transistoren 212 und 213 geführt wird, zweimal so groß wie der Strom durch den Transistor 204. Die Kollektoranschlüsse der Transistoren 210, 211, 212 und 213 sind gemeinsam mit der Spannungsreferenzschiene 178 für die Zufuhr eines gespiegelten Stroms verbunden. Der von den Transistoren 210-213 bereitgestellte, gespiegelte Strom hat im wesentlichen den vierfachen Wert des Stroms des Transistors 184 oder etwa den gleichen Wert wie der Strom durch den Slave-Zweig 182. Nahezu der gesamte, gespiegelte Strom der Transistoren 210-213 zur Spannungsreferenzschiene 178 wird durch den Referenzzweig 154 geleitet im Sinne des Aufbaus der Referenzspannung an der Referenzschiene 178. Alle anderen Ströme, die von der Spannungsreferenzschiene 178 gezogen werden, sind relativ kleine Basissströme.

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-.26 -

Um sicherzustellen, daß anfangs ein gewisser Strom durch den Referenzzweig 154 fließt, wird eine Einrichtung 220, welche als epi-FET bekannt ist, zwischen dem gemeinsamen Leiter 148 und der Spannungsreferenzschiene 178 eingefügt. Bekanntlich kann ein epi-FET hergestellt werden durch Isolierung einer langgedehnten Epitaxialregion vom N-Typ und durch nachfolgende Eindiffundierung einer Basisregion vom P-Typ, die sich seitlich über den zentralen Bereich der langgestreckten Epitaxialregion erstreckt. Ein Ende der langgestreckten Epitaxialregion ist mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden und das entgegengesetzte Ende ist mit der Spannungsreferenzschiene 178 verbunden. Die Basisregion vom P-Typ erstreckt sich in die Isolation vom P-Typ und wird auf diese Weise durch das Substrat zur negativen Versorgungsspannung vorgespannt.

Es soll nun angenommen werden, daß anfänglich kein Strom durch den Referenzzweig 154 fließt» In diesem Falle ist die Spannung an der Referenzschiene 178 im wesentlichen gleich der negativen Versorgungsspannung. In diesem Falle wird die epi-FET-Einrichtung 220 derart vorgespannt, daß sie Strom zur Spannungsreferenzschiene 178 führt. Dieser Strom wird anfänglich durch die Basis des Transistors 184 geleitet. Der hierdurch zustandekommende Kollektorstrom im Transistor 184 wird durch den PNP-Stromspiegel gespiegelt und der gespiegelte Strom wird in die Spannungsreferenzschiene 178 injiziert. Der zusätzliche Strom, der zum PNP-Stromspiegel geführt wird, wird durch die Basis des Transistors 184 geleitet und führt zu einer weiteren Steigerung des Kollektorstroms desselben. Dieser regenerative Betrieb wird fortgesetzt, bis die Spannung auf der Spannungsreferenzschiene 178 ausreichend groß ist, um die Zenerdiode 162 zum Durchbruch zu bringen und den Referenzzweig 154 in Betrieb zu setzen. Nun

wird die Spannungsreferenzschiene 178 bei ihren Gleichgewichtsbedingungen stabilisiert. Wenn die Spannung der Referenzschiene 178 ansteigt, so wird die epi-FET-Einrichtung 220 abgetrennt und wird im vresentlichen nicht leitend, wenn die Spannungsreferenzschiene 178 ihren Gleichgewichtszustand erreicht.

Die Größe der Spannung zwischen der Spannungsreferenzschiene 178 und dem Leiter 42 für die negative Versorgungsspannung ist relativ groß, da diese Spannung den Spannungsabfall über die Zenerdiode 162 umfaßt sowie die Spannungen über mehrere in Durchlaßrichtung vorgespannte Basis-Emitter-Übergänge. Ein allgemein mit 222 bezeichneter Spannungsteilerzweig ist innerhalb der offenen Spannungsreferenzschaltung vorgesehen, um eine sekundäre Referenzschaltung abzuleiten, deren Größe (gemessen von dem Leiter 42 mit der negativen Versorgungsspannung) etwa die Hälfte der Spannung der Referenzschiene 178 beträgt. Der Strom in dem Spannungsteilerzweig wird primär durch den Transistor 224 und den Widerstand 226 bestimmt. Die Basis des Transistors 224 ist mit dem Knotenpunkt 196 innerhalb des Slave-Zweiges 182 verbunden. Der Emitter des Transistors 224 ist über einen Widerstand 226 mit der Leitung 42 der negativen Versorgungsspannung verbunden. Die Emitterflächen der Transistoren 224 und 198 sind einander gleich, und die Werte der Widerstände 226 und 202 sind einander ebenfalls gleich. Demzufolge stellt der Strom durch den Transistor 224 das Spiegelbild des Stroms durch den Slave-Zweig 182 dar.

Der Kollektor des Transistors 224 ist am Knotenpunkt mit einem Ende eines Widerstandes 230 verbunden sowie mit einem Ende eines Widerstands 232. Das andere Ende des Widerstands 230 ist mit dem Emitter des Transistors 234 verbunden. Der Basisanschluß dieses Transistors ist mit der Spannungsreferenzschiene 178 verbunden. Der Kollektor

des Transistors 234 ist mit dem gemeinsamen'Leiter 148 verbunden. Demzufolge wird die Spannung am Knotenpunkt 228 von der Spannung an der Spannungsreferenzschiene 178 abgeleitet, sie ist Jedoch aufgrund der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 234 und aufgrund des Spannungsabfalls über den Widerstand 230 herabgesetzt. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung haben die Widerstände 226 und 230 jeweils einen Wert von 3,3 kOhm.

Die am Knotenpunkt 228 des Spannungsteilerzweigs 222 entwickelte Spannung ist im Vergleich zur Referenzspannung an der Referenzspannungsschiene 178 beträchtlich herabgesetzt. Dennoch hat der Knotenpunkt 228 eine relativ hohe Impedanz. Es ist dem Fachmann bekannt, daß es erwünscht ist, die Stromquellentransistoren (46,82,92, 102, usw.) innerhalb der Bitschalter mit einem Knoten relativ niedriger Impedanz zu treiben, damit ein ausreichender Treiberstrom für diese Transistoren zustandekommt und damit eine Unempfindlichkeit gegenüber vorübergehenden Spannungsstößen besteht, die aufgrund rascher Umschaltungen eines oder mehrerer Bitschalter in der Referenzspannungsleitung 48 Zustandekommen können. Aus diesem Grund ist ein Emitter-Folger-Treiber-Zweig vorgesehen, der allgemein mit 238 bezeichnet ist. Dieser Zweig innerhalb der offenen Referenzschaltung führt zu einem Treiberpunkt niedriger Impedanz, welcher mit der Spannungsreferenzschaltung 48 verbunden ist.

Der Widerstand 232 liegt zwischen den Knotenpunkten 228 und 236 für die Verbindung des Emitter-Folger-Treiberzweigs 238 mit dem Spannungsteilerzweig 222. Die Einfügung des Widerstands 232 zwischen den Knoten 228 und steigert die Impedanz zwischen der Spannungsreferenzschiene 178 und dem Treiberzweig 238. Hierdurch wird die Spannungsreferenzschiene 178 noch weiter von vorüberge-

henden Spannungsstößen isoliert, welche im Spannungsreferenzleiter 48 durch Umschaltungen der Bitschalter induziert werden können. Bei einer bevorzugten Ausführungsform hat der Widerstand 232 einen Wert von 3,3 kOhm. Der Emitter-Folgertransistor 240 ist mit seinem Basisanschluß mit dem Knoten 236 verbunden und sein Emitteranschluß ist mit dem Knoten 242 der Treiberspannungsreferenzleitung 48 verbunden. Der Kollektor des Transistors 240 ist mit dem Emitter des Transistors 244 verbunden und die Basis und der Kollektor desselben sind mit der Spannungsreferenzschiene 178 bzw. dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden. Der Transistor 244 dient der Verbindung des Kollektors des Transistors 240 mit Erde, während die Basis-Kollektor-Spannung des Transistors 240 im wesentlichen konstantgehalten wird, und zwar unabhängig von Änderungen der negativen Versorgungsspannung.

Der Knotenpunkt 242 ist ferner mit dem Kollektor des Transistors 246 und mit einem Ende eines Widerstands 248 verbunden. Das andere Ende desselben ist mit dem Basisanschluß des Transistors 246 verbunden. Der Emitter des Transistors 246 ist über einen Widerstand 250 mit dem negativen Spannungsversorgungsleiter 42 verbunden. Die Emitterfläche des Transistors 246 gleicht der Emitterfläche des Stromquellentransistors 46 in dem signifikantesten Bitschalter. Die Größe des Widerstands 250 beträgt 3,3 kOhm oder die Hälfte des Widerstandswertes der Widerstände 50 und 52 innerhalb des signifikantesten Bitschalters. Demzufolge sind die Stromdichte und Temperatur-Nachführcharakteristika des Transistors 246 im wesentlichen identisch mit den entsprechenden Charakteristika der Stromquellentransistoren in jedem der Bitschalter.

Die offene Spannungsreferenzschaltung der Fig. 1A und 1B führt zur Konstanthaltung der Ströme in dem Bitschalter, und zwar unabhängig von Änderungen der Temperatur und

. as-

Versorgungsspannung. Dies soll im folgenden näher erläutert werden, und zwar unter Bezugnahme auf das vereinfachte, schematische Diagramm der Fig. 2. In dieser sind gleiche Einrichtungen, lüiotenpunkte und Leitungen mit den gleichen, jedoch gestrichenen Bezugsziffern wie in den Fig. 1A bis 1C bezeichnet. Falls nichts anderes angegeben ist, beziehen sich alle Angaben in bezug auf die Spannung auf die negative Stromversorgungsspannung. Zunächst soll der Referenzzweig betrachtet werden. Die Zenerdiode 162' hat einen positiven Temperaturkoeffizienten, d.h. die Spannung über die Zenerdiode 162¹ steigt mit einer gegebenen Nachführrate mit steigender Temperatur, wobei angenommen wird, daß der durch die Zenerdiode geleitete Strom im wesentlichen konstant ist. Wie der Fachmann weiß, ist die Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 164' mit einem negativen Temperaturkoeffizienten behaftet, d.h. die Basis-Emitter-Übergangsspannung fällt mit einer bestimmten Nachführrate mit steigender Temperatur, wobei angenommen wird, daß der Transistor 164* einen konstanten Strom führt. Allgemein liegt der Temperaturkoeffizient der Zenerdiode 162¹ etwa innerhalb eines Bereichs vom 1,25-bis 1,5fachen des Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Übergangspannung des Transistors 164'.

Der Transistor 164' und die Widerstände 166' und 168' sind miteinander verbunden und bilden eine sog. Vgg-Multiplizierschaltung, wobei die über den Widerstand 168' entwickelte Spannung der Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 164· proportional ist, und zwar im Verhältnis der Größen der Widerstände 168' und 166». Wenn man annimmt, daß der Widerstandswert des Widerstands 168» etwa das 1,25fache des Widerstandswertes des Widerstands 166' beträgt, so gilt damit, daß der Spannungsabfall über den Widerstand 168· das 1,25fache der Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 164' beträgt. Durch zweck-

mäßige Auswahl des Verhältnisses der Widerstandswerte der Widerstände 166· und 168¹ kann der Temperaturkoeffizient der Spannung über den Widerstand 168' etwa gleich der Spannung über die Zenerdiode 162· gemacht werden, jedoch mit entgegengesetztem Vorzeichen. Die Widerstände 166' und 168* sind durch einen Laser trimmbar und erlauben somit die Einstellung der V_BE-Multiplizierschaltung gemäß den jeweiligen Temperaturkoeffizienten der Zenerdiode 162' und des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors 164'. Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung können die Widerstände 166· und 168· derart getrimmt werden, daß die Spannung über den Widerstand 168· innerhalb eines Bereichs von etwa dem 1- bis 3fachen der Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 164' variiert werden kann. Konsequenterweise ist die Summe der Spannung über die Zenerdiode 162* und über den Widerstand 168· eine konstante Spannung ^v _CQMp. Sie ist unabhängig von Änderungen der Temperatur, vorausgesetzt, daß der Strom innerhalb des Referenzzweigs relativ konstant gehalten wird.

Die Spannung auf der Referenzschiene 178· ist gleich der Summe der Spannungen über die Diode 156', die Diose 176' und den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 164· plus ^COMP' ^Dalier ai™¹^ ^die Spannung der Referenz schiene 178' dreimal so schnell ab im Vergleich zum Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Übergangsspannung, unter der Annahme, daß der Strom I₂ innerhalb des Referenzzweigs konstant gehalten wird.

Im folgenden soll auf den Slave-Zweig der Fig. 2 Bezug genommen werden. Der Temperaturkoeffizient der Spannungsreferenzschiene 178» wird exakt durch die negativen Temperaturkoeffizienten der drei Basis-Emitter-Übergangsspannungen des Transistors 184', der Diode 188· und der Diose 198' kompensiert. Daher resultiert eine konstante

Spannung über die Widerstände 194' und 202' und somit fließt ein konstanter Strom I₁ durch den Slave-Zweig.

Um den Strom I_z innerhalb des Referenzzweigs konstant zu halten, wird der konstante Strom I₁ innerhalb des Slave-Zweigs durch die Transistoren 204« und 210· gespiegelt und zum Referenzzweig zurückgeführt. Der durch den Transistor 210' der Spannungsreferenzschiene 178' zugeführte Strom ist proportional dem konstanten Strom I₁. Da die Basisströme, die durch die Tranlstoren 184', 234", 244' und 282· gezogen werden, vernachlässigbar in bezug auf den Strom des Referenzzweigs sind, fließt der durch den Transistor 210· bereitgestellte Strom im wesentlichen konstant durch den Referenzzweig. Es kommt auf diese Weise zu einem Strom I_z, der im wesentlichen konstant ist, und zwar unabhängig von Änderungen der Temperatur oder der Versorgungsspannung. Daher setzt der Zenerdioden-Referenzzweig seinen eigenen Strom durch Entwicklung einer Spannung, die als Vorstrom innerhalb des Slave-Zweiges dient. Der Strom des Slave-Zweigs wird sodann zum Zenerdioden-Referenzzweig zurückgespiegelt.

Da der Strom I₁ innerhalb des Slave-Zweigs konstant ist, hat die Spannung am Knoten 196' einen Temperaturkoeffizienten, der gleich ist dem Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Übergangsspannung der Diode 198'. Die Stromdichten innerhalb der Emitter-Basis-Übergänge des Transistors 224· (im Spannungsteilerzweig) und 278' (im Referenzausgangszweig) sind derjenigen der Diode 198' angepaßt. In ähnlicher Weise sind die Widerstände 226' (im Spannungsteilerzweig) und 280' (im Referenzausgangszweig) identisch mit dem Widerstand 202'. Demzufolge sind der Strom I₁,, innerhalb des Spannungsteilerzweigs und der Strom I₁, innerhalb des Referenzausgangszweigs dem Strom I₁ innerhalb des Slave-Zweigs identisch und somit ferner

im wesentlichen unabhängig von der Temperatur und der Versorgungsspannung.

Wie oben erwähnt, ist die Spannung der Referenzschiene 178' gleich V_C0Mp plus drei Basis-Emitter-Übergangsspannungen. Somit ist die Summe der Spannungen über die Widerstände 194· und 202· innerhalb des Slave-Zweiges konstant und gleich V_C0Mp. Die Werte der Widerstände 194^f und 202» werden vorzugsweise gleich gewählt. Daher ist die Spannung am Knotenpunkt 196' gleich der Hälfte von ^VCOMP P^lus ä-^er Basis-Emitter-Übergangsspannung der Diode 198'. Demzufolge ist die Spannung über den Widerstand 226' innerhalb des Spannungsteilerzweigs gleich der Hälfte von V_C0Mp. Der Widerstand 230· innerhalb des Spannungsteilerzweigs wird derart ausgewählt, daß er gleich dem Widerstand 226^f ist. Somit ist der Spannungsabfall über den Widerstand 230" ebenfalls gleich der Hälfte von ^VCOMP* ^{Die erna}^"^tene Spannung am Knoten 228' ist somit die Spannung der Referenzschiene 178' minus der Summe der Spannungen über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 234· und über den Widerstand 230'. Somit gilt die Beziehung:

^V228- = <^VCOMP ^{+ 3V}BE> " <^VBE ^{+ V}230'^}

= ^VCOMP ^{+ 3V}BE - ^VBE - <¹'/2) (^VCOMP> = ²V₅E + (1/2)V_COMP

Somit wird die V_COMp-Komponente der Spannung auf der Spannungsreferenzschiene 178¹ am Knotenpunkt 228· durch den Spannungsteilerzweig halbiert. Es ist erwünscht, die Größe der V^Q-jp-Komponente» die zum Referenzspannungsleiter 48' gelangt, zu reduzieren. Hierdurch wird ein Betrieb des Digital-Analog-Wandlers bei verringerten negativen Stromversorgungsspannungen ermöglicht, ohne daß die Stromquellentransistoren der Bitschalter gesättigt werden.

Es wird weiterhin auf Fig. 2 Bezug genommen. Der Emitterfolger-Treiberzweig umfaßt einen Emitterfolgertransistor 240' sowie eine Diode 246· und einen Widerstand 250^f zur Aufrechterhaltung eines Vorstroms durch den Transistor 240'. Der Emitterfolger-Treiberzweig stellt einen Antriebspunkt niedriger Impedanz dar für das Treiben des Referenzspannungsleiters 48'. Die mit dem Emitterfolger-Antriebszweig verbundene niedrige Impedanz dient ferner der raschen Absorption jeglicher vorübergehender Ströme, die im Spannungsreferenzleiter 48· Zustandekommen, und zwar aufgrund der Umschaltung innerhalb der Vielzahl von Bitschaltern. Hierdurch kann sich die Leitung 48· rasch stabilisieren. Dies wiederum ermöglicht es dem Analogausgangsstrom, welcher von den Bitschalterströmen abgeleitet wird, sich rasch auf den endgültigen Wert einzuspielen. Der Widerstand 250' (innerhalb des Emitterfolgerzweigs) ist in seinem Wert gleich den Widerständen 194' und 202' (innerhalb des Slave-Zweigs) und den Widerständen 226' und 230' (innerhalb des Spannungsteilerzweigs). Die Emitterflächen des Transistors 240' und der Diode 246' (innerhalb des Emitterfolgerzweigs) sind gleich den Emitterfolgerflächen der Einrichtungen 156', 176', 184', 188', 198¹, 224' und 234·. Daher sind die Strompegel und die daraus resultierenden Basis-Emitter-Spannungsabfälle des Transistors 240' und der Diode 246' denjenigen der Einrichtungen 156«, 176«, 184·, 188', 198·, 224· und 234' angepaßt. Somit ist der Strom I_p im Emitterfolgerzweig im wesentlichen konstant und von gleicher Größe wie die Ströme I₁, I₁, und I₁„. Darüber hinaus beträgt die Spannung auf dem Leiter 48' die Hälfte von Vp₀Mp plus einmal die Basis-Emitter-Ubergangsspannung.

Im folgenden wird auf den Bitschalter der Fig. 2 Bezug genommen. Die Emitterfläche des Transistors 46' und der Wert des Widerstands 50' werden ausgewählt im Sinne der Einstellung der Stromdichte im Transistor 46· auf den

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gleichen Wert wie im Transistor 240^f. Somit sind die Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 46· und der Temperaturkoeffizient desselben angepaßt an die entsprechenden Werte der aktiven Einrichtungen innerhalb des Refer enz2weigs, des Slave-Zweigs, des Spannungsteilerzweigs und des Emitterfolger-Treiberzweigs. Daher ist der resultierende Spannungsabfall über den Widerstand 50' innerhalb des Bitschalters eine im wesentlichen konstante Spannung, die gleich ist der Hälfte von VnOMP* ^{Da V}COMP ^eine konstante Spannung ist, die von der Temperatur und der Stromversorgungsspannung unabhängig ist, so ist auch der resultierende Strom I,, welcher durch den Bitschalter fließt, konstant. Somit werden in der Gesamtsumme die Basis-Emitter-Übergangsspannungen der Transistoren 46' (innerhalb des Bitschalters), 240' (innerhalb des Emitterfolger-Treiberzweigs) und 254^f (innerhalb des Spannungsteilerzweigs) durch die Dioden 156· und 176· und die Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 164· innerhalb des Referenzzweigs gelöscht.

Die obige Analyse der Schaltung der Fig. 2 ignoriert Fehlereffekte zweiter Ordnung. Diese sind zurückzuführen auf Änderungen der Stromverstärkung (oder α) innerhalb der Transistoren in der offenen Referenzschaltung. Diese Änderungen werden induziert durch die Temperatur und durch die Versorgungsspannung. Es ist hinreichend bekannt, daß eine Änderung in der Temperatur begleitet wird von einer Änderung der Stromverstärkung eines Transistors. Es ist ferner bekannt, daß die Änderung der Basis-Kollektor-Spannung eines Transistors (die von einer Änderung der negativen Versorgungsspannung herrühren kann) begleitet wird von einer Änderung der Stromverstärkung des Transistors sowie einer Änderung der Emittereffizienz des Transistors. Das letztere Phänomen, das zur Basis-Kollektor-Spannung in Beziehung steht, wird allgemein als EarIy-Effekt bezeichnet.

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--58 -

Die Basis-Kollektor-Spannungsänderungen können in bezug auf einige Transistoren einfach dadurch eliminiert werden, daß man an zweckentsprechenden Stellen Emitterfolgertransistoren einfügt, um die Kollektorspannung solcher Transistoren auf einen Spannungswert zu klemmen, welcher in Referenz zur negativen Versorgungsspannung steht. Zum Beispiel wird die Basis-Kollektor-Spannungsänderung am Transistor 240^f und 278' eliminiert durch Hinzufügen der Transistoren 244· bzw. 282'. Es sind jedoch auch die Transistoren 46·, 184·, 210· und 234» allesamt anfällig gegen Änderungen aufgrund des EarIy-Effekts. Der Bitschaltstrom, der im Kollektor des Transistors 44' geführt wird, ist anfällig gegen Änderungen aufgrund von durch die Temperatur induzierten Änderungen der Stromverstärkung der Transistoren 44' und 46'. In ähnlicher Weise ist der Referenzstrom, der im Kollektor des Transistors 284' im Referenzausgangszweig geleitet wird, anfällig gegen Änderungen aufgrund von Änderungen der Stromverstärkung der Transistoren 278' und 282·, induziert durch Änderungen der Temperatur.

Zur Kompensation von Änderungen der Stromverstärkung, induziert durch Änderungen der Temperatur, hat man, wie aus Fig. 2 ersichtlich, die Diode 246' innerhalb des Emitterfolger-Treiberzweigs ersetzt durch den Transistor 246 und den Basiswiderstand 248 (vergl. Fig.1A bis 1B). In ähnlicher Weise wurde die Diode 176¹ innerhalb des Referenzzweigs gemäß Fig. 2 ersetzt durch den Transistor 176 und den Basiswiderstand 180 innerhalb der Fig.1A und 1B. Ferner wurde die Diode 198· innerhalb des Slave-Zweiges der Fig. 2 ersetzt durch den Transistor 198 und den Basiswiderstand 200 in den Fig. 1A-1B.

Wenn die Spannung vom Emitter zum Kollektor des Transistors 246 mit V(j_E/₂46) bezeichnet wird und wenn die Span-

nung über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors mit VgW246) bezeichnet wird und wenn der Verstärkungsfaktor (d.h. das Verhältnis des Kollektorstroms I_n zum Basisstrom Ig) des Transistors 246 mit ß bezeichnet wird und wenn der Widerstand 248 den Widerstandswert R-₂48 ^ha;t» so kann V^E(246) folgendermaßen ausgedrückt werden:

^VCE(246) ^{= V}BE(246) ^{+ 1}B ^{x R}248

^{β V}BE(246) ⁺ ^C^{/ß) x R}248

Wenn die Temperatur steigt, so steigt auch ^v-re(246) ^ναι<3ί auch ß wächst an. Demzufolge fällt der Term (I_c/ß) χ R-₂48 mit steigender Temperatur ab. Der Temperaturkoeffizient (oder die Verschiebungsrate) von ^vce(246) ^iS^ größer als der Temperaturkoeffizient von VgEf246) grund der Anwesenheit des Basiswiderstands 248. Durch Hinzufügung des Basiswiderstands 248 wird somit der effektive Temperaturkoeffizient der Diode 248^f (Fig.2) wirksam gesteigert. In ähnlicher Weise sorgt die Hinzufügung der Basiswiderstände 180 und 200 in wirksamer Weise für eine Steigerung der Temperaturkoeffizienten der Dioden 176« bzw. 198* (Fig. 2).

Durch zweckentsprechende Auswahl der Werte der Basiswiderstände 248, 180 und 200 kann der Bitsehalterstrom I_L · im Widerstand 50' (Fig. 2) und der Referenzausgangszweigstrom im Widerstand 280' mit steigender Temperatur leicht gesenkt werden, und zwar mit einer Rate, die die Erhöhung der Stromverstärkungen der Transistoren 44' und 46' bzw. der Transistoren 278' und 282^f kompensiert. Hierdurch werden die Ströme in den Kollektoranschlüssen der Transistoren 44' und 282' im wesentlichen über die Temperatur konstant gehalten. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung haben die Basiswiderstände 248, 180 und 200 die Werte 16,5 kOhm bzw. 13,2 kOhm bzw. 3,3 kOhm.

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Die spezielle Funktion des Basiswiderstands 248 besteht in der Kompensation von durch die Temperatur induzierten Änderungen der Basisströme, welche vom Emitterfolgertransistor den Basisanschlüssen der Stromquellentransistoren (46, 82, 92, etc.) innerhalb der Bitschalter zugeführt werden. Wenn die Temperatur steigt, so steigt auch die Stromverstärkung der Stromquellentransistoren innerhalb der Bitschalter und somit werden die Basisströme verringert. Um den durch den Emitterfolgertransistor 240 fließenden Strom relativ konstant zu halten, kommt es tatsächlich zu einem geringfügigen Anstieg der Spannung über den Widerstand 250 mit der Temperatur, und zwar aufgrund der zusätzlichen, negativen Temperaturkoeffizientenkomponente der Spannung über den Basiswiderstand 248. Die geringfügige Steigerung der Spannung über den Widerstand 250 mit steigender Temperatur und die daraus folgende geringfügige Steigerung des Stroms in diesem Widerstand sorgt für eine ungefähre Kompensation der Abnahme der Basisströme, welche zu den Stromquellentransistoren der Bitschalter führen. Daher ist der durch den Emitterfolgertransistor 240 fließende Strom im wesentlichen über die Temperatur konstant.

Die Spannung über den Widerstand 168 innerhalb des V„_E-Multiplizierteils des Referenzzweigs zeigt eine negative Temperaturkoeffizientenkomponente aufgrund der Verringerung des Basisstroms des Transistors 164 mit steigender Temperatur. Die negative Temperaturkoeffizientenkomponente der Spannung über den Widerstand 168 aufgrund der Basisstromänderung und der negative Temperaturkoeffizient der Spannung über den Widerstand 180 führen dazu, daß die Spannung der Spannungsreferenzschiene 178 einen Temperaturkoeffizienten aufweist, der tatsächlich größer ist als lediglich die Summe der Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Übergangsspannungen der Transistoren 156,

164 und 176 allein. Demzufolge werden die Spannungen über die Stromquellenemitterwiderstände (50/52, 84, 94/96, usw.) innerhalb der Bitschalter und die Spannung über den Widerstand 280 tatsächlich mit steigender Temperatur etwas verringert, und zwar aufgrund der Verringerung der Basisströme in den Widerständen 168 und 180. Der negative Temperaturkoeffizient der Spannung über den Widerstand 200 dient ferner der Verringerung der Spannung über den Widerstand 280 mit steigender Temperatur. Die verringerten Spannungen über die Emitterwiderstände der Stromquellentransistoren der Bitschalter und über den Widerstand 280 bei höheren Temperaturen führen zu einer Verringerung des Stroms durch diese Widerstände. Diese verringerten Stromwerte bei höheren Temperaturen kompensieren annähernd die höheren Stromverstärkungen der Stromquellentransistoren und Schalttransistoren innerhalb eines jeden Bitschalters (z.B. der Transistoren 46 bzw. 44 im wichtigsten Bitschalter) sowie die höheren Stromverstärkungen der Transistoren 278 und 282 im Referenzausgangszweig. Daher sind die Ströme im Kollektor des Transistors 44 und im Kollektor des Transistors 282 konstant, und zwar trotz der durch die Temperatur induzierten Änderungen der Stromverstärkung der Transistoren.

Es wird weiterhin auf Fig. 2 Bezug genommen. Die Spannung am Basis-Kollektor-Übergang des Transistors 184' ändert sich mit Änderungen der negativen Versorgungsspannung. Beispielsweise führt die Erhöhung der Größe der negativen Versorgungsspannung zu einer Steigerung der umgekehrten Vorspannung über den Basis-Kollektor-Übergang des Transistors 184'. Hierdurch wird die Stromverstärkung und auch die Emittereffizienz des Transistors 184' gesteigert. Somit neigt der Kollektorstrom des Transistors 184¹ zu einer Erhöhung, wenn die Größe der negativen Versorgungsspannung aufgrund des zuvor erwähnten Early-

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Effekts erhöht wird. In ähnlicher Weise führt eine Steigerung der Größe (absolute Größe) der negativen Versorgungsspannung zu einer Erhöhung der umgekehrten Vorspannung über den Basis-Kollektor-Übergang des PNP-Transistors 210' innerhalb des Stromspiegels. Dies führt dazu, daß der Stromspiegel effizienter wird. Somit hat eine Steigerung der Größe der negativen Versorgungsspannung den Effekt einer Steigerung des Stroms, der vom Kollektoranschluß des Transistors 210¹ gezogen wird. Dieser erhöhte Strom wird primär durch den Referenzzweig geleitet und beeinflußt somit die Spannung, die auf der Spannungsreferenzschiene 178' erzeugt wird. Dieser Effekt muß vermieden werden, wenn die Digital-zu-Analog-Wandlerschaltung ein relativ hohes Stromversorgungsrückweiseverhältnis oder einen relativ hohen Stromversorgungsunterdrückungsfaktor haben soll.

Um Fehler aufgrund des Early-Effekts des oben beschriebenen Typs zu vermeiden, wird die Diode 188' in Fig. 2 ersetzt durch die Stromaufteilungstransistoren 188 und 192 (Fig.1A-1B), und der Transistor 21O¹ in Fig. 2 wird ersetzt durch die Transistoren 210-213 der Fig.1A-1B. Durch Abstufung der Emitterflächen der Transistoren 192 und im Verhältnis 3:1 werden 3/4 des Slave-Zweigstroms, der durch den Widerstand 194 geleitet wird, zur Erde abgeleitet. Um eine zweckentsprechende Stromdichte aufrechtzuerhalten, ist die Emitterfläche des Transistors 184 gleich der Emitterfläche des Transistors 188 undi/4 der Emitterfläche des Transistors 198. Da der Kollektoranschluß des Transistors 192 auf Bezugsspannung gegen Erde liegt, führt die Steigerung der Größe der negativen Stromversorgungsspannung zu einer Steigerung der umgekehrten Vorspannung über den Kollektor-Basis-Übergang des Transistors 192, wodurch der Transistor 192 effizienter wird. Die Steigerung der Effizienz des Transistors 192 erlaubt,

daß dieser einen größeren Anteil des Gesamtstroms der Transistoren 192 und 188 übernimmt. Somit wird ein kleinerer Anteil des Slave-Zweigstroms durch die Transistoren 188 und 184 zum PNP-Stromspiegel geleitet. Durch zweckentsprechende Abstufung der relativen Emitterflächen der Transistoren 192 und 188 können die durch den EarIy-Effekt induzierten Variationen im Transistor 184 und innerhalb des PNP-Stromspiegels wirksam kompensiert werden, und zwar durch die durch den EarIy-Effekt induzierten Änderungen im Transistor 192. Die Transistoren 210-213 multiplizieren den durch den PNP-Transistor 204 geleiteten Strom um den Faktor 4. Dies dient der Kompensation der Division des Slave-Zweigstroms, der durch die Transistoren 188 und 192 bewirkt wird, durch 4. Daher ist der vom Stromspiegelnetzwerk an den Referenzzweig 154 gelieferte Strom im wesentlichen identisch mit dem Strom innerhalb des Slave-Zweiges 182.

Die erhöhte Emittereffizienz des Transistors 184 und die erhöhte Emittereffizienz des Transistors 192, welche von einer Steigerung der negativen Stromversorgungsspannung aufgrund des EarIy-Effekts herrühren, sind begleitet von einer Abnahme der damit verbundenen Basis-Emitter-Übergangsspannungen. Daher kommt es zu einer gerüngfügigen Steigerung des Spannungsabfalls über die Widerstände 194 und 202 und somit des Stroms durch den Slave-Zweig, wenn die Größe der negativen Versorgungsspannung steigt. Die geringfügige Erhöhung des Stroms im Slave-Zweig wird in den Spannungsteilerzweig 222 gespiegelt. Dies führt zu einer geringfügigen Steigerung des Stroms im Widerstand 230. Die daraus folgende Steigerung der Spannung über den Widerstand 230 macht eine etwaige Verringerung der Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 234 aufgrund des durch den Early-Effekt induzierten Anstiegs der Emittereffizienz mehr als wett. Die Spannungen an den Knotenpunkten 228 und 236 werden geringfügig verrin-

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gert aufgrund des erhöhten Spannungsabfalls über den Widerstand 230. Daher ist eine Erhöhung der Größe der negativen Versorgungsspannung von einer geringfügigen Abnahme der Spannung auf dem Spannungsreferenzleiter 48 begleitet. Die geringfügige Abnahme der Spannung auf dem Spannungsreferenzleiter 48 kompensiert in etwa die Erhöhung der Stromverstärkung und die Senkung der Basis-Emitter-Übergangs spannungen, die in den Stromquellentransistoren (46, 82, 92, etc.) der Bitschalter aufgrund des EarIy-Effekts auftreten. Daher bleiben die Ströme innerhalb der Bitschalter relativ konstant trotz der durch den Early-Effekt hervorgerufenen Änderungen der Charakteristika der Stromquellentransistoren, welche hervorgerufen werden durch Änderungen der negativen Stromversorgungsspannung.

Die offene Spannungsreferenzschaltung umfaßt ferner ein Netzwerk zur Einstellung des Verstärkungsfaktors. Dieses ist allgemein mit 252 bezeichnet. Diese Schaltung gestattet die Einstellung der Größe der Bitschalterströme in einem gewissen Maße, ohne daß hierdurch die Temperatur-Kompensationscharakteristika und die Stromversorgungsspannungs-Kompensationscharakteristika der offenen Referenzspannungsschaltung nachteilig beeinflußt werden. Das Verstärkungseinstellnetzwerk 252 umfaßt einen PNP-Transistor 254, dessen Kollektoranschluß mit dem Knotenpunkt 236 gekoppelt ist, und zwar für die Zufuhr einer einstellbaren Menge eines von der Temperatur unabhängigen Stroms. Der Fachmann wird erkennen, daß bei einer Änderung des vom Transistor 254 zum Knoten 236 geführten Stroms auch eine Änderung der Spannungen über die Widerstände 230 und 232 zustandekommt, wodurch die Spannung am Knotenpunkt 236 ebenfalls geändert wird.

Die Basis des Transistors 254 ist mit dem Knotenpunkt gekoppelt sowie mit den Basis- und Kollektoranschlüssen des PNP-Transistors 258. Der Knotenpunkt 256 ist über den Leiter 260 mit dem Kollektoranschluß des Transistors 262 gekoppelt. Der Transistor 262 zieht eine vorbestimmte Strommenge vom Knotenpunkt 156 in einer unten näher zu erläuternden Weise ab. Der Emitter des Transistors 258 ist mit dem Basisanschluß gekoppelt sowie mit einem ersten Kollektoranschluß 264 eines PNP-Transistors 266 mit zwei Kollektoren. Der zweite Kollektor 268 des Transistors 266 ist mit dem Knotenpunkt 270 verbunden und mit dem Emitter des Transistors 254. Der Knotenpunkt 270 ist wiederum mit einer Kontaktfläche 272 oder einem Kontaktkissen für die Verstärkungseinstellung verbunden. Der Emitter des Transistors 266 ist mit dem Knotenpunkt 274 verbunden und wird in einer weiter unten näher zu beschreibenden Weise über dem Erdpotential gehalten, und zwar um etwa einen Betrag der Basis-Emitter-Übergangsspannung.

Die Kollektorfläche des ersten Kollektors 264 beträgt etwa das 5fache der Kollektorfläche des zweiten Kollektors 268. Der als Diode geschaltete Transistor 258 und der als Diode geschaltete erste Kollektor 264 des Transistors 266 leiten den durch den Kollektor des Transistors 262 gezogenen Strom und verursachen einen Stromfluß von 1/5 der Größe durch den zweiten Kollektor 268. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung beträgt der Strom, der durch den zweiten Kollektor 268 fließt, etwa 3,5/uA. Wenn man annimmt, daß die Anschlußfläche 272 für die Verstärkungseinstellung keinen Strom führt, so wird der Strom von 3>5/uA, der vom zweiten Kollektor 186 bereitgestellt wird, durch den Transistor 254 in den Knotenpunkt 236 geleitet. Andererseits kann der in den Knotenpunkt durch den Transistor 254 injizierte Strom variiert werden,

und zwar durch Einspeisung von Strom in die Anschlußstelle 272 für die Verstärkungseinstellung oder durch Abziehen von Strom aus dieser Anschlußstelle.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die Anschlußstelle 272 für die Verstärkungseinstellung mit einer einfachen, externen Schaltung außerhalb der integrierten Schaltung des Digital-Analog-Wandlers gekoppelt. Diese einfache Schaltung kann bis zu 1,5/uA einspeisen oder bis zu 1,5/uA abziehen. Eine solche Schaltung kann gebildet werden durch ein Potentiometer zwischen +15 V und -15 V Versorgungsspannung, wobei der Abgriff des Potentiometers über einen Widerstand von 10 Meg Ohm mit der Anschlußstelle 272 für die Verstärkungseinstellung verbunden ist. Es wurde festgestellt, daß das zuvor beschriebene Netzwerk zur Einstellung der Verstärkung Änderungen der Bitschalterströme von 0,15a bis O,3?6 gestattet. Diese Änderungen sind für die meisten Zwecke geeignet.

Der vorliegende Digital-Analog-Wandler umfaßt ferner Einrichtungen zur Erzeugung eines Spannungsreferenzausgangssignals, welches gegenüber Änderungen der Temperatur und der Stromversorgungsspannung im wesentlichen unempfindlich ist. Das Spannungsreferenzausgangssignal kann bequemerweise dazu verwendet werden, für einen bipolaren Ausgleich des Analogausgangsstroms des Ausgangsstromanschlusses 62 zu sorgen, um die Umwandlung des Analogausgangsstroms in eine bipolare Ausgangsspannung zu erleichtern. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung hat das Spannungsreferenzausgangssignal einen konstanten Werde von +6,3 V, obgleich die Größe des Spannungsreferenzausgangssignals jeden gewünschten Wert haben kann, und zwar unabhängig von dem nominellen Spannungsabfall über die Zenerdiode 162. Die Schaltungselemente, die dazu dienen, das Spannungsreferenzausgangssignal zu erzeugen,

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umfassen eine Stromquelle von 1 mA, welche gegenüber der Temperatur und der Stromversorgungsspannung unempfindlich ist, sowie einen Differentialverstärker und einen durch einen Laser trimmbaren Rückkopplungswiderstand mit einer Größe von etwa 6,3 kOhm, durch den der Strom von 1 mA geleitet wird.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 1B und 1C wird der Stromquellenzweig für den Strom von 1 mA für die Spannungsreferenzaus gangs schaltung allgemein mit 276 bezeichnet. Dieser Zweig umfaßt einen Transistor 278, dessen Basisanschluß mit dem Knotenpunkt 196 des Slave-Zweigs 182 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 278 ist über den Widerstand 280 mit dem negativen Versorgungsspannungsleiter 42 verbunden. Da die Emitterfläche des Transistors 278 und die Größe des Widerstands 280 identisch mit der Emitterfläche des Transistors 198 bzw. der Größe des Widerstands 202 sind, ist der durch den Transistor 278 geleitete Strom identisch mit dem Strom innerhalb des Slave-Zweiges 182 und in ähnlicher Weise unempfindlich gegen Änderungen der Temperatur oder der negativen Versorgungsspannung. Der Kollektor des Transistors 278 ist mit dem Emitter des Transistors 282 verbunden. Der Basisanschluß des Transistors 282 ist mit der Spannungsversorgungsschiene 178 verbunden, während der Kollektoranschluß mit dem Knotenpunkt 284 verbunden ist.

Der Knotenpunkt 284 dient als Eingang für einen Differentialverstärker, der allgemein mit 285 bezeichnet wird und die Emitter-gekoppelten Transistoren 286 und 288 umfaßt. Der Knotenpunkt 284 ist mit dem Basisanschluß des Transistors 288 verbunden. Der als Diode geschaltete Transistor 289 ist an seinem Emitteranschluß mit dem Knotenpunkt 284 verbunden und seine Basis und sein Kollektor sind gemeinsam mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbun-

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den. Der Transistor 289 dient als Klemme zur Verhinderung eines signifikanten Abfalls der Spannung am Knotenpunkt 284 unter das Erdpotential. Die gemeinsamen Emitteranschlüsse der Transistoren 286 und 288 sind mit dem Kollektor des Transistors 290 verbunden,, Der Transistor 290 ist an seinem Basisansehluß gemeinsam mit dem Basisanschluß des Transistors 262 mit der Spannungsreferenzschiene 178 verbunden» Sein Emitteranschluß ist gemein-, sam mit dem Emitteranschluß des Transistors 262 mit dem Kollektoranschluß des Transistors 292 verbunden. Der Basisanschluß des Transistors 292 ist mit dem Knotenpunkt 196 im Slave-Zweig 182 verbunden und der Emitteranschluß ist über den Widerstand 294 mit dem negativen Spannungsversorgungsleiter 42 verbunden« Somit wird der von der Temperatur und der Spannung unabhängige Strom innerhalb des Slave-Zweigs 182 durch den Transistor 292 und den liderstand 294 gespiegelt. Die Emitterflächen der Transistoren 290 und 262 werden im Verhältnis 3»5s1 abgestuft, und zwar zum Zwecke der Aufspaltung des Stroms des Kollektors des Transistors 292 auf die Emitter-gekoppelten Transistoren 286 und 288 des Differentialverstärkers 258 und den als Diode geschalteten Transistor 258 der Schaltung 252 zur Einstellung der Verstärkung»

Wie zuvor erwähnt, dient der Knotenpunkt 284 als erster Eingang des Differentialverstärkers 285» Der Basisan- , Schluß des Transistors 286 dient als zweiter Eingang des Differentialverstärkers 285 und ist über einen Widerstand 296 mit der Anschlußflache 150 verbunden, um den zwei- ■ ten Eingang des Differentialverstärkers 285 mit Erdpotential vorzuspannen. Der Widerstand 296 ist mit der Anschlußfläche 150 anstelle der Anschlußfläche 58 verbunden, um vorübergehende Spannungsspitzen auf der Anechlußfläche 58 aufgrund der Umschaltung der wichtigsten Bitschalter innerhalb des Digital-Analog-Wandlers zu ver-

meiden. Der Kollektor des Transistors 286 ist mit dem Basisanschluß des PNP-Transistors 298 verbunden sowie mit dem Basisanschluß des Transistors 300 und dem Kollektoranschluß des PNP-Transistors 302. Der Kollektoranschluß des Transistors 288 ist mit dem Kollektoranschluß des Transistors 298 verbunden sowie mit dem Basisanschluß des Transistors 304. Ein durch den Kondensator 306 und den Widerstand 308 gebildete Frequenzkompensationsnetzwerk liegt zwischen dem Kollektor des Transistors 288 und dem gemeinsamen ..Leiter 148 und dient der Verhinderung von Oszillationen innerhalb des Differentialverstärkers. Der Basisanschluß des Transistors 302 ist gemeinsam mit der Basis und dem Kollektor des als Diode geschalteten PNP-Transistors 310 verbunden sowie mit dem Emitteranschluß des Transistors 298. Die Emitteranschlüsse der Transistoren 302 und 310 sind über ähnlich bemessene Widerstände 312 bzw. 314 mit der Leitung 316 verbunden. Der Widerstand 318 verbindet die Leitung 316 mit dem positiven Versorgungsspannungsanschluß 320 (⁺V_CC). Dieser erhält vorzugsweise eine Versorgungsspannung von +15 V. Ein zusätzlicher Anschluß 322 (AMP V_gup) ist entfernt vom +V_cc-Anschluß 320 angeordnet und mit diesem verbunden zur Erleichterung des Einbaus mit einer Drahtverbindung zu einer externen Verstärkerschaltung zur Bereitstellung der positiven Stromversorgungsspannung.

Innerhalb des Ausgangsteils des Differentialverstärkers ist der Emitter des Transistors 300 mit dem Kollektor des Transistors 304 verbunden. Der Emitter des Transistors 304 ist mit dem Basisanschluß des Ausgangstransistors 323 verbunden sowie über den Widerstand 324 mit dem Ausgangsknotenpunkt 326. Der Emitteranschluß des Ausgangstransistors 323 ist ferner mit dem Ausgangsknoten 326 verbunden. Die Kollektoranschlüsse der Transistoren 300 und 323 sind mit dem Leiter 316 verbunden.

Der mit einem Laser trimmbare Rückkopplungswiderstand erstreckt sich zwischen dem ersten Eingangsknoten 284 und dem Ausgangsknoten 326. Ferner ist mit dem Ausgangsknotenpunkt 326 eine Spannungsreferenzausgangsfläche 333 (^VREF OUQp verbunden. Der PNP-Transistör 298 ist im wesentlichen identisch mit dem Transistor 302. Somit wird der Beitrag zum Stromfluß durch den Emitter des Transistors 298 aufgrund des Basisstroms des Transistors 302 in wirksamer Weise durch die Basis des Transistors 298 zum Kollektor des Transistors 286 umgeleitet, um die Belastungen der Transistoren 286 und 288 auszugleichen. In ähnlicher Weise hat der Transistor 300 die Funktion, eine Basisstromskomponente vom Kollektor des Transistors 302 zu ziehen, welche gleich ist der Basisstromkomponente, die durch den Transistor 304 vom Kollektor des Transistors 298 gezogen wird, wodurch die Belastungen der Transistoren 286 und 288 weiter ausgeglichen werden. Demgemäß wird die Belastung der Kollektoren der Transistoren 286 und 288 im wesentlichen einander angeglichen, um jegliche mit dem Differentialverstärker 285 verbundene Abweichung auf ein Minimum zu bringen.

Der Differentialverstärker umfaßt ein Kurzschluß-Schutznetzwerk, das durch die Transistoren 332, 334 und 336 gebildet ist. Der Emitter des PNP-Transistors 332 ist mit dem positiven Spannungsversorgungsanschluß 320 verbunden und sein Basisanschluß ist mit der Leitung 316 verbunden. Der Kollektoranschluß des Transistors 332 ist mit dem Basis- und Kollektoranschluß des als Diode geschalteten Transistors 334 verbunden, dessen Emitter wiederum mit dem gemeinsamen Leiter 148 verbunden ist. Die Emitter- und Basis-Anschlüsse des Transistors 336 sind gemeinsam mit den entsprechenden Anschlüssen des Transistors 334 verbunden, während der Kollektoranschluß mit dem Kollektor des Transistors 288 verbunden ist. Für

den Fall, daß der Kollektor des Ausgangstransistors einen abnormal großen Strom zieht, so reicht der Spannungsabfall über den Widerstand 318 aus, um den Transistor 332 mit einer Vorspannung in Durchlaßrichtung zu beaufschlagen. Der durch den Transistor 332 geleitete Strom wird durch den Transistor 334 geleitet und durch den Transistor 336 gespiegelt. Der auf diese Weise zustandegekommene Kollektorstrom des Transistors 336 entzieht dem Transistor 304 auf wirksame Weise jeglichen Treiberstrom, so daß der Ausgangstransistör 323 während dieses kurzen Zustands der Schaltung abgeschaltet wird.

Wie zuvor erwähnt, beträgt der Referenzstrom, der durch den Transistor 282 gezogen wird, etwa 1 mA (Größenordnung) und ist im wesentlichen unabhängig von der Temperatur und der Versorgungsspannung. Etwaige kleine Änderungen innerhalb dieses 1 mA-Stroms, welche aufgrund von Schwankungen bei der Bearbeitung oder hinsichtlich der Temperatur oder hinsichtlich der Versorgungsspannung oder dergl. auftreten können, folgen etwaigen ähnlichen kleinen Änderungen im Analogausgangsstrom, der im IqUT^-Anschluß 62 summiert wird. Der Rückkopplungswiderstand 328 wird während der Herstellung mit einem Laser getrimmt. Auf diese Weise erhält man eine positive Ausgangsreferenzspannung von 6,3 V im Anschluß 330. Diese Ausgangsreferenzspannung ist in ähnlicher Weise unempfindlich gegenüber der Temperatur und der Stromversorgungsspannung.

Die Referenzausgangsspannung von +6,3 V ist, wie weiter unten näher erläutert wird, brauchbar innerhalb eines Schemas zur Umwandlung der bipolaren Abweichungsspannung. Ferner ist die Referenzausgangsspannung von +6,3 V brauchbar innerhalb des Digital-Analog-Wandlers zur Erzeugung der Spannung auf der sub-geregelten Spannungsversorgungsschiene 24, der Spannung auf der sub-geregelten oder abhängig geregelten Vorspannungsleitung 38 und der Spannung

auf der Schwellenspannungsleitung 54. Der Ausgangsknotenpunkt 326 ist mit einem Ende des Widerstands 338 verbunden, dessen anderes Ende am Knotenpunkt 339 mit einem Ende des Widerstands 340 verbunden ist sowie mit der Basis des Transistors 342. Das Ende des Widerstands 340, das vom Knotenpunkt 339 abgewandt ist, ist am Knotenpunkt 343 mit einem Ende des Widerstands 344 und mit dem Basisanschluß des Transistors 346 verbunden. Das Ende des Widerstands 344, das vom Knotenpunkt 343 abgewandt ist, ist mit der Basis und dem Kollektor des als Diode geschalteten Transistors 348 verbunden. Der Emitter des Transistors 348 ist mit der Basis und dem Kollektoranschluß des als Diode geschalteten Transistors 350 verbunden. Der Emitter des Transistors 350 ist mit dem Knotenpunkt 274 verbunden sowie mit dem Emitteranschluß des PNP-Transistors 352. Der Basisanschluß des Transistors 352 ist mit dem Leiter 354 der Anschlußfläche 150 (Ladder Common pad) verbunden. Somit wird der Knotenpunkt 274 über dem Erdpotential gehalten, und zwar auf nur einer Basis-Emitter-Übergangsspannung.

Der Kollektor des Transistors 352 ist mit der Basis und dem Kollektor des Transistors 354 verbunden. Der Emitteranschluß des Transistors 354 ist über einen Widerstand 356 mit der negativen Spannungsversorgungsleitung 42 verbunden. Der vom Kollektor des Transistors 352 geleitete Strom wird ebenfalls durch den Transistor 354 geleitet und durch den Widerstand 356 zur Beaufschlagung des subgeregelten Vorspannungsleiters 38 mit einer Vorspannung.

Im folgenden wird wiederum auf das Widerstandsteilernetzwerk Bezug genommen. Der Emitter des Transistors 342 ist mit dem Basisanschluß des Transistors 358 verbunden. Die Kollektoranschlüsse der Transistoren 342, 346 und 358 sind jeweils mit einem positiven Spannungsversorgungsanschluß 360 (Vtq„_ic) verbunden. Dieser empfängt typischerweise ei-

ne Stromversorgungsspannung von +5 V. Die positive Spannungsversorgungsanschlußfläche 320 führt der Differentialverstärkerschaltung eine positive Spannung zu. Diese Differentialverstärkerschaltung wird dazu verwendet, die Referenzausgangsspannung zu erzeugen. Die mit ^innic ^Dezeicl1" nete Anschlußfläche 360 stellt den Strom bereit, der innerhalb des Eingangsnetzwerks einer jeden der Zwölf-Bitschalter benötigt wird. Zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 358 liegt ein relativ hoch bemessener Einschnürungswiderstand oder Pinchwiderstand 362 zur Aufrechterhaltung eines VorspannungsStroms im Transistor 342. Wie der Fachmann weiß, kann ein Pinchwiderstand 362 dadurch hergestellt v/erden, daß man zunächst eine langgestreckte Basisregion vom P-Typ innerhalb einer isolierten Epitaxialregion der integrierten Schaltung eindiffundiert und danach eine Emitterdiffusionszone vom N-Typ quer über den zentralen Bereich der langgestreckten Basisdiffusionszone eindiffundiert.

Der Emitter des Transistors 358 ist mit der sub-geregelten Spannungsversorgungsschiene 24 verbunden zur Zufuhr einer Spannung von etwa +2,5 V. Der durch das Spannungsteilernetzwerk aus den Widerständen 338, 340 und 344 fließende Strom ergibt sich dadurch, daß von der Referenzausgangsspannung von +6,3 V die drei Basis-Emitter-Übergangsspannungen der Transistoren 348, 350 und 352 abgezogen werden, worauf diese Differenz dividiert wird durch die Summe der Widerstandwerte der Widerstände 338, 340 und 344. Die Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Übergangsspannungen der Transistoren 342 und 358 werden partiell wettgemacht durch den Temperaturkoeffizienten der Spannung, die am Knotenpunkt 339 entwickelt wird, und zwar durch das Widerstandsspannungsteilernetzwerk, wobei sich die Spannung an der sub-regulierten Spannungsversorgungsschiene 24 mit steigender Temperatur zu positiveren Werten hin bewegt, und zwar mit einer Rate von etwa

OL· I L· O

0,3 mV/⁰C. Es wird nun angenommen, daß der Eingangsanschluß 2 des wichtigsten Bits sich auf einem hohen Pegel oder auf logisch "1" befindet. Unter dieser Bedingung wird die Spannung, die an der Basis des Transistors 30 entwickelt wird, primär bestimmt durch die Spannung der sub-regulierten Spannungsversorgungsschiene 24. Der positive Nachführkoeffizient der sub-regulierten Spannungsversorgungsschiene 24 hilft bei der Steigerung der Größe der Spannungsdifferenz zwischen den Basisanschlüssen der Emitter-gekoppelten Bitschalt-Transistoren 30 und 44. Größere Spannungsdifferenzen werden bei höheren Temperaturen benötigt, um zu verhindern, daß sich die Emittergekoppelten Bitschalt-Transistoren in dem Bitschaltstrom teilen.

Der Emitter des Transistors 346 ist mit dem ersten Emitter 366 eines Doppelemittertransistors 368 verbunden. Der Basisanschluß des Transistors 368 ist mit dem Kollektor eines Transistors 370 verbunden. Der Basisanschluß desselben ist mit dem sub-regulierten Vorspannleiter 38 verbunden. Der Emitter des Transistors 370 ist über einen Widerstand 372 mit dem negativen Versorgungsspannungsleiter 42 verbunden. Wie im Falle des Emitters 28 des Transistors 30 des signifikantesten Bitschalters wird der Emitter 366 des Transistors 368 in der Zenerdurchbruchsbetriebsweise betrieben, und zwar für die Pegelverschiebung der Spannung, die am Emitter des Transistors 346 gebildet wird. Der Transistor 370 sorgt für die Aufrechterhaltung eines Vorspannstroms innerhalb der gebildeten Zenerdiode. Der Kollektoranschluß des Transistors 368 ist mit einem Abfalleiter 56 verbunden. Der zweite Emitteranschluß 374 des Transistors 368 ist mit dem Schwellenspannungsleiter 54 und mit dem Kollektor eines Transistors 376 verbunden. Der Basisanschluß des Transistors 376 ist mit der sub-regulierten Vorspannspannungsleitung 38 verbunden. Der Emitter des Transistors 376 ist über einen Widerstand 378 mit

der Leitiong 42 für die negative Versorgungsspannung verbunden. Der Transistor 376 sorgt für die Aufrechterhaltung eines Vorspannstroms, der im Emitter 374 des Transistors 368 fließt.

Die Widerstände 338, 340 und 344 innerhalb des mit Widerständen bestückten Spannungsteilers sind derart ausgewählt, daß die am Schwellenspannungsleiter 54 erzeugte Spannung einen Wert hat, der im wesentlichen gleich +1,4 V minus dem Spannungsabfall der durch den Emitter 366 des Transistors 368 gebildeten Zenerdiode ist. Darüber hinaus sorgt der Temperaturkoeffizient der Spannung an der Basis des Transistors 346 in wirksamer Weise für eine Auslöschung der Änderungen der Basis-Emitter-Übergangsspannungen über den Transistor 346 und den Emitter 374 des Transistors 368. Daher ist der Temperaturkoeffizient der Spannung am Schwellenspannungsleiter 54 im wesentlichen gleich dem Temperaturkoeffizienten der Zenerdiode, die durch den Emitter 366 des Transistors 368 gebildet ist. Wenn somit der Eingangsanschluß 2, der dem signifikantesten Bit zugeordnet ist, konstant auf +1,4 V gehalten wird, so bleiben die Spannungen an den Basisanschlüssen der Transistoren 30 und 44 einander etwa gleich, trotz Änderungen der Temperatur, da Änderungen hinsichtlich der Spannung über die Zenerdiode, welche durch den Emitter 28 des Transistors 30 gebildet wird, den Änderungen der Zenerdiode, die durch den Emitter 366 des Transistors 368 gebildet wird, angeglichen sind. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung haben die Widerstände 338, 340, 344 und 356 die Werte 9,60 K, 4,67 K, 3,90 K bzw. 857 0hm.

Eine Vielzahl von Widerständen und Kondensatoren ist ebenfalls innerhalb der integrierten Schaltung ausgebildet. Sie erleichtern die polare Verschiebung des analogen Ausgangsstroms des Digital-Analog-Wandlers. Ferner dienen

O L I LO

- 56--

sie zur Erleichterung der Umwandlung eines solchen analogen AusgangsStroms in eine Ausgangsspannung. Der Widerstand 380 ist ein mit einem Laser trimmbarer Widerstand, der sich zwischen den Anschlußflächen 382 und 384 erstreckt und eine nominelle Größe von 6,3 kOhm aufweist. Der Kondensator 336 erstreckt sich zwischen der mit I

OUT bezeichneten Anschlußfläche 62 und der Anschlußfläche 388. Ein mit einem Laser trimmbarer Widerstand 390 erstreckt sich zwischen der Anschlußfläche 388 und der Anschlußfläche 392 und hat einen Nominalwert von 2 kOhm. Der mit einem Laser trimmbare Widerstand 394 erstreckt sich zwischen der Anschlußfläche 392 und der Anschlußfläche 396 und hat einen Nominalwert von 3 kOhm. Die mit einem Laser trimmbaren Widerstände 398 und 400 erstrecken sich zwischen einer Anschlußfläche 396 und der Anschlußfläche 62, die mit I_QUT bezeichnet ist. Jeder dieser Widerstände hat einen Nominalwert von 10 kOhm. Zusätzlich ist ein Kondensator 402 zwischen der Anschlußfläche 396 und der mit I₀TJm bezeichneten Anschlußfläche 62 vorgesehen.

Im folgenden soll die Entwicklung des bipolaren Verschiebungsstroms und der analogen Ausgangsspannung unter Bezugnahme auf Fig. 3 näher erläutert werden. Der Differentialverstärker 285 ist in Fig. 3 schematisch dargestellt. Er umfaßt, wie oben erläutert, einen ersten Eingang, der mit dem Knotenpunkt 284 verbunden ist, sowie einen zweiten Eingang, der mit Erdpotential verbunden ist, und zwar über die Anschlußfläche 150 (Ladder Common pad). Der Knotenpunkt 284 ist mit dem Referenzausgangszweig 276 der offenen Spannungsreferenzschaltung verbunden, und zwar zum Leiten eines Referenzstroms I,,. mit

1'

einer Größe von etwa 1 mA. Der Ausgang des Differentialverstärkers 285 ist mit dem Ausgangsknotenpunkt 326 verbunden. Ein Rückkopplungswiderstand 328 (R_p) mit 6,3 kOhm liegt zwischen den Knotenpunkten 284 und 326.

Eine konstante Spannung von +6,3 V besteht am Ausgangsknotenpunkt 326, der wiederum mit der Spannungsreferenzausgangsflache 330 verbunden ist.

Ein Ende des Widerstands 380 (R_Bp₀) mit 6,3 kOhm ist mit der Referenzausgangsspannungsflache 330 mit +6,3 V verbunden. Das andere Ende des Widerstands 380 ist mit dem Knotenpunkt 404 verbunden. Der Knotenpunkt 404 symbolisiert eine gemeinsame Verbindung, ob diese nun intern innerhalb der integrierten Schaltung des Digital-Analog-Wandlers ausgeführt ist oder extern. Die Verbindung besteht zwischen dem Widerstand 380 und der Anschlußfläche 62, die mit Iqut "bezeichnet ist. Der Knotenpunkt 404 ist ferner mit einem ersten Eingang eines Operationsverstärkers 406 gekoppelt, welcher extern zur integrierten Schaltung des Digital-Analog-Wandlers ausgebildet ist. Ein zweiter Eingang 408 des Operationsverstärkers 406 ist mit Erdpotential verbunden, und zwar durch Verbindung desselben über einen Draht mit der Anschlußfläche 152, die mit AMP + IN bezeichnet ist (Fig. 1B). Der Ausgang des Operationsverstärkers 406 ist mit dem Knotenpunkt 410 verbunden und mit dem Spannungsausgangsanschluß 412. Der Ausgangswiderstand 414 (R_0UT) liegt zwischen dem Ausgangsknotenpunkt 410 und dem Eingangsknotenpunkt 404. Der Widerstand 414 mag den 5 kOhm-Widerstand umfassen, der sich zwischen der Anschlußfläche 396 und der mit lon·? bezeichneten Anschlußfläche 62 erstreckt. In diesem Fall ist die Anschlußfläche 396 mit dem Knotenpunkt 410 verbunden. Alternativ kann der Widerstand 414 eine Reihenschaltung der Widerstände 398 und 400 mit den Widerständen 390 und 394 umfassen. In diesem Fall ist die Anschlußfläche 388 mit dem Knotenpunkt 410 verbunden. In ähnlicher Weise können andere Kombinationen von Widerständen 390, 394, 398 und 400 als Ausgangswiderständ 414 verwendet werden, und zwar durch .zweckentsprechende

- CM -

Verbindung der Anschlußflächen 388, 392 und 396 mit der Anschlußfläche 62, die mit Iqtjt bezeichnet ist, und dem Knotenpunkt 410. Die Widerstände 380, 390, 394, 398 und 400 können innerhalb der integrierten Schaltung des Digital-Analog-Wandlers ausgebildet sein. Diese Widerstände können mit einem Laser getrimmt werden. Sie haben Temperaturkoeffizienten, welche angepaßt sind den Temperaturkoeffizienten der Widerstände innerhalb der integrierten Schaltung, die sowohl die Referenzausgangsspannung V^p q_UT als auch den Analogaus gangs strom bestimmen. Die Kondensatoren 386 und 402 helfen bei der Verringerung der Einspielzeit des externen Operationsverstärkers 406. Durch Änderung der Größe des Rqut"" Widerstands 414 kann entsprechend die Größe der am V_QUT-Anschluß 412 erzeugten, vollen Analogspannung variiert werden.

Im folgenden wird weiterhin auf Fig. 3 Bezug genommen. Der Operationsverstärker 406 hält den Knoten 404 auf nahezu Erdpotential. Somit liegen 6,3 V über den Rgpg" Widerstand 380, und dieser führt einen Strom von 1 mA zum Knotenpunkt 404. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung beträgt der volle Analogausgangsstrom 2 mA. 1 mA wird dabei vom wichtigsten Bitschalter beigetragen. Der Strom, der durch den R_0Um-Widerstand 414 geleitet wird, ist gleich dem Analogausgangsstrom minus dem bipolaren Verschiebungsstrom, der im Widerstand 380 fließt. Es wird nun angenommen, daß der Wert des R_QUm-Widerstands 414 3 kOhm beträgt. Unter dieser Annahme liegt die Spannung am V_QUT-Anschluß 412 im Bereich von -5,0 V und +5,0 V, je nach dem Status der Bits im Eingangsdigitalwort.

Fig. 4 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform der als offene Schleife vorliegenden Spannungsreferenzschaltung, die sich für die Anwendung in dem Digital-Analog-Wandler gemäß den Fig. 1A bis 1C eignet. Die Komponenten in Fig.4, welche denjenigen der zuvor beschriebenen Ausführungsformen der Fig. 1A bis 1C und Fig. 2 entsprechen, tragen die entsprechenden Bezugszeichen, welche jedoch doppelt gestrichen sind. In Fig. 4 entsprechen die Transistoren 46" und 62" dem Stromquellentransistor und einem der Schalttransistoren innerhalb des signifikantesten Bitschalters. Der Kollektor des Transistors 62" trägt den Strom I₀ zum Gesamtanalogausgangsstrom bei. Die Transistoren 278" und 282" entsprechen dem zuvor beschriebenen Referenzausgangszweig. Die Basis des Transistors 278" ist jedoch mit dem Spannungsreferenzleiter 48" gekoppelt anstelle der Kopplung mit dem Slave-Zweig, wie dies in der Schaltung der Fig. 2 verwirklicht ist. Um ferner zu gewährleisten, daß die Ströme Ij^gp ¹^ ¹O ^einander nachfolgen, kann der Basisanschluß des Transistors 282" durch den Schwellenspannungsleiter 54" vorgespannt sein.

Wie zuvor erläutert, umfaßt die Referenzschaltung mit offener Schleife einen Referenzzweig. Dieser umfaßt eine V_BE-Multiplizierschaltung (Transistor 164" und Widerstände 166" und 168'¹) sowie eine Zenerdiode 162". Im Gegensatz zur Zenerdiode 162 der Fig. 1B sind jedoch der erste und zweite Anschluß, die die Basisdiffusionszone vom P-Typ der Zenerdiode 162" kontaktieren, nicht gemeinsam gekoppelt. Stattdessen ist einer dieser Anschlüsse mit dem Kollektor des Transistors 404 gekoppelt, der andere Anschluß ist in der Basis des Transistors 406 gekoppelt. Der Emitter des Transistors 406 ist mit der Basis des Transistors 404 gekoppelt und mit dem Kollektor des Transistors 408. Die Emitteranschlüsse der Transistoren 404 und 408 sind jeweils mit dem negativen Spannungsversorgungsanschluß 43" gekoppelt.

Wie zuvor erläutert, ist die Spannung der Referenzschiene 178" gleich einer kompensierten Komponente V_CQMp + drei Basis-Emitter-Übergangsspannungen. V_C0Mp ist die Summe der Spannungen über die Zenerdiode 162" und den Widerstand 168". Die drei Basis-Emitter-Übergangsspannungen, welche zu V_CQMp addiert werden, fallen über die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 164", 406 und 404 ab. Der größte Anteil des Zenerdiodenstroms wird durch den Kollektor des Transistors 4o4 geleitet, während nur ein kleiner Vorspannstrom durch die Basis des Transistors 406 geleitet wird. Somit beeinträchtigt eine etwaige Komponente der Spannung über die Zenerdiode 162" aufgrund der Spannungsabfälle über die Widerstände, die mit dem Kontakt der Zenerdiode 162" verbunden sind, welche den größten Anteil des Zenerdiodenstroms führt, keineswegs die Spannung, welche am Basisanschluß des Transistors 406 erfaßt wird. Der Fachmann erkennt, daß es sich bei dieser Verbindung der Zenerdiode 162" um eine Klevin-Erfassungsmethode handelt. Der Kollektor des Transistors 408 führt einen im wesentlichen konstanten Vorspannstrom zum Transistor 406. Dieser Strom wird vom Kollektor des Transistors 406 geführt und auf die abgestuften Transistoren 262" und 290" in zuvor beschriebener Weise aufgespalten.

Die Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife gemäß Fig. 4 umfaßt ferner einen Slave-Zweig mit den Transistoren 184" und 192", den Dioden 188" und 198" und den Widerständen 194" und 202". Die relativen Positionen der Diode 198" und des Widerstands 202" sind im Vergleich zu Fig. 2 umgekehrt, um auf diese Weise eine Stromspiegelverbindung zwischen der Diode 198" und dem Widerstand 408 zu schaffen.

Der Transistor 192" dient wiederum dazu, um etwaige durch den Early-Effekt induzierte Änderungen im Strom durch den Kollektor des Transistors 184" und im Strom durch den PNP-Stromspiegel zu kompensieren. Die Emitterfläche des Transistors 192" ist gleich der Emitterfläche der Diode 188", so daß etwa die Hälfte des Slave-Zweigstroms durch den Transistor 184" zum PNP-Stromspiegel fließt, der in Fig. 4 mit 204" bis 210" bezeichnet ist. Der PNP-Stromspiegel ist derart bemessen, daß er als Stromquelle für einen Ausgangsstrom dient, dessen Größe das Doppelte des Stroms durch den Slave-Zweig beträgt. Der durch den PNP-Spiegel hervorgebrachte Strom wird durch die Diode 410 zum Zenerdioden-Referenzzweig geleitet. Die Anode der Diode 410 ist mit der Basis des Transistors 412 gekoppelt, so daß dieser eine Vorspannung erhält, welche um eine Basis-Emitter-Übergangsspannung über der Spannungsreferenzschiene 178" liegt. Der Emitter des Transistors 412 mit den Kollektoren der Transistoren 234" und 240" verbunden, und zwar zur Verhinderung von Änderungen der Basis-Kollektor-Übergangsspannung eines solchen Transistors aufgrund von Änderungen der negativen Versorgungsspannung.

Wie im Falle der zuvor beschriebenen Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife, umfaßt auch die Schaltung gemäß Fig. 4 einen Spannungsteilerzweig mit den Transistoren 224" und 234" und den Widerständen 226" und 230". In ähnlicher Weise umfaßt auch die Schaltung der Fig. einen Emitterfolgerausgangszweig mit den Transistoren 240» und 246" und den Widerständen 248» und 250". Der Strom innerhalb des Verteilerzweigs wird festgelegt durch Verbindung des Basisanschlusses des Transistors 224" über den Widerstand 414 mit dem Knotenpunkt 196" innerhalb des Slave-Zweigs. Die Werte der Wiederstände 248" und 414 werden derart ausgewählt, daß Änderungen

der Ströme Ι_Ότ?τ? und I_n ausgelöscht werden, welche anderenfalls aufgrund von Temperatur-induzierten Variationen der Stromverstärkungen der Transistoren 278" und 282" bzw. der Transistoren 46" und 62" erscheinen würden.

Somit besteht der primäre Unterschied zwischen der Spannungsreferenzschaltung mit offener Schleife gemäß Fig.4 und derjenigen der Fig. 1A bis 1C und Fig. 2 darin, daß die Zenerdiodenspannung einer Kelvin-Erfassung unterliegt und daß der Ip^p-Stromzweig durch den gleichen Spannungsreferenzleiter 48" getrieben wird, welcher auch zum Treiben der Stromquellen der Bitschalter dient. Der Irvgtp-Strom ist nicht von den vorübergehenden Spannungsspitzen auf dem Spannungsreferenzleiter 48" isoliert, und zwar wie bei der zuvor beschriebenen Referenzschaltung mit offener Schleife. Dennoch führt die Schaltung der Fig. 4 zu einer ausgezeichneten Anpassung zwischen dem bipolaren Verschiebungsstrom (welcher über I_REF erzeugt wird) und dem Analogausgangsstrom, der vom Iq_UT-Anschluß zur Digital-Analog-Wandlerschaltung geleitet wird.

Claims (18)

Patentansprüche

1. Digital-Analog-Wandler, gekennzeichnet durch

(a) eine Spannlingsregeleinrichtung zur Erzeugung einer Referenzspannung;

(b) eine Stromquelleneinrichtung, die auf die Referenzspannung anspricht und einen Bitschalterstrom erzeugt ;

(c) eine Ein-Takt-Eingangseinrichtung zum Empfang eines ersten Logiksignals und zur Durchführung einer Pegelübersetzung des ersten Logiksignals unter Erzeugung eines zweiten Logiksignals;

(d) eine Stromsteuereinrichtung, die auf das zweite Logiksignal anspricht zur selektiven Steuerung des Bitschalterstroms über einen ersten Leiter, wenn sich das erste Logiksignal auf einem ersten Pegel befindet, oder über einen zweiten Leiter, wenn sich das erste Logiksignals auf einem zweiten Pegel befindet, wobei der erste oder zweite Leiter ein Ausgangsstromleiter des Digital-Analog-Wandlers ist und wobei die Stromsteuereinrichtung drei Anschlüsse umfaßt, deren erster mit der Ein-Takt-Eingangseinrichtung verbunden ist zum Empfang des zweiten Logiksignals, deren zweiter mit einem Schwellenspannungsleiter zum Empfang einer im wesentlichen fixierten Schwellenspannung verbunden ist und deren dritter mit der Stromquelleneinrichtung zur Leitung des Bitschalterstroms verbunden ist.

2. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzd chnet, daß die Spannungsregeleinrichtung als offene Regelschleife ausgebildet ist, wobei die Referenzspannung als Komponente eine Zenerdurchbruchspannung in Sperrichtung eines PN-Halbleiterübergangs umfaßt, wobei die Spannungsregeleinrichtung im wesentlichen unempfindlich ist gegenüber hochfrequenten Stoßsignalen, mit denen die Referenzspannung durch die Ein-Takt-Eingangs-

einrichtung, die Stromsteuereinrichtung und die Stromquelleneinrichtung beaufschlagt wird, und zwar ansprechend auf rasche Übergänge des ersten Logiksignals zwischen den ersten und zweiten Pegeln»

3. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromsteuereinrichtung einen ersten Transistor mit einem Emitters, einer Basis und einem Kollektor umfaßt sowie einen zweiten Transistor mit mindestens einem ersten Emitter, einer Basis und einem Kollektor, wobei der Emitter des ersten Transistors und der erste Emitter des zweiten Transistors gemeinsam mit dem dritten Anschluß für die Leitimg des BitschalterStroms verbunden sind und wobei die Kollektoren des ersten und zweiten Transistors mit dem ersten bzw« zweiten Leiter verbunden sind, und wobei die Basis des ersten Transistors mit dem zweiten Anschluß zum Empfang der Schwellenspannung verbunden ist, und wobei die Basis des zweiten Transistors mit dem ersten Anschluß zum Empfang des zweiten Logiksignals verbunden ist»

4. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ein-Takt-Eingangseinrichtung einen Folgertransistor mit einem Emitter und einer Basis umfaßt, wobei der Emitter des Folgertransistors mit der Basis des zweiten Transistors der Stromsteuereinrichtung verbunden ist.

5. Digital-Analog-Wandler nach Ansprach 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ein-Takt-Eingangseinrichtung einen Eingangsanschluß zum Empfang des ersten Logiksignals umfaßt sowie einen Eingangstransistor mit einer Basis und einem Emitter, wobei die Basis des Eingangstransistors mit dem Eingangsanschluß verbunden ist und wobei der Emitter des Eingangstransistors mit der Basis des Folgertransistors verbunden ist»

6. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 5, dadurch

gekennzeichnet, daß der Eingangstransistor ein Lateral-PNP-Transistor ist.

7. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß die Ein-Takt-Einrichtung ein zwischen dem Emitter des Eingangstransistors und dem geregelten Spannungsleiter vorgesehenes Widerstandselement umfaßt.

8. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Leiter für die geregelte Spannung eine Spannung führt, die den Eingangstransistor leitend macht, wenn das Logiksignal sich auf einem der Pegel befindet, und welche den Eingangstransistor im wesentlichen nichtleitend macht, wenn das Logiksignal sich auf dem anderen der beiden Pegel befindet.

9. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor der Stromsteuereinrichtung einen zweiten Emitter aufweist, welcher mit dem Emitter des Folgertransistors verbunden ist, wobei die Basis und der zweite Emitter des zweiten Transistors mit der Ein-Takt-Eingangseinrichtung verbunden sind und wobei der PN-Übergang zwischen der Basis und dem zweiten Emitter des zweiten Transistors im Zenerdurchbruchbetrieb verwendet wird.

10. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Ein-Takt-Eingangseinrichtung eine Vorspanneinrichtung umfaßt, die zwischen der Basis des zweiten Transistors der Stromsteuereinrichtung und einem Spannungsversorgungsleiter liegt zur Aufrechterhaltung eines Vorspannstroms durch den Übergang zwischen der Basis und dem zweiten Emitter des zweiten Transistors und durch den Folgertransistor.

β ·

O.W

11. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelleneinrichtung einen Stromquellentransistor und einen Widerstand umfaßt, wobei der Stromquellentransistor einen Skitter aufweist, der über den Widerstand mit dem Spannungsversorgungsleiter verbunden ist, sowie eine Basis, welche mit der Spannungs regeleinrichtung mit offener Schleife verbunden ist und auf die Referenzspannung anspricht, wobei der Stromquellentransistor einen Kollektor aufweist, der mit den gemeinsam verbundenen Emittern des ersten und zweiten Transistors der Stromsteuereinrichtung verbunden ist zur Zufuhr des BitSchalterstroms zu diesen Transistoren.

12. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch eine Schwelleneinrichtung zur Bereitstellung der Schwellenspannung des Schwellenspannungsleiters, wobei diese Schwelleneinrichtung ein Pegelverschiebenetzwerk aufweist, das einen im Zenerdurchbruchbetrieb verwendeten PN-Übergang enthält, so daß die Schwellenspannung Änderungen des zweiten Logiksignals innerhalb der Ein-Takt-Eingangseinrichtung nachläuft, welche durch die Bearbeitung und die Temperatur induziert wird»

13« Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ein-Takt-Eingangseinrichtung folgendes umfaßt:

(a) einen Eingangsanschluß zum Empfang des ersten Logiksignals;

(b) einen Eingangstransistor mit einem ersten und einem zweiten Anschluß, wobei der erste Anschluß des Eingangstransistors mit dem Eingangsanschluß verbunden ist, und wobei der zweite Anschluß des Eingangstransistors mit der Basis des Folgertransistors verbunden ist; und

(c) eine Ladungspumpenkapazität zwischen dem Eingangsanschluß und der Basis des Folgertransistors zur kapazitiven Kopplung von Spannungsänderungen am Eingangsanschluß zur Basis des Folgertransistors.

14. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß

(a) eine parasitische Kapazität sich von der Basis des Folgertransistors, vom Emitter des Folgertransistors, von der Basis des zweiten Transistors und vom ersten Emitter des zweiten Transistors zur Wechselspannungserde erstreckt; und daß

(b) die Ladungspumpenkapazität eine ausreichende Größe hat zur Speicherung einer mehr als ausreichenden Ladung für das Ladungspumpen der vorgenannten parasitischen Kapazität durch Änderung der Spannung des Eingangsanschlusses, so daß Spannungsstoße am Eingangsanschluß rasch zur Stromsteuereinrichtung durchgekoppelt werden und die Beruhigungszeit des Digital-Analog-Wandlers verringert wird.

15. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ein-Takt-Eingangseinrichtung einel Pegelverschiebeeinrichtung umfaßt, die zwischen dem Emitter des Folgertransistors und der Basis des zweiten Transistors liegt und der Pegelverschiebung einer Spannung am Emitter des Folgertransistors unter Gewinnung eines zweiten Logiksignals dient.

16. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 15» dadurch gekennzeichnet, daß die Pegelverschiebeeinrichtung einen PN-Übergang umfaßt, der im Zenerdurchbruchbetrieb arbeitet, wobei eine Pegelverschiebung der Spannung am Emitter des Folgertransistors durch die Zenersperrspannung erfolgt.

17. Digital-Analog-Wandler nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ein-Takt-Eingangseinrichtung folgendes umfaßt;

(a) einen Eingangsanschluß zum Empfang des ersten Logiksignals;

(b) einen Eingangstransistör mit einem ersten und einem zweiten Anschluß, wobei der erste Anschluß des Eingangstransistors mit dem Eingangsanschluß verbunden ist und wobei der zweite Anschluß des Eingangstransistors mit dem ersten Anschluß der Stromsteuereinrichtung verbunden ist; und

(c) eine Ladungspumpenkapazität, die zwischen den ersten und zweiten Anschlüssen des Eingangstransistors liegt zur kapazitiven Kopplung von Spannungsänderungen am Eingangsanschluß mit der Stromsteuereinrichtung.

18. Digital-Analog-Wandler nach Anspruch 17, gekennzeichnet durch

(a) eine parasitische Kapazität» die sich vom zweiten Anschluß des Eingangstransistors und vom ersten und dritten Anschluß der Stromsteuereinrichtung zur Wechselstromerde erstreckt; und durch

(b) eine Ladungspumpen-Iiapazitätseinrichtung, deren Größe eine mehr als ausreichenden Ladung zu speichern vermag, für die Ladung der parasitischen Kapazitäten, die sich vom zweiten Anschluß des Eingangstransistors und vom ersten und dritten Anschluß der Stromsteuereinrichtung zur Wechselstromerde erstrecken, und zwar durch Änderung der Spannung am Eingangsanschluß im Sinne einer raschen Durchkopplung von Spannungsstoßen am Eingangsanschluß der Stromsteuereinrichtung und zur Verringerung der Beruhigungszeit des Digital-Analog-Wandlers.